JP3777718B2

JP3777718B2 - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP3777718B2
Application number: JP13698697A
Authority: JP
Inventors: 幸司藤本; 宏清家; 浩司佐伯; 正晴北堂; 和憲木寺; 多津彦 ▲松▼本
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-05-27
Filing date: 1997-05-27
Publication date: 2006-05-24
Anticipated expiration: 2017-05-27
Also published as: JPH10326683A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波に変換するインバータ装置によりランプ負荷を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来の放電灯点灯装置を図３６に示す。この放電灯点灯装置は、直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１の出力を複数のランプ負荷２₁、２₂（例えばＦＣＬ４０Ｗ，ＦＣＬ３２Ｗ〕に印加して、ランプ負荷２₁，２₂を高周波点灯するものである。
【０００３】
上記直流電圧は、交流電源ＡＣをダイオードＤ₁乃至Ｄ₄からなるダイオードブリッジにより整流し、この整流出力を平滑コンデンサＣ₀にて完全平滑して作成したものである。
この放電灯点灯装置では、インバータ回路１として他励式のハーフブリッジ構成のものを用い、主スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂、これら主スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を駆動する為の駆動回路４、主スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を交互にオンオフ制御する為の制御回路５で構成してある。なお、主スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂には、主スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の夫々両端に還流用のダイオードＤ₅、Ｄ₆を逆並列に接続されている。このインバータ回路１の出力には、チョークコイルＬ₂とコンデンサＣ₄からなる共振回路３₁と、チョークコイルＬ₁とコンデンサＣ₃からなる共振回路３₂とが接続してあり、この共振回路３₁，３₂をインバータ回路１で励振して異ワットのランプ負荷２₁，２₂を始動点灯するようにしてある。また、コンデンサＣ₁，Ｃ₂は直流カット用のコンデンサであると共に、主スイッチング素子Ｑ₁のオン時に充電された電荷がトランジスタＱ₂のオン時の電源として用いられるものである。
【０００４】
制御回路５によって図３７に示す発振周波数ｆ₂ にて主スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂ を交互にオンオフ制御して、インバータ回路１を発振動作させると、共振回路３₁ ，３₂ によって始動電圧が得られ、この高圧の始動電圧がランプ負荷２₁ ，２₂ の両端に印加され、ランプ負荷２₁ ，２₂ が点灯する。この点灯後はランプ負荷２₁ ，２₂ を含めた共振カーブがカーブ（１）又は（１）’（図３７では○付き数字で表示）からカーブ（２）（図３７では○付き数字で表示）に移行する。
【０００５】
更に所定のランプ出力を得るために、制御回路５によって主スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の発振周波数をｆ₁ に移行させる。尚図２のｆ₀ は無負荷時の共振周波数である。
ところが、この回路にあっては、ランプ点灯中例えばランプ負荷２₁ を外し再度そのままの状態でランプ負荷２₁ を再装着すると、この時インバータ回路１は発振周波数ｆ₁ にて動作しているため再装着ランプ負荷２₁ が点灯前は図に示す進相領域で動作することになる。この場合、主スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ は、特別な保護回路を設けない限りその耐量を超え即破壊に至ることが知られている。また、無負荷の状態からランプ負荷が再装着された時にも、上記と同様の課題が生じる。さらにランプ負荷が寿命末期になった状態においても、無負荷状態に近くなるので、インバータ回路１が発振周波数ｆ₁ にて動作しているため上記と同様の課題が生じる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来の放電灯点灯装置で、複数のランプ負荷を、始動点灯させる場合、一灯外れ時、無負荷時、ランプ寿命末期時等において、スイッチング素子に過大な電流が流れ破壊に至る恐れがあった。
本発明は、このような点に鑑みてなされてもので、その目的とするところは、複数のランプ負荷を始動点灯させる場合、一灯外れ時、無負荷時、ランプ寿命末期時等において、特別な保護回路を必要とすることなく、インバータ回路のスイッチング素子にストレスが加わるのを防止することができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１の発明では、一つのインバータ回路の出力に並列に接続される複数の共振回路を備え、共振回路の一端に結合される複数のランプ負荷を含む負荷回路を複数備えた放電灯点灯装置において、点灯時の共振周波数を無負荷時の共振周波数より低くし且つ始動から点灯に至る動作が遅相領域で為されるようにインバータ回路の発振周波数を限定したものであって、ランプ負荷外れを検出する手段と、該手段が少なくともランプ負荷が一灯外れたことを検出したときに複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つランプ負荷の放電開始電圧以上の電圧が出力可能な周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段と、該手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段を備えたことを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、点灯動作から、ランプ負荷のエミレスを検出して上記保護用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する保護動作に移行する際に、一定期間始動動作時の発振周波数でインバータ回路を動作させることを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明では、請求項２又は３記載の発明において、前記ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な周波数な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を、ランプ外れ検出の周波数制御に比して優先的に制御する手段とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の何れかの発明において、複数のランプ負荷とは、異なる定格電力の放電灯を含むことを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の基本的な放電灯点灯装置の回路構成を示しており、この基本的な回路構成は、商用電源からなる交流電源ＡＣを整流平滑、又はチョッパ回路により昇圧する等によって交流を直流に変換する直流変換部６と、この直流変換部６の出力を直流電源Ｅとするインバータ回路１により直流電源Ｅの直流電圧を数十ｋＨｚの交流電圧に変換する。インバータ回路１の出力端にはｎ個の共振回路３₁ 〜３nが接続される。各共振回路３₁ 〜３nの一端に放電灯たるランプ負荷２₁ 〜２nが結合される。ランプ負荷２₁ 〜２nには異なる定格電力のランプ負荷〔例えばＦＣＬ４０Ｗ，ＦＣＬ３２Ｗ，ＦＣＬ３０Ｗ〕が組み合わされる場合もある。
【００１４】
各共振回路３₁〜３_nの無負荷共振周波数をｆ₀₁〜ｆ_0nとし、先ず各ランプ負荷２₁〜２_nに十分な始動電圧が得られる周波数ｆ₃にてインバータ回路１を発振させランプ負荷２₁〜２_nを点灯させる。ランプ点灯後は図２に示すように点灯時の共振カーブＡ₁〜Ａ_nに移行する。尚Ｂ₁〜Ｂ_n，Ｂ₁’〜Ｂ_n’は共振回路３₁〜３_nの無負荷共振カーブを示す。
【００１５】
インバータ回路１の発振周波数は必要なランプ電流を得る為に点灯周波数をｆ₁ まで下げる。ここで本発明ではランプ負荷を一本以上外した時にインバータ回路１の発振周波数をｆ₃ ’まで上げる（ｆ₃ ≒ｆ₃ ’）。これにより、外したランプ負荷を再装着した時に、ランプ始動前に対応する共振回路は無負荷共振カーブの遅相側にて動作するためインバータ回路１に過大な電流が流れることを防止できる。また十分な始動電圧が得られるので再装着ランプ負荷は十分始動点灯できる。
【００１６】
以下の構成を基本とする実施形態により本発明を更に詳説する。
（実施形態１）
図３は本実施形態の回路構成を示しており、本実施形態は直流変換部６として、商用電源（ＡＣ１００Ｖ）からなる交流電源ＡＣを整流するダイオードＤ₁〜Ｄ₄からなるダイオードブリッジと、該ダイオードブリッジの出力を電源とし、チョークコイルＬ₀とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ₀とダイオードＤ₇とコンデンサＣ₀より構成あれる昇圧チョッパとで構成され、昇圧チョッパは、チョッパ制御部７により直流電圧Ｅとして２５０Ｖを出力するよう動作している。チョッパ制御部７は、力率改善用のＩＣ〔例えばＭＣ３３２６２モトローラ社製〕などによって構成される。インバータ回路１は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂でハーフブリッジ構成となっており、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を交互にオンさせる駆動回路〔例えばＩＲ２１１１，ＩＲ社（インターナシャナル・レクチファイアー・コオーポレーション）製等で構成〕４、インバータ制御部８により制御されている。
【００１７】
インバータ制御部８は図４に示すように汎用のＩＣ（例えば、μＰＣ４９４ＮＥＣ社製など）８ａ等で構成され、ＩＣ８ａはＲＴ端子から流れ出す電流が多いほど、発振周波数は高くなるもので、ＲＴ端子とグランドの間には抵抗Ｒ₁₅とコンデンサＣ₁₂との並列回路を接続するとともに、抵抗Ｒ₁₆，Ｒ₁₇、トランジスタＱ₁₂の直列回路を接続している。そして抵抗Ｒ₁₇、トランジスタＱ₁₂の直列回路にはトランジスタＱ₁₁を並列接続してある。そしてトランジスタＱ₁₁のベースは抵抗Ｒ₁₈を介して入力端子ａに、またトランジスタＱ₁₂のベースは抵抗Ｒ₁₉を介して入力端子ｂに接続している。入力端子ａにはタイマ部１０の出力ｔｉｍ₁ が、また入力端子ｂにはランプ外れ検出部９の検出出力及びタイマ部１０の出力ｔｉｍ₂ が接続される。
【００１８】
タイマ部８は図５に示すように電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ₁，Ｒ₂で分圧して得られた基準電圧と、電源投入時から抵抗Ｒ₅を介して充電されるコンデンサＣ₁₀の電圧とを比較するコンパレータＣＰ₁と、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ₃，Ｒ₄で分圧して得られる基準電圧と上記コンデンサＣ₁₀の電圧とを比較するコンパレータＣＰ₂等で構成され、コンパレータＣＰ₁は電源投入からコンデンサＣ₁₀の電圧が基準電圧を越えるまで出力ｔｉｍ₁を”Ｈ”とし、コンパレータＣＰ₂は電源投入からコンデンサＣ₁₀の電圧が基準電圧を越えるまで出力ｔｉｍ₂を”Ｈ”とするもので、出力ｔｉｍ₁，ｔｉｍ₂の出力幅が図６（ａ）（ｂ）に示すようになるように、コンパレータＣＰ₁，ＣＰ₂の基準電圧を抵抗Ｒ₁，Ｒ₂やＲ₃，Ｒ₄で設定している。抵抗Ｒ₆，Ｒ₇はプルアップ用抵抗、ダイオードＤ₈、Ｄ₉は逆流防止用ダイオードである。
【００１９】
電源電圧Ｖｃｃは、ダイオードＤ₁〜Ｄ₄からなるダイオードブリッジの出力を抵抗Ｒ₀₁とコンデンサＣ₀₁で平滑し、この平滑されたコンデンサＣ₀₁の両端電圧を更にツェナーダイオードＺＤ₀₁で一定化して得られるものである。
ランプ外れ検出部９は共振回路３₁，３₂のチョークコイルＬ₂，Ｌ₁の２次巻線の出力を取り込み、ランプ電流の有無によりランプ外れを検出するもので、上記チョークコイルＬ₂の２次巻線とチョークコイルＬ₁の２次巻線との極性を逆にしてその２次出力を図７に示すようにコンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂と抵抗Ｒ₈，Ｒ₉とを介して加算し、その加算された電圧を抵抗Ｒ₁₀、Ｒ₁₁で分圧した後、ダイオードＤ₁₀で整流してコンパレータＣＰ₃の非反転入力端に入力するようになっている。コンパレータＣＰ₃はその入力電圧と、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ₁₂，Ｒ₁₃で分圧して得られた基準電圧とを比較してランプ外れ時には抵抗Ｒ₁₄で電源電圧Ｖｃｃに吊り上げられた”Ｈ”出力を逆流防止用のダイオードＤ₁₁を介して発生するようになっている。
【００２０】
インバータ回路１の出力部にはチョークコイルＬ₂ とコンデンサＣ₄とからなる共振回路３₁ や、チョークコイルＬ₁ とコンデンサＣ₁ とからなる共振回路３₂ が接続されており、これら共振回路３₁ ，３₂ をインバータ回路１で励振してランプ負荷２₁ ，２₂ を始動点灯させる。ここでランプ負荷２₁ としてＦＣＬ３２Ｗを、またランプ負荷２₂ として、ＦＣＬ４０Ｗの蛍光ランプを使用している。共振回路３₁ ，３₂ のチョークコイルＬ₂ ，Ｌ₁ の２次巻線はランプ外れ検出部９に接続され、ランプ外れ検出部９がランプ外れを検出するとインバータ制御部８の発振周波数を変化させるように構成されている。
【００２１】
而して、今交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ₀₁を介して、コンデンサＣ₀₁に充電電流が流れ、その両端電圧がツエナーダイオードＺ₀₁によって略１２Ｖとなり、該電圧が制御電源の電源電圧Ｖｃｃとして各部に供給される。これによりチョッパ制御部７、インバータ制御部８が動作を開始し、平滑コンデンサＣ₀ に略２５０Ｖの直流電圧が発生する。ー方タイマ部１０からは、図６（ａ）（ｂ）に示すようにｔｉｍ₁ 、ｔｉｍ₂ なる信号が電源投入と同時に出力される。インバータ制御部８の信号入力端ａには信号ｔｉｍ₁ 、信号入力端ｂには信号ｔｉｍ₂ とランプ外れ検出部９の検出出力が接続されているため、信号ｔｉｍ₁ が”Ｈ”時にはトランジスタＱ₁₁がオンして発振周波数がｆ₅ 、信号ｔｉｍ₂ が”Ｈ”、信号ｔｉｍ₁ が”Ｌ”の時にはトランジスタＱ₁₁がオフ、トランジスタＱ₁₂がオンして発振周波数ｆ₃ となる。つまり図８のような周波数変化となる。周波数ｆ₅ でランプ負荷２₁ ，２₂ を先行予熱し、その後ランプ負荷２₁ ，２₂ が放電開始するに十分な電圧を得られる周波数ｆ₃ に変化してランプ負荷２₁ ，２₂ が始動点灯する。信号ｔｉｍ₂ が”Ｌ”となると、必要なランプ電流が得られる周波数ｆ₁にて動作する〔通常点灯状態〕。図８中Ａは点灯時の共振カーブを示す。
【００２２】
ランプ外れ検出部９は、２灯のランプ電流が打ち消し合うように〔チョークコイルＬ₁ ，Ｌ₂ の二次巻線の極性を逆に〕接続しているため、出力は”Ｌ”となっており、インバータ制御部８のＩＣ８ａのＲＴ端子から流れ出す電流は、通常点灯動作では抵抗Ｒ₁₅で決まる。ここで、ランプ負荷２₁ 又は２₂ が抜かれるとランプ外れ検出部９の出力は”Ｈ”となり、インバータ制御部８のトランジスタＱ₁₂がオンするため発振周波数はｆ₃ ’（＝ｆ₃ ）に変化するが、もう一方のランプ負荷２₂ 又は２₁ は点灯を維持するため、光出力を得ることができる。
【００２３】
外れたランプ負荷２₁ 又は２₂ を再装着しても、インバータ回路１は発振周波数ｆ₃ ’で動作しているため、つまり、再装着されたランプ負荷２₁ 又は２₂ が点灯開始する前にその共振回路３₁ 又は３₂ の無負荷共振カーブの遅相Ｂ側にて動作しているため、特別な手段を用いずともインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の耐量を超えることはない。また、ランプ負荷２₁ 又は２₂ の放電開始電圧を得ることができるのでランプ負荷２₁ 又は２₂ は点灯する。〔ランプ負荷の脱着時に電源リセツトなどの手段を用いることなく再始動可能となる。〕尚図８中Ｂ’は共振回路３₁ 又は３₂ の進相側の無負荷共振カーブを示す。
本実施形態では周波数ｆ₃ ’＝ｆ₃ としたが、ｆ₃ ’は複数の無負荷共振周波数の最も高いｆ₀ よりも高く且つランプ負荷の放電開始に十分な電圧が出力可能な周波数であれば、ｆ₃ と一致させる必要はない。
【００２４】
また本実施形態では、電源投入後周波数をｆ₅→ｆ₃に変化させる際、瞬時に切り替えているが、周波数をスムーズに変化させれば、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂にかかるストレスをより低減することができる。
（実施形態２）
本実施形態は図９に示す構成となり、実施形態１のランプ外れ検出部９の代わりにランプ電流検出部１１を備え、このランプ電流検出部１１に共振回路３₁，３₂のチョークコイルＬ₁，Ｌ₂の２次巻線が接続され、またインバータ制御部８として図１０に示す回路が用いられている点で実施形態１と相違する。
【００２５】
ランプ電流検出部１１は図１１に示すようにチョークコイルＬ₁，Ｌ₂の２次出力をコンデンサＣ₂₃，Ｃ₂₄を通じて夫々取り込み、抵抗Ｒ₂₀，Ｒ₂₁の分圧回路及び抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₃の分圧回路で夫々分圧してその分圧出力をダイオードＤ₇，Ｄ₇’によりオア接続し、そのオア出力を図１２に示すコンパレータＣＰ₄で基準値と比較し、エミレス等によってランプ電流が所定値以上となったか否かを検出するようになっている。基準値は抵抗Ｒ₂₄，Ｒ₂₅で電源電圧Ｖｃｃを分圧して得るものであり、コンパレータＣＰ₄は非反転入力端子に入力される上記オア出力が基準値を上回ると出力を”Ｈ”とするようになっている。尚抵抗Ｒ₂₆はプルアップ抵抗、ダイオードＤ₁₂は逆流防止用のダイオードである。
【００２６】
インバータ制御部８は図１０に示すように基本的には図４の実施形態１に用いたインバータ制御部８の構成を用いているが、抵抗Ｒ₁₅に抵抗Ｒ₂₇を介してトランジスタＱ₁₃を並列接続するとともに、該トラジスタＱ₁₃のベース・エミッタ間にトランジスタＱ₁₄を並列に接続し、トランジスタＱ₁₃のベースは抵抗Ｒ₂₈を介して入力端子ｃに、またトランジスタＱ₁₄のベースは抵抗₂₉を介して入力端子ｂ’に接続した回路を付加し、入力端子ｃには上記コンパレータＣＰ₄の出力を、また入力端子ｂ’には入力端子ｂと同様にタイマ部１０の信号ｔｉｍ₂を接続してある点で実施形態１のものと相違する。尚入力端子ａにはタイマ部１０の信号ｔｉｍ₁を、また入力端子ｂにはタイマ部１０の信号ｔｉｍ₂を接続してある。
【００２７】
而して、今交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ₀₁を介して、コンデンサＣ₀₁に充電電流が流れ、その両端電圧はツエナーダイオードＺ₀₁によって略１２Ｖとなり、該電圧が制御電源の電源電圧Ｖｃｃとして各部に供給される。これによりチョッパ制御部７、インバータ制御部８が動作を開始し、コンデンサＣ₀ に略２５０Ｖの直流電圧が発生する。ー方タイマ部１０からは、ｔｉｍ₁ 、ｔｉｍ₂ なる信号が電源投入と同時に出力される。インバータ制御部８の信号入力端ａには信号ｔｉｍ₁ 、信号入力端ｂには信号ｔｉｍ₂ が接続されているため、信号ｔｉｍ₁ が”Ｈ”時にはトランジスタＱ₁₁がオンして発振周波数がｆ₅ 、信号ｔｉｍ₂ が”Ｈ”、信号ｔｉｍ₁ が”Ｌ”の時にはトランジスタＱ₁₁がオフ、トランジスタＱ₁₂がオンして発振周波数ｆ₃ となる。つまり図８のような周波数変化となる。周波数ｆ₅ でランプ負荷２₁ ，２₂ を先行予熱し、その後ランプ負荷２₁ ，２₂ が放電開始するに十分な電圧を得られる周波数ｆ₃ に変化してランプ負荷２₁ ，２₂ が始動点灯する。信号ｔｉｍ₂ が”Ｌ”となると、必要なランプ電流が得られる周波数ｆ₁ にて動作する〔通常点灯状態〕。
【００２８】
ここで、接続されているランプ負荷２₁ 又は２₂ の少なくともどちらか一方が寿命末期となると、ランプ電流検出部１１の抵抗分圧している部分〔Ｒ₂₀とＲ₂₁、あるいはＲ₂₂とＲ₂₃〕の電位が上昇し、出力信号は”Ｈ”となる。従って、コンパレータＣＰ₄の出力は”Ｈ”となり、この時、信号ｔｉｍ２は”Ｌ”であるから、インバータ制御部８のトランジスタＱ₁₄はオフ、トランジスタＱ₁₃はオン、発振周波数はｆ₄となる。このとき、周波数ｆ₄は複数の無負荷共娠周波数の最も高いｆ₀ よりも高く且つ正常ランプ負荷２₁ ，２₂ が点灯維持可能な周波数となるよう、抵抗Ｒ₂₇の値を設定しておく。以上の電源投入からの周波数の変化を第１３図に示す。図１３中Ａは点灯時の共振カーブを、Ｂ，Ｂ’は共振回路３₁ 又は３₂ の遅相側、進相側の無負荷共振カーブを示す。
【００２９】
また、寿命末期のランプ負荷が接続された状態で電源投入されると、信号ｔｉｍ₂が”Ｈ”から”Ｌ”に変化するとき、ランプ負荷がエミレス点灯した場合、ランプ電流が大きいため、コンパレータＣＰ₄の出力は”Ｈ”となり、発振周波数がｆ₃からｆ₄に変化する。
つまり、ランプ負荷が寿命末期になっても、インバータ回路１は発振周波数ｆ₄で動作するため、ランプ負荷が点灯すると共振回路の無負荷共娠カーブの遅相側で動作し、特別な手段を用いずともインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂の耐量を超えることはない。
【００３０】
（実施形態３）
本実施形態の基本回路構成を図１４に示す。本実施形態は、基本的は実施形態１の構成と同じであるが、実施形態１が２本のランプ負荷２₁ ，２₂ に対して本実施形態は２本以上のランプ負荷２₁ 〜２n とそれに対応する共振回路₃ ₁ 〜₃n を設けるるともに、直流カット用コンデンサＣ₁₁〜Ｃ₁nを備えた構成のもので、ランプ外れ検出部９の代わりに、各ランプ負荷２₁ 〜２n のランプ電圧を夫々取り込み、ランプ寿命を検出する図１５に示すランプ寿命検出部１２を設け、図１６に示すインバータ制御部８を用いた点で実施形態１と相違する。
【００３１】
ランプ寿命検出部１２は、図１５に示すように各ランプ電圧をコンデンサＣ₂₅₁〜Ｃ_25nを介して取り込み夫々の電圧を抵抗Ｒ₃₀₁〜Ｒ_30nと、Ｒ₃₁₁〜Ｒ_31nとで分圧し、その分圧出力をダイオードＤ₂₀₁〜Ｄ_20nによってオア接続し、そのオア出力と、基準値とをコンパレータＣＰ₅で比較して基準値をオア出力が越えたときに”Ｈ”出力を発生するようになっている。基準値は電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ₃₂、Ｒ₃₃で分圧して得ている。また抵抗Ｒ₃₄はプルアップ用抵抗、ダイオードＤ₁₃は逆流防止用ダイオードである。
【００３２】
インバータ制御部８は図１６に示すようにトランジスタＱ₁₂のベースにオアゲートＯＲ₁の出力を接続してあり、オアーゲートＯＲ₁は一方の入力端子ｂ₁にはタイマ部１０の信号ｔｉｍ₂を、また他方の入力端子ｂ₂にはランプ寿命検出部１２の検出出力を接続して、両入力端子ｂ₁，ｂ₂の入力信号の論理和をとってトランジスタＱ₁₂をオンさせるようになっている点と、抵抗Ｒ₁₅に抵抗Ｒ₃₅を介して並列接続されたトランジスタＱ₁₅と、入力端子ｄに接続されたランプ寿命検出出力をノットゲートＮＴ₁で反転した後ベースに接続するトランジスタＱ₁₆と、このトランジスタＱ₁₆に並列に接続され、トランジスタＱ₁₆のオフ時に抵抗Ｒ₃₆を介して充電されるコンデンサＣ₂₆と、このコンデンサＣ₂₆の両端電圧と基準値とを比較し、その比較出力をトランジスタＱ₁₅のベースに接続したコンパレータＣＰ₆とを備えた点で実施形態１のインバータ制御部８と相違する。コンパレータＣＰ₆の基準値は抵抗Ｒ₃₇とＲ₃₈とで電源電圧Ｖｃｃを分圧して得、またコンパレータＣＰ₅の出力端はプルアップ抵抗Ｒ₃₉でプルアップしてある。
【００３３】
而して、交流電源ＡＣが投入されてから通常点灯に至るまでの発振周波数の変化は実施形態１と同様であって図１７に示す通りである。今、あるランプ負荷、例えば２₁ が寿命末期になったとすると、そのランプ負荷２₁ の両端電圧が大きくなり、ランプ寿命検出部１２中のコンパレータＣＰ₅ の出力は図１８（ｃ）に示すように”Ｈ”となる。この時、インバータ制御部８のトランジスタＱ₁₂は図１８（ｅ）に示すようにオンとなり、一方トランジスタＱ₁₆は図１８（ｇ）に示すようにオンからオフとなる。同時にコンデンサＣ₂₆は抵抗Ｒ₃₆を通じて流れる電流により充電を始め、抵抗Ｒ₃₇、Ｒ₃₆で決まる基準値を越えるまでは図１７に示すように発振周波数はｆ₃ を維持する。そして、基準値を越えるとコンパレータＣＰ₆ の出力が”Ｈ”となり、トランジスタＱ₁₅が図１８（ｆ）に示すようにオンとなる。従って、発振周波数は、抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆，Ｒ₁₇，Ｒ₃₅で決定されるｆ₄となる。このとき、周波数ｆ₄は複数の無負荷共振周波数よりも高いｆ₀ よりも高くかつ正常ランプが５℃で点灯維持可能な周波数より低く設定しておく。
【００３４】
従って、複数のランプ負荷２₁ 〜２n のうち、ある一本のランプ負荷が寿命末期となっても、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ に過大なストレスがかかることを防止でき、かつ、光出力を得る事ができる。また、ｆ₄をもっと高い周波数にすると正常なランプ負荷のフィラメントに流れる電流を低減でき正常なランプ負荷にかかるストレスを低減できる。
【００３５】
尚図１８（ａ）は信号ｔｉｍ₁を、同図（ｂ）は信号ｔｉｍ₂を、同図（ｄ）はトランジスタＱ₁₁の状態を、また図１７のＡは点灯時の共振カーブを、Ｂ，Ｂ’は遅相側、進相側の無負荷共振カーブを夫々示す。またｆ_aは正常なランプ負荷が立ち消えする発振周波数を示す。
（実施形態４）
本実施形態は、ランプ外れ検出部９以外にランプ電流検出部１２を設け、図１９に示すインバータ制御部８を設けた点で実施形態１と相違する。ランプ外れ検出部９の構成は図７と同じ構成であり、ランプ電流検出部１２の構成は図１１と同じであって、図１２のコンパレータ回路を用いる。
【００３６】
インバータ制御部８は、トランジスタＱ₁₂のベースを、ダイオードＤ₁₄を介して信号ｔｉｍ₂ が接続される入力端子ｂに接続するとともに、ランプ外れ検出部９の検出出力が接続される入力端子ｅに接続し、抵抗Ｒ₁₅には並列に抵抗Ｒ₃₈を介して接続したトランジスタＱ₁₇を接続するとともに、トランジスタＱ₁₂のベース・エミッタ間にトランジスタＱ₁₉を接続し、更にトランジスタＱ₁₇のベース・エミッタ間にトランジスタＱ₁₈を接続し、トランジスタＱ₁₇のベース及びトランジスタＱ₁₉のベースをランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ₄の出力を接続する入力端子ｆに接続し、トランジスタＱ₁₈のベースを入力端子ａに接続してある。
【００３７】
而して本実施形態では通常点灯に至るまでの動作は、実施形態１と同様であり、動作状態を図２０に示す。この図２０で示すように停止モードから、交流電源ＡＣが投入されると信号ｔｉｍ₁ による予熱モード（発振周波数ｆ₅ ）から信号ｔｉｍ₂ による始動モード（発振周波数ｆ₃ ）を経て、ランプ負荷２₁ ，２₂ が共に正常点灯すると、通常点灯（ＦＵＬＬモード発振周波数ｆ₁ ）となる。次に通常点灯状態にあるランプ負荷２₁ ，２₂ の内のうち一方が外されると、ランプ外れ検出部９の検出出力が”Ｈ”となり、インバータ制御部８のトランジスタＱ₁₂がオンするため発振周波数はｆ₃ ’（＝ｆ₃ ）に変化するが、もう一方は点灯状態を維持する（１灯点灯モード）。
【００３８】
また通常点灯灯状態にあるランプ負荷が寿命末期となると、ランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ₄の出力が”Ｈ”になり、インバータ制御部８のトランジスタＱ₁₇、Ｑ₁₉がオンして発振周波数はｆ_１に変化する（寿命末期モード）。
ここで、もし一本のランプ負荷が外され、接続されているランプ負荷が寿命末期になった場合は、ランプ外れ検出部９の検出出力及びランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ₄の出力が共に”Ｈ”となるが、インバータ制御部８のトランジスタＱ₁₉がオンするため、トランジスタＱ₁₂はオンしない。従って、発振周波数はｆ₄に変化する。つまりランプ外れよりもランプ寿命末期の検出を優先させている。これにより、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ に過大なストレスがかかることを防止するとともに、ランプ寿命末期の検出を優先させることにより、ランプ負荷２₁ ，２₂ の管壁温度を下げることが可能となり、その周辺部品の温度を下げて、より信頼性の高い点灯装置を提供することができる。尚図２０において（脱）はランプ外しを意味する。
【００３９】
（実施形態５）
本実施形態は基本的な構成は実施形態４と同じであるが、インバータ制御部８に接続されるタイマ部１０の構成が図２１に示す構成となっている点及びランプ電流検出部１２に接続されるコンパレータ回路が図２２に示すようにコンパレータＣＰ₄’の反転入力端子にランプ電流検出部１２の検出出力を接続し、基準値をコンパレータＣＰ₄の非反転入力端子に接続してある点で実施形態４と相違する。
【００４０】
タイマ部８は図２１に示すようにコンデンサＣ₁₀に並列にトランジスタＱ₂₀を接続し、このトランジスタＱ₂₀のベースにコンパレータＣＰ₄’の出力を接続してある。
而して本実施形態では通常点灯に至るまでの動作は、実施形態１と同様で、発振周波数の変化の様子を図２３に示す。
通常点灯状態にあるランプ負荷２₁，２₂のうち一方が外されると、ランプ外れ検出部９の出力が”Ｈ”となり、インバータ制御部８のトランジスタＱ₁₂がオンするため発振周波数はｆ₃に変化するが、もう一方のランプ負荷は点灯維持している。ここで、さらにもう一方のランプ負荷も外されると、ランプ電流検出部１２の出力電位が下がり、コンパレータＣＰ₄の出力は”Ｈ”となる。この時、ランプ外れ検出部９の出力は”Ｌ”である。従って、タイマ部８のトランジスタＱ₂₀はオンして、発振周波数はｆ₅つまり先行予熱時の周波数に変化する。
【００４１】
そして、再びランプ負荷２₁ ，２₂ が接続された場合、その共振回路３₁ ，３₂ の無負荷共振カーブの遅相側にてインバータ回路１が動作しているため、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に過度のストレスがかかることを防止するとともに、ランプ電流検出部９の出力電位が上がり、コンパレータＣＰ₄’の出力は”Ｌ”となり、トランジスタＱ₂₀はオフとなって、先行予熱→始動→点灯と動作する。つまりランプ脱着再始動可能となる。
【００４２】
また無負荷時（全てのランプ負荷２₁ ，２₂ が外されている時）、先行予熱時の周波数ｆ₅ で動作するが、このときインバータ回路１を間欠発振させることにより、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ にかかるストレスを更に低減することができる。
（実施形態６）
本実施形態は図２４に示す回路を基本構成としており、主要部は実施形態１と略同じ構成となっている。駆動回路４はインバータ制御部８から出力される数１０ＫＨｚの矩形波信号を入力し、この入力した信号が”Ｈ”レベル区間ではトラジスタＱ₂₁がオン、Ｑ₂₂がオフとなり、電源電圧ＶｃｃによりトランジスタＱ₂₁を通じてスイッチング素子Ｑ₂ をオンさせ、このときスイッチング素子Ｑ₂₃もオンとなりトランジスタＱ₂₄がオフ、Ｑ₂₅がオンとなりスイッチング素子Ｑ₁ をオフさせる。このときコンデンサＣ₃₀を電源電圧ＶｃｃからダイオードＤ₃₀を通じて充電しており、このコンデンサＣ₃₀の充電電圧をトランジスタＱ₂₄，Ｑ₂₅の駆動電源とするようになっている。そして矩形波信号が”Ｌ”レベル区間ではトラジスタＱ₂₁がオフ、Ｑ₂₂がオンとなってスイッチング素子Ｑ₂ をオフさせ、またスイッチング素子Ｑ₂₃はオフするため、コンデンサＣ₃₀を電源としてトランジスタＱ₂₄がオン、Ｑ₂₅がオフとなり、スイッチング素子Ｑ₁ をオンさせる。このようにしてインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を交互にオンオフさせるのである。
【００４３】
インバータ回路１の出力に接続されている共振回路３₁ ，３₂ のチョークコイルＬ₁ ，Ｌ₂ の２次巻線を、図７に示すランプ外れ検出部９と図１１のランプ電流検出部１２とに接続しており、ランプ電流検出部１２の出力は図１２、図２２のコンパレータＣＰ₄、ＣＰ₄’からなる回路に接続してある。
インバータ制御部８は図２５に示す回路から構成されており、図１９のインバータ制御部８の回路を基本とし、図１２のコンパレータＣＰ₄の出力と基準値とを比較するコンパレータＣＰ₁₀の出力をダイオードＤ₃₁を介してトランジスタＱ₁₉のコレクタに接続するとともに、コンパレータＣＰ₄の出力が”Ｈ”のときにオンするトランジスタＱ₂₇と、トランジスタＱ₂₇がオンするとベース電流が流れてオンし、コンデンサＣ₂₀を充電させるトランジスタＱ₂₈と、コンデンサＣ₂₀の電圧と基準値とを比較し、出力をトランジスタＱ₁₇及びＱ₁₉のベースに接続したコンパレータＣＰ₁₁とを備えてある。抵抗Ｒ₄₀とＲ₄₁は電源電圧Ｖｃｃを分圧してコンパレータＣＰ₁₀の基準値を得るための抵抗であり、抵抗Ｒ₄₂とＲ₄₃は電源電圧Ｖｃｃを分圧してコンパレータＣＰ₁₁の基準値を得るための抵抗であり、抵抗Ｒ₄₄，Ｒ₄₅はプルアップ抵抗である。
【００４４】
またトランジスタＱ₁₈のベースは、図２６に示すようにランプ外れ検出部９の検出出力が”Ｈ”で、コンパレータＣＰ₄の出力が立ち上がた時一定時間幅のパルスを出力するパルス発生回路１３の出力を接続する入力端子ｇに接続してある。
而して交流電源ＡＣの投入から始動点灯状態に至るまでは、他の実施形態１乃至５と同様であり、周波数ｆ₁にてランプ負荷２₁，２₁は図２７の▲１▼区間に示すように通常点灯する。
【００４５】
もし通常点灯時において、ランプ負荷２₁，２₂の一方が外された場合、図３０（ｂ）に示すようにランプ外し検出部９の検出出力が発生し、インバータ制御部８のトランジスタＱ₁₂が図３０（ｋ）に示すようにオンして発振周波数は抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆，Ｒ₁₇で決まり、図２９の▲２▼区間でｆ₃となる。
また、接続されているランプ負荷２₁，２₂が寿命末期となると、図２８（ａ）又は図３０（ａ）に示すようにランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ₄の出力が”Ｈ”となり一定時間をおいてインバータ制御部８のトランジスタＱ₂₇がトランジスタＱ₂₈がオンして一定時間後にコンパレータＣＰ₁₁の出力が図２８（ｆ）又は図３０（ｆ）に示すように”Ｈ”となり、そのため図２８（ｌ）又は図３０（ｌ）に示すようにトランジスタＱ₁₇がオンする。一方コンパレータＣＰ₄の出力が”Ｈ”となると、コンパレータＣＰ₁₀の出力が図２８（ｇ）又は図３０（ｇ）に示すように”Ｈ”となり、図２８（ｋ）のようにトランジスタＱ₁₂がコンパレータＣＰ₁₁の出力が”Ｈ”になってトランジスタＱ₁₉がオンするまでオンするか、或いは図３０（ｋ）のようにトランジスタＱ₁₂がコンパレータＣＰ₁₁の出力が”Ｈ”になってトランジスタＱ₁₉が図２８（ｉ）又は図３０（ｉ）に示すようにオンするまでオン状態を継続する。コンパレータＣＰ₁₁の出力が上述したように”Ｈ”となり、トランジスタＱ₁₂がオフし、図２８（ｌ）又は図３０（ｌ）に示すようにトランジスタＱ₁₇がオンすると、発振周波数は抵抗Ｒ₁₅、Ｒ₃₈で決まり、図２７、図２９の▲３▼区間でｆ₄となる。この時、ランプ負荷２₁又は２₂の一灯が外されていても、ランプ寿命末期が優先され、発振周波数はｆ₄となる。
【００４６】
さらに、接続されているランプ負荷２₁ ，２₂ が２本とも抜かれた時には、図３０（ｅ）に示すようにコンパレータＣＰ₄’の出力が”Ｈ”となり、図２１に示すタイマ部８のトランジスタＱ₂₀がオンして信号ｔｉｍ₁ ，ｔｉｍ₂ が図３０（ｃ）（ｄ）に示すように共に”Ｈ”となり、そのためトランジスタＱ₁₈が図３０（ｈ）に示すようにオンとなり、そのためトランジスタＱ₁₃，Ｑ₁₉がオフする。従ってトランジスタＱ₁₂が図３０（ｋ）に示すようにオンし、また信号ｔｉｍ₁ により及びトランジスタＱ₁₁が図３０（ｉ）に示すようにオンし、結果発振周波数は抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₈で決まり、図２９の区間で周波数はｆ₅ に変化する。
【００４７】
周波数ｆ₃ ，ｆ₄，ｆ₅ は、いずれもランプが点灯開始する前のその共振回路の無負荷共振カーブの遅相側であるから、どの場合でも特別な手段を用いずともインバータ回路のスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の耐量を超えることはなく、インバータ各素子のストレス低減，破壊防止に有効である。
図２８（ｂ）は図３０（ｂ）のランプ外れ検出出力を示す、図２８（ｃ）（ｄ）は図３０（ｃ）（ｄ）と同様に信号ｔｉｍ₁ ，ｔｉｍ₂ を示し、図２８（ｅ）は図３０（ｅ）と同様にコンパレータＣＰ₄’の出力を示す。また図２８（ｈ）は図３０（ｈ）と同様にトランジスタＱ₁₈の動作を示し、図２８（ｉ）は図３０（ｉ）と同様にトランジスタＱ₁₁の動作を、また図２８（ｊ）は図３０（ｊ）と同様にトランジスタＱ₁₁の動作を、更に図２８（ｋ）は図３０（ｋ）と同様にトランジスタＱ₁₂の動作を示す。
【００４８】
ところで、インバータ制御部８に、第３１図のように、抵抗Ｒ₁₈とトランジスタＱ₁₁の直列回路に、抵抗Ｒ₄₆とトランジスタＱ₄₀の直列回路を接続し、更にこのトランジスタＱ₄₀のベース・エミッタ間にトランジスタＱ₄₁を接続し、トランジスタＱ₄₀のベースには調光信号Ｓを、またトランジスタＱ₄₁のベースには信号ｔｉｍ₂及びランプ外れ検出出力を接続するともにコンパレータＣＰ₁₀の出力を接続した調光部１５が加わった回路を用いることにより、通常点灯状態として、調光可能な点灯装置とすることができる。この場合、調光信号Ｓがあると、トランジスタＱ₄₀がオンして抵抗Ｒ₄₆が発振周波数の決定要素として加わえて調光を行うものであるが、その他〔ランプ寿命、ランプ外れ、無負荷〕の信号がある場合にはトランジスタＱ₄₁がオンして調光信号ＳをバイパスしてトランジスタＱ₄₀をオフさせるようになっている。つまり他の信号を調光信号Ｓに対して優先させている。
【００４９】
尚本実施形態に於いては、整流手段として昇圧チョッパ６を用いたが、この手段は特に限定するものではない。また、インバータ回路１もハーフブリッジ型を用いて説明したが、その他のインバータ回路でもかまわない。複数のランプ負荷についても同じ電力でも異電力でもかまわない。
（実施形態７）
本実施形態は実施形態６の図２４に示す構成を基本として図３２に示すようにインバータ制御部８の発振周波数に連動して昇圧チョッパからなる直流変換部６６が動作する回路を付加している。
【００５０】
つまりインバータ制御部８から駆動回路４を通じてインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ２に図３３（ａ）に示す駆動信号が、また駆動信号を反転した駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に与えられ、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフを繰り返して動作しているときに、スイッチング素子Ｑ２のオン時ドレイン・ソース間に流れる電流Ｉｎ−Ｑ２は図３３（ｂ）に示すようになり、また直流変換部６のスイッチング素子Ｑ０には図３３（ｃ）に示す駆動信号が与えられる。スイッチング素子Ｑ０のオン時にドレイン・ソース間に流れる電流Ｉ０−Ｑ０は図３３（ｄ）に示すようになる。
【００５１】
チョッパ制御部７には、平滑コンデンサＣ₀ に並列に分圧抵抗Ｒ₅₀とＲ₅₁の直列回路を接続し、この分圧回路の抵抗₅₁に並列接続したコンデンサＣ₅₀の両端電圧をを取り込んで、オンデュティを決定している。図３３（ｃ）（ｄ）に斜線で示した変化幅はチョッパ出力電圧のリップル電圧により決定される。本実施形態では、図に示す様にスイッチング素子Ｑ₀ とインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ₂ は連動しながら同一の周波数にて動作している。又、インバータ回路１のスイッチ素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ は図３３（ａ）では略５０％のオンデュティで動作している。
【００５２】
上記図３３の場合には発振周波数を５０ｋＨｚの場合を示しているが、次に一灯点灯時やランプ寿命末期時等直流変換部６の負荷が非常に軽負荷となってチョパ６の出力電圧が異常に昇圧するのを防止するために、これらが検出されたときにはインバータ制御部８は発振周波数を略８０ｋＨｚに移行する。この場合の各部の波形は図３４（ａ）〜（ｄ）に示すようになる。この場合図３４（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ₂ のオンデュティを略５０％にて、動作させているが、一方直流変換部６のスイッチング素子Ｑ₀ のオンデュティ幅は図３３（ｂ）の時より図３４（ｂ）に示すように狭くする。このように、発振周波数を上げながら直流変換部６のオンデュティ幅を狭くするように制御することにより直流変換部６の出力電圧を異常に昇圧することを防止できる。本実施形態における、インバータ回路１の発振周波数，スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオンデュティ、直流変換部６のスイッチング素子Ｑ₀ のオンデュティ等は一例であり他の例にも適用可能である。その他の回路については実施形態６と同様であり、周波数の変化も同様である。
【００５３】
図３５は本実施形態の動作変化をまとめたもので、ランプ外れ、ランプ寿命末期、ランプ無負荷などの状態でもインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ かかるストレス低減を低滅できる。尚図３５は基本的には実施形態４で図１９により示した流れ図と同じであるが、実施形態６の図３１で示した調光部１５を併設した場合における調光モード（ＤＩＭモード）を加えている。尚本実施形態で用いるチョッパ制御部８、インバータ制御部８、タイマ部１０、ランプ電流検出部１２は具体的には実施形態６に於ける回路を用いており、これらの回路構成はコンパレータＣＰ₄，ＣＰ₄’の回路を含めて一個のバイポーラＩＣにて構成することも可能である。
【００５４】
【発明の効果】
請求項１の発明では、一つのインバータ回路の出力に並列に接続される複数の共振回路を備え、共振回路の一端に結合される複数のランプ負荷を含む負荷回路を複数備えた放電灯点灯装置において、点灯時の共振周波数を無負荷時の共振周波数より低くし且つ始動から点灯に至る動作が遅相領域で為されるようにインバータ回路の発振周波数を限定したものであって、ランプ負荷外れを検出する手段と、該手段が少なくともランプ負荷が一灯外れたことを検出したときに複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つランプ負荷の放電開始電圧以上の電圧が出力可能な周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段とを備えたので、ランプ負荷の外れがあっても残りのランプ負荷を点灯維持することができ、しかもランプ負荷が外れた場合共振回路の進相領域で動作することがないので、外れたランプ負荷を再装着されても、特別な保護回路を設けずともインバータ回路のスイッチング素子に過大な電流が流れるのを防止しつつ再始動できるという効果がある。
【００５５】
また請求項２の発明では、請求項１の発明において、ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段と、該手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段を備えたので、特別な保護回路を設けずともインバータ回路のスイッチング素子に過大な電流が流れるのを防止することができるという効果がある。
【００５６】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、点灯動作から、ランプ負荷のエミレスを検出して上記保護用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する保護動作に移行する際に、一定期間始動動作時の発振周波数でインバータ回路を動作させるので、インバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスをより低減することができる。
【００５７】
更に請求項４の発明では、請求項２又は３の発明において、前記ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な周波数な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を、ランプ外れ検出の周波数制御に比して優先的に制御する手段とを備えたので、ランプ寿命末期の検出による動作を優先させていることで、ランプ負荷の管璧温度を下げることが可能となり、その周辺部品の温度を下げて、より信頼性の高い放電灯点灯装置を得ることができるという効果がある。
【００５９】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の発明において、複数のランプ負荷とは、異なる定格電力の放電灯を含むので、異なるランプ負荷が複数接続されているものにも各請求項の発明の効果が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本的な回路構成図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】本発明の実施形態１の回路構成図である。
【図４】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図５】同上のタイマ部の回路図である。
【図６】同上のタイマ部の動作説明用タイムチャートである。
【図７】同上のランプ外れ検出部の回路図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】本発明の実施形態２の回路構成図である。
【図１０】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図１１】同上のランプ電流検出部の回路図である。
【図１２】同上のコンパレータ回路の回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】本発明の実施形態３の回路構成図である。
【図１５】同上のランプ寿命検出部の回路図である。
【図１６】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図１７】同上の動作説明図である。
【図１８】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１９】本発明の実施形態４のインバータ制御部の回路図である。
【図２０】同上の動作説明用の流れ図である。
【図２１】本発明の実施形態５のタイマ部の回路図である。
【図２２】同上のコンパレータ回路の回路図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】本発明の実施形態６の回路構成図である。
【図２５】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図２６】同上のパルス発生回路の回路構成図である。
【図２７】同上の動作説明図である。
【図２８】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図２９】同上の動作説明図である。
【図３０】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３１】同上の別のインバータ制御部の回路図である。
【図３２】本発明の実施形態７の回路図である。
【図３３】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３４】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３５】同上の動作説明用の流れ図である。
【図３６】従来例の回路構成図である。
【図３７】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１インバータ回路
２₁〜２_n ランプ負荷
３₁〜３_n 共振回路
６直流変換部
ＡＣ交流電源[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a lamp load at a high frequency by an inverter device that converts the frequency into a high frequency.
[0002]
[Prior art]
FIG. 36 shows a conventional discharge lamp lighting device of this type. In this discharge lamp lighting device, an output of an inverter circuit 1 that converts a DC voltage into a high-frequency voltage is supplied to a plurality of lamp loads 2.₁2₂(For example, FCL40W, FCL32W]₁, 2₂Is a high-frequency lighting.
[0003]
The DC voltage is obtained by connecting the AC power source AC to the diode D.₁To D_FourRectified by a diode bridge consisting of₀It was created with complete smoothing.
In this discharge lamp lighting device, an inverter circuit 1 having a separately excited half bridge configuration is used, and the main switching element Q is used.₁, Q₂These main switching elements Q₁, Q₂Drive circuit 4 for driving the main switching element Q₁, Q₂Is constituted by a control circuit 5 for alternately controlling on / off. The main switching element Q₁, Q₂The main switching element Q₁, Q₂Diode D for reflux at both ends of each_Five, D₆Are connected in anti-parallel. The output of the inverter circuit 1 includes a choke coil L₂And capacitor C_FourResonant circuit 3 consisting of₁And choke coil L₁And capacitor C_ThreeResonant circuit 3 consisting of₂And the resonance circuit 3₁, 3₂Is excited by an inverter circuit 1 and a lamp load 2 of different watts₁, 2₂Is lit to start. Capacitor C₁, C₂Is a DC cut capacitor and main switching element Q₁The charge charged when the transistor is turned on is the transistor Q₂It is used as a power source when the power is turned on.
[0004]
  The oscillation frequency f shown in FIG.₂ Main switching element Q at₁, Q₂ When the inverter circuit 1 oscillates by alternately turning on and off the resonance circuit 3₁ , 3₂ The starting voltage is obtained by the lamp load 2₁ , 2₂ Is applied to both ends of the lamp load 2₁ , 2₂ Lights up. After this lightinglampLoad 2₁ , 2₂ Resonance curve including(1) or (1) '(indicated by a number with a circle in FIG. 37)From curve(2) (Displayed with numbers with circles in FIG. 37)Migrate to
[0005]
  Further, in order to obtain a predetermined lamp output, the main switching element Q is controlled by the control circuit 5.₁ , Q₂ The oscillation frequency of f₁ To migrate. In FIG. 2, f₀ Is the resonance frequency at no load.
  However, in this circuit, for example, the lamp load 2₁ Remove and removelampLoad 2₁ At this time, the inverter circuit 1 has the oscillation frequency f.₁ Re-mounted lamp load 2₁ Before is turned on, it operates in the phase advance region shown in the figure. In this case, the main switching element Q₁ , Q₂ It is known that unless a special protection circuit is provided, it will exceed its withstand capability and cause immediate destruction. Further, when the lamp load is remounted from an unloaded state, the same problem as described above occurs. Further, even when the lamp load is at the end of its life, it becomes close to the no-load state.₁ This causes the same problem as described above.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
  As described above, when starting and lighting a plurality of lamp loads with a conventional discharge lamp lighting device, excessive current flows through the switching element when one lamp is off, when there is no load, at the end of the lamp life, etc. There was a fear.
  The present invention has been made in view of such points, and the object of the present invention is to provide a plurality of lamp loads as starting points.LightWhen the lamp is off, the discharge lamp lighting device can prevent stress from being applied to the switching elements of the inverter circuit without requiring a special protection circuit when the lamp is off, no load, or at the end of the lamp life. Is to provide.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, there is provided a load circuit including a plurality of resonance circuits connected in parallel to the output of one inverter circuit and including a plurality of lamp loads coupled to one end of the resonance circuit. In the discharge lamp lighting device equipped with multiple units, the oscillation frequency of the inverter circuit is limited so that the resonance frequency at lighting is lower than the resonance frequency at no load and the operation from starting to lighting is performed in the slow phase region A means for detecting a lamp load loss and a plurality of no-load resonance frequencies when the means detects that at least one lamp load has been removed.MostAnd a means for controlling the oscillation frequency of the inverter circuit to a frequency at which a voltage higher than the high frequency and higher than the discharge start voltage of the lamp load can be output.
[0008]
  According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the means for detecting the Emires from the lamp current of the lamp load, and the means for detecting the Emires of the lamp load,Higher than the highest of the multiple no-load resonance frequenciesIn addition, there is provided a means for controlling the oscillation frequency of the inverter circuit to a frequency for a protective operation capable of maintaining a normal lamp load.
[0009]
  In invention of Claim 3, in invention of Claim 2, from lighting operation,Detect the lamp load Emile and control the inverter circuit oscillation frequency to the above-mentioned protective frequencyWhen shifting to the protection operation, the inverter circuit is operated at an oscillation frequency at the start operation for a certain period.
[0010]
  In the invention of claim 4, in the invention of claim 2 or 3, when the means for detecting Emires from the lamp current of the lamp load detects Emires of the lamp load,Higher than the highest of the multiple no-load resonance frequenciesAnd a means for preferentially controlling the oscillation frequency of the inverter circuit to the frequency for the protective operation that can maintain the normal lamp load to be lit compared to the frequency control for detecting the out-of-lamp. .
[0012]
  Claim5In the present invention, claims 1 toAny of 4In the invention, different from a plurality of lamp loadsRated powerIncluding a discharge lamp.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
  FIG. 1 shows a circuit configuration of a basic discharge lamp lighting device according to the present invention. This basic circuit configuration is such that an AC power supply AC consisting of a commercial power source is rectified and smoothed or boosted by a chopper circuit or the like. The DC voltage of the DC power source E is converted into an AC voltage of several tens of kHz by the DC converter 6 for converting to DC and the inverter circuit 1 using the output of the DC converter 6 as the DC power source E. There are n resonance circuits 3 at the output terminal of the inverter circuit 1.₁ ~ 3n are connected. Each resonance circuit 3₁ Lamp load 2 as a discharge lamp at one end of ~ 3n₁ ~ 2n are combined. Lamp load 2₁ ~ 2n differentRated power lampIn some cases, loads (for example, FCL40W, FCL32W, and FCL30W) are combined.
[0014]
Each resonance circuit 3₁~ 3_nThe no-load resonance frequency of f₀₁~ F_0nFirst, each lamp load 2₁~ 2_nThe frequency f at which a sufficient starting voltage can be obtained_ThreeCauses the inverter circuit 1 to oscillate and the lamp load 2₁~ 2_nLights up. After the lamp is lit, the resonance curve A at the time of lighting as shown in FIG.₁~ A_nMigrate to B₁~ B_n, B₁'~ B_n'Is the resonance circuit 3₁~ 3_nThe no-load resonance curve of is shown.
[0015]
  The oscillation frequency of the inverter circuit 1 is necessarylampTo obtain the current, set the lighting frequency to f₁ To lower. Here in the present inventionlampWhen one or more loads are removed, the oscillation frequency of the inverter circuit 1 is f_Three Up to '(f_Three ≒ f_Three ’). As a result, when the removed lamp load is remounted, the corresponding resonance circuit before starting the lamp operates on the slow phase side of the no-load resonance curve, so that an excessive current can be prevented from flowing through the inverter circuit 1. Further, since a sufficient starting voltage can be obtained, the remounted lamp load can be sufficiently started and lit.
[0016]
The present invention will be described in further detail by embodiments based on the following configurations.
(Embodiment 1)
FIG. 3 shows a circuit configuration of the present embodiment. In the present embodiment, a diode D that rectifies an AC power supply AC composed of a commercial power supply (AC 100 V) is used as the DC converter 6.₁~ D_FourAnd a choke coil L using the output of the diode bridge as a power source₀And switching element Q consisting of MOSFET₀And diode D₇And capacitor C₀The step-up chopper is configured to output 250 V as the DC voltage E by the chopper control unit 7. The chopper control unit 7 is configured by an IC for power factor improvement [for example, manufactured by MC33262 Motorola Co.]. The inverter circuit 1 includes a switching element Q made of a MOSFET.₁, Q₂The half-bridge configuration and switching element Q₁, Q₂Are controlled by the inverter control unit 8 (for example, made by IR2111, manufactured by IR (International Rectifier Co.)).
[0017]
As shown in FIG. 4, the inverter control unit 8 includes a general-purpose IC (for example, μPC494 NEC, etc.) 8a. The IC 8a has a higher oscillation frequency as the current flowing out from the RT terminal increases. Resistor R between ground₁₅And capacitor C₁₂A parallel circuit and a resistor R₁₆, R₁₇, Transistor Q₁₂The series circuit is connected. And resistance R₁₇, Transistor Q₁₂Transistor Q₁₁Are connected in parallel. And transistor Q₁₁The base of R is resistance R₁₈To the input terminal a and to the transistor Q₁₂The base of R is resistance R₁₉Is connected to the input terminal b. The output tim of the timer unit 10 is connected to the input terminal a.₁ However, at the input terminal b, the detection output of the lamp detachment detection unit 9 and the output tim of the timer unit 10 are provided.₂ Is connected.
[0018]
As shown in FIG. 5, the timer unit 8 applies the power supply voltage Vcc to the resistor R.₁, R₂The reference voltage obtained by dividing the voltage with the resistance R_FiveCapacitor C charged via_TenComparator CP that compares the voltage of₁And the power supply voltage Vcc to the resistance R_Three, R_FourThe reference voltage obtained by voltage division and the capacitor C_TenComparator CP that compares the voltage of₂Comparator CP₁Is capacitor C from power-on_TenOutput tim until the voltage exceeds the reference voltage₁Is set to “H” and the comparator CP₂Is capacitor C from power-on_TenOutput tim until the voltage exceeds the reference voltage₂Is set to “H” and the output tim₁, Tim₂So that the output width of the comparator CP becomes as shown in FIGS.₁, CP₂The reference voltage of the resistor R₁, R₂Or R_Three, R_FourIs set in. Resistance R₆, R₇Is the pull-up resistor, diode D₈, D₉Is a backflow prevention diode.
[0019]
The power supply voltage Vcc is the diode D₁~ D_FourThe output of the diode bridge consisting of₀₁And capacitor C₀₁The smoothed capacitor C₀₁Zener diode ZD₀₁It is obtained by making it constant.
The lamp detachment detection unit 9 includes the resonance circuit 3₁, 3₂Choke coil L₂, L₁The output of the secondary winding is taken in and the lamp detachment is detected by the presence or absence of the lamp current.₂Secondary winding and choke coil L₁The polarity of the secondary winding of the capacitor C2 is reversed, and the secondary output is shown in FIG._{twenty one}, C_{twenty two}And resistance R₈, R₉And the added voltage is added to the resistor R_Ten, R₁₁After voltage division with diode D_TenRectified by comparator CP_ThreeIs input to the non-inverting input terminal. Comparator CP_ThreeIs the resistance R of the input voltage and the power supply voltage Vcc.₁₂, R₁₃Compared with the reference voltage obtained by dividing the voltage by the resistance R₁₄The diode D for preventing the backflow of the "H" output raised to the power supply voltage Vcc₁₁It is supposed to occur through.
[0020]
  The output part of the inverter circuit 1 has a choke coil L₂ And capacitor C_FourResonant circuit 3 consisting of₁ And choke coil L₁ And capacitor C₁ Resonant circuit 3 consisting of₂ Are connected, and these resonant circuits 3₁ , 3₂ Is excited by the inverter circuit 1 and the lamp load 2₁ , 2₂ Turn on the light. Here lamp load 2₁ FCL32W as lamp load 2₂ As FCL40W fluorescencelampIs used. Resonant circuit 3₁ , 3₂ Choke coil L₂ , L₁ The secondary winding oflampConnected to the detachment detector 9,lampWhen the detachment detection unit 9 detects the detachment of the lamp, the oscillation frequency of the inverter control unit 8 is changed.
[0021]
  Thus, when the AC power supply AC is turned on now, the resistance R₀₁Through the capacitor C₀₁Charging current flows through the zener diode Z₀₁Is approximately 12V, and this voltage is supplied to each part as the power supply voltage Vcc of the control power supply. As a result, the chopper controller 7 and the inverter controller 8 start operation, and the smoothing capacitor C₀ A DC voltage of approximately 250V is generated at As shown in FIGS. 6A and 6B, the time timer unit 10₁ , Tim₂ Is output simultaneously with power-on. The signal tim is input to the signal input terminal a of the inverter control unit 8.₁ The signal input terminal b has a signal tim₂ WhenlampSince the detection output of the disconnection detector 9 is connected, the signal tim₁ When Q is “H”, transistor Q₁₁Turns on and oscillation frequency is f_Five , Signal tim₂ Is “H”, signal tim₁ When Q is “L”, transistor Q₁₁Is off, transistor Q₁₂Turns on and oscillation frequency f_Three It becomes. That is, the frequency changes as shown in FIG. Frequency f_Five With lamp load 2₁ , 2₂ Is preheated, and then the lamp load 2₁ , 2₂ Can obtain a voltage sufficient to start discharge_Three Change to lamp load 2₁ , 2₂ Lights up. Signal tim₂ Becomes “L”, the frequency f at which the necessary lamp current can be obtained.₁[Normal lighting state]. A in FIG. 8 shows a resonance curve at the time of lighting.
[0022]
  The lamp detachment detector 9 [choke coil L so that the lamp currents of the two lamps cancel each other out.₁ , L₂ The output is “L”, and the current flowing out from the RT terminal of the IC 8a of the inverter control unit 8 is the resistance R in the normal lighting operation.₁₅Determined by. here,lampLoad 2₁ Or 2₂ When is removedlampThe output of the disconnection detector 9 becomes “H”, and the transistor Q of the inverter controller 8₁₂Is turned on, the oscillation frequency is f_Three ′ (= F_Three ), But the other lamp load 2₂ Or 2₁ Keeps lighting, so that it is possible to obtain light output.
[0023]
  Out of lamp load 2₁ Or 2₂ The inverter circuit 1 still has the oscillation frequency f_Three Because it ’s working with,lampLoad 2₁ Or 2₂ The resonance circuit 3 before₁ Or 3₂ Switching element Q of inverter circuit 1 without using any special means.₁ , Q₂ Do not exceed the tolerance. Lamp load 2₁ Or 2₂ Since the discharge start voltage can be obtainedlampLoad 2₁ Or 2₂ Lights up. [lampIt becomes possible to restart without using means such as power resetting when the load is removed. In FIG. 8, B 'represents the resonance circuit 3₁ Or 3₂ The no-load resonance curve of the phase advance side is shown.
  In this embodiment, the frequency f_Three '= F_Three But f_Three 'Is the highest f of a plurality of no-load resonance frequencies.₀ Higher than and a frequency at which a voltage sufficient to start discharge of the lamp load can be output, f_Three There is no need to match.
[0024]
In this embodiment, the frequency after power-on is set to f._Five→ f_ThreeHowever, if the frequency is changed smoothly, the switching element Q of the inverter circuit 1 is switched.₁, Q₂Stress can be further reduced.
(Embodiment 2)
The present embodiment is configured as shown in FIG. 9 and includes a lamp current detection unit 11 instead of the lamp detachment detection unit 9 of the first embodiment, and the lamp current detection unit 11 includes the resonance circuit 3.₁, 3₂Choke coil L₁, L₂10 is different from the first embodiment in that the secondary winding is connected and the circuit shown in FIG. 10 is used as the inverter control unit 8.
[0025]
The lamp current detection unit 11 includes a choke coil L as shown in FIG.₁, L₂Secondary output of capacitor C_{twenty three}, C_{twenty four}Each through the resistance R₂₀, R_{twenty one}Voltage divider circuit and resistor R_{twenty two}, R_{twenty three}Each of the voltage is divided by the voltage dividing circuit and the divided voltage output is diode D.₇, D₇′, And the OR output is connected to the comparator CP shown in FIG._FourIn comparison with the reference value, it is detected whether or not the lamp current has become equal to or greater than a predetermined value by Emiles or the like. The reference value is resistance R_{twenty four}, R_{twenty five}Is obtained by dividing the power supply voltage Vcc with the comparator CP._FourWhen the OR output input to the non-inverting input terminal exceeds a reference value, the output is set to “H”. Resistance R₂₆Is the pull-up resistor, diode D₁₂Is a backflow prevention diode.
[0026]
As shown in FIG. 10, the inverter control unit 8 basically uses the configuration of the inverter control unit 8 used in the first embodiment of FIG.₁₅Resistance R₂₇Through transistor Q₁₃Are connected in parallel, and the transistor Q₁₃Transistor Q between the base and emitter₁₄Are connected in parallel, and the transistor Q₁₃The base of R is resistance R₂₈To the input terminal c and to the transistor Q₁₄The base of the resistor₂₉And a circuit connected to the input terminal b 'via the input terminal c'._FourThe signal tim of the timer unit 10 is applied to the input terminal b 'in the same manner as the input terminal b.₂Are different from those of the first embodiment in that they are connected. Note that the signal tim of the timer unit 10 is connected to the input terminal a.₁In addition, the signal tim of the timer unit 10 is connected to the input terminal b.₂Is connected.
[0027]
  Thus, when the AC power supply AC is turned on now, the resistance R₀₁Through the capacitor C₀₁Charging current flows through the zener diode Z₀₁Is approximately 12V, and this voltage is supplied to each part as the power supply voltage Vcc of the control power supply. As a result, the chopper controller 7 and the inverter controller 8 start operation, and the capacitor C₀ A DC voltage of approximately 250V is generated at -From the timer part 10, the tim₁ , Tim₂ Is output simultaneously with power-on. The signal tim is input to the signal input terminal a of the inverter control unit 8.₁ The signal input terminal b has a signal tim₂ Is connected, so the signal tim₁ When Q is “H”, transistor Q₁₁Turns on and oscillation frequency is f_Five , Signal tim₂ Is “H”, signal tim₁ When Q is “L”, transistor Q₁₁Is off, transistor Q₁₂Turns on and oscillation frequency f_Three It becomes. That is, the frequency changes as shown in FIG. Frequency f_Five solampLoad 2₁ , 2₂ Is preheated, and then the lamp load 2₁ , 2₂ Can obtain a voltage sufficient to start discharge_Three Change to lamp load 2₁ , 2₂ Lights up. Signal tim₂ Becomes “L”, the frequency f at which the necessary lamp current can be obtained.₁ [Normal lighting state].
[0028]
  Where connectedlampLoad 2₁ Or 2₂ When at least one of the end of lifelampThe portion of the current detector 11 where the resistance is divided [R₂₀And R_{twenty one}Or R_{twenty two}And R_{twenty three}] Rises, and the output signal becomes “H”. Therefore, the comparator CP_FourSince the signal tim2 is “L” at this time, the transistor Q of the inverter control unit 8 becomes “H”.₁₄Is off, transistor Q₁₃Is on, oscillation frequency is f_FourIt becomes. At this time, the frequency f_FourIs the highest f of multiple no-load co-occurrence frequencies₀ Higher and normal lamp load 2₁ , 2₂ Resistance R so that becomes a frequency that can maintain lighting₂₇Set the value of. FIG. 13 shows the change in frequency after the power is turned on. In FIG. 13, A is a resonance curve at the time of lighting, and B and B ′ are resonance circuits 3.₁ Or 3₂ The no-load resonance curves of the slow side and the fast side are shown.
[0029]
Also, when the power is turned on with the lamp load at the end of the life connected, the signal tim₂When the lamp load changes from "H" to "L", the lamp current is large and the comparator CP_FourOutput becomes “H” and the oscillation frequency is f_ThreeTo f_FourTo change.
That is, even when the lamp load reaches the end of its life, the inverter circuit 1 does not generate the oscillation frequency f._FourTherefore, when the lamp load is turned on, it operates on the slow phase side of the no-load co-occurrence curve of the resonance circuit, and the switching element Q of the inverter circuit 1 is used without using any special means.₁, Q₂Do not exceed the tolerance.
[0030]
(Embodiment 3)
  FIG. 14 shows the basic circuit configuration of this embodiment. The present embodiment is basically the same as the configuration of the first embodiment, but the first embodiment has two lamp loads 2.₁ , 2₂ On the other hand, this embodiment has two or more lamp loads 2₁ ~ 2n and the corresponding resonant circuit_Three ₁ ~_Threen and a DC cut capacitor C₁₁~ C₁with nso,Instead of the lamp detachment detector 9, each lamp load 2₁ The lamp life detection unit 12 shown in FIG. 15 for detecting the lamp life by taking in the lamp voltages of .about.2n is provided, and the inverter control unit 8 shown in FIG. 16 is used, which is different from the first embodiment.
[0031]
As shown in FIG. 15, the lamp life detecting unit 12 converts each lamp voltage into a capacitor C.₂₅₁~ C_25nEach voltage is taken in via a resistor R₃₀₁~ R_30nAnd R₃₁₁~ R_31nAnd the divided output is diode D₂₀₁~ D_20nOR connection of the OR output and the reference value with the comparator CP_FiveWhen the OR output exceeds the reference value, an “H” output is generated. The reference value is the power supply voltage Vcc and the resistance R₃₂, R₃₃It is obtained by partial pressure at. Resistance R₃₄Is the pull-up resistor, diode D₁₃Is a backflow prevention diode.
[0032]
As shown in FIG.₁₂OR gate to the base of₁Output or OR gate OR₁Is one input terminal b₁Is the signal tim of the timer unit 10₂And the other input terminal b₂Is connected to the detection output of the lamp life detector 12 and both input terminals b₁, B₂Of the input signal of the transistor Q₁₂And the resistance R₁₅Resistance R₃₅Transistor Q connected in parallel via₁₅And the lamp life detection output connected to the input terminal d is not gate NT₁Transistor Q connected to the base after being inverted at₁₆And this transistor Q₁₆Connected in parallel to the transistor Q₁₆Resistance R when off₃₆Capacitor C charged via₂₆And this capacitor C₂₆Is compared with the reference value, and the comparison output is given to the transistor Q.₁₅Comparator CP connected to the base of₆It differs from the inverter control part 8 of Embodiment 1 by the point provided with these. Comparator CP₆The reference value is resistance R₃₇And R₃₈Obtained by dividing the power supply voltage Vcc, and the comparator CP_FiveThe output terminal is a pull-up resistor R₃₉Pulled up at.
[0033]
  Thus, the change in the oscillation frequency from when the AC power supply AC is turned on until the normal lighting is performed is the same as that of the first embodiment and is as shown in FIG. Now there islampLoad, eg 2₁ If is at the end of its life,lampLoad 2₁ And the comparator CP in the lamp life detector 12 increases._Five Output becomes “H” as shown in FIG. At this time, the transistor Q of the inverter control unit 8₁₂Is turned on as shown in FIG. 18 (e) while the transistor Q₁₆Is turned from on to off as shown in FIG. At the same time capacitor C₂₆Is resistance R₃₆Charging begins with the current flowing through the resistor R₃₇, R₃₆Until the reference value determined by is exceeded, the oscillation frequency is f as shown in FIG._Three To maintain. When the reference value is exceeded, the comparator CP₆ Output becomes “H” and transistor Q₁₅Is turned on as shown in FIG. Therefore, the oscillation frequency is the resistance R₁₅, R₁₆, R₁₇, R₃₅Determined by f_FourIt becomes. At this time, the frequency f_FourIs higher than a plurality of no-load resonance frequencies₀ Higher and lower than the frequency at which the normal lamp can keep lit at 5 ° C.
[0034]
  Therefore, multiplelampLoad 2₁ ˜2n, even if one lamp load reaches the end of its life, the switching element Q of the inverter circuit 1₁ , Q₂ It is possible to prevent an excessive stress from being applied to the light source and to obtain a light output. F_FourNormal with higher frequencylampThe current flowing through the filament of the load can be reduced, and the stress applied to a normal lamp load can be reduced.
[0035]
FIG. 18A shows the signal tim.₁(B) shows the signal tim.₂(D) shows the transistor Q.₁₁FIG. 17A shows a resonance curve during lighting, and B and B ′ show no-load resonance curves on the slow side and the fast side, respectively. F_aIndicates the oscillation frequency at which the normal lamp load disappears.
(Embodiment 4)
The present embodiment is different from the first embodiment in that a lamp current detection unit 12 is provided in addition to the lamp detachment detection unit 9 and an inverter control unit 8 shown in FIG. 19 is provided. The configuration of the lamp detachment detection unit 9 is the same as that of FIG. 7, the configuration of the lamp current detection unit 12 is the same as that of FIG. 11, and uses the comparator circuit of FIG.
[0036]
  The inverter control unit 8 includes a transistor Q₁₂The base of the diode D₁₄Signal tim through₂ Is connected to the input terminal b connected to the lamp, and connected to the input terminal e to which the detection output of the lamp detachment detector 9 is connected, and the resistance R₁₅In parallel with resistor R₃₈Transistor Q connected via₁₇And the transistor Q₁₂Transistor Q between the base and emitter₁₉And further connect the transistor Q₁₇Transistor Q between the base and emitter₁₈And transistor Q₁₇Base and transistor Q₁₉Is based on the comparator CP of the lamp current detector 12_FourIs connected to the input terminal f to which the output of the transistor Q is connected.₁₈Is connected to the input terminal a.Ru.
[0037]
  Thus, in the present embodiment, the operation up to the normal lighting is the same as that in the first embodiment, and the operation state is shown in FIG. As shown in FIG. 20, when the AC power supply AC is turned on from the stop mode, the signal tim₁ Preheating mode (oscillation frequency f_Five ) To signal tim₂ Start mode (oscillation frequency f_Three ), Lamp load 2₁ , 2₂ When both are normally lit, normal lighting (FULL mode oscillation frequency f₁ ) Next, the lamp load 2 in the normal lighting state 2₁ , 2₂ If one of them is removed, the detection output of the lamp removal detection unit 9 becomes “H”, and the invarTTransistor Q of control unit 8₁₂Is turned on, the oscillation frequency is f_Three ′ (= F_Three ), But the other maintains the lighting state (one-lamp lighting mode).
[0038]
  When the lamp load in the normal lighting state is at the end of its life, the comparator CP of the lamp current detection unit 12 is used._FourBecomes “H” and the transistor Q of the inverter control unit 8₁₇, Q₁₉Turns on and oscillation frequency is f₁(End-of-life mode).
  Here, if one lamp load is removed and the connected lamp load reaches the end of its life, the detection output of the lamp detachment detection unit 9 and the comparator CP of the lamp current detection unit 12_FourBoth of the outputs of the transistor Q become “H”, but the transistor Q of the inverter control unit 8₁₉Is turned on, transistor Q₁₂Does not turn on. Therefore, the oscillation frequency is f_FourTo change. That is, priority is given to detection at the end of the lamp life rather than out of lamp. Thus, the switching element Q of the inverter circuit 1₁ , Q₂ Is prevented from being overstressed and priority is given to detection at the end of the lamp life, so that the lamp load 2₁ , 2₂ It is possible to reduce the temperature of the tube wall, and to reduce the temperature of the peripheral parts, thereby providing a more reliable lighting device. In FIG. 20, (deletion) means lamp removal.
[0039]
(Embodiment 5)
Although the basic configuration of the present embodiment is the same as that of the fourth embodiment, the configuration of the timer unit 10 connected to the inverter control unit 8 is the configuration shown in FIG. The comparator circuit to be operated is a comparator CP as shown in FIG._FourThe detection output of the lamp current detector 12 is connected to the inverting input terminal of ′, and the reference value is set as the comparator CP._FourThis is different from the fourth embodiment in that it is connected to the non-inverting input terminal.
[0040]
The timer unit 8 has a capacitor C as shown in FIG._TenIn parallel with transistor Q₂₀This transistor Q₂₀Comparator CP at the base of_FourThe output of 'is connected.
Thus, in the present embodiment, the operation up to the normal lighting is the same as that in the first embodiment, and the state of the oscillation frequency change is shown in FIG.
Lamp load 2 in normal lighting state₁, 2₂When one of them is removed, the output of the lamp removal detection unit 9 becomes “H”, and the transistor Q of the inverter control unit 8₁₂Is turned on, the oscillation frequency is f_ThreeHowever, the other lamp load remains on. Here, when the other lamp load is also removed, the output potential of the lamp current detector 12 decreases, and the comparator CP_FourOutput becomes “H”. At this time, the output of the lamp detachment detector 9 is “L”. Therefore, the transistor Q of the timer unit 8₂₀Is on and the oscillation frequency is f_FiveThat is, it changes to the frequency at the time of preceding preheating.
[0041]
  And againlampLoad 2₁ , 2₂ Is connected to the resonant circuit 3₁ , 3₂ Since the inverter circuit 1 is operating on the slow phase side of the no-load resonance curve, the switching element Q₁ , Q₂ And the output potential of the lamp current detector 9 is increased, and the comparator CP_FourThe output of 'becomes "L" and the transistor Q₂₀Is turned off and operates as follows: advance preheating → starting → lighting. That is, the lamp can be removed and restarted.
[0042]
  No load (all lamp loads 2₁ , 2₂ ), The frequency f at the time of preceding preheating_Five At this time, the switching circuit Q₁ , Q₂ Further reduce stressWhenCan do.
(Embodiment 6)
The present embodiment has the basic configuration of the circuit shown in FIG. 24, and the main part has substantially the same configuration as that of the first embodiment. The drive circuit 4 receives a rectangular wave signal of several tens KHz output from the inverter control unit 8, and when the input signal is in the “H” level section, the transistor Q_{twenty one}Is on, Q_{twenty two}Is turned off and the transistor Q is turned on by the power supply voltage Vcc._{twenty one}Through switching element Q₂ At this time, switching element Q_{twenty three}Turns on and transistor Q_{twenty four}Is off, Q_{twenty five}Turns on and switching element Q₁ Turn off. At this time, capacitor C₃₀From the power supply voltage Vcc to the diode D₃₀This capacitor C₃₀Charge voltage of transistor Q_{twenty four}, Q_{twenty five}It is designed to be a drive power source. In the section where the rectangular wave signal is “L” level, the transistor Q_{twenty one}Is off, Q_{twenty two}Turns on and switching element Q₂ And switching element Q_{twenty three}Capacitor C₃₀Transistor Q_{twenty four}Is on, Q_{twenty five}Turns off and switching element Q₁ Turn on. In this way, the switching element Q of the inverter circuit 1₁ , Q₂ Are alternately turned on and off.
[0043]
  Resonant circuit 3 connected to the output of the inverter circuit 1₁ , 3₂ Choke coil L₁ , L₂ The secondary winding is shown in FIG.lampThe disconnection detector 9 and FIG.lampThe output of the lamp current detector 12 is connected to the current detector 12, and the output of the comparator CP in FIGS._Four, CP_FourIt is connected to a circuit consisting of '.
  The inverter control unit 8 includes the circuit shown in FIG. 25. The inverter control unit 8 is based on the circuit of the inverter control unit 8 shown in FIG._FourComparator CP that compares the output of the IC and the reference value_TenOutput of diode D₃₁Through transistor Q₁₉And the comparator CP_FourTransistor Q that turns on when the output of the transistor is "H"₂₇And transistor Q₂₇When is turned on, the base current flows and turns on, and the capacitor C₂₀Q for charging₂₈And capacitor C₂₀Is compared with the reference value, and the output of transistor Q₁₇And Q₁₉Comparator CP connected to the base of₁₁It is equipped with. Resistance R₄₀And R₄₁Divides the power supply voltage Vcc and comparator CP_TenResistance for obtaining a reference value of R₄₂And R₄₃Divides the power supply voltage Vcc and comparator CP₁₁Resistance for obtaining a reference value of R₄₄, R₄₅Is a pull-up resistor.
[0044]
Transistor Q₁₈As shown in FIG. 26, the detection output of the lamp detachment detection unit 9 is “H” and the comparator CP_FourIs connected to an input terminal g to which an output of a pulse generation circuit 13 that outputs a pulse having a predetermined time width is output.
Thus, from the turning on of the AC power supply AC to the start lighting state, it is the same as in the other embodiments 1 to 5, and the frequency f₁Lamp load at 2₁, 2₁Is normally lit as shown in section (1) of FIG.
[0045]
If normal lighting, lamp load 2₁, 2₂30 is removed, the detection output of the lamp removal detection unit 9 is generated as shown in FIG. 30B, and the transistor Q of the inverter control unit 8 is generated.₁₂Is turned on as shown in FIG. 30 (k), and the oscillation frequency is the resistance R₁₅, R₁₆, R₁₇And f in section (2) in FIG._ThreeIt becomes.
Connected lamp load 2₁, 2₂When the end of the life is reached, the comparator CP of the lamp current detector 12 as shown in FIG. 28 (a) or FIG. 30 (a)._FourOutput becomes “H” and the transistor Q of the inverter control unit 8 after a certain time₂₇Is transistor Q₂₈Comparator CP after a certain period of time₁₁The output of the transistor Q becomes “H” as shown in FIG. 28 (f) or FIG. 30 (f). Therefore, as shown in FIG. 28 (l) or FIG.₁₇Turns on. On the other hand, comparator CP_FourWhen the output of becomes “H”, the comparator CP_TenOutput becomes “H” as shown in FIG. 28 (g) or FIG. 30 (g), and the transistor Q as shown in FIG. 28 (k).₁₂Comparator CP₁₁Output becomes “H” and transistor Q₁₉Is turned on until the transistor Q is turned on, or the transistor Q as shown in FIG.₁₂Comparator CP₁₁Output becomes “H” and transistor Q₁₉As shown in FIG. 28 (i) or FIG. 30 (i), the on state is continued until it is turned on. Comparator CP₁₁Output becomes “H” as described above, and the transistor Q₁₂Is turned off and the transistor Q as shown in FIG. 28 (l) or FIG. 30 (l).₁₇When is turned on, the oscillation frequency is the resistance R₁₅, R₃₈In the section (3) in FIGS. 27 and 29, f_FourIt becomes. At this time, lamp load 2₁Or 2₂Even if one lamp is removed, the end of lamp life is given priority, and the oscillation frequency is f_FourIt becomes.
[0046]
  In addition, connectedrunLoad 2₁ , 2₂ When both are removed, as shown in FIG. 30 (e), the comparator CP_Four'Becomes "H", and the transistor Q of the timer unit 8 shown in FIG.₂₀Turns on and signal tim₁ , Tim₂ Are both “H” as shown in FIGS. 30C and 30D, so that the transistor Q₁₈Is turned on as shown in FIG. 30 (h), so that the transistor Q₁₃, Q₁₉Turns off. Therefore transistor Q₁₂Is turned on as shown in FIG. 30 (k), and the signal tim₁ And transistor Q₁₁Is turned on as shown in FIG. 30 (i), and the resulting oscillation frequency is the resistance R₁₅, R₁₈The frequency is f in the section of FIG._Five To change.
[0047]
  Frequency f_Three , F_Four, F_Five Are bothlampIs on the slow phase side of the no-load resonance curve of the resonance circuit before the start of lighting, so in any case, the switching element Q of the inverter circuit can be used without using special means.₁ , Q₂ This is effective for reducing stress and preventing breakdown of each inverter element.
  FIG. 28B shows the out-of-lamp detection output of FIG. 30B, and FIGS. 28C and 28D show the signal tim in the same manner as FIGS.₁ , Tim₂ FIG. 28 (e) shows the comparator CP as in FIG. 30 (e)._FourThe output of ′ is shown. FIG. 28 (h) shows a transistor Q as in FIG. 30 (h).₁₈FIG. 28 (i) shows the operation of the transistor Q as in FIG. 30 (i).₁₁And FIG. 28 (j) shows the transistor Q as in FIG. 30 (j).₁₁Further, FIG. 28 (k) shows the operation of the transistor Q as in FIG. 30 (k).₁₂The operation of is shown.
[0048]
By the way, as shown in FIG.₁₈And transistor Q₁₁Resistance series R₄₆And transistor Q₄₀Are connected in series, and further, this transistor Q₄₀Transistor Q between the base and emitter₄₁And transistor Q₄₀The dimming signal S is applied to the base of the transistor Q, and the transistor Q₄₁The base of the signal is tim₂Comparator CP is also connected to the lamp out detection output_TenBy using a circuit to which a dimming unit 15 connected to the output of the above is added, a lighting device capable of dimming as a normal lighting state can be obtained. In this case, if there is a dimming signal S, the transistor Q₄₀Turns on and resistance R₄₆Is added as a determinant of the oscillation frequency for dimming, but if there is a signal of other [lamp life, lamp out, no load], transistor Q₄₁Turns on and bypasses the dimming signal S to turn off the transistor Q₄₀Is supposed to turn off. That is, other signals are given priority over the dimming signal S.
[0049]
In this embodiment, the step-up chopper 6 is used as the rectifying means, but this means is not particularly limited. Moreover, although the inverter circuit 1 was also explained using a half bridge type, other inverter circuits may be used. The same or different power may be used for a plurality of lamp loads.
(Embodiment 7)
  The present embodiment is based on the configuration shown in FIG. 24 of the sixth embodiment, and is boosted in conjunction with the oscillation frequency of the inverter control unit 8 as shown in FIG.ChopperA circuit for operating the DC converter 66 is added.
[0050]
  That is, the drive signal shown in FIG. 33A is given to the switching element Q2 of the inverter circuit 1 from the inverter control unit 8 through the drive circuit 4, and the drive signal inverted from the drive signal is given to the switching element Q1. When Q2 operates alternately on and off alternately, the current In-Q2 flowing between the drain and source when the switching element Q2 is on is as shown in FIG. 33 (b), and the switching of the DC converter 6 is performed. The drive signal shown in FIG. 33C is applied to the element Q0.Be. The current I0-Q0 flowing between the drain and source when the switching element Q0 is on is as shown in FIG.
[0051]
The chopper controller 7 includes a smoothing capacitor C₀ In parallel with the voltage dividing resistor R₅₀And R₅₁Connect a series circuit of₅₁Capacitor C connected in parallel to₅₀The on-duty is determined by taking in the voltage at both ends. 33 (c) and 33 (d), the change width indicated by hatching isChopperIt is determined by the ripple voltage of the output voltage. In this embodiment, as shown in the figure, the switching element Q₀ And switching element Q of inverter circuit 1₂ Are operating at the same frequency while interlocking. The switching element Q of the inverter circuit 1₁ , Q₂ FIG. 33 (a) operates at an on-duty of approximately 50%.
[0052]
  33 shows the case where the oscillation frequency is 50 kHz. Next, the load of the DC converter 6 becomes very light when one lamp is turned on or at the end of the lamp life, and the output voltage of the chopper 6 is reduced. In order to prevent the voltage from rising abnormally, the inverter control unit 8 shifts the oscillation frequency to about 80 kHz when these are detected. In this case, the waveforms of the respective parts are as shown in FIGS. In this case, the switching element Q shown in FIG.₂ OnduteIHowever, the switching element Q of the DC converter 6 is₀ The on-duty width is made narrower as shown in FIG. 34 (b) than in the case of FIG. 33 (b). In this way, it is possible to prevent the output voltage of the DC converter 6 from being abnormally boosted by controlling the on-duty width of the DC converter 6 to be narrowed while increasing the oscillation frequency. In this embodiment, the oscillation frequency of the inverter circuit 1 and the switching element Q₁ , Q₂ ON-DUTY, switching element Q of DC converter 6₀ The on-duty is an example and can be applied to other examples. Other circuits are the same as in the sixth embodiment, and the change in frequency is also the same.
[0053]
  FIG. 35 summarizes the operation changes of this embodiment.lampCome off,lampThe switching element Q of the inverter circuit 1 even at the end of its life, no load on the lamp, etc.₁ , Q₂ Such stress reduction can be reduced. FIG. 35 is basically the same as the flowchart shown in FIG. 19 in the fourth embodiment, but the dimming mode (DIM mode) in the case where the dimmer 15 shown in FIG. 31 of the sixth embodiment is also provided. Added. The chopper control unit 8, inverter control unit 8, timer unit 10 and lamp current detection unit 12 used in the present embodiment specifically use the circuit in the sixth embodiment._Four, CP_FourIt is also possible to configure with one bipolar IC including the circuit '.
[0054]
【The invention's effect】
  In the invention of claim 1, a discharge lamp lighting device comprising a plurality of resonance circuits connected in parallel to the output of one inverter circuit and a plurality of load circuits including a plurality of lamp loads coupled to one end of the resonance circuit The oscillation frequency of the inverter circuit is limited so that the operation from start to lighting is performed in the slow phase region by lowering the resonance frequency at the time of lighting than the resonance frequency at the time of no load. And means for detecting at least one of the plurality of no-load resonance frequencies when the means detects that the lamp load has been removed.mostBecause it has means to control the oscillation frequency of the inverter circuit to a frequency that can output a voltage higher than the high frequency and higher than the discharge start voltage of the lamp load, the remaining lamp load is lit even if the lamp load is disconnected If the lamp load is removed, it will not operate in the phase advance region of the resonant circuit. Even if the removed lamp load is remounted, switching of the inverter circuit is possible without providing a special protection circuit. Restarting while preventing excessive current from flowing through the elementWhenThere is an effect.
[0055]
  Further, in the invention of claim 2, in the invention of claim 1, means for detecting Emires from the lamp current of the lamp load, and when the means detects Emires of the lamp load,Higher than the highest of the multiple no-load resonance frequenciesIn addition, since there is a means for controlling the oscillation frequency of the inverter circuit to the frequency for the protection operation that can maintain the normal lamp load lighting, an excessive current flows through the switching element of the inverter circuit without providing a special protection circuit. There is an effect that can be prevented.
[0056]
  In invention of Claim 3, in invention of Claim 2, from lighting operation,Detect the lamp load Emile and control the inverter circuit oscillation frequency to the above-mentioned protective frequencyWhen shifting to the protection operation, the inverter circuit is operated at the oscillation frequency at the start operation for a certain period, so that the stress applied to the switching element of the inverter circuit can be further reduced.
[0057]
  Furthermore, in the invention of claim 4, in the invention of claim 2 or 3, when the means for detecting Emires from the lamp current of the lamp load detects Emires of the lamp load,Higher than the highest of the multiple no-load resonance frequenciesAnd a means for preferentially controlling the oscillation frequency of the inverter circuit as compared with the frequency control for detecting the out-of-lamp as the frequency for the protection operation that can maintain the normal lamp load. By giving priority to the operation based on the detection of the lamp, it is possible to lower the lamp wall temperature of the lamp load, and it is possible to obtain a more reliable discharge lamp lighting device by lowering the temperature of its peripheral components. There is.
[0059]
  In the invention of claim 5, claim 1Up to 4In the present invention, it is different from the plurality of lamp loadsRated powerTherefore, the effect of the invention of each claim can be expected even when a plurality of different lamp loads are connected.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a basic circuit configuration diagram of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of the inverter control unit of the above.
FIG. 5 is a circuit diagram of the timer section same as above.
FIG. 6 is a time chart for explaining the operation of the timer unit.
FIG. 7 is a circuit diagram of a lamp detachment detection unit same as above.
FIG. 8 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 9 is a circuit configuration diagram of Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram of the inverter control unit of the above.
FIG. 11 is a circuit diagram of the lamp current detection unit of the above.
FIG. 12 is a circuit diagram of the above comparator circuit.
FIG. 13 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 14 is a circuit configuration diagram of Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 15 is a circuit diagram of the lamp life detection unit.
FIG. 16 is a circuit diagram of the inverter control unit of the above.
FIG. 17 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 18 is a time chart for explaining the operation of the above.
FIG. 19 is a circuit diagram of an inverter control unit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a flowchart for explaining the operation.
FIG. 21 is a circuit diagram of a timer unit according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a circuit diagram of the above comparator circuit.
FIG. 23 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 24 is a circuit configuration diagram of Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 25 is a circuit diagram of the inverter control unit of the above.
FIG. 26 is a circuit configuration diagram of the pulse generation circuit of the above.
FIG. 27 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 28 is a timing chart for explaining the operation of the above.
FIG. 29 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 30 is a timing chart for explaining the operation of the above.
FIG. 31 is a circuit diagram of another inverter control unit of the above.
FIG. 32 is a circuit diagram of Embodiment 7 of the present invention.
FIG. 33 is a timing chart for explaining the operation of the above.
FIG. 34 is a timing chart for explaining the operation of the above.
FIG. 35 is a flowchart for explaining the operation.
FIG. 36 is a circuit configuration diagram of a conventional example.
FIG. 37 is a diagram for explaining the operation of the above.
[Explanation of symbols]
1 Inverter circuit
2₁~ 2_n  Lamp load
3₁~ 3_n  Resonant circuit
6 DC converter
AC AC power supply

Claims

In a discharge lamp lighting device having a plurality of resonance circuits connected in parallel to the output of one inverter circuit and having a plurality of load circuits including a plurality of lamp loads coupled to one end of the resonance circuit, the resonance frequency during lighting The oscillation frequency of the inverter circuit is limited so that the operation from the start to lighting is performed in the slow phase region, and the means for detecting the lamp load off, When the means detects that at least one lamp load is off, the inverter circuit oscillates to a frequency that is higher than the highest frequency among the plurality of no-load resonance frequencies and that can output a voltage higher than the discharge load voltage of the lamp load. A discharge lamp lighting device comprising: means for controlling a frequency.

Means for detecting Emiles from the lamp current of the lamp load, and a protection operation capable of maintaining a normal lamp load that is higher than the highest frequency among a plurality of no-load resonance frequencies when the means detects Emiles of the lamp load 2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, further comprising means for controlling the oscillation frequency of the inverter circuit to a frequency for use.

When switching from a lighting operation to a protective operation in which the lamp load is detected and controlling the oscillation frequency of the inverter circuit to the above-mentioned protective frequency, the inverter circuit is operated at the oscillation frequency at the start operation for a certain period. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein:

When the means for detecting the Emires from the lamp current of the lamp load detects Emires of the lamp load, the frequency is higher than the highest frequency among the plurality of no-load resonance frequencies, and the frequency for the protective operation that allows the normal lamp load to be maintained. 4. The discharge lamp lighting device according to claim 2, further comprising means for preferentially controlling the oscillation frequency of the inverter circuit as compared with the frequency control for detecting lamp detachment.

5. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the plurality of lamp loads include discharge lamps having different rated powers.