JP2002541720A - 光学的通信システムにおける偏光モード分散を補償する装置および方法 - Google Patents

光学的通信システムにおける偏光モード分散を補償する装置および方法

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JP2002541720A JP2000610153A JP2000610153A JP2002541720A JP 2002541720 A JP2002541720 A JP 2002541720A JP 2000610153 A JP2000610153 A JP 2000610153A JP 2000610153 A JP2000610153 A JP 2000610153A JP 2002541720 A JP2002541720 A JP 2002541720A
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dispersion
phase
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ロマニョリ，マルコ
ミドリオ，ミケーレ
シフィニ，アレッサンドロ
コルシニ，ラファエレ
フランコ，ピエルルイジ
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コーニング・オー・ティー・アイ・インコーポレーテッド
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Abstract

(57)【要約】 光学的通信システムは、ディジタル信号を送る送信器と、光伝達回線、変調分散装置を備える受信器を備え、該変調分散装置は、ａ）変調により前記ディジタル光信号の位相を変調する装置、及び、前記周期変動が正の変調振幅の時には変則的な分散を提供し、前記周期変動が負の変調振幅の時には正常の分散を提供する色分散要素を備え、前記変調装置は、ａ１）所定の変調周波数、ａ２）周期時間変動、及びａ３）前記周期変動の最大振幅を備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 本発明は、偏光モード分散（ＰＭＤ）および／または色分散が補償される光学
的通信システム、このＰＭＤおよび／またはこの色分散を補償する方法ならびに
、このシステムおよびこの方法に使用可能な変調および分散装置に関する。
【０００２】 現在、デジタル・タイプの光ファイバ遠隔通信の分野においては、光ビットを
伝達するのに用いられる主たる方法は、通常「非ゼロ復帰」と呼ばれる方法、す
なわちＮＲＺおよび、「ゼロ復帰」と呼ばれる方法、すなわちＲＺである。
【０００３】 第１の方法（ＮＲＺ）は、選択されたビットレートに対応する全タイムスロッ
トにわたり、論理「１」または論理「０」を伝達するということである。たとえ
ば、光信号がオン／オフ・タイプの変調によって振幅変調されると、ビット１は
タイムスロット全体にわたって所定の強度を有する光信号の存在に対応し、ビッ
ト０はタイムスロット全体にわたって光信号の仮想的不存在に対応する。
【０００４】 一方、第２の方法（ＲＺ）は、それぞれがタイムスロットよりも短い持続時間
を有する一連のパルスが伝達され、そしてこれらは伝達される情報に従って強度
変調される、パルス・タイプの伝達システムを用いている。したがって、たとえ
ば、オン／オフ・タイプの変調では、ビット１は所定の高度を有する光パルスの
存在に対応し、ビット０は光信号の仮想的不存在に対応する。
【０００５】 「ソリトン（ｓｏｌｉｔｏｎ）」または「準ソリトン（ｑｕａｓｉ−ｓｏｌｉ
ｔｏｎ）」タイプの伝達の場合には、パルスは、光ファイバなどの分散および非
ライン形媒体における伝搬等式の固有の解であり、光ファイバ内におけるその伝
搬が最適化されるような形状、振幅および持続時間を有する。そのため、これら
のパルスは、実質的に色分散および非ライン形効果による変更なく、光ファイバ
の所定の部分において伝搬される。
【０００６】 ＮＲＺおよびＲＺ伝達の両方において、伝搬される光ビットの特性は光ファイ
バに固有の屈折（主として、たとえば不完全に円形の芯形状および／または内部
の非対称性をもたらす製造の不正確さによる）の結果変更される。これは、互い
に対して直交し、ファイバの屈折のために、互いに異なる群速度でファイバに沿
って伝搬する２つの基本的変更モードによって、光信号が光ファイバに沿って伝
搬するからである。換言すれば、これら２つのモードは異なった時間遅延を経る
。この現象は、従来は偏光モード分散（ＰＭＤ）として定義されていたものであ
るが、時間における光ビットの広がり（場合によっては、２つの別個のビットへ
の分割にさえつながり得る）や、伝達システムの同期システム（クロック）に対
するビットの時間偏差（タイミングの損失）を引き起こし得る。
【０００７】 光ファイバ中を伝搬する間の光ビットのこのような時間における広がりやタイ
ミングの損失は、光学的通信システムの最大伝達ビットレートを制限し、そのた
めその性能を制限する。
【０００８】 さらに、基本的な偏光モードやそれらの時間遅延は時間が経つと変わる（たと
えば、外部温度、ファイバの取り替えおよび振動のため）ので、ＰＭＤの影響も
時間が経つと任意に変わる（Ｃ．Ｄ．Ｐｏｏｌｅ ｅｔ ａｌ．、"Polarizatio
n-dependent pulse compression and broadening due to polarization dispers
ion in dispersion-shifted fiber", Optics Letters, vol. 13, No. 2, pp. 15
5-157, 1988）。
【０００９】 最後に、何ら光電子再生なしに光信号が沿って通過できる光路の部分は、その
光路における光増幅器の接続のために非常に長いことは注目に値する。しかし、
これは、伝達ラインに沿ったＰＭＤの累積の増加および、その結果生ずる受信に
おける信号対雑音比の悪化に寄与する。
【００１０】 このＰＭＤに加えて、やはり光ファイバに固有の特性による色分散というよく
知られた現象の結果、光ビットも変更を受ける。 これらの影響を削減するために、これまで光学的通信システムにおいて様々な
装置および／または方法、特にＰＭＤが提案されてきた。
【００１１】 米国特許第５，６５９，４１２号は、光ファイバ内を伝搬する光信号に導入さ
れるＰＭＤを補償する装置および方法を記載している。受信信号は、偏光スプリ
ッタによって第１および第２の偏光成分に分割される。２つの偏光成分の間の位
相差に対応する制御信号を用いて、２つの偏光成分が受信信号の主たる偏光状態
と整列されるような方法で、偏光スプリッタの前の光路に置かれた少なくとも１
つの偏光コントローラを制御する。制御信号は、２つの偏光成分の位相が、結合
されたＰＭＤ補償出力信号を提供する前に整列されるような方法で、可変遅延要
素を調節するためにも使用できる。
【００１２】 米国特許５，４７３，４５７号は、ＰＭＤを補償する方法および装置を記載し
ている。光信号は周波数変調されて光ファイバに沿って伝達される。この光ファ
イバの出力で、信号は偏光コントローラに伝達されてから、信号の偏光状態を維
持する光ファイバに伝達される。後者のファイバの出力で、偏光スプリッタは、
検出されて前記偏光コントローラの電気制御信号を生成する信号の、２つの直交
した偏光成分を分離する。そのため、偏光コントローラは、ＰＭＤを補償するよ
うな方法で継続的に制御される。
【００１３】 米国特許第５，３１１，３４６号は、受信光信号の偏光状態を伝達光信号の偏
光状態と整列することにより、光伝達システムにおけるＰＭＤを削減する装置お
よび方法を記載している。偏光コントローラは、長距離光ファイバ・システムの
入力または出力の何れかに設けられて、受信光信号の偏光を伝達光信号の偏光と
整列させ、それによって、受信信号の歪みを最少化する。偏光コントローラは、
受信信号の歪みを計測することにより自動的に制御でき、そのため、偏光コント
ローラのための制御信号を生成できる。
【００１４】 米国特許第５，５８７，８２７号は、伝達機の色分散、偏光分散および周波数
「チャープ」を補償する装置を記載している。この装置は、規模は概ね均等で、
補償される分散および周波数チャープの量とは反対の符号である分散特性を有す
る、波長偏光変成器と偏光遅延変換器とを結合している。
【００１５】 米国特許第５，４９１，５７６号は、信号の偏光に左右され、伝達システムに
存在する光ファイバおよび他の構成部品（たとえば、中継器、増幅器）によって
引き起こされる特定数の効果による、信号対雑音（ＳＮＲ）の悪化を削減する装
置を記載している。これらの効果は、たとえば、偏光モード分散（ＰＭＤ）、偏
光依存損失（ＰＤＬ）および偏光依存ホールバーニング（ＰＤＨＢ）である。Ｓ
ＮＲの悪化の問題は、互いから異なった波長で２つの成分を有する光信号を伝達
し、ＰＤＬ、ＰＭＤ、ＰＤＨＢおよび伝達光ファイバの非直線性に従って２つの
成分の偏光状態を継続的に最適化するような方法で、２つの成分の波長ならびに
絶対的および相対的な偏光状態と、２つの成分によって搬送されるデータの間の
相対的遅延とを大幅に制御することにより取り組まれる。
【００１６】 これら全ての既知の装置および／または方法は、決定およびフィードバック回
路を必要とするという欠点を有する。したがって、これらはＰＭＤの削減をリア
ルタイムで実行しない。
【００１７】 米国特許第５，５９６，４４８号は、偏光分散に影響を与えずに色分散を補償
する装置を記載している。この装置は、分散補償ファイバおよび偏光変換ミラー
を含む。分散補償ファイバは、光ファイバ伝達ラインの符号と逆の符号の色分散
を有し、その長さは、光ファイバ伝達ラインの色分散値に一致するような方法で
選択される。そして、伝達ライン内を伝搬された光は、偏光変換ミラーの方に、
一端から他端へと分散補償ファイバ内を伝搬される。このミラーは、光の偏光状
態を、それに入射する光の偏光状態に対して直交し時間が経つと逆転される状態
に変換し、分散補償ファイバ内の光を入射光と逆の方向に再伝搬する。これは、
色分散が補償されることを可能にする。ＰＭＤも、前記分散補償ファイバの出力
での光信号がその入力での信号と同じＰＭＤを有するという意味で補償される。
換言すれば、米国特許第５，５９６，４４８号は、光ファイバ伝達ラインのＰＭ
Ｄを補償する問題には取り組まずに、分散補償ファイバの短い部分のＰＭＤを補
償するという問題だけに取り組んでいる。
【００１８】 さらに、前述の全ての装置および／または方法も、ＰＭＤと関連づけられた２
つの基本的な現象（時間におけるビットの広がりおよび、伝達システムのクロッ
クに対するそれらのタイミングの損失）のうち１つ、すなわち時間におけるビッ
トの広がりという現象にしか働かないという欠点も有する。
【００１９】 最後に、Ｎ．Ｊ．Ｓｍｉｔｈ ｅｔ ａｌ．（"soliton dynamics in the pre
sence of phase modulators", Optics communications, vol. 102, No. 3,4, pp
. 324-328, October 1993）は、各光増幅器の出力が、「ゴードン・ハウス・ジ
ッター（Gordon-Haus jitter）」として知られる効果の展開を制御することがで
きる帯域通過フィルタと位相変調器とを含む装置に接続されている、ソリトン伝
達を備えた光学的通信システムを想定した理論的かつ数学的な研究を提示してい
る（Ｊ．Ｐ．Ｇｏｒｄｏｎ ａｎｄ Ｈ．Ａ．Ｈａｕｓ、"Random walk of cohe
rently amplified solitons in optical fiber transmission", Optics Letters
, vol. 11, No. 10, pp. 665-667, October 1986）。
【００２０】 しかし、このシステムはＰＭＤの問題に取り組みもしなければ解決もしない。 本発明は、ＰＭＤと関連づけられた両方の現象（時間におけるビットの広がり
および、伝達システムのクロックに対するそれらのタイミング損失）にリアルタ
イムで働くように意図されている。
【００２１】 この目的のために、本発明は、第１の態様において、 所定のビットレートｆcと持続時間１／ｆcの所定のタイムスロットとを有する
ビットフローを含む、少なくとも１つのデジタル光信号を伝達する第１の装置と
、 前記第１の装置に光学的に接続された、前記デジタル光信号の伝搬用の光伝達
ラインと、 前記光伝達ラインに光学的に接続され、前記デジタル光信号を受信し、受信装
置と変調および分散装置とを含み、該変調および分散装置が、 ｉ．ａ）前記デジタル光信号の前記ビットレートｆcに従って予め定められ た変調周波数と、 ｂ）その持続時間が１／ｆcのタイムスロット内の所定の位置に対して 概ね対称な時間における周期的な変化と、 ｃ）前記周期的な変化の最大振幅Ｋと を有する変調により前記デジタル光信号の位相を変調する変調要素と、 ｉｉ．前記変調要素に光学的に接続され、上記のように変調されたデジタル 光信号の位相の各ビット内にグループ遅延Ｄを導入可能な色分散要素で あって、前記時間における周期的な変化が正の変調振幅を有するときに 異常タイプの分散を与え、前記時間における周期的な変化が負の変調振 幅を有するときに正常タイプの分散を与える色分散要素とを含む、第２ の装置とを含む、光学的通信システムに関する。
【００２２】 前記最大振幅Ｋと前記グループ遅延Ｄとの積はＡからＢの範囲にあることが好
ましく、ここで、Ａは−０．５*（１−Ｘ）に等しくＢは−０．５*（１＋Ｙ）に
等しく、Ｘは０．２以下であり、Ｙは２以下である。
【００２３】 本発明による光学的通信システムは、光伝達ラインによってデジタル光信号内
に導入されるＰＭＤを補償するという利点を有する。 さらに、ＰＭＤと関連づけられたビットのタイミングの損失という現象を補償
するだけでなく、ソリトン・タイプまたは準ソリトン・タイプの光伝達システム
に典型的なゴードン・ハウス・ジッターなどの、高周波数で通常は発生する、タ
イミングの損失（ジッター）という他の任意の現象をも補償する。
【００２４】 本発明による光学的通信システムは、色分散を補償するという別の利点も有す
る。 前記Ｘは０．１以下であることが有利である。実質的にゼロに等しいことがさ
らに有利である。前記Ｙは１．５以下であることが好ましい。前記Ｙは１以下で
あることがさらに好ましい。また、０．５以下であることがまたさらに好ましい
。さらに、実質的にゼロに等しいことが有利である。
【００２５】 一実施形態において、前記ビットはＲＺフォーマットである。 この場合に、前記最大振幅Ｋの絶対値は実質的に１／２Ｔ2に等しいことが好
ましく、前記グループ遅延Ｄの絶対値は実質的にＴ2に等しいことが好ましく、
ここでＴはＲＺタイプの伝達に用いられる光パルスの時間の長さである。
【００２６】 また、ＲＺ伝達の場合には、前記第１の装置は、一連の光パルスの生成器と前
記一連の光パルスの変調器とを含む。 一連の光パルスの前記生成器は通常、光源と第１の振幅変調器とを含む。前記
光源は所定の強度を有する連続的な光信号を放出することができ、一方、前記第
１の振幅変調器は、前記所定のビットレートｆcと持続時間１／ｆcの前記所定の
タイムスロットとを有する一連の光パルスを供給するような方法で、前記連続的
な光信号の強度を変調する。代替的な実施形態においては、一連の光パルスの前
記生成器は、「モード固定」タイプのレーザーからなる。
【００２７】 前記一連の光パルスの前記変調器は、ＲＺフォーマットのビットフローを含む
前記デジタル光信号を供給するような方法で、伝達される所定のデジタル・デー
タ要素に応じて、前記ビットレートｆcで、前記光パルスを強度変調することが
できる第２の振幅変調器を含む。
【００２８】 別の実施形態においては、前記ビットはＮＲＺフォーマットである。 この場合に、前記第１の装置は、所定の強度を有する連続的な光信号を放出す
ることができる光源と、ＮＲＺフォーマットのビットフローを含む前記デジタル
光信号を供給するような方法で、伝達される所定のデジタル・データ要素に従っ
て、前記ビットレートｆcで、前記連続的な光信号の強度を変調することができ
る振幅変調器とを含む。１つの変形においては、前記光源は、伝達される前記所
定のデジタル・データ要素を搬送する電気信号によって直接的に変調される。
【００２９】 通常、前記光伝達ラインは、光ケーブルに挿入されていることが好ましい、少
なくとも１本の光ファイバを含む。前記光伝達ラインのパスによって必要とされ
た場合には、前記光伝達ラインは少なくとも１つの光増幅器も含む。
【００３０】 前記第２の装置は、強度の第１のフラクション（ｆｒａｃｔｉｏｎ）を前記変
調および分散装置に供給し、強度の第２のフラクションをクロック回復器に供給
するような方法で、前記デジタル光信号の強度を分割することができる光ビーム
・スプリッタも含むことが好ましい。
【００３１】 前記クロック回復器は、前記変調および分散装置の前記変調要素に能動的に接
続されており、前記光ビーム・スプリッタから生じる前記光信号のビットレート
ｆcおよび、前記デジタル光信号のビットのタイムスロットの平均中央位置との
同期を決定できることが有利である。
【００３２】 一実施形態において、前記変調周波数は前記クロック回復器によって決定され
た前記ビットレートｆcに実質的に等しい。 前記タイムスロット内の前記所定の位置は、前記クロック回復器によって決定
されたタイムスロットの前記平均中央位置に対応することが有利である。
【００３３】 前記位相変調の前記時間における周期的な変化は、実質的に正弦曲線を描くこ
と好ましい。前記位相変調の前記時間における周期的な変化は、切頭余弦タイプ
（概ね放物線状）であることがより好ましい。
【００３４】 前記変調および分散装置の一実施形態においては、前記変調要素は、少なくと
も第１の位相変調器と前記位相変調器用の駆動装置とを含み、前記駆動装置は前
記クロック回復器に能動的に接続されている。
【００３５】 前記変調要素は、光サーキュレータおよび、前記デジタル光信号を反射し、そ
の偏光状態を約９０(回転することができる装置も含むことが好ましい。 前記変調要素は、第１の位相変調器に対して９０(回転された屈折軸を有する
第２の位相変調器も含むことがさらに好ましい。
【００３６】 前記変調要素は、第２の位相変調器、第１の偏光ビーム・スプリッタおよび第
２の偏光ビーム・スプリッタも含むことが有利である。 前記色分散要素は通常、光ファイバの適当な部分からなる。あるいは、従来の
光サーキュレータと、たとえば色分散の補償に用いられるタイプの１つである、
適切な可変周期（「チャープされた」）光ファイバ・ブラッグ格子とからなるこ
とが有利である。かかる可変周期格子の例は、Ｋ．Ｏ．Ｈｉｌｌ ｅｔ ａｌ．
によって説明されている（「光ファイバ分散の補償のために、ファイバ・ブラッ
グ格子においてチャープされている」、Optics Letters, vol. 19, No. 17, pp.
1314-1316, 1994）。かかる可変周期ブラッグ格子を製作する方法は、特許出願
第ＷＯ９８／０８１２０号にも記載されている。
【００３７】 最後に、別の実施形態においては、前記色分散要素は適切な対の回折格子から
なる。 通常、前記色分散要素によって導入された前記グループ遅延Ｄは積β2 *Ｌに等
しく、ここでβ2は色分散要素のｐｓ2／ｋｍで表された色分散であり、Ｌはｋｍ
で表されたその長さである。
【００３８】 通常、前記受信装置は光検出器を含む。 第２の態様において、本発明は光信号を処理する装置に関し、前記装置は、 ａ）所定の変調周波数と、 ｂ）時間における所定の周期的な変化と、 ｃ）前記周期的な変化の最大振幅Ｋとを有する変調によって、前記光信号の
位相 を変調する変調要素と、 前記変調要素に光学的に接続され、前記光信号にグループ遅延Ｄを導入可能
な色 分散要素とを含み ｉ．前記最大振幅Ｋと前記グループ遅延Ｄとの積はＡからＢの範囲にあり、こ こでＡは−０．５*（１−Ｘ）に等しくＢは−０．５*（１＋Ｙ）に等しく 、Ｘは０．２以下であり、Ｙは２以下であり、 ｉｉ．前記色分散要素は、前記時間における周期的な変化が正の変調振幅を有 するときに異常タイプの分散を与え、前記時間における周期的な変化が負 の変調振幅を有するときに正常タイプの分散を与える。
【００３９】 通常、前記光信号は、所定のビットレートｆcと持続時間１／ｆcの所定のタイ
ムスロットとを有するビットフローを含むデジタル光信号である。 この場合に、前記変調周波数は、前記デジタル光信号の前記ビットレートｆc
に従って決定されることが好ましい。前記時間における周期的な変化は、持続時
間が１／ｆcの前記タイムスロット内の所定の位置に対して概ね対称であること
がさらに好ましい。
【００４０】 前記変調および分散装置の構造上の特徴は、本発明による光学的通信システム
の変調および分散装置に関して既に詳細に説明した。したがって、これらの詳細
に関しては、本文の前の方を参照して戴きたい。
【００４１】 前述の光学的通信システムにおいては、本発明によるこの変調および分散装置
は、ＰＭＤによって引き起こされる両方の現象（光ビットの時間における広がり
とタイミングの損失）をリアルタイムで補償するだけでなく、色分散も補償する
。また、既知の装置よりも簡単に製作でき費用もかからないという利点および、
より信頼性が高く、より少ないメンテナンスしか必要としないという利点も有す
る。
【００４２】 発明者は、本発明による変調および分散装置の有利な特性は、ビットの適切な
圧縮および／またはリタイミング（ｒｅｔｉｍｉｎｇ）から生ずることを理解し
た。
【００４３】 その結果、本発明による変調および分散装置は、ＰＭＤおよび／または色分散
を補償するという機能が実行される光学的通信システムとの組み合わせにおいて
上記で説明したが、当業者は、光ビットを圧縮および／またはリタイミングする
他の用途においても容易に用いることができることを理解するであろう。
【００４４】 第３の態様において、本発明は、所定のビットレートｆcと持続時間１／ｆcを
有する所定のタイムスロットとを有するビットフローを含むデジタル光信号のビ
ットを処理する方法にも関し、該方法は、 ａ）前記デジタル光信号の前記ビットレートｆcに従って予め定められた変調周 波数と、 持続時間１／ｆcを有する前記タイムスロット内の所定の位置に対して概ね 対称である時間における周期的な変化と、 前記周期的な変化の最大振幅Ｋとを有する変調によって、前記デジタル光信 号の位相を変調するステップと、 ｂ）適当な色分散要素において、前記位相変調されたデジタル光信号の各ビット のグループ遅延Ｄを生じさせるステップであって、前記色分散要素は前記時 間における周期的な変化が正の変調振幅を有するときに異常タイプの分散を 与え、前記時間における周期的な変化が負の変調振幅を有するときに正常タ イプの分散を与えるステップとを含む。
【００４５】 第１の実施形態において、前記処理は前記デジタル光信号のビットの圧縮とい
う面である。 第２の実施形態において、前記処理は前記デジタル光信号のビットのリタイミ
ングという面である。
【００４６】 第３の実施形態において、前記処理は前記デジタル光信号のビットの圧縮とリ
タイミングという面である。 この説明および特許請求の範囲を目的として、「ビットの圧縮」という表現は
、タイムスロットの中央の方への、前記ビットと関連づけられた出力の集中を意
味する。
【００４７】 通常、前記グループ遅延Ｄは積β2 *Ｌに等しく、ここでβ2は前記色分散要素
のｐｓ2／ｋｍで表された色分散であり、Ｌはｋｍで表されたその長さである。 前記最大振幅Ｋと前記グループ遅延Ｄとの積はＡからＢの範囲にあることが有
利であり、ここで、Ａは−０．５*（１−Ｘ）に等しくＢは−０．５*（１＋Ｙ）
に等しく、Ｘは０．２以下であり、Ｙは２以下である。
【００４８】 前記ＸおよびＹの特性については、本発明による光学的通信システムに関する
上記の説明を参照されたい。 通常、ステップａ）は、前記デジタル光信号のビットレートｆcを決定するス
テップａ１）も含む。
【００４９】 一実施形態において、前記変調周波数はステップａ１）で決定された前記ビッ
トレートｆcに実質的に等しい。 ステップａ）は、前記デジタル光信号のビットのタイムスロットの平均中央位
置および前記平均中央位置との同期を決定するステップａ２）も含むことが有利
である。
【００５０】 前記タイムスロット内の前記所定の位置は、ステップ２）で決定された前記平
均中央位置に対応することが好ましい。 前記位相変調の前記時間における周期的な変化は概ね正弦曲線を描くこと好ま
しい。それは切頭余弦タイプ（概ね放物線状）であることがより好ましい。
【００５１】 また、前記色分散要素の特性の詳細に関しては、上記の本文を参照されたい。 第４の態様において、本発明は、 所定のビットレートｆcと持続時間１／ｆcの所定のタイムスロットとを有す るビットフローを含む、少なくとも１つのデジタル光信号を伝達する第１の装
置と 、 前記第１の装置に光学的に接続された、前記デジタル光信号の伝搬用の光伝 達ラインと、 前記光伝達ラインに光学的に接続され、前記デジタル光信号を受信し、受信
装置と変調および分散装置とを含み、該変調および分散装置が、 ｉ．ａ１）前記デジタル光信号の前記ビットレートｆcに従って予め定められ た変調周波数と、 ｂ１）持続時間が１／ｆcである前記タイムスロット内の所定の位置に対 して概ね対称である時間における振幅の周期的な変化と、 ｃ１）前記振幅の周期的な変化の最大振幅(AMとを有する変調によって、前 記光信号の振幅を変調する変調要素と、 ｉｉ．ａ２）前記デジタル光信号の前記ビットレートｆcに従って予め定めら れた変調周波数と、 ｂ２）持続時間が１／ｆcである前記タイムスロット内の所定の位置に対 して概ね対称である時間における位相の周期的な変化と、 ｃ２）前記位相の周期的な変化の最大振幅Ｋとを有する変調によって、前 記デジタル光信号の位相を変調する変調要素と、 ｉｉｉ．前記変調要素に光学的に接続され、変調されたデジタル光信号の各ビ ット内にグループ遅延Ｄを導入可能な色分散要素であって、前記時間における
位相の周期的な変化が正の変調振幅を有するときに異常タイプの分散を与え、前
記時間における位相の周期的な変化が負の変調振幅を有するときに正常タイプの
分散を与える色分散要素とを含む、第２の装置とを含む、光学的通信システムに
関する。
【００５２】 前記最大振幅Ｋと前記グループ遅延Ｄとの積はＡからＢの範囲にあることが好
ましく、ここで、Ａは−０．５*（１−Ｘ）に等しくＢは−０．５*（１＋Ｙ）に
等しく、Ｘは０．２以下であり、Ｙは２以下である。
【００５３】 本発明のこの第４の態様による光学的通信システムは、ＰＭＤの実際の量から
は概ね独立して、光伝達ラインによってデジタル光信号内に導入されたＰＭＤを
補償するという利点をさらに有する。これは特に、時間が経つと、すなわち光フ
ァイバ・ラインの老朽によって、ＰＭＤの量が変化すると思われるときに常に有
利である。
【００５４】 本発明の第４の態様によって提供される同期振幅変調は、概ね減衰なしにタイ
ムスロットの中央に対応する信号の部分を伝達しながら、タイムスロットの中央
からずれたか広がった光信号の部分を減衰することが有利である。これは、同期
位相変調および分散との組み合わせで、時間の広がりおよびタイミングの損失の
効果をさらに削減する信号形状を提供する。
【００５５】 本発明による光学的通信システムは、色分散を補償するという利点もさらに有
する。 前記Ｘは０．１以下であることが有利である。それは実質的にゼロに等しいこ
とがさらに有利である。前記Ｙは１．５以下であることが好ましい。前記Ｙは１
以下であることがさらに好ましい。それは０．５以下であることがさらに一層好
ましい。それは実質的にゼロに等しいことが有利である。
【００５６】 一実施形態において、前記ビットはＲＺフォーマットである。 別の実施形態において、前記ビットはＮＲＺフォーマットである。 第５の態様において、本発明は光信号を処理する変調および分散装置にも関し
、前記変調および分散装置は、 ａ）所定の変調周波数と、 ｂ）時間における所定の振幅の周期的な変化と、 ｃ）前記振幅の周期的な変化の最大振幅(AMとを有する変調によって、前記光
信号 の振幅を変調する変調要素と、 ａ）前記所定の変調周波数と、 ｂ）時間における所定の位相の周期的な変化と、 ｃ）前記位相の周期的な変化の最大振幅Ｋとを有する変調によって、前記光信
号の 位相を変調する変調要素と、 前記変調要素に光学的に接続され、前記変調された光信号内にグループ遅延
Ｄを 導入可能な色分散要素とを含み ｉ．前記最大振幅Ｋと前記グループ遅延Ｄとの積はＡからＢの範囲にあり、こ
こでＡは−０．５*（１−Ｘ）に等しくＢは−０．５*（１＋Ｙ）に等しく、Ｘは ０．２以下であり、Ｙは２以下であり、 ｉｉ．前記色分散要素は、前記時間における位相の周期的な変化が正の変調振
幅を有するときに異常タイプの分散を与え、前記時間における位相の周期的な変
化が負の変調振幅を有するときに正常タイプの分散を与える。
【００５７】 本発明の第２の態様の好適な特性は、本発明の第５の態様の好適な特性でもあ
る。 前記振幅の周期的な変化の前記最大振幅は、８０％よりも大きい値を有するこ
とが有利である。前記振幅の周期的な変化の前記最大振幅は、９０％よりも大き
い値を有することが好ましい。前記振幅の周期的な変化の前記最大振幅は、概ね
１００％の値を有することがさらに好ましい。
【００５８】 第６の態様において、本発明は、所定のビットレートｆcと持続時間１／ｆcを
有する所定のタイムスロットとを有するビットフローを含むデジタル光信号のビ
ットを処理する方法にも関し、該方法は、 ａ）ａ１）前記デジタル光信号の前記ビットレートｆcに従って予め定められ た変調周波数と、 ａ２）持続時間１／ｆcを有する前記タイムスロット内の所定の位置に対 して概ね対称である時間における振幅の周期的な変化と、 ａ３）前記振幅の周期的な変化の最大振幅(Mとを有する変調によって、前 記光信号の振幅を変調するステップと、 ｂ）ｂ１）前記デジタル光信号の前記ビットレートｆcに従って予め定められ た変調周波数と、 ｂ２）持続時間１／ｆcを有する前記タイムスロット内の所定の位置に対 して概ね対称である時間における位相の周期的な変化と、 ｂ３）前記位相の周期的な変化の最大振幅Ｋとを有する変調によって、前 記デジタル光信号の位相を変調するステップと、 ｃ）適当な色分散要素において、前記変調されたデジタル光信号の各ビットの
グループ遅延Ｄを生じさせるステップであって、前記色分散要素は前記時間にお
ける位相の周期的な変化が正の変調振幅を有するときに異常タイプの分散を与え
、前記時間における位相の周期的な変化が負の変調振幅を有するときに正常タイ
プの分散を与えるステップとを含む。
【００５９】 ここで、本発明の特徴と利点を、添付の図面において例により制限なく示した
実施形態を参照して説明する。 本発明の第１の態様による光学的通信システム１００の図１ａおよび図１ｂに
示した実施形態のそれぞれは、デジタル光信号１０００を供給する第１の装置１
０、光伝達ライン３０および前記デジタル光信号１０００を受信する第２の装置
２０を含み、前記第２の装置２０は、本発明の第２の態様による変調および分散
装置２００を含む。
【００６０】 図１ｂの実施形態において、前記第１の装置１０はＲＺフォーマットのデジタ
ル光信号１０００を供給可能な従来の装置である。より特定的には、一連の光パ
ルスの生成器と前記一連の光パルスの変調器とを含む。一連の光パルスの前記生
成器はレーザー源１１と第１の振幅変調器１２とからなり、一方、前記一連の光
パルスの前記変調器は第２の振幅変調器１３からなる。
【００６１】 前記適当なレーザー源１１は、光ファイバ遠隔通信の典型的な波長、たとえば
約１３００から１７００ｎｍの範囲にある波長で、好ましくは１５００〜１６０
０ｎｍの領域にある光ファイバの第３の伝達ウィンドウ（ｗｉｎｄｏｗ）におい
て連続的な光信号を放出可能である。
【００６２】 第１の振幅変調器１２は、従来の変調器、たとえばマッハ・ツェンダー干渉計
タイプまたは電気吸収タイプのものである。これは、前記レーザー源１１を出る
前記連続的光信号の強度が変調され、かつ所定の持続時間Ｔ、所望の伝達速度に
等しいビットレートおよび所定の時間プロフィール（形状）によって特徴づけら
れる一連の光パルスを供給するような方法で適当な電気信号（図示せず）によっ
て駆動される。たとえば、前記ビットレートは２．４Ｇｂｉｔ／ｓ、１０Ｇｂｉ
ｔ／ｓまたは、好ましくは４０Ｇｂｉｔ／ｓである。また、前記光パルスの形状
は通常、ガウスまたは双曲線セカント・タイプである。
【００６３】 本発明を目的として、光パルスの「持続時間Ｔ」という表現は、光パルスの強
度が最大値Ｉmaxを取る時間と、前記光パルスの強度がＩmax／ｅの値を取る時間
との間で経過した時間を示すために用いる。
【００６４】 通常、前記所定の持続時間Ｔは、光パルスの半分の高さＴFWHM（従来は「半値
全幅」として知られている）での総持続時間の関数として決定される。たとえば
、前記パルスがガウス形状を有するときには、前記所定の持続時間ＴはＴFWHM／
［２（１ｎ２）1/2］、換言すれば約ＴFWHM／１．６６５に等しく、前記パルス
が双曲線セカント・タイプの形状を有するときには、ＴFWHM／（２*ａｒｃｃｏ
ｓ ｈ(２）、換言すれば約ＴFWHM／１．７６３に等しい。
【００６５】 別の実施形態（図示せず）においては、一連の光パルスの前記生成器は、たと
えば従来の「モード固定」レーザーなどの単一の装置からなる。 前記第２の振幅変調器１３は、従来の振幅変調器、たとえばマッハ・ツェンダ
ー干渉計タイプまたは電気吸収タイプのものである。これは、前記第１の装置に
よって供給される前記一連のパルスを、所望のビットレートｆcで、伝達される
デジタル情報に従って変調するような方法で、光伝達ライン３０に沿って伝達さ
れる前記デジタル情報を含む電気信号によって駆動される。そのため、前記第１
の装置１０の出力では、ＲＺフォーマット、ビットレートｆc、持続時間１／ｆc を有するタイムスロット、持続時間Ｔおよび、たとえばガウスである形状によっ
て特徴づけられる一連のパルスを含むデジタル光信号１０００が存在する。
【００６６】 代替的な実施形態（図示せず）においては、前記第１の装置１０は、ＮＲＺフ
ォーマットでデジタル光信号１０００を供給可能な従来の装置である。この場合
に、通常これはレーザー源と振幅変調器からなる。前記レーザー源は、光ファイ
バ遠隔通信の典型的な波長、たとえば約１３００から１７００ｎｍの範囲にある
波長で、好ましくは１５００〜１６００ｎｍの領域にある光ファイバの第３の伝
達ウィンドウにおいて連続的な光信号を放出可能である。前記振幅変調器は、送
信されるデジタル情報に応じて、所望のビットレートｆcで前記連続的な光信号
の強度を変調可能である。通常、前記振幅変調器は従来の振幅変調器、たとえば
マッハ・ツェンダー干渉計タイプまたは電気吸収タイプのものであり、光伝達ラ
イン３０に沿って伝達されるデジタル情報を含む電気信号によって駆動される。
【００６７】 最後の場合において、前記第１の装置１０の出力では、ＮＲＺフォーマット、
ビットレートｆcおよび持続時間１／ｆcのタイムスロットを有するビットフロー
を含むデジタル光信号１０００が存在する。
【００６８】 そのため、前記デジタル光信号１０００は、前記第１の装置１０の出力に光学
的に接続された前記光伝達ライン３０に沿って伝達される。 前記光伝達ライン３０は、たとえば５００ｋｍの長さを有し、通常は光ファイ
バからなる。前記光ファイバは伝達波長で単一モードであり、適当な光ケーブル
に挿入されていることが好ましい。たとえば、これは、ＰＭＤが約１ｐｓ／ｋｍ 1/2 で色分散α2）が約２０ｐｓ2／ｋｍのステップ形タイプの従来の光ファイバ
であってもよい。
【００６９】 あるいは、１５５０ｎｍでゼロ名目分散を有する分散転位（ＤＳ）ファイバま
たは非ゼロ分散（ＮＺＤ）ファイバなどの、他の従来タイプの光ファイバを用い
ることが可能である。
【００７０】 前記光伝達ライン３０の光ファイバのＰＭＤ値は、たとえば、０．０５から１
．５ｐｓ／ｋｍ1/2の範囲にある。 前記光伝達ライン３０のパスによって必要とされる場合には、前記ライン３０
は、たとえば１００ｋｍに１つずつ、カスケード（縦続：ｃａｓｃａｄｅ）の光
増幅器も含む。
【００７１】 光増幅器は、デジタル光信号１０００を送信するのに用いられる波長を増幅可
能な、従来のタイプ、たとえば希土類（たとえばエルビウム）でドープされた能
動のファイバ・タイプまたは半導体タイプのものであることが好ましい。
【００７２】 前記第２の装置２０は伝達ライン３０に光学的に接続されており、デジタル光
信号１０００を受信可能である。 通常、これは、伝達ライン３０から入るデジタル光信号１０００を増幅する従
来の光増幅器２１、光ビーム・スプリッタ２２、クロック回復器２３、本発明の
別の態様による変調および分散装置２００、必要であれば光増幅器２７および、
デジタル光信号１０００を受信する従来の受信装置４０を含む。
【００７３】 光増幅器２１は、たとえば希土類でドープされた能動のファイバ・タイプまた
は半導体タイプの増幅器であり、デジタル光信号１０００の強度を、変調および
分散装置２００ならびにクロック回復器２３の感度閾値を超えた値まで上昇させ
ることが可能である。
【００７４】 光ビーム・スプリッタ２２は、たとえば、１つの入力と、一方が変調および分
散装置２００に接続され他方がクロック回復器２３に接続された２つの出力とを
備えた、従来の１ｘ２溶融ファイバまたは導波管内カプラである。
【００７５】 光ビーム・スプリッタ２２は、クロック回復器２３に接続された出力に、変調
および分散装置２００に接続された出力に伝達される強度よりも小さい強度のフ
ラクションを伝達可能であることが好ましい。たとえば、その入力でのデジタル
光信号１０００の強度の１／１０をクロック回復器２３に伝達し、残りの９／１
０を変調および分散装置２００に伝達する。
【００７６】 クロック回復器２３は、 その入力でのデジタル光信号１０００の強度のフラクションを光電検出して、
それを対応する電気信号に変換し、 その入力での前記デジタル光信号１０００のビットレートｆcおよびそれとの
同期を決定することが可能な従来の光電子装置である。
【００７７】 ビットはファイバ内におけるそれらの伝搬の間に、時間における広がりおよび
／または前記第１の装置１０のクロックに対するタイミングの損失などの歪みを
受けるので、クロック回復器２３は通常、前記電気信号のスペクトルから、前記
ビットレートｆcに関連するスペクトル成分を抽出して、それ自体をその入力に
到達するビットのタイムスロットの平均中央位置と同期させる。
【００７８】 変調および分散装置２００は、光ビーム・スプリッタ２２の他方の出力からデ
ジタル光信号１０００を収集し、それを処理して、ビットが伝達ライン３０に沿
った光ファイバ内におけるそれらの伝搬の間に受ける歪み（時間における広がり
および／またはタイミングの損失）を最少化する。
【００７９】 特に、ＲＺパルスの場合には、変調および分散装置２００はビットの最初の形
状、換言すれば、伝達されたときにビットが有した形状を光ファイバ内における
伝搬の前に回復することおよび、前記クロック回復器によって決定された同期に
従ってビットをリタイミングすることの両方が可能である。
【００８０】 本発明の実施形態による変調および分散装置２００は、位相変調要素２０００
および分散要素２０４を含む。 図２に示した実施形態において、位相変調要素２０００は、従来の光サーキュ
レータ２０１、位相変調器２０２、ミラー２０３および電子駆動装置２４を含む
。
【００８１】 あるいは、光ファイバまたは平面導波管タイプの従来の光ビーム・スプリッタ
を、前記光サーキュレータ２０１の代わりに用いてもよい。 光サーキュレータ２０１のポートに到達するデジタル光信号１００は、ポート
２を通して移動変調器２０２の方に送信されてから、光ファイバ２０６の適当な
部分を通してミラー２０３に送信される。
【００８２】 ミラー２０３は従来のファラデー・ミラー、換言すれば、同時にその偏光状態
を９０(回転させながら、その入力で後方に位相変調器２０２の方へとデジタル
光信号１０００を反射可能な装置であることが好ましい。そのため、デジタル光
信号１０００は、第１の場合に１つの偏光状態で、第２の場合には第１の偏光状
態に直交した偏光状態（９０(回転）で、位相変調器２０２を通過する。
【００８３】 光ファイバ２０６の部分の長さは、この光ファイバ２０６を通って前方移動ま
たは戻り移動しているデジタル光信号１０００が、位相変調器２０２によって実
行される変調の期間またはその自然数倍に概ね等しい総時間だけ遅延されるよう
な方法で選択されることが好ましい。
【００８４】 位相変調器２０２は通常、たとえば２つの電極に接続されたＬｉＮｂＯ3基板
状の導波管からなる従来の装置である。前記ＬｉＮｂＯ3位相変調器は共振タイ
プであることが好ましい。共振位相変調器は、たとえば本願の出願人名の特許出
願第ＷＯ９９／０９４５１号に記載されている。
【００８５】 前記ＬｉＮｂＯ3位相変調器２０２は、その入力において光信号の偏光の影響
を受け易く、換言すれば、デジタル光信号１０００の偏光状態の２つの直交成分
を異なった方法で変調する。しかし、前記デジタル光信号１０００は位相変調器
２０２を２回通過し、それぞれの場合に偏光状態は他方の偏光状態に直交してい
るので、その偏光状態の２つの直交成分は同じ方法で変調される。
【００８６】 位相変調器２０２に接続された前記電極に印加される電位差Ｖを制御すること
により、(に等しいデジタル光信号１０００の変化が得られ、ここで(は次のよう
に定義される。
【００８７】 α＝π（Ｖ／Ｖπ） ここで、Ｖπはπ(α＝π）の違相を得るために印加されなければならない電位
差である。
【００８８】 たとえば、時間において周期的に変化する電圧Ｖ（ｔ）が印加されると、位相
変化(の時間における所定の周期的な変化αｔ）を得ることが可能である。この
場合に、得ることができる最大（または最小）の位相変化は、従来、変調度(Mと
して次のように定義されている。
【００８９】 αM＝π（Ｖmax/min／Ｖπ） ここで、ＶmaxおよびＶminは、位相変調器の電極に印加される最大または最小の
違相である。時間α（ｔ）における前記周期的な変化が正の変調振幅を有すると
きには、変調度αMはゼロよりも大きく、一方、時間α（ｔ）における前記周期
的な変化が負の変調振幅を有するときには、変調度αMはゼロ未満である。
【００９０】 この説明および特許請求の範囲において、「正の変調振幅」という表現は、位
相変調の時間αｔ）における変化が、タイムスロットの前記平均中央位置におけ
る最大値が存在するようなものであり、より高い周波数へのビットのスペクトル
成分の移行が前記平均中央位置の前に引き起こされ、より低い周波数への移行が
前記平均中央位置の後に引き起こされる状況を示すために用いている。一方、「
負の変調振幅」という表現は、位相変調の時間αｔ）における変化が、タイムス
ロットの前記平均中央位置に最小値が存在するようなものであり、より低い周波
数へのビットのスペクトル成分の移行が前記平均中央位置の前に引き起こされ、
より高い周波数への移行が前記平均中央位置の後に引き起こされる状況を示すた
めに用いている。
【００９１】 電子駆動装置２４は、クロック回復器２３の制御下で位相変調器２０２を駆動
可能な従来の装置である。より特定的には、電子装置２４は、位相変調器２０２
が本発明に従い、 １）クロック回復器２３によって決定されたビットレートｆcに従って選択され
た変調周波数、 ２）タイムスロット内の所定の位置と同期され、前記所定の位置に対して概ね対
称な時間における周期的な変化（位相αｔ）のタイムエンベロープ）（前記時間
における変化の最大値または最小値は前記所定の位置に対して同期されている）
および、 ３）前記時間における変化の最大振幅Ｋで、 Ｋ＝１／２（αMΩ2）であり、 ここでΩ＝２πｆcであり、ｆcはクロック回復器２３によって決定されたビット
レートであり、また、時間α（ｔ）における周期的な変化が正の変調振幅である
か負の変調振幅であるかに応じて、ゼロよりも大きいか小さいＫによって特徴づ
けられた、デジタル光信号１０００の位相変調を位相変調器２０２が実行するよ
うな方法で、前記電極に電位差Ｖ（ｔ）を印加する。
【００９２】 通常、位相変調の時間における変化は、クロック回復器２３によって決定され
たタイムスロットの平均中央位置と同期され、この位置に対して概ね対称である
。
【００９３】 ＲＺフォーマットのビットの場合には、前記最大振幅Ｋの絶対値は概ね［１／
（２Ｔ2）］に等しいことが有利であり、ここでＴは上記の意味を有する。 位相変調器２０２を出るデジタル光信号１０００は、それが２回目にそこを通
った後に、光サーキュレータ２０１のポート３を通して分散要素２０４に送信さ
れる。
【００９４】 この分散要素２０４は、それを通過するビット内に、前記最大振幅Ｋとグルー
プ遅延Ｄとの積が本発明にしたがってＡからＢの範囲にあるような方法で選択さ
れた値を有するグループ遅延Ｄを導入し、ここでＡは−０．５*（１−Ｘ）に等
しくＢは−０．５*（１＋Ｙ）に等しく、Ｘは０．２以下であり、Ｙは２以下で
ある。
【００９５】 ＲＺフォーマットのビットの場合には、前記グループ遅延Ｄの絶対値がＴ2（
ここでＴは上記のように定義される）に概ね等しいことが有利である。 位相変調器２０２によって実行された位相変調の時間α（ｔ）における変化が
正の変調振幅を有するときに、分散要素２０４は通常、異常タイプβ2＜０）の
分散によって特徴づけられ、一方、位相変調器２０２によって実行された位相変
調の時間α（ｔ）における変化が負の変調振幅を有するときに、分散要素２０４
は、正常タイプβ2＞０）の分散によって特徴づけられることが好ましい。
【００９６】 この説明および特許請求の範囲において、「異常な分散」という表現は、より
短い波長を有する光信号のスペクトル成分が、より長い波長を有する光信号のス
ペクトル成分よりも高い速度で移動する状況を示すために用いる。一方、「正常
な分散」という表現は、より短い波長を有する光信号のスペクトル成分が、より
長い波長の光信号のスペクトル成分よりも低い速度で移動する逆の状況を示すた
めに用いる。
【００９７】 第１の実施形態において、前記分散要素２０４は、前記最大振幅Ｋと前記グル
ープ遅延Ｄ（ここで、Ｄ＝β2 *Ｌ）との積が本発明に従ってＡからＢの範囲にあ
るような方法で選択された、長さＬ（通常はｋｍで表示）および色分散(2（通常
はｐｓ2／ｋｍで表示）を有する単一モードの光ファイバの部分からなり、ここ
でＡおよびＢは上記の値を有する。
【００９８】 第２の実施形態において、前記分散要素２０４は、光ファイバ内の従来の可変
周期（「チャープされた」）ブラッグ格子からなる。この場合にも、長さＬ（通
常はｋｍで表示）および色分散(2（通常はｐｓ2／ｋｍで表示）は、前記最大振
幅Ｋと前記グループ遅延Ｄ（ここで、Ｄ＝β2 *Ｌ）との積が本発明に従ってＡか
らＢの範囲にあるような方法で選択され、ここでＡおよびＢは上記の値を有する
。
【００９９】 最後に、第３の実施形態において、前記分散要素２０４は従来の対の回折格子
からなる。この場合に、グループ遅延Ｄは、対の格子の長さＬ（通常はｍで表示
）および有効な色分散(2（通常はｐｓ2／ｋｍで表示）の所定の値に左右される
［Ｇ．Ｐ．Ａｇｒａｗａｌ、"Nonlinear Fiber Optics", Academic Press, 2nd
ed., 1995, pp. 203-207］。
【０１００】 たとえば、 ビットがＲＺフォーマットであり、 光パルスが概ねガウス形状を有し、 ＴFWHM≒２２．０４ｐｓであり、 Ｔ≒１３．２４ｐｓであり、 ｆc≒５ＧＨｚであり、 １／ｆc（タイムスロットの持続時間）≒２００ｐｓである、本発明による光
学的通信システムの場合および、分散要素２０４がβ2＝−２０ｐｓ2／ｋｍを有
する光ファイバからなる場合には、本発明による変調および分散装置２００にお
いて、 位相変調器２０２は正の振幅で変調を実行し、 Ｋ≒２．８５＊１０-3ｐｓ-2であり、 Ｄ≒−１７５ｐｓ2であり、 Ｌ≒８．７５ｋｍである。
【０１０１】 図３に示した実施形態において、変調および分散装置２００は、位相変調要素
２０００が、互いに対して９０(回転された屈折の軸を有する第１の位相変調器
２０２および第２の位相変調器２０５ならびに、両変調器を動作させる電子駆動
装置２４を含む点を除いて、図２に示したものと同じ構造を有して同じ機能を遂
行する。
【０１０２】 タイムスロット内の前記所定の位置との同期を失うために、電子駆動装置２４
は、第１の位相変調器２０２と第２の位相変調器２０５との間でデジタル光信号
１０００が受ける光学的遅延を見込むことが可能であることが好ましい。
【０１０３】 図４に示した実施形態において、変調および分散装置２００は、位相変調要素
２０００が第１の位相変調器２０２および第２の位相変調器２０５ならびに第１
の偏光ビーム・スプリッタ（ＰＢＳ）２０７および第２のＰＢＳ２０８を有する
点を除いて、図２および図３のものと同じ構造を有し同じ機能を遂行する。
【０１０４】 変調および分散装置２００の入力で、ＰＢＳ２０７はデジタル光信号１０００
の２つの直交する偏光成分を分離するが、そのうち一方の成分は位相変調器２０
２によって変調され、他方は位相変調器２０５によって変調される。２つの位相
変調器２０２、２０５の出力で、前記２つの直交する偏光成分は第２のＰＢＳ２
０８によって再結合されて、分散要素２０４に送られる。
【０１０５】 ＰＢＳ２０７、２０８は、好ましくは光ファイバ、平面導波管または微小光学
タイプの従来の装置である。 別の実施形態（図示せず）において、位相変調要素２０００は、入射光信号の
偏光の影響を受けにくい単一の位相変調器からなる。これは入射光信号の偏光の
影響を受けにくいので、この実施形態は、２つの位相変調器および／または、光
信号の偏光状態を回転させる（図２のミラーなど）か、その２つの直交する偏光
成分を分離する（図４のＰＢＳなど）か、前記光信号を反射する（図２のミラー
など）要素を必要としない。
【０１０６】 別の実施形態（図示せず）において、位相変調要素２０００は、デジタル光信
号が適当な光制御信号と共に伝搬される非線形要素（光ファイバの部分または半
導体増幅器など）からなる。後者は、好ましくはデジタル光信号１０００の波長
とは異なる波長と、既知のカー効果により、所定の「交差位相変調」、換言すれ
ばデジタル光信号１０００の所定の位相変調を生じさせるような所定の出力値と
を有する。
【０１０７】 前記所定の位相変調の特性は、位相変調器２０２に関連して既に詳細に説明し
た。したがって、これらの詳細については上記の本文を参照されたい。 図１ｂに示したように、前記変調および分散装置２００によってこのように処
理されたデジタル光信号１０００は、光増幅器２７によって増幅され前記従来の
受信装置４０によって検出されてから、それに続くあらゆる処理段階に送られる
。
【０１０８】 光増幅器２７は、たとえば、希土類でドープされた能動なファイバ・タイプま
たは半導体タイプの従来の増幅器である。 別の実施形態（図示せず）において、本発明による光通信システムは、同じ光
伝達ラインにおいて、それぞれが所定の波長を有するＭ個（Ｍ(１）のデジタル
光信号を同時に伝達するという点を除いて、図１のものと同じ構造を有し同じ機
能を遂行する。
【０１０９】 より特定的には、光伝達システムは、前記Ｍ個のデジタル光信号を供給するＭ
個の伝達装置と、前記光伝達ラインに沿って前記Ｍ個のデジタル光信号を同時に
伝達する従来の波長マルチプレクサとを含む。前記光伝達システムは、前記光伝
達ラインの出力で前記Ｍ個のデジタル光信号を分離する従来の波長デマルチプレ
クサと、Ｍ個の受信装置（前記Ｍ個のデジタル光信号のそれぞれについて１つず
つ）も含む。各受信装置は、光ビーム・スプリッタ、クロック回復器ならびに本
発明による変調および分散装置を含む。
【０１１０】 前記伝達装置、前記光伝達ライン、前記受信装置、前記クロック回復器ならび
に本発明による前記変調および分散装置の特性の詳細については、図１ａおよび
図１ｂに示した本発明による光通信システムの実施形態に関する上記の説明を参
照されたい。
【０１１１】 前記Ｍ個の伝達装置によって供給された前記Ｍ個のデジタル光信号が、光伝達
ラインによって必要とされるものと異なる特性（波長および／またはビットレー
トおよび／またはフォーマット）を有する場合には、前記光通信システムは、前
記Ｍ個の伝達装置によって供給された前記Ｍ個のデジタル光信号を受信し、それ
らを光伝達ラインによって必要とされる特性に合わせることが可能なインターフ
ェース・ユニットも含むことが好ましい。たとえば、前記インターフェース・ユ
ニットはそれらの出力で、前記光伝達ラインに沿ってカスケードに配置された光
増幅器の動作帯域幅内の波長を有するＭ個の光信号を供給する。
【０１１２】 米国特許第５，２６７，０７３号は、特に、入力光信号を光伝達ラインに合わ
せた形式に変換可能な伝達アダプタと、伝達された信号を受信装置に適した形式
に再変換可能な受信アダプタとを含むインターフェース・ユニットを記載してい
る。
【０１１３】 伝達装置、光増幅器のカスケードを備えた光伝達ラインならびに本発明による
変調および分散装置を含む受信装置を含む光学的通信システムを例により説明し
てきたが、本発明による光学的通信システムは、伝達ラインに沿って、光電再生
器、光光再生器、信号挿入／抽出（アッド・ドロップ）装置および、多数の通信
ラインが通達し始まる光ネットワークの切替ノードなどの他の装置を含んでもよ
く、本発明による変調および分散装置は、この説明に基づいて当業者に明らかな
基準に従い、本発明の原理から逸脱することなく、たとえば前記の再生器の１つ
に関連づけて、光伝達ラインにおいて接続されてもよい。 （２） 光光再生器の典型的な例は、Ｌ．Ｂｉｌｌｅｓ ｅｔ ａｌ．によって説明さ
れ［"20 Gbit/s Optical 3R Regenerator using SOA based Mach-Zehnder Inter
ferometer Gate", ECOC September (1997), No. 448, pp. 269-272]、Ｄ．Ｃｈ
ｉａｒｏｎｉ ｅｔ ａｌ．によって説明されている［"New 10 Gbit/s 3R NRZ
optical regenerative interface based on semiconductor optical amplifiers
for all-optical networks", ECOC September (1997), No. 448, pp. 41-44］
。
【０１１４】 発明者は、光ファイバ伝達ラインに沿って伝搬されるデジタル光信号における
ＰＭＤを補償する、本発明による変調および分散装置２００のふるまいを検証す
るために、コンピュータ・シミュレーションを実行した。
【０１１５】 これらのシミュレーションにおいては、ガウス形状、２７．５ｐｓの持続時間
ＴFWHMおよび１０ＧＨｚのパルス変調周波数を有する一連のパルス（ＲＺ伝達シ
ステム）を検討した。ＰＭＤの効果を表すために、各パルスを、一方が従来のマ
ックスウェル分散および平均値＜Δτ＞によって特徴づけられた任意の値Δτだ
け他方から遅延された、２つのパルスに分離した。このようにして生成したパル
スを光検出器によって検出してから、２つの異なった場合においてアイダイヤグ
ラムを決定した。第１の場合に、光検出器を出るパルスを検査し、一方、第２の
場合には、光検出器の後に設けた電気フィルタを出るパルスを検査した。この第
２の場合が、通常は電気フィルタが設けられた従来の受信装置における状況をよ
り正確に表している。
【０１１６】 シミュレーションにおいては、帯域幅は変調周波数の０．８倍に等しい従来の
四次ベッセル−トンプソン・フィルタであると仮定した。 知られているように、アイダイヤグラムは伝達システムの性能を評価するため
に用いることができる。アイダイヤグラムの閉包（closure）のレベルは、信号
のパルスの形状が受ける歪みに関する示唆を与え、したがって、受信における誤
差の確率に関する示唆を与える。たとえば、１ｄＢのアイ閉包は従来、受信にお
ける１０-9の誤差確率に対応するとみなされている。
【０１１７】 図５は、第１の場合（電気フィルタなし）においてこのようにして得られた確
率密度に関する結果を、＜Δτ＞＝３０ｐｓのアイダイヤグラムの閉包（ｄＢで
表示）の関数として示している。図５ａは変調および分散装置２００がない場合
に得られた結果を示しており、一方、図５ｂおよび図５ｃは変調および分散装置
２００で得られた結果を示している。図５ｂの場合には、変調および分散装置２
００について、 αM＝０．３π、 変調周波数＝１０ＧＨｚ、 位相変調の時間における変化は正弦曲線を描いた、 変調振幅は正であった、 分散は異常であった、 Ｄ＝−２７２．８ｐｓ2と仮定した。
【０１１８】 図５ｃの場合においては、位相変調の時間における変化が切頭余弦タイプ（概
ね放物線状）であると仮定した以外は、図５ｂの場合において用いたのと同じパ
ラメータを用いた。
【０１１９】 図５ａに示したように、変調および分散装置２００がない場合には、アイダイ
ヤグラムの閉包の平均値（ｍEC）は４．１５(３．４３ｄＢであることが分かっ
た。一方、変調および分散装置２００があると、この平均値（ｍEC）は、図５ｂ
の場合（位相変調の時間における変化が正弦曲線タイプであった）には１．１６
(０．８２ｄＢに削減され、図５ｃの場合（位相変調の時間における変化が切頭
余弦タイプであった）には０．２(０．２５ｄＢに削減された。換言すれば、本
発明による変調および分散装置があると、アイダイヤグラムの閉包の平均値（ｍ EC ）は、それがない場合の値の約２７．９％および約４．８２％にそれぞれ削減
された。
【０１２０】 図６は、確率密度の値を、前述の電気フィルタを用いたという事実を除いて図
５の条件と同じ条件で求めた、アイダイヤグラムの閉包（ｄＢで表示）の関数と
して示している。
【０１２１】 図６ａに示したように、変調および分散装置２００がない場合には、アイダイ
ヤグラムの閉包の平均値（ｍEC）は０．３４(０．２９ｄＢであることが分かっ
た。一方、変調および分散装置２００があると、この平均値（ｍEC）は、図６ｂ
の場合（位相変調の時間における変化が正弦曲線タイプであった）には０．１４
(０．１６ｄＢに削減され、図６ｃの場合（位相変調の時間における変化が切頭
余弦タイプであった）には０．０３(０．０８ｄＢに削減された。換言すれば、
本発明による変調および分散装置があると、アイダイヤグラムの閉包の平均値（
ｍEC）は、それがない場合の値の約４１．２％および約８．８％にそれぞれ削減
された。
【０１２２】 光ファイバ伝達ラインに沿って伝搬されるデジタル光信号においてＰＭＤを補
償する、本発明による変調および分散装置２００の適用性を確認するためにも実
験的テストを実行した。
【０１２３】 第１の一連の計測においては、本発明による変調および分散装置のいくつかの
機能的特性を確認した。 使用した実験的なセットアップ（図７参照）は、電気無線周波数信号生成器３
６０、光パルスの発生源３００、偏光維持ファイバ３１０、位相変調器２０２、
電気移相器３７０、電気無線周波数増幅器３８０、光増幅器３２０、可変減衰器
３３０、光ファイバ２０４、光受信機３４０、デジタル・オシロスコープ３５０
ならびに、２つの電力スプリッタ３９０および４００を含んでいた。
【０１２４】 発生源３００は、レーザー源３０１，振幅変調器３０２および偏光維持光増幅
器３０３を含んでいた。 レーザー源３０１は１５５５ｎｍで連続放出する三菱製のFU-68PDF-51PRLxxモ
デルであり、振幅変調器３０２は出願人製作のＬｉＮｂＯ3マッハ・ツェンダー
変調器であり、光増幅器３０３はやはり出願人製作の装置であった。
【０１２５】 生成器３６０は、Hewlett-Packard Co.製の５ＧＨｚ電気信号生成器−Synteti
zer、モデル ８３７５ ２Ｂであった。 偏光維持ファイバ３１０は従来のＰＡＮＤＡTMファイバであった。
【０１２６】 位相変調器２０２は出願人製作のＬｉＮｂＯ3装置であった。 光増幅器３２０は、出願人が製作しＯＬＡ／Ｅ ＭＷの名称の下に販売された
、１４ｄＢｍ装置であった。
【０１２７】 可変減衰器３３０は、E-TEK Dynamics Inc.によって製作され販売された従来
の光学装置である。 光ファイバ２０４は、約５０ｋｍの長さを有する、ＦＯＳ製のステップ形タイ
プの単一モード・ファイバの部分であった。
【０１２８】 光受信機３４０は、Hewlett-Packard Co.製の、１２ＧＨｚの帯域幅を有する
高速フォトダイオードであった。 電気移相器３７０は０〜１８ＧＨｚ Ｍａｃｏｍ ＦＳＣ ９３４１装置であ
った。
【０１２９】 電気無線周波数増幅器３８０はEra Technology Ltd.製の装置であった。 デジタル・オシロスコープ３５０はTektronix Inc.製の装置、モデルＣＳＡ
８０３ Ａであった。
【０１３０】 ２つの電力スプリッタ３９０および４００はＳｕｈｎｅｒ製の０〜１２ＧＨｚ
装置、モデル４９０１．１９．Ａであった。 無線周波数生成器３６０は、５ＧＨｚの周波数で電気信号を供給するために用
いた。この信号は、振幅変調器３０２、移相器３７０およびデジタル・オシロス
コープ３５０を駆動するために用いた。
【０１３１】 こうして、前記電気信号の制御の下で振幅変調器３０２は、 ５ＧＨｚのビットレートｆｃ（タイムスロット２００ｐｓ）、 概ねガウス形状、 ＲＺフォーマット、 ＴFWHM≒５３．９ｐｓ、および Ｔ≒３２．４ｐｓを有する一連の光パルスを供給するような方法で、レーザー源
３０１を出る１５５５ｎｍの光信号を５ＧＨｚの周波数で振幅変調した。
【０１３２】 そして、概ね６ｄＢｍの出力を提供するために、変調された光信号の出力は光
増幅器３０３によって増幅され、このようにして増幅された光信号は、光ファイ
バ３１０を通して位相変調器２０２に送られた。変調された光信号の偏光状態を
維持するために、増幅器３０３および光増幅器３１０を偏光維持タイプのものか
ら選択した。これで単一の位相変調器２０２を用いることが可能になった。
【０１３３】 ５ＧＨｚの電気信号によって駆動された位相変調器２０２を、一連の光パルス
の位相変調を実行するために用いたが、前記変調は、５ＧＨｚの変調周波数、お
よびピークが光パルスの強度のピークと同期された、時間における正弦曲線の周
期的な変化（正の変調振幅）、および約０．５３(の変調度(Mによって特徴づけ
られる。
【０１３４】 そして、このようにして位相変調された光パルスの出力は、光ファイバ２０４
の５０ｋｍ部分の前で光増幅器３２０によって増幅された。そして、増幅された
光パルスの出力レベルは、光ファイバ２０４における非線形の現象を制限し、実
質的に色分散のみがそれに存在するような方法で、可変減衰器３３０によって調
節された。
【０１３５】 光ファイバ２０４は分散値β2＝−２１ｐｓ2／ｋｍ（異常分散）を有し、グル
ープ遅延Ｄ≒β2 *Ｌ≒−Ｔ2≒１０５０ｐｓ2につながった。 光ファイバ２０４における伝搬の後に、光パルスは光検出器３４０によって光
電的に検出され、それらの波形がデジタル・オシロスコープ３５０によって表示
された。
【０１３６】 移相器３７０を用いて、位相変調の正弦曲線変化のピークと一連の光パルスの
強度のピークとの相対的な時間的位置を変えた。 それらが位相変調の正弦曲線変化に対してタイミングを失った（光パルスの強
度のピークが、位相変調の正弦曲線変化のピークともはや同期されない）と分か
ったときに、位相変調の正弦曲線変化との最初の同期を回復するような方法で、
位相変調器２０２および光ファイバ２０４によって、本発明に従って光パルスを
処理した。
【０１３７】 デジタル・オシロスコープ３５０は、一連のパルスと位相変調の変化との両方
を表示したので、位相変調の正弦曲線変化に対するそれらのタイム・オフセット
の変化で、光パルス内に導入されたタイム・シフトを計算することが可能であっ
た。
【０１３８】 図８はタイム・オフセット（ｐｓで表示）の関数として、光パルスのタイム・
シフト（ｐｓで表示）について実験的に得られた値（破線）と、タイム・オフセ
ットの総補償の理想的な状況において求められたであろう値（連続的な線）との
両方を示している。オシロスコープの読み取り誤差（約(５ｐｓ）も各計測点に
ついて示した。
【０１３９】 １０ｐｓ、２５ｐｓ、５０ｐｓ、７５ｐｓおよび１００ｐｓのタイム・オフセ
ットで、それぞれ約１０ｐｓ、２０ｐｓ、２５ｐｓ、２９ｐｓおよび２９ｐｓの
光パルスのタイム・シフトを求めた。
【０１４０】 図７における実験的なセットアップにおけるような正弦曲線の位相変調を用い
る、本発明による変調および分散装置は、たとえば、１ｐｓ*ｋｍ-1/2のＰＭＤ
および５００ｋｍの長さを有する従来の光ファイバを含む光伝達ライン（換言す
れば、約２２．４ｐｓの遅延を光パルスの偏光モードに導入できるライン）を備
えた光伝達システムにおけるＰＭＤの効果を補償するために用いることができる
。
【０１４１】 シミュレーションによって示されたように、切頭余弦タイプ（換言すれば、概
ね放物線タイプ）の位相変調を用いることにより、よりよい結果を得ることがで
きる。
【０１４２】 本発明による変調および分散装置を含む、本発明による光学的通信システムの
性能および、本発明による前記変調および分散装置を含まないという事実以外は
本発明によるシステムと同じ特性を有する比較システムの性能に対する、ＰＭＤ
の影響を評価するために、第２の一連の計測を実行した。
【０１４３】 これらの計測は、最初にＲＺフォーマットのデジタル光信号について行い、続
いてＮＲＺフォーマットのデジタル光信号について行った。 ＲＺフォーマットのデジタル光信号の場合に用いた実験的なセットアップ（図
９ａ参照）は、パターン生成器５００、レーザー源５１０、第１の振幅変調器５
２０および第２の振幅変調器５３０、偏光コントローラ５４０、ＰＭＤエミュレ
ータ５５０、第１の光増幅器５６０、ＰＭＤ補償器５７０、第１の可変減衰器５
８０、第２の光増幅器５９０、光フィルタ６００、第３の光増幅器６１０、第２
の可変減衰器６４０、受信機６２０および誤差検出器６３０を含んでいた。
【０１４４】 パターン生成器５００はＡｎｒｉｔｚｕ製の「プラス・パターン生成器」、モ
デルＭＰ１７６３Ｂであった。 レーザー源５１０は、１５５５ｎｍの連続放出する三菱製のFU-68PDF-51PRLxx
モデルであった。
【０１４５】 ２つの振幅変調器５２０、５３０は、出願人製作のＬｉＮｂＯ3マッハ・ツェ
ンダー・タイプの２つの変調器であった。 偏光コントローラ５４０は、E-TEK Dynammics Inc.製の「プログラム可能偏光
コントローラ・ドライバ」装置、モデルＦＰＣＲ−１Ｂであった。
【０１４６】 ＰＭＤエミュレータは、ＪＤＳ製の「ＰＭＤエミュレータ」、モデルＰＥ４で
あった。 ３つの光増幅器５６０、５９０、６１０は、出願人が製作してＯＬＡ／Ｅ−Ｍ
Ｗの名称の下で販売した１４ｄＢｍ装置であった。
【０１４７】 ２つの可変減衰器５８０、６４０は、E-TEK Dynamics Inc.が製作し販売した
従来の光学装置であった。 光フィルタ６００は、微細光学帯域通過フィルタ、すなわち、１．３ｎｍの帯
域幅を有するＪＤＳ製の「干渉調整可能フィルタ」であった。
【０１４８】 受信機６２０は、出願人が製作して販売したＳＲＸ「ソリトン受信機」であっ
た。 誤差検出器６３０は、Ａｎｒｉｔｚｕ製の「誤差検出器」、モデルＭＰ１７６
４Ａであった。
【０１４９】 また、ＰＭＤ補償器５７０（図９ｂ）は、光スプリッタ２２、クロック回復器
２３および本発明による変調および分散装置２００からなっていた。 変調および分散装置２００は、位相変調要素２０００と分散要素２０４とを含
んでいた。また、位相変調要素２０００は、第１の位相変調器２０２および第２
の位相変調器２０５と、第１の電気移相器５７３および第２の電気移相器５７４
、電力スプリッタ５７５ならびに第１の電気増幅器５７６および第２の電気増幅
器５７７を含む電子駆動装置２４とを含んでいた。
【０１５０】 光スプリッタ２２は、光出力の約５％をクロック回復器２３の入力に送り、約
９５％を２つの位相変調器２０２、２０５に送ることが可能な、E-TEK Dynamics
Inc.製の従来の装置であった。
【０１５１】 クロック回復器２３は、住友製の１０ＧＨｚ帯域幅のＰＩＮフォトダイオード
、Multilink製の制限増幅器および、Veritech製の１０ＧＨｚクロック回復装置
からなっていた。
【０１５２】 電気移相器５７３、５７４は、０〜１８ＧＨｚのＭａｃｏｍ ＦＳＣ装置であ
った。 電気増幅器５７６、５７７は、Era Technology Ltd.製の無線周波数増幅器で
あった。
【０１５３】 電力スプリッタ５７５は、０〜１２ＧＨｚで動作する、Ｓｕｈｎｅｒ製の６ｄ
Ｂ電気無線周波数スプリッタ、モデル４９０１．１９．Ａであった。 ２つの位相変調器２０２、２０５は、出願人製作のＬｉＮｂＯ3装置であった
。また、これらは直列に接続されており、入力デジタル光信号の２つの直交する
偏光成分を実質的に同じ方法で変調するために、互いに対して９０(回転された
屈折の軸を有していた。
【０１５４】 分散要素２０４は、約２０ｋｍの長さを有する、ＦＯＳ製のステップ形タイプ
の単一モードの光ファイバの部分からなっていた。 パターン生成器５００は、一連の光パルスを供給するように、第１の振幅変調
器５２０を駆動するために用い、一方、第２の振幅変調器５３０は、送信される
デジタル情報に従って前記一連の光パルスを変調するために用いた。使用したビ
ットレートは１０ＧＨｚであった。
【０１５５】 光パルスは、 １０ＧＨｚのビットレートｆｃ（１００ｐｓのタイムスロット）、 概ねガウス形状、 ＲＺフォーマットおよび Ｔ≒２０．５ｐｓを有していた。
【０１５６】 こうして、ＲＺフォーマットのデジタル光信号を偏光コントローラ５４０の入
力に送った。 ＰＭＤが光ファイバ伝達ラインによってデジタル光信号に導入されることを見
込むために、受信ビットの２つの基本的な偏光モードを、偏光コントローラ５４
０およびＰＭＤエミュレータ５５０によって時間Δτだけ遅延させた。本発明に
よる変調および分散装置がＰＭＤの異なった値を補償する能力を検証するために
、前記２つの基本的な偏光モードを、時に応じて変えた時間Δτだけ遅延させた
。
【０１５７】 ＰＭＤエミュレータ５５０の出力で、デジタル光信号の出力を光増幅器５６０
によって増幅して、約６ｄＢｍの出力を与えた。 このようにして増幅された光信号の部分（約５％）をクロック回復器２３に送
り、その他の部分（約９５％）を２つの位相変調器２０２、２０５に送った。
【０１５８】 クロック回復器２３は、ビットレートおよび受信ビットのタイムスロットの平
均中央位置との同期を、その入力で光信号から回復した。 また、２つの移相器５７３、５７４は、クロック回復器２３によって回復され
た、タイムスロットの前記平均中央位置との同期を維持することを可能にした。
【０１５９】 ２つの位相変調器２０２、２０５は、本発明に従って、 １０ＧＨｚの変調周波数、 ピークが光パルスの強度のピークと同期している正弦曲線の周期的な変化（正の
変調振幅）および、 約１．２ラドに等しい変調度(Mを有する位相変調により、それらの入力でビット
を変調した。
【０１６０】 そして、このように位相変調されたデジタル光信号は、分散値β2＝−２１ｐ
ｓ2／ｋｍ（異常分散）を有する光ファイバ２０４に沿って伝搬され、グループ
遅延Ｄ≒β2 *Ｌ≒−Ｔ2≒−４２０ｐｓ2となった。
【０１６１】 時々、光ファイバ２０４を出る光信号の出力レベルを、受信機６２０の入力で
光信号対雑音比の異なった値を得るような方法で、可変減衰器５８０によって調
節した。
【０１６２】 そして、光信号の出力を増幅器５９０によって増幅し、光フィルタ６００によ
ってフィルタリングし（アップリンク光増幅器によって生成されたＡＳＥの多く
を抹消するような方法で）、光増幅器６１０によって再度増幅した。
【０１６３】 可変減衰器６４０は、受信機６２０の入力で最適な光出力を得るためにも用い
た。 こうして光信号を受信機６２０で受信し、受信機６２０の入力での光信号対雑
音比の変化およびビットの２つの直交する偏光成分の間に導入された遅延Δτの
変化があった場合の、誤差の確率（ビット誤り率、ＢＥＲ）を判断するために、
誤差検出器６３０を用いた。
【０１６４】 ＰＭＤを補償する本発明による変調および分散装置を有する、本発明による光
学的通信システムの性能を、前記変調および分散装置のない比較光学的通信シス
テムの性能と比較するために、第１に図９のセットアップで、第２に図９の実験
的なセットアップから光ファイバ２０４以外のＰＭＤ補償器５７０の全ての要素
を取り除くことにより計測を行った。
【０１６５】 図１０ａは、比較システムでの、０ｐｓ（曲線Ａ）、４０ｐｓ（曲線Ｂ）およ
び５０ｐｓ（曲線Ｃ）の遅延Δτならびに、本発明によるシステムでの、０ｐｓ
（曲線Ｄ）、４０ｐｓ（曲線Ｅ）および５０ｐｓ（曲線Ｆ）の遅延Δτについて
の信号対雑音比（ｄＢで表示）の変化で得られた、ＢＥＲの値を示している。
【０１６６】 図１０ａにおいて分かるように、曲線ＡおよびＤは０ｐｓのΔτについて実質
的に一致する。換言すれば、ＰＭＤがない場合には、本発明によるシステムおよ
び比較システムの性能は実質的に同じである。
【０１６７】 ４０ｐｓのΔτについては、本発明によるシステムで得られたＢＥＲの値は、
比較システムで得られたＢＥＲの値よりも大幅に良好である（同じ信号対雑音比
では）。また、本発明によるシステムでは、ＢＥＲの値はＰＭＤがない場合に得
られるＢＥＲの値に非常に近くなる（曲線Ｅは曲線ＡおよびＤに非常に類似であ
る）。したがって、本発明による変調および分散装置は、ＰＭＤによってデジタ
ル光信号の２つの基本的な偏光モードに導入された４０ｐｓの前記時間遅延Δτ
の、実際上完全な補償を提供することが可能である。
【０１６８】 最後に、５０ｐｓのΔτについてさえ、本発明によるシステムで得られたＢＥ
Ｒの値は、比較システムで得られたＢＥＲの値よりも大幅に良好である。 次に、ＢＥＲの同じ計測を、ＮＲＺフォーマットのデジタル光信号について行
った。使用した実験的なセットアップ（図示せず）は、第１の振幅変調器５２０
がなく、レーザー源５１０を出る連続的な光信号は、１０ＧＨｚのビットレート
で伝達されたデジタル情報に従って変調されたＮＲＺビットフローを含む光信号
を供給するような方法で、第２の振幅変調器５３０に直接的に送られたという事
実を除いて、図９のものと同一であった。
【０１６９】 図１０ｂは、比較システムでの、０ｐｓ（曲線Ａ）、４０ｐｓ（曲線Ｂ）およ
び５０ｐｓ（曲線Ｃ）の遅延Δτならびに、本発明によるシステムでの、０ｐｓ
（曲線Ｄ）、４０ｐｓ（曲線Ｅ）および５０ｐｓ（曲線Ｆ）の遅延Δτについて
の信号対雑音比（ｄＢで表示）の変化がある、ＮＲＺフォーマットのデジタル光
信号で得られた、ＢＥＲの値を示している。
【０１７０】 図１０ｂにおいて分かるように、曲線ＡおよびＤは、ＲＺフォーマットのデジ
タル光信号の場合に一致したようにはもはや一致せず、本発明によるシステムで
得られたＢＥＲの値は、比較システムで得られたＢＥＲの値よりもはるかに良好
である。したがって、本発明による変調および分散装置は、前記信号がＰＭＤに
よる変更を経ていない場合であっても、ＮＲＺフォーマットのデジタル光信号の
特性を改善し、その結果ＢＥＲの点でのシステムの性能を改善することができる
と思われる。
【０１７１】 ４０ｐｓのΔτについては、本発明によるシステムで得られたＢＥＲの値は、
比較システムで得られたＢＥＲの値よりも大幅に良好である（同じ信号対雑音比
では）。また、本発明によるシステムでは、ＢＥＲの値はＰＭＤがない場合に得
られるＢＥＲの値に非常に近くなる（曲線Ｅは曲線Ｂよりも、曲線Ｄにはるかに
近い）。したがって、本発明による変調および分散装置は、ＰＭＤによってデジ
タル光信号の２つの基本的な偏光モードに導入された４０ｐｓの前記時間遅延Δ
τの、実際上完全な補償を提供することが可能である。
【０１７２】 最後に、５０ｐｓのΔτについてさえ、本発明によるシステムで得られたＢＥ
Ｒの値は、比較システムで得られたＢＥＲの値よりも大幅に良好である。 光ファイバ伝達ラインに沿って伝搬されるデジタル光信号における色分散を補
償する、本発明による変調および分散装置を含む、本発明による光学的通信シス
テムの性能を検証するために、発明者はさらに別のコンピュータ・シミュレーシ
ョンを実行した。
【０１７３】 より特定的には、発明者は、既知の「スプリット形フーリエ」方法によって非
線形分散媒体におけるデジタル光信号の伝搬をシミュレートした。 シミュレーションは以下の方法で実行した。
【０１７４】 １０ＧＨｚのビットレートの単一波長でのデジタル光信号の伝達を検討した。 このデジタル光信号は、 それぞれが１００ｋｍの長さ、０．２５ｄＢ／ｋｍの減衰および約−２０ｐｓ2
／ｋｍの色分散(２を有する、ステップ形タイプの従来の光ファイバの６個の部
分、 伝達部分における光出力増幅器（ブースタ）、 ５個の光ライン増幅器、 受信部分における光前置増幅器ならびに、 それぞれの光ライン増幅器および光前置増幅器に接続された、従来の色分散補償
器を含む、従来の光伝達ラインに沿って送信した。
【０１７５】 前記従来の色分散補償器は通常、従来の光サーキュレータおよび、たとえば前
述のようにＫ．Ｏ．Ｈｉｌｌ ｅｔ ａｌ．によって説明された（"Chirped in
fiber Bragg gratings for compensation of optical fiber dispersion", Opti
cs Letters, vol. 19, No. 17, pp. 1314-1316, 1994）適当な可変周期（チャー
プされた）の光ファイバブラッグ格子からなる。
【０１７６】 様々な従来のライン補償器および受信部分で光前置増幅器に接続された従来の
補償器によって提供される色分散の補償値を、シミュレーションの途中で変えた
。
【０１７７】 各光増幅器の出力での１１ｄＢｍの平均出力を仮定した。 そして、前記光伝達ラインを出るデジタル光信号を、光前置増幅器の後に設け
られ、０．５ｎｍの帯域幅の光フィルタ、および本発明による変調および分散装
置、および７．５ＧＨｚの帯域幅の光受信機を、含む受信装置によって、受信し
た。
【０１７８】 光増幅器の自然放出および、周知の非線形減少による雑音寄与も考慮した。 このようにして受信した光信号のアイダイヤグラムの閉包に関するペナルティ
を、２つの異なった場合について判断した。第１の場合においては、ＮＲＺフォ
ーマットのデジタル光信号の伝達を検討し、一方、第２の場合においては、パル
スが半分の高さＴFWHMでの持続時間約３５ｐｓを有するＲＺフォーマットのデジ
タル光信号の伝達を検討した。
【０１７９】 また、両方の場合に、本発明による変調および分散装置を含む、本発明による
光学的通信システムの特性を、本発明による変調および分散装置を含まないとい
う事実を除いて本発明のシステムと完全に同一の比較システムの特性と比較する
ために、前記受信装置において本発明による前記変調および分散装置がある場合
とない場合の両方でシミュレーションを実行した。
【０１８０】 本発明の目的のために、「アイダイヤグラムの閉包に関するペナルティ」とい
う表現は、伝達されたデジタル光信号で得られたアイのアパーチャ（ｄＢで表示
）と、受信されたデジタル光信号で得られたアイのアパーチャとの間の相違を示
すために用いた。
【０１８１】 ＮＲＺフォーマットの場合に得られた結果は、比較システムについては図１１
および図１３ａに示し、本発明によるシステムについては図１２、図１３ｂおよ
び図１４に示した。
【０１８２】 図１１は、従来のライン補償器によって提供された補償のパーセンテージと、
前置増幅器に接続された従来の補償器によって提供された後補償のパーセンテー
ジの変化がある場合の、０．５ｄＢ（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、２ｄＢ（曲
線Ｃ）および３ｄＢ（曲線Ｄ）のペナルティ値について得られたレベル曲線の図
を示しており、ここで、 従来のライン補償器によって提供された補償は、補償された色分散のパーセンテ
ージで表示し、 後補償はｐｓで、換言すれば補償された色分散の総合値として表示してある。
【０１８３】 図１１において分かるように、レベル曲線によって囲まれた面積は補償システ
ムにしては非常に小さい。たとえば、後補償のゼロ値については、０．５ｄＢ未
満のペナルティを得るために従来のライン補償器によって提供されなければなら
ない補償のパーセンテージは、約８２％から９４％の間、換言すれば１５％未満
の範囲にある。
【０１８４】 一方、図１２は、レベル曲線の図を図示しており、該レベル曲線は、本発明の
システムについて、ペナルティ値が０．５ｄB（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、
２ｄＢ（曲線Ｃ）及び３ｄＢ（曲線Ｄ）であって、従来の回線補償器により提供
される補償及び事後補償（ｐｏｓｔ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）のパーセント
に一定の変動がある場合に得られたものである。本発明の変調分散装置について
は、３ラドに相当する変調αＭ深さ値及び−２００ｐｓ2に相当するグループ遅
延Ｄ値が推定された。
【０１８５】 図１１の結果を図１2の結果と比較すると、本発明のシステムのレベル曲線に
含まれる領域は、従来のシステムに見られる領域より広いことが分かるかも知れ
ない。特に、詳細に言えば、事後補償の様々な値については、０．５ｄＢ未満の
ペナルティを得るために従来の回線補償器が提供しなければならない補償のパー
セントは、比較システムに見られる範囲よりは広い本発明によるシステムの範囲
内にある。例えば、事後補償の値が凡そ−６００ｐｓ2については、０．５ｄＢ
未満のペナルティを得るために従来の回線補償器が提供しなければならない補償
のパーセントはある以内にある。
【０１８６】 本発明によるシステムは、本発明による変調分散装置を備えており、従って、
従来の補償装置による光伝達ラインに沿って設けられなければならない色分散の
補償パーセントについては、比較システムより遥かに柔軟性がある。これは、本
発明によるシステムが、比較システムに対して、従来の補償による光伝達ライン
に沿って設けられて所望のぺネルティ値が受信されるのを確実にしなければなら
ない色分散補償パーセントの誤差を増大するからである。
【０１８７】 この柔軟性は、例えば、公知の多波長（波長分割マルチプレクサ、ＷＤＭ）光
通信システムでは非常に重要であり、斯かるシステムでは、従来の回線補償器に
よる色分散補償は、波長（チャネル）が異なる複数の信号上で同時に提供されな
ければならない。
【０１８８】 この場合は、色分散が波長が異なる様々なチャネルに異なって作用するからで
あり、従来の補償器は、チャネル間の色分散の不均衡を均等化できないからであ
る。従って、従来の補償器は、それ自体で全てのチャネルに対して同一のパーセ
ントの色分散を補償することができないから、従来のＷＤＭ通信システムでは、
使用可能なチャネル数が該システムが許容する補償のパーセントの範囲により制
限される。
【０１８９】 本発明による通信システムは、本発明による変調分散装置を備えており、この
変調分散装置がシステムが許容する前記色分散の補償のパーセントの範囲を広げ
ており、従って、ＷＤＭ通信システムで伝達可能なチャネル数が増大する。
【０１９０】 図１３も補償の平均パーセントが９０パーセントで事後補償が−６００ｐｓ2
の場合に得られたアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を比較システム
（図１３ａ）及び本発明によるシステム（図１３ｂ）について図示したものであ
る。
【０１９１】 本発明の変調分散装置を備える本発明のシステムのアイダイアグラムの開口は
、比較システムに見られる開口より著しく良好であることが分かる。 また、図１４は、ペナルティ値が０．５ｄB（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、
２ｄＢ（曲線Ｃ）及び３ｄＢ（曲線Ｄ）のレベル曲線を図示しており、従来の回
線補償器により提供される補償のパーセント及び本発明の変調分散装置で使用さ
れる変調αＭ深さに一定の変動がある場合に得られたものである。この場合、グ
ループ遅延Ｄは−２００ｐｓ2及び事後補償の値は−４００ｐｓ2と推定された。
αＭの値を適当に選択すれば、様々なレベル曲線が含む領域（より詳細には、ペ
ナルティが０．５ｄＢの曲線が含む領域）を拡大でき、従って、システムが許容
する色分散の補償パーセントの範囲を広げて０．５ｄＢ未満のペナルティをもた
らすことが可能なことが分かる。
【０１９２】 前記のシミュレーション（Ｄ＝−２００ｐｓ2）の条件と同一の条件において
、凡そ２ラドに等しいαＭの値は、例えば、−０．７９に凡そ等しいＫとＤの積
の値に相当する。
【０１９３】 時折、問題の光学的通信システムの変数により、当業者は、Ａ＜Ｋ×Ｄ＜Ｂ（
但し、Ａ及びＢは上記に示した意味を持つものとする）の式を満たすαＭの全て
の値、従って、Ｋの全ての値からシステムが許容する色分散の所望の補償パーセ
ントをもたらすことのできるαＭの最適値を選択することが可能であり、この時
所望の値未満（通常は０．５ｄＢに等しい）ペナルティが得られる。
【０１９４】 最後に、ＲＺフォーマットのディジタル光信号の場合に得られた結果を、比較
システムについては図１５及び図１７（ａ）に、本発明によるシステムについて
は図１６、図１７（ｂ）及び図１８にそれぞれ図示する。
【０１９５】 図１５は、ペナルティ値が０．５ｄB（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、２ｄＢ
（曲線Ｃ）及び３ｄＢ（曲線Ｄ）のレベル曲線を図示しており、従来の回線補償
器により提供される補償のパーセント及びプリアンプに接続された従来の補償器
により提供される事後補償のパーセント（ｐｓで表される）に一定の変動がある
場合に得られたものである。
【０１９６】 図１５から分かるように、比較システムのレベル曲線に含まれる領域は非常に
小さい。例えば、補償後の値がゼロである場合には、０．５ｄＢ未満のペナルテ
ィを得るのに従来の回線補償器が提供しなければならない補償のパーセントは及
び８０パーセント乃至９５パーセント、即ち、凡そ１５パーセントの範囲内にあ
ることになる。
【０１９７】 一方、図１６は、ペナルティ値が０．５ｄB（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、
２ｄＢ（曲線Ｃ）及び３ｄＢ（曲線Ｄ）のレベル曲線を図示しており、従来の回
線補償器により提供される補償及び事後補償のパーセントに一定の変動がある場
合に、本発明によるシステムについて得られたものである。本発明による変調分
散装置については、２．７ラドに等しい変調αＭ深さ値及び−１６０ｐｓ2に等
しいグループ遅延Ｄ値が推定された。
【０１９８】 この場合も、図１５の結果を図１６の結果と比較すると、本発明によるシステ
ムのレベル曲線に含まれる領域は、比較システムに見られる領域より著しく広い
事がわかる。より詳細には、事後補償の値が様々である場合には、０．５ｄＢ未
満のペナルティを得るために従来の回線補償器により提供されなければならない
補償パーセントは、本発明によるシステムについては、比較システムに見られる
ものより遥かに広い領域内にあると言える。例えば、事後補償の値が−４００ｐ
ｓ2の場合には、０．５ｄＢ未満のペナルティを得るために従来の回線補償器に
より提供されなければならない補償パーセントは、本発明によるシステムについ
ては、凡そ７８パーセント乃至凡そ１０２パーセント即ち凡そ２５パーセントの
範囲ないにあると言える。
【０１９９】 この場合も、即ち、ディジタル光信号がＲＺフォーマットである場合は、従っ
て、本発明による変調分散装置を備えた本発明によるシステムは、従来の回線補
償器により光伝達ラインに沿って提供されなければならない色分散の補償パーセ
ントについては、比較システムより遥かに柔軟性があることが分かった。これは
、本発明によるシステムが、比較システムに対して、従来の回線補償器により光
伝達ラインに沿って提供されなければならない色分散の補償パーセントの誤差を
著しく増大して、所望のペナルティ値（通常は０．５ｄＢ）を確実にすることが
できるからである。
【０２００】 また、図１７は、補償の平均パーセントが７８パーセントで事後補償がゼロの
場合に得られたアイダイアグラムを比較システム（図１７ａ）及び本発明による
システム（図１７ｂ）について図示したものである。
【０２０１】 本発明の変調分散装置を備える本発明のシステムのアイダイアグラムの開口は
、比較システムに見られる開口より著しく良好であることが分かる。換言すれば
、比較システムにおいて拡大且つ歪むこととなるパルスが本発明によるシステム
の変調分散装置により圧縮されて、眼が受信器に対して再度開かれることになる
。
【０２０２】 最後に、図１８は、ペナルティ値が０．５ｄB（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）
、２ｄＢ（曲線Ｃ）及び３ｄＢ（曲線Ｄ）のレベル曲線を図示しており、従来の
回線補償器により提供される補償のパーセント及び本発明の変調分散装置で使用
される変調αＭ深さに一定の変動がある場合に得られたものである。この場合、
グループ遅延Ｄは−２００ｐｓ2及び事後補償の値は−４００ｐｓ2と推定された
。 αＭの値を適当に選択すれば、様々なレベル曲線が含む領域、より詳細には、ペ
ナルティが０．５ｄＢの曲線が含む領域を拡大でき、従って、システムが許容す
る色分散の補償パーセントの範囲を広げて０．５ｄＢ未満のペナルティをもたら
すことが可能なことが分かる。
【０２０３】 時折、問題の光学的通信システムの変数により、当業者は、Ａ＜Ｋ×Ｄ＜Ｂ（
但し、Ａ及びＢは上記に示した意味を持つものとする）の式を満たすαＭの全て
の値、従って、Ｋの全ての値からシステムが許容する色分散の所望の補償パーセ
ントをもたらすことのできるαＭの最適値を選択することが可能であり、この時
所望の値未満（通常は０．５ｄＢに等しい）ペナルティが得られる。
【０２０４】 本発明の別の実施例による変調分散装置を図１９を参照して説明する。 斯かる変調分散装置２００は、振幅変調要素２４００、位相変調要素２０００
及び分散要素２０４を備える。光増幅器２５０は、振幅変調要素２４００及び位
相変調要素２０００の間に連結するのが効果的である。しかしながら、光増幅器
２５０は前記装置の別の位置に連結することが可能であり、または、該装置が使
用される光伝達システムの要件に関して、前記装置による信号減衰が十分に低く
ければ、光増幅器２５０は省略することも可能である。図１９に例示した実施例
では、振幅変調要素２４００は、第１の振幅変調器２４２及び第２の振幅変調器
２４３と、第１の有極ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２４７と、第２のＰＢＳ２４
８と、電子駆動装置２４４とを備える。
【０２０５】 振幅変調器２４２、２４３は、典型的な従来の装置であり、例えば、電極に関
係したＬｉＮｂＯ３上にマッハ−ツェンダー（Ｍａｃｈ−Ｚｅｎｄｅｒ）干渉計
導波管構造を構成するものである。
【０２０６】 前記ＬｉＮｂＯ３振幅変調器２４２、２４３は、入力時に光信号の分極を感知
する、即ち、異なる方法で、ディジタル光信号１０００の偏波状態の２つの直交
要素を変調する。
【０２０７】 振幅変調要素２４００の入力時には、ＰＢＳ２４７がディジタル光信号１００
０の２つの直交偏波要素を分離し、一方の要素が振幅変調器２４２により変調さ
れ、他方の要素が振幅変調器２４３により変調される。前記２つの振幅変調器２
４２、２４３の出力時には、前記２つの直交偏波要素が第２のＰＢＳにより再結
合されて、光増幅器２５０を介して位相変調要素２０００へ送られる。
【０２０８】 ＰＢＳ２４７、２４８は従来の装置であり、光ファイバ、平面導波管またはマ
イクロ−オプティックタイプのものが好適である。 別の実施例（図示しない）では、振幅変調要素２４００は、入射光信号の偏波
を感知しないシングル振幅変調器から成る。該要素は、入射光信号の偏波を感知
しないから、本実施例では、２つの直交する偏波要素を分離且つ結合する２つの
振幅変調器及び／または要素（図１９のＰＢＳ等の）を必要としない。
【０２０９】 振幅変調器２４２、２４３に関係した電極に印加される潜在的差を制御して、
αＡ＝ｓｉｎ２（πβＡ／２）に等しいディジタル光信号１０００の振幅変動（
低下）が得られる。但し、βＡは｜Ｖ−ＶＱ｜≦Ｖπに対してβＡ＝｜Ｖ−ＶＱ
｜／Ｖπと定義され、ＶＱは、最大伝達条件を達成するのに変調器に印加しなけ
ればならない潜在的差であり、Ｖπは、変調伝達を最大値から最小値へ移行する
のに変調きに印加しなければならないＶＱからの潜在的デルタである。
【０２１０】 例えば、ＶＱを超える（または下回る）時間で周期的に変動する電圧Ｖ（ｔ）
が印加される場合、振幅変動αＡの所定の時間周期変動αＡ（ｔ）を得ることが
可能である。この場合、得ることのできる最大振幅変動は、従来振幅変調深さと
してαAM：
【０２１１】
【数１】
【０２１２】 と定義される。但し、｜Ｖ−ＶQ｜ｍａｘは振幅変調器の電極に印加されるＶQに
対する最大絶対値潜在的デルタで 電子駆動装置２４４は、クロック回復器２３（図１）を制御して振幅変調器２
４２、２４３を駆動することができる従来の装置である。より詳細には、電子駆
動装置２４４は、潜在的差Ｖ（ｔ）を前記の電極に印加して、ディジタル光信号
１０００の振幅変調を実施するようにするものであり、本発明によれば、 クロック回復器２３により決定されるビットレートｆｃに応じて選択する変調周
波数と、 タイムスロット内の所定の時点と同期すると共に、該所定の時点（前記時間変動
の最大または最小値は前記所定の時点に対して同期するようにされる）に対して
大よそ対称となる周期的時間変動（振幅αＡ（ｔ）のタイムエンベロップ）を特
徴とする。
【０２１３】 通常は、振幅変調の時間変動は、クロック回復器２３により決定されるタイム
スロットの平均中央位置に同期すると共に、かかる位置に対して大よそ対象とな
る。
【０２１４】 上記振幅変調の振幅変調深さαＡＭは、８０パーセントを超えるのが効果的で
ある。前記振幅変調の振幅変調深さαＡＭは、９０パーセントを超えるのが好適
である。
【０２１５】 位相変調要素２０００は、振幅変調要素２４００の出力部へ連結される。 分散要素２０４は、位相変調要素２０００の出力部へ連結される。 位相変調要素２０００、該要素の位相変調及び分散要素２０３の特徴は、本発
明の変調分散装置の第１の実施例に関して詳細に説明した特徴と同一である。
【０２１６】 従って、それらの詳細については前記の説明を参照するものとする。 位相変調要素と振幅変調要素との相対位置は交換することができる。従って、
変調分散装置２００（図示なし）の代替実施例は、位相変調要素２０００を備え
ており、該要素は其の出力部で振幅変調要素２４００の入力部に連結される。分
散要素２０４は、振幅変調要素２４００の出力部に連結される。
【０２１７】 上記の双方の実施例において、光増幅器２５０、例えばエベリウムを添加した
繊維増幅器または半導体光増幅器を装置に関係させる、例えば、振幅変調要素２
４００と位相変調要素２０００または別の位置に連結して装置の減衰を補償する
ようにすることが出来る。
【０２１８】 更に別の一連の測定を行って、本発明の上記に説明した実施例による変調分散
装置を備えた本発明による光学的通信システムの性能、及び、該変調分散装置を
備えていないことを除けば前記の本発明によるシステムと同一の特徴を有した比
較システムの性能に関してＰＭＤの効果を評価した。
【０２１９】 これらの測定は、ＮＲＺフォーマットのディジタル光信号について行われた。 試験のセットアップは、パターン発生器５００と、電子光信号変換器５１２と
、波長アダプタ５１５と、偏波スクランブラー５４５と、ノイズ発生器５５７と
、第１の可変減衰器５５９と、第１の光増幅器５６０と、光フィルタ５６５と、
第２の光増幅器５９０と、光スペクトル分析器５９５と、信号補償器６０５と、
第２の可変減衰器６４０と、受信器６２０と、エラー検出器６３０とを備える。
【０２２０】 また、信号補償器６０５は、同期振幅変調装置５７５と、光増幅器５９２とＰ
ＭＤ補償器５７０を備えていた。 パターン発生器５００は、アンリツ（Ａｎｒｉｔｚｕ）により製造されたモデ
ル番号ＭＰ１７６３Ｂの「パルス発生器」であった。
【０２２１】 電子光変換器５１２は、出願人が製造ＬｉＮｂＯ３製の振幅変調器で外部的に
変調されるＤＦＢレーザーであった。 波長アダプタは、出願人が製造したモデル番号ＷＣＭ−１０Ｇのものであった
。
【０２２２】 偏波スクランブラーは、ヒューレットパッカード（Ｈｅｗｌｅｔｔ Ｐａｃｋ
ａｒｄ）社製のモデル番号ＨＰ１１８９６Ａの装置であった。 ＰＭＤエミュレータは、ＪＤＳ社製のモデルＰＥ４の「ＰＭＤエミュレータ」
であった。
【０２２３】 光増幅器５６０、５９０、５９２は、出願人が製造し、ＯＬＡ／Ｅ−ＭＷ名で
市販されている１４ｄＢ装置であった。 ノイズ発生器５５７は、ポンプエベリウム添加された繊維を含んだＡＳＥ源で
あった。
【０２２４】 ２つの可変減衰器５５９、６４０は、Ｅ−ＴＥＫダイナミックス（Ｅ−ＴＥＫ
Ｄｙｎａｍｉｃｓ）社により製造販売されている従来の光学的装置であった。 光学的フィルタ５６５は、マイクロ−オプティック帯域フィルタであり、即ち
、ＪＤＳにより製造された帯域幅が１．３ｎｍの「干渉同調フィルタ」であった
。
【０２２５】 受信器６２０は、１０ＧＨｚの帯域のノーテル（Ｎｏｒｔｅｌ）ＰＩＮ光ダイ
オードであった。 エラー検出器６３０は、アンリツ社製のモデル番号ＭＰ１７６４Ａの「エラー
検出器」であった。
【０２２６】 図２０ｂに図示する如く、同期振幅変調装置５７５は、光スプリッタ２７２、
クロック回復器２７１及び本発明による振幅変調要素２４００から構成されてあ
った。
【０２２７】 振幅変調要素２４００は、第１の２４２及び第２の２振幅変調器２４３と、第
１の２４７及び第２の偏波ビームスプリッタ２４８及び第１の２７３及び第２の
電気位相シフタ２７４を備えた電子駆動装置２４４と、電力スプリッタ２７５と
、第１の２７６及び第２の電気増幅器２７７とを備えていた。
【０２２８】 光スプリッタ２７２は、Ｅ−ＴＥＤダイナミック社製の従来の装置であって、
光パワーの凡そ５パーセントをクロック回復器２７１の入力へ、且つ、光パワー
の凡そ９５パーセントを２つの振幅変調器２４２、２４３へ送ることが可能であ
った。
【０２２９】 クロック回復器２７１は、ノーテル社製の帯域幅が１０ＧＨｚのＰＩＮ光ダイ
オードと、マルチリンク（Ｍｕｌｔｉｌｉｎｋ）社製の限界増幅器と、ヴェリテ
ック（Ｖｅｒｉｔｅｃｈ）社製の１０ＧＨｚのクロック回復装置から構成されて
あった。
【０２３０】 電気位相シフタ２７３、２７４は、０乃至１８ＧＨｚのマーコム（Ｍａｃｏｍ
）ＦＳＣ装置であった。 電気増幅器２７６、２７７は、エラ・テクノロジー（Ｅｒａ Ｔｅｃｈｎｏｌ
ｏｇｙ）社製の無線周波数増幅器であった。
【０２３１】 電力スプリッタ２７５は、サフナー（Ｓｕｈｎｅｒ）社製のモデル番号４９０
１．１９．Ａのゼロ乃至１２ＧＨｚで作動する６ｄＢ電気無線周波数スプリッタ
であった。
【０２３２】 前記２つの振幅変調器２４２、２４３は、出願人が製造したＬｉＮｂＯ３装置
であった。 前記２つのＰＢＳ２４７及び２４８は、従来のマイクロ−オプティック装置で
あった。
【０２３３】 ＰＭＤ補償器５７０は、本発明による変調分散装置の第１の実施例での第２の
一連の測定に関係して上記に説明した通りのものであった。しかしながら、この
別の一連の実験においては、分散要素２０４は、ＦＯＳにより製造されると共に
、凡そ９ｋｍの長さのステップインデックスタイプのシングルモード光ファイバ
のセクションから構成されてあった。
【０２３４】 パターン発生器５００を使用して電子光変換器５１２を駆動して伝達するディ
ジタル情報に従って変調した信号が供給される。使用したビットレートは１０Ｇ
Ｈｚであった。
【０２３５】 波長アダプタ５１５は、変調信号を１５５５ｎｍの波長でＮＲＺ変調信号へ変
換した。 従って、ＮＲＺフォーマットのディジタル光信号が偏波スクランブラー５４５
の入力へ送られた。
【０２３６】 光ファイバ伝達回線によりディジタル光信号へ導入されたＰＭＤを斟酌するた
めには、入って来るビットの２つの基本的な偏波モードＰＭＤエミュレータ５５
０で時間Δτだけ遅延させた。本発明による変調分散装置の容量を実証して異な
るＰＭＤ値を補償するには、前記の２つの基本偏波モードを時折変動する時間Δ
τだけ遅延させた。
【０２３７】 ノイズ発生器５５７により発生されると共に、減衰器５５９により減衰された
ノイズ信号をカプラー５５５によりＰＭＤエミュレータ５５０の出力と連結して
、連結した増幅器を備えた光伝達回線においてＡＳＥノイズの効果をシミュレー
トした。可変減衰器５５９の減衰を変動させて光信号の信号／ノイズ比を変更す
ることができた。
【０２３８】 ＰＭＤ及びＡＳＥノイズを備えたディジタル光信号のパワーを光増幅器５６０
により増幅した。 光信号のパワーを光フィルタ５６５により（信号波長と異なる波長でＡＳＥの
多くを除去するように）ろ波すると共に、次いで、光増幅器５９０により再度増
幅した。増幅器の光信号の極一部を光スペクトル分析器５９０に連結して、光信
号／ノイズ比（ＯＳＮＲ）を測定するのに使用した。
【０２３９】 増幅した光信号を同期振幅変調装置５７５でスプリットした。斯かる信号の一
部（約５パーセント）をクロック回復器２７１へ送り、一部（約９５パーセント
）をＰＢＳ２４７を介して２つの振幅変調器２４２、２４３へ送った。
【０２４０】 クロック回復器２７１は、入力の光信号から、入って来るビットのビットレー
ト及びその時間スロットの平均中央位置との同期を回復した。 また、２つの位相シフタ２７３、２７４は、クロック回復器２３により回復さ
れた時間スロットの前記平均中央位置との同期を維持することができた。
【０２４１】 ２つの振幅変調器２４２、２４３は、振幅変調によりその入力において前記ビ
ットを変調した。斯かる振幅変調は、 −１０ＧＨｚの変調周波数と、 −光パルスのピーク強度と同期した最大伝達ピークを有した制限周期時間変動と
、 −αＡＭ＝１００パーセントの振幅変調深さとを有していた。
【０２４２】 信号は、本発明の変調分散装置の第１の実施例での第２の一連の測定に関係し
て前に説明した如く、ＰＭＤ補償器５７０により同期位相変調された。 このように位相変調されたディジタル光信号は、次いで、分散値β２＝−２１
ｐｓ2／ｋｍを有した光ファイバに沿って伝搬されて、グループ遅延がＤ≒β２
×Ｌ≒−Ｔ２≒−１９０ｐｓ2となった。
【０２４３】 光ファイバ２０４を出て行った光信号のパワーレベルを可変減衰器６４０で調
整して、受信器６２０の入力で最適な光パワーである−３．５ｄＢｍを得た。 このように、光信号は受信器６２０により受信されると共に、エラー検出器６
３０を使用して、受信器６２０の入力で光信号対ノイズ比が一定の変動をし、且
つ、ビットの２つの直交偏波要素間に導入される遅延Δτが一定の変動をした場
合のエラーの確立を決定した。
【０２４４】 ＰＭＤを補償する本発明による変調分散装置を有した本発明による光学的通信
システムの性能を前記変調分散装置を備えない比較光学的通信システムの性能と
比較するためには、先ず、図２０ａのセットアップで測定をし、次いで信号補償
器６０５の全ての要素を取り除いて測定をした。
【０２４５】 図２１は、信号対ノイズ比が一定に変動した場合の、比較システムについての
遅延Δτが０ｐｓ（曲線Ａ）、３０ｐｓ（曲線Ｂ）、４０ｐｓ（曲線Ｃ）及び５
０ｐｓ（曲線Ｄ）に対するＢＥＲ値と、本発明によるシステムについての、遅延
Δτが０ｐｓ（曲線Ｅ）、３０ｐｓ（曲線Ｆ）、４０ｐｓ（曲線Ｇ）、５０ｐｓ
（曲線Ｈ）及び６０ｐｓ（曲線Ｉ）に対するＢＥＲ値を示す。
【０２４６】 図２１から分かる如く、Δτが４０ｐｓでは、本発明のシステムについて得ら
れたＢＥＲ値は、比較システムで得られたＢＥＲ値（曲線Ｃ）より遥かに優れて
いた。更に、本発明のシステムでは、ＢＥＲ値がＰＭＤがない場合に得られるＢ
ＥＲ値に非常に近くなる。実際、曲線Ｇは、本発明によるシステム（ぺネルティ
が、Δτ＝０で比較システムと同じＢＥＲを達成するのに必要なＯＳＮＲの増大
として定義される）では１ｄＢ未満のペナルティを示すが、曲線Ｃは比較システ
ムについては約３ｄＢのペナルティを示す。
【０２４７】 従って、本発明による変調分散装置は、ＰＭＤによりディジタル光信号の２つ
のモードに導入された４０ｐｓの前記時間遅延Δτを実質的に完全に補償するこ
とができる。
【０２４８】 本発明のシステムでは、３０ｐｓのΔτ、５０ｐｓのΔτでさえ殆ど一切のペ
ナルティが達成されないが、本発明によるシステムで得られるＢＥＲ値は、比較
システムで得られるＢＥＲ値より著しく良好であり、ペナルティは、２ｄＢを超
えて低減される。
【０２４９】 ６０ｐｓのΔτに対する不良性能は、光パルスのテールが信号補償器６０５に
到達する前に隣接する時間スロット（全タイムスロット持続時間：１００ｐｓ）
で終わると言った事実により説明ができる。
【０２５０】 本発明のこの実施例での実験結果は、更に、ＯＳＮＲ値が一定である場合には
、ＢＥＲ値は少なくとも４０ｐｓまでのΔτでは実質的に一定のままであること
を示す。
【０２５１】 本発明の変調分散装置２００の前に説明した実施例（位相変調要素及び分散要
素を含んだ）に関しては、この実施例は、同期振幅変調要素も含んでおり、ＮＲ
Ｚ伝達の場合には、Δτの値から実質的に独立した、即ち、信号に影響を及ぼす
時間拡張の度合いから実質的に独立した一定且つ低いペナルティ値を提供すると
言った利点を有する。
【０２５２】 図１９に関して説明した実施例の変調分散装置を備えた本発明の光学的通信シ
ステムの性能を実証するのに発明者等は更なるコンピュータシミュレーションを
実施した。採用したシミュレーション技術は変調分散装置（図２乃至図４）の前
の実施例に関して上記に説明した技術に類似しており、ＮＲＺ信号伝達を考慮す
ると共に、シミュレーションにおいては、振幅変調要素２４００により提供され
る振幅変調を斟酌する。
【０２５３】 図２２は、シミュレーションの結果としての、信号補償のない比較装置と、振
幅変調深さがαＡＭ＝７０パーセント（曲線Ｂ）、αＡＭ＝８０パーセント（曲
線Ｃ）、αＡＭ＝９０パーセント（曲線Ｄ）及びαＡＭ＝１００パーセント（曲
線Ｅ）である場合の本発明のシステムとのＱ要因対微分グループ遅延Ｄ（ＤＧＤ
）を示す。
【０２５４】 シミュレーションの結果は、比較システム（信号補償のない）では、Ｑ要因は
ＤＧＤ値で３０ｐｓを超えて著しく劣化されている一方で、本発明のシステムで
は、特に、８０パーセントを超える振幅変調深さでは、実質的に一定のＱ要因を
ＤＧＤのレベルに関係なく達成する。
【０２５５】 図２３は、その他のシミュレーション結果、即ち、信号保証のない比較システ
ム（曲線Ａ）と、振幅変調深さがαＡＭ＝１００パーセントで、グループ遅延が
Ｄ＝−２００ｐｓ2で、Ｋの値が様々である本発明のシステムとについてＢＥＲ
値対微分グループ遅延（ＤＧＤ）のグラフを示しており、曲線Ｂは、ＫＤ＝−０
．４４に相対し、曲線Ｃは、ＫＤ＝−０．５５に相対し、曲線ＤはＫＤ＝−０．
６６に相対し、曲線Ｅは、ＫＤ＝−０．７８に相対し、曲線Ｆは、ＫＤ＝−０．
８８に相対し、曲線Ｇは、ＫＤ＝−１．０１に相対し、且つ、曲線Ｈは、ＫＤ＝
−１．１に相対する。
【０２５６】 斯かる結果は、試験をした変数の全範囲に亘って、図１９を参照して説明した
実施例の変調分散装置により達成されるＮＲＺ信号拡張補償に関係したＢＥＲに
おいて著しい改善がなされたことを確認した。特に、約−０．９乃至−０．４の
範囲に含まれるＫＤに関しては、約４０ｐｓのＤＧＤまでＤＧＤから実質的に独
立したＢＥＲ値が達成される。
【０２５７】 出願人は、本発明によるシステムにおいて、ＮＲＺ信号を伝達すると共に、図
１９に関して説明した本発明の別の実施例による変調分散装置を採用する従来の
回線補償器により提供される分散補償の量は、好適には８５パーセント乃至１１
０パーセントであり、より好適には、９０パーセント乃至１０５パーセントであ
り、更に好適には、９５パーセント乃至１００パーセントである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１ａは、本発明による光伝達システムの第１の実施形態、図１ｂは、第２の
実施形態）の略図である。
【図２】 本発明による変調および分散装置の第１の実施形態の略図である。
【図３】 本発明による変調および分散装置の第２の実施形態の略図である。
【図４】 本発明による変調および分散装置の第３の実施形態の略図である。
【図５】 本発明による変調および分散装置を備えたシステムのシミュレーションによっ
て求められた、アイダイヤグラムの閉包の関数としての確率密度の値（図５ａ）
及び正弦曲線タイプ（図５ｂ）および切頭余弦タイプ（図５ｃ）の位相変調の２
つの場合におけるＰＭＤの補償のための、本発明による変調および分散装置のな
い比較光通信システムを示している。
【図６】 本発明による変調および分散装置を備えたシステムのシミュレーションによっ
て求められた、アイダイヤグラムの閉包の関数としての確率密度の値（図６ａ）
及び受信機内の電気フィルタの存在がシミュレートされた、正弦曲線タイプ（図
６ｂ）および切頭余弦タイプ（図６ｃ）の位相変調の２つの場合において、本発
明による変調および分散装置のない比較光通信システムを示している。
【図７】 ＰＭＤの補償のための、本発明による変調および分散装置のふるまいを検証す
るために用いられた第１の実験的セットアップを示している。
【図８】 図７の実験的セットアップで得られた結果を示している。
【図９】 図９ａは、ＰＭＤの補償のための、本発明による変調および分散装置を含む、
本発明によるシステムの性能を検証するために用いられた代２の実験的セットア
ップを示し図９ｂは、ＰＭＤの補償のための、本発明による変調および分散装置
を含む、本発明によるシステムの性能を検証するために用いられた代２の実験的
セットアップを示している。
【図１０】 ＲＺフォーマットでのデジタル信号（図１０ａ）およびＮＲＺフォーマットの
信号（図１０ｂ）の場合において、図９の実験的セットアップで得られた結果を
示している。
【図１１】 ＮＲＺフォーマットのデジタル光信号の場合について、色分散を補償するため
の本発明による変調および補償装置なしで、比較光学的通信システムのシミュレ
ーションによって得られた、０．５ｄＢ（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、２ｄＢ
（曲線Ｃ）および３ｄＢ（曲線Ｄ）のペナルティ値に関するレベル曲線の図を示
している。
【図１２】 ＮＲＺフォーマットのデジタル光信号の場合について、色分散を補償するため
の本発明による変調および補償装置を備えた、光学的通信システムのシミュレー
ションによって得られた、０．５ｄＢ（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、２ｄＢ（
曲線Ｃ）および３ｄＢ（曲線Ｄ）のペナルティ値に関するレベル曲線の図を示し
ている。
【図１３】 ９０％の平均補償率、６００ｐｓの後補償およびＮＲＺフォーマットのデジタ
ル光信号の仮定の下に実行された、比較システム（１３ａ）および本発明による
システム（１３ｂ）のシミュレーションによって得られたアイダイヤグラムを示
している。
【図１４】 本発明による変調および分散装置において変調度の変化(Ｍを用いた、ＮＲＺ
フォーマットのデジタル光信号の場合における、色分散を補償するための本発明
による変調および補償装置を備えた、本発明による光学的通信システムのシミュ
レーションによって得られた、０．５ｄＢ（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、２ｄ
Ｂ（曲線Ｃ）および３ｄＢ（曲線Ｄ）のペナルティ値に関するレベル曲線の図を
示している。
【図１５】 ＲＺフォーマットのデジタル光信号の場合における、色分散を補償するための
本発明による変調および補償装置のない、比較光学的通信システムのシミュレー
ションによって得られた、０．５ｄＢ（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、２ｄＢ（
曲線Ｃ）および３ｄＢ（曲線Ｄ）のペナルティ値に関するレベル曲線の図を示し
ている。
【図１６】 ＲＺフォーマットのデジタル光信号の場合における、色分散を補償するための
本発明による変調および補償装置を備えた、本発明による光学的通信システムの
シミュレーションによって得られた、０．５ｄＢ（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）
、２ｄＢ（曲線Ｃ）および３ｄＢ（曲線Ｄ）のペナルティ値に関するレベル曲線
の図を示している。
【図１７】 ７８％の平均補償率、０ｐｓの後補償およびＲＺフォーマットのデジタル光信
号の仮定の下に実行された、比較システム（１３ａ）および本発明によるシステ
ム（１３ｂ）のシミュレーションによって得られたアイダイヤグラムを示してい
る。
【図１８】 本発明による変調および分散装置において変調度の変化(Ｍを用いた、ＲＺフ
ォーマットのデジタル光信号の場合における、色分散を補償するための本発明に
よる変調および補償装置を備えた、本発明による光学的通信システムのシミュレ
ーションによって得られた、０．５ｄＢ（曲線Ａ）、１ｄＢ（曲線Ｂ）、２ｄＢ
（曲線Ｃ）および３ｄＢ（曲線Ｄ）のペナルティ値に関するレベル曲線の図を示
している。
【図１９】 本発明による変調および分散装置のさらに別の実施形態の略図である。
【図２０】 図２９ａは、本発明による変調および分散装置を含む、本発明によるシステム
の性能を検証するために用いられたさらに別の実験的セットアップを示し、図２
０ｂは本発明による変調および分散装置を含む、本発明によるシステムの性能を
検証するために用いられたさらに別の実験的セットアップを示している。
【図２１】 図２０ａおよび図２０ｂに示した実験において、信号対雑音比ＯＳＮＲの変化
で得られたＢＥＲの値の図を示している。
【図２２】 図１９の実施形態による変調および分散装置を採用した、本発明によるシステ
ムのシミュレーションに関するＱ因子と差分グループ遅延（ＤＧＤ）との対比を
示している。
【図２３】 図１９の実施形態による変調および分散装置を採用した、本発明によるシステ
ムのシミュレーションに関するＢＥＲ対差分グループ遅延（ＤＧＤ）のグラフを
示している。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年４月１９日（２００１．４．１９）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ００１０４７７１．１ (32)優先日 平成12年３月６日(2000．3．6) (33)優先権主張国 欧州特許庁（ＥＰ） (31)優先権主張番号 ６０／１８９，０３６ (32)優先日 平成12年３月14日(2000．3．14) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ， ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，Ｃ Ｎ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ， ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，Ｋ Ｐ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ， ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，Ｓ Ｇ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 シフィニ，アレッサンドロ イタリア国イ−10018 パヴォーネ・カナ ヴェセ，ヴィア・トレント 22 (72)発明者 コルシニ，ラファエレ イタリア国イ−20136 ミラノ，ヴィア・ アルザイア・ナヴィッリョ・パヴェーセ 12 (72)発明者 フランコ，ピエルルイジ イタリア国イ−35100 パドヴァ，ヴィ ア・セルナイア 36 Ｆターム(参考） 2H079 AA02 AA12 BA01 BA03 CA04 DA03 EA05 KA11 5K002 AA01 AA03 CA01 CA13 DA05 FA01

Claims (23)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 光学的通信システム（１００）において、 所定のビットレートｆｅと持続期間１／ｆｃの所定のタイムスロットを有する
    ビットフローを含む少なくとも１つのディジタル光信号（１０００）を伝達する
    第１の装置（１０）と、 前記第１の装置（１０）と電気的に接続され、前記ディジタル光信号（１００
    ０）の伝搬用の光伝達ライン（３０）と、 前記光伝達ライン（３０）に光学的に接続され、前記ディジタル光信号（１０
    ００）を受信し、受信装置（４０）と、変調及び分散装置（２００）を含む第２
    の装置（２０）と を含み、 該変調及び分散装置（２００）が、 （ｉ） （ａ）前記ディジタル光信号（１０００）の前記ビットレートｆｃに
    従って予め決められた変調周波数（２０００）と、 （ｂ）その持続期間が１／ｆｃのタイムスロット内の所定の位置に関して概
    ね対称な時間における周期的な変化と、 （ｃ）前記周期的な変化の最大振幅と を有する変調により前記ディジタル光信号（１０００）の位相を変調する変調
    要素と、 （ｉｉ） 前記変調装置（２０００）に接続され、位相変調されたディジタル
    光信号（１０００）の各ビットにグループ遅延を導入可能な色分散要素（２０４
    ）であって、該色分散要素（２０４）は前記時間における周期的な変化が正の変
    調振幅を有すると時に異常タイプの分散を与え、前記時間における周期的な変化
    が負の変調振幅を有する時に正常タイプの分散を与える ことを特徴とする光学的通信システム。
  2. 【請求項２】 前記最大の振幅Ｋおよび前記グループ遅延Ｄの積が、ＡからＢの
    範囲にあり、Ａは−０．５×（１−Ｘ）で、Ｂが−０．５×（１＋Ｙ）で、Ｘが
    ０．２以下で、Ｙが２以下である請求項１に記載の光学的通信システム（１００
    ）。
  3. 【請求項３】 前記ビットがＲＺフォーマットである請求項１または２の光学的
    通信システム（１００）。
  4. 【請求項４】 前記ビットがＮＲＺフォーマットである請求項１または２の光学
    的通信システム（１００）。
  5. 【請求項５】 前記第２の装置（２０）が、第１の強度フラクションを前記変調
    及び分散装置（２００）に供給し、第２の強度フラクションをクロック回復器（
    ２３）に供給する方法で、前記ディジタル光信号（１０００）の強度を分割可能
    な光ビームスプリッタ（２２）を含むことを特徴とする請求項１乃至４のいずれ
    かに記載の光学的通信システム（１００）。
  6. 【請求項６】 前記クロック回復器（２３）が、前記変調及び分散装置（２００
    ）の前記変調要素（２０００）に接続され、前記光ビームスプリッタから生じる
    前記ディジタル光信号（１０００）の前記ビームレートｆｃを決定し、前記ディ
    ジタル光信号（１０００）の前記ビットのタイムスロットの平均中央位置との同
    期を可能にする請求項５に記載の光学的通信システム（１００）。
  7. 【請求項７】 前記位相変調の時間の周期的な変化が概ね放物線状である請求項
    １乃至６のいずれかに記載の光学的通信システム（１００）。
  8. 【請求項８】 前記変調要素（２０００）が、少なくとも１つの位相変調器（２
    ０２）と、前記位相変調器（２０２）の駆動装置（２４）とを含み、該駆動装置
    （２４）は前記クロック回復器（２３）に接続されている請求項１乃至７のいず
    れかに記載の光学的通信システム（１００）。
  9. 【請求項９】 前記色分散要素（２０４）が、光ファイバの適合部分を含む請求
    項１乃至８のいずれかに記載の光学的通信システム（１００）。
  10. 【請求項１０】 （ａ）予め定められた変調周波数と、 （ｂ）予め定められた時間の周期的な変化と、 （ｃ）該周期的な変化の最大振幅Ｋと、 を有する変調により光信号（１０００）の位相を変調する変調手段（２０００）
    と、 該変調手段（２０００）に光学的に接続されグループ遅延Ｄを該光信号（１０
    ００）にに導入可能な色分散要素（２０４）とを 備え、 （ｉ） 該最大振幅Ｋと該グループ遅延Ｄとの積が、ＡからＢの範囲にあり、
    Ａは−０．５×（１−Ｘ）で、Ｂが−０．５×（１＋Ｙ）で、Ｘが０．２以下で
    、Ｙが２以下であり、 （ｉｉ） 該色分散要素（２０４）は、前記時間における周期的な変化が正の
    変調振幅を有すると時に異常タイプの分散を与え、前記時間における周期的な変
    化が負の変調振幅を有する時に正常タイプの分散を与える ことを特徴とする光信号（１０００）を処理するための変調及び分散装置（２
    ００）。
  11. 【請求項１１】 前記光信号（１０００）が、予め定められたビットレートｆｃ
    と持続期間１／ｆｃの予め定められたタイムスロットを有するビットフローを含
    むディジタル光信号である請求項１０に記載の変調及び分散装置（２００）。
  12. 【請求項１２】 前記変調周波数が前記ビットレートｆｃに従って選択されるこ
    とを特徴とする請求項１１に記載の変調及び分散装置（２００）。
  13. 【請求項１３】 前記時間の周期的な変化が１／ｆｃの持続期間の前記タイムス
    ロット内の予め定められた位置に関して概ね対称であることを特徴とする請求項
    １１又は１２に記載の変調及び分散装置（２００）。
  14. 【請求項１４】 予め定められたビットレートｆｃと、１／ｆｃの持続期間を有
    する予め定められたタイムスロットとを有するビットフローを含むディジタル光
    信号を処理する方法であって、 （ａ）（１）前記ディジタル光信号のビットレートｆｃに従って予め定められ
    た変調周波数と、 （２）１／ｆｃの持続時間を有する該タイムスロットの範囲内の予め定め
    られた位置に関して概ね対称な周期的な変化と、 （３）該周期的な変化の最大振幅Ｋと、 を有する変調で該ディジタル光信号の位相を変調するステップと、 （ｂ）適切な色分散要素において、位相変調されたディジタル光信号の各ビッ
    トのグループ遅延を生じ、該色分散要素が、前記時間における周期的な変化が正
    の変調振幅を有すると時に異常タイプの分散を与え、前記時間における周期的な
    変化が負の変調振幅を有する時に正常タイプの分散を与えるステップと、 を備える該方法。
  15. 【請求項１５】 前記処理が、前記ディジタル光信号のビットの圧縮を含むこと
    を特徴とする請求項１４に記載の方法。
  16. 【請求項１６】 前記処理が、前記ディジタル光信号のビットのリタイミングを
    含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
  17. 【請求項１７】 前記処理が、前記ディジタル光信号のビットの圧縮とリタイミ
    ングを含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
  18. 【請求項１８】 前記最大振幅Ｋと前記グループ遅延Ｄとの積が、ＡからＢの範
    囲にあり、Ａは−０．５×（１−Ｘ）で、Ｂが−０．５×（１＋Ｙ）で、Ｘが０
    ．２以下で、Ｙが２以下であることを特徴とする請求項１４から１７に記載の方
    法。
  19. 【請求項１９】 所定のビットレートｆｃと持続期間１／ｆｃの所定のタイムス
    ロットを有するビットフローを含む少なくとも１つのディジタル光信号（１００
    ０）を伝達する第１の装置（１０）と、 前記第１の装置（１０）と電気的に接続され、前記ディジタル光信号（１００
    ０）の伝搬用の光伝達ライン（３０）と、 前記光伝達ライン（３０）に光学的に接続され、前記ディジタル光信号（１０
    ００）を受信し、受信装置（４０）と、変調及び分散装置（２００）を含む第２
    の装置（２０）と、 を含み、 該変調及び分散装置（２００）が、 （ｉ） （ａ）前記ディジタル光信号（１０００）の前記ビットレートｆｃに
    従って予め決められた変調周波数と、 （ｂ）その持続期間が１／ｆｃのタイムスロット内の所定の位置に関して概
    ね対称な時間における周期的な振幅変化と、 （ｃ）前記周期的な振幅変化の最大振幅αAMと、 を有する変調により前記ディジタル光信号（１０００）の位相を変調する変調
    要素（２４００）と、 （ｉｉ） （ｄ）前記ディジタル光信号（１０００）の前記ビットレートｆｃ
    に従って予め定められた変調周波数と、 （ｅ）その持続時間が１／ｆｃである前記タイムスロット内の予め定められ
    た位置に関し概ね対称な時間における位相の周期的な変化と、 （ｆ）該位相の周期的な変化の最大振幅Ｋと、 有する変調で該ディジタル光信号の位相を変調す変調要素（２０００）と、 （ｉｉｉ）前記変調装置（２０００）に接続され、位相変調されたディジタル
    光信号（１０００）の各ビットにグループ遅延Ｄを導入可能な色分散要素（２０
    ４）であって、該色分散要素（２０４）は前記時間における周期的な位相変化が
    正の変調振幅を有すると時に異常タイプの分散を与え、前記時間における周期的
    な位相変化が負の変調振幅を有する時に正常タイプの分散を与えること、 を含む該光学的通信システム（１００）。
  20. 【請求項２０】 前記最大の振幅Ｋおよび前記グループ遅延Ｄの積が、ＡからＢ
    の範囲にあり、Ａは−０．５×（１−Ｘ）で、Ｂが−０．５×（１＋Ｙ）で、Ｘ
    が０．２以下で、Ｙが２以下である請求項１９に記載の光学的通信システム（１
    ００）。
  21. 【請求項２１】 前記ビットがＲＺフォーマットである請求項１９または２０の
    光学的通信システム（１００）。
  22. 【請求項２２】 前記ビットがＮＲＺフォーマットである請求項１９または２０
    の光学的通信システム（１００）。
  23. 【請求項２３】 光信号（１０００）を処理する変調及び分散装置（２００）で
    あって、 該変調及び分散装置が、 （ａ）予め定められた変調周波数と、 （ｂ）時間における予め定められた周期的な振幅変化と、 （ｃ）前記周期的な振幅変化の最大振幅αAMと、 を有する変調により光信号（１０００）の振幅を変調する変調手段（２４００）
    と、 （ａ）前記予め定められた変調周波数と、 （ｂ）時間における予め定められた位相の周期的な変化と、 （ｃ）該位相の周期的な変化の最大振幅Ｋと、 を有する変調で該光信号（１０００）の位相を変調する変調要素（２０００）
    と、 該変調要素に光学的に接続され、グループ遅延Ｄを該光信号（１０００）に導入
    可能な色分散要素（２０４）と、 を備え、 （ｉ）該最大振幅Ｋと該グループ遅延Ｄとの積が、ＡからＢの範囲にあり、Ａ
    は−０．５×（１−Ｘ）で、Ｂが−０．５×（１＋Ｙ）で、Ｘが０．２以下で、
    Ｙが２以下であり、 （ｉｉ） 該色分散要素（２０４）が、前記時間における周期的な位相変化が
    正の変調振幅を有すると時に異常タイプの分散を与え、前記時間における周期的
    な位相変化が負の変調振幅を有する時に正常タイプの分散を与える該変調及び分
    散装置（２００）。 ２４． 所定のビットレートｆｃと持続期間１／ｆｃの所定のタイムスロットを
    有するビットフローを含むディジタル光信号のビット処理する方法であって、該
    方法が、 （ｉ） （ａ）前記ディジタル光信号の前記ビットレートｆｃに従って予め決め
    られた変調周波数と、 （ｂ）持続期間１／ｆｃを有するタイムスロット内の予め定められた位置に
    関して概ね対称な時間における周期的な振幅変化と、 （ｃ）前記周期的な振幅変化の最大振幅αAMと、 を有する変調により前記ディジタル光信号（１０００）の位相を変調するステッ
    プと、 （ｉｉ） （ｄ）前記ディジタル光信号の前記ビットレートｆｃに従って予め
    定められた変調周波数と、 （ｅ）持続時間１／ｆｃを有する前記タイムスロット内の予め定められた位
    置に関し概ね対称な時間における周期的な位相変化と、 （ｆ）該周期的な位相変化の最大振幅Ｋと、 有する変調で該ディジタル光信号の位相を変調するステップと、 （ｉｉｉ）適正な色分散要素において、前記位相変調されたディジタル光信号
    の各ビットのグループ遅延Ｄを発生し、前記分散要素が、前記時間における周期
    的な位相変化が正の変調振幅を有すると時に異常タイプの分散を与え、前記時間
    における周期的な位相変化が負の変調振幅を有する時に正常タイプの分散を与え
    るステップと、 備えた該方法。
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