JP2002540394A - キャビティ寿命分光法のためのアナログ検出 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 リング−ダウン・レートないし減衰率を測定するためのアナログ検出システムにおいて、検出されたアナログ信号（１６３）を処理サブ−システム（１０８）に送る。処理サブ−システム（１０８）は、指数関数的に減衰するアナログ信号をリニアのアナログ信号に変換する変換器（１６６）と、それの傾きを得る微分（１７０）と、信号（１６８）の傾きの値を受けて減衰率を得るアナログ減衰率判定回路（１７２）とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （関連出願との相互参照） 本願は、１９９９年３月１９日に出願された米国出願０９／２７３，１９５号
に基づく優先権を主張するものである。

【０００２】 （米国政府の権利） 本発明は、契約No. DE-FG03-92ER14303及びARPA-ONR契約No. N00014-92-J-190
3の下でエネルギー省により提供された政府の援助を以て開発されたものである
。政府は、本発明における一定の権利を有する。

【０００３】 （発明の分野） 本発明は、分光法（spectroscopy）の分野に関する。また特に、本発明は、リ
ング−ダウン・キャビティとしても知られている、寿命によるキャビティにおけ
るリング−ダウン及びリング−アップのレートの測定（定量化）のためのアナロ
グ電子機器に関する。

【０００４】 （発明の背景） 伝統的な分光学的方法には、おおよそ１万分の１（１：１０^４）ないし１０万
分の１（１：１０^５）の感度面における限界（制限）がある。この感度の限界は
、吸収信号において雑音へと転化する光源の強度（輝度）の不安定性によって生
じるものである。伝統的な分光の方法に関する一般的な情報については、例えば
、Dereniak and Crowe, Optical Radiation Detectors, John Wiley & Sons, Ne
w York, 1984やDemtroder, Laser Spectroscopy, Springer, Berlin, 1996等を
参照されたい。

【０００５】 キャビティ寿命分光法（cavity lifetime spectroscopy）は、別名リング−ダ
ウン分光法（ＣＲＤＳ(Ring-Down Spectroscopy)）としても知られ、Rev. Sci.
Instrum. 59(12):2544-2551 (1988)における論文でO'Keefe及びDeaconによって
最初に解説された手法であり、１千万分の１（１：１０^７）ないし１０億分の１
（１：１０^９）若しくはそれ以上のオーダーでの感度による吸収測定を行うこと
を可能にする。ＣＲＤＳに関する一般的な情報については、Lehmannによる米国
特許No. 5,528,040に加えて、J. Chem. Phys. 102(2):633-642 (1995)におけるR
omanini及びLehmannによる論文、Chem. Phys. Lett. 217(1-2):112-116 (1994)
におけるMeijer等による論文、App. Phys. Lett. 67(1):144-146 (1995)におけ
るZalicki等による論文、Rev. Sci. Instrum. 66(4):2821-2828 (1995)における
Jongma等による論文、並びにJ. Chem. Phys. 102(7):2708-2717 (1995)における
Zalicki及びZareによる論文を参照されたい。

【０００６】 ＣＲＤＳのシステムにおいては、入力結合ミラー及び出力結合ミラーを有する
高精密で安定した光共振器ないしリング−ダウン・キャビティにサンプル（吸収
物質）が置かれる。その入力のカプラ（結合器）を通じてリング−ダウン・キャ
ビティ内へと入射することができた光は、端から端へと何度も循環して周期的な
空間上の変位を有する定在波を生じさせる。出力のカプラを通じて出て行く光は
、キャビティ内の光の強度（intracavity light intensity）に比例する。

【０００７】 入力の光源が止められると、リング−ダウン・キャビティに蓄積された放射エ
ネルギーがやがて減少していく（リング−ダウンする（rings-down））。空のキ
ャビティについては、蓄積されたエネルギーが指数関数的に減衰（decay）して
いくことになり、その指数関数的減衰がキャビティにおける各ミラーの反射率、
ミラー間の分離（間隔）及び速度光（speed light）のみに応じて定まるリング
−ダウン・レートによって特徴付けられた形になる。共振器にサンプルが置かれ
ている場合には、リング−ダウンが促進され、適切な条件の下では、キャビティ
内のエネルギーがほとんど完全な指数関数の形で減衰する。そのリング−ダウン
・レートＲないしリング−ダウンの減衰定数の逆数１／τを入射光の波長λに対
してプロットすることにより、サンプルについての吸収スペクトルが得られる。

【０００８】 在来の分光学的な手法に比べると、ＣＲＤＳでは、リング−ダウン・レート１
／τが入射光の強度の関数にならないので、極めて高い検出の感度を達成するこ
とが期待できる。すなわち、入力光の強度の揺らぎ（変動）は、リング−ダウン
・キャビティにおけるリング−ダウン・レートに関係しないものとなっており、
それ故にＣＲＤＳの測定には直接影響を与えないものとなっている。

【０００９】 在来の吸収測定において、長さ１のサンプルを光が通過するときには、透過強
度Ｉ_ｔと入射強度Ｉ_ｏの比率が次のベールの法則を満たす。

【００１０】

【数１】

【００１１】 ここで、αはサンプルの吸収係数（吸収率）である。如何なる強度の揺らぎで
も測定される吸収において明らかに不確実性を生じさせることになる。システム
の強度雑音（intensity noise）に基づく最小検出可能吸収（ＭＤＡＬ(minimum
detectable absorption)）は、次のように定義することができる。

【００１２】

【数２】

【００１３】 ここで、σ_１は根二乗平均（ＲＭＳ(root-mean-square)）の強度雑音であり、
ｌ_ｅｆｆは有効サンプル経路長である（例えば、マルチ−パス（multi-pass）吸
収測定セルにおいては、光ビームがセル内部を循環して何回も（例えば５００回
まで、あるいはそれ以上）サンプルを通過するので、有効サンプル長は物理的な
サンプル経路長の何倍にもなり得る。）。１回より多く吸収測定を行ってそれら
の結果を平均して測定誤差を減らすことも当然可能であるが、強度雑音によって
支配されるシステムの基本的な限界を克服することはできない。

【００１４】 ＣＲＤＳでは、測定される変数が減衰定数τ、すなわち、リング−ダウン・レ
ート１／τであることから、感度は次のように表現される。

【００１５】

【数３】

【００１６】 ここで、Ｆは単位時間毎に行われる測定の回数であり、それらの単位はｃｍ^{− １} Ｈｚ^−１／２で表現される。明らかに、この等式中には強度雑音は現れない。
実際には、ＣＲＤＳの終局的な限界は、光ビームに固有のショット雑音による基
本的な障壁である。ショット雑音は、光ビームを形成する光子の離散的な特質か
ら結果として生じるものである。電力Ｐを有するレーザ・ビームによって生成さ
れる光電流は、Ｒを光検出器の応答度とすると、ｉ＝ＲＰである。理想的な検出
については、光電流の雑音が光のショット雑音を直接反映することになる。ショ
ット雑音の時間的な分布は、ポアソン統計学（Poisson statistics）に従ったも
のとなっており、次のように表現することができる。

【００１７】

【数４】 ここで、ｅは電子電荷（１．６０２×１０^−１９Ｃ）である。

【００１８】 理論的には、ＣＲＤＳがショット雑音によってのみ限界を設けられるものであ
ったとすると、長さ５０ｃｍのキャビティと１０ｋＨｚの線幅（linewidth）を
持つ１０ｍＷの連続波（ＣＷ(continuous-wave)）レーザと５０ｐｐｍの損失が
有るミラーとを有するＣＲＤＳシステムについては、達成可能な感度が１０^{−１ ４} ｃｍ^−１Ｈｚ^−１／２のレンジ内になる。

【００１９】 表１には、最新式のＣＲＤＳの実際の性能を他の在来式の方法と比較して例示
してある。

【００２０】

【表１】

【００２１】 試験的なＣＲＤＳの構成では、パルスレーザ源を利用していたもの（Ｐ ＣＲ
ＤＳ）がほとんどである。しかし、Ｐ ＣＲＤＳには、多大な努力を費やして解
消しない限り、ショット雑音による限界での検出（shot-noise-limited detecti
on）を妨げる実用上の不利な点がいくつかある。第１に、大抵のＰ ＣＲＤＳの
装置は、光電子増倍管等のような特別な光検出器を利用しない限り、信号に対す
る検出器の雑音によって限界が設けられる（制限を受ける）。残念ながら、光電
子増倍管は紫外ないし近赤外の波長の範囲内でしか動作することができないので
、中赤外におけるＰ ＣＲＤＳは著しい限界を課され得ることになる。この検出
の雑音は、高精度のリング−ダウン・キャビティの光スループット（optical th
roughput）に限界を与える結果に直結する。光スループットは、レーザとキャビ
ティの線幅の比率の関数である。パルスレーザについてのスループットは、０．
０１％を超えないのが通例である。すなわち、この問題は、リング−ダウン信号
上にある過剰雑音と関係しており、その過剰雑音が信号を精確に調整することを
より一層困難にしている。この過剰の検出器の雑音がより大きければ大きいほど
、減衰率（レート）の調整における誤差がより大きくなり、かつ、それによって
吸収損失の測定における誤差がより大きくなる。

【００２２】 第２に、Ｐ ＣＲＤＳは、レーザ・ビームの横方向輪郭のモードとリング−ダ
ウン・キャビティのモードとの間のモード−マッチングの品質によって限界が設
けられる。理想的には、単一の横方向及び縦方向のキャビティのモード−−基本
ＴＥＭ_００モード−−だけがリング−ダウン・キャビティにおいて励起される。
しかしながら、ほとんどのパルスレーザの線幅は広がる傾向にあるので、リング
−ダウン・キャビティの長さが必要十分な大きさであれば複数の縦モードが励起
され得る。さらに、パルスレーザのビームの横方向輪郭をリング−ダウン・キャ
ビティのモードの幾何学的配置に精確に合わせることが困難であるため、複数の
横モードが励起されることになる。それぞれが別個の共振周波数を有するより高
次のモードが励起されることにより、すべてのモードが完全に同一の検出器上へ
と完全に集められない限り、リング−ダウン・キャビティから出て行くリング−
ダウン信号強度の上に重ね合わされる正弦波状のうなり発生（beating）を強い
られる可能性がある。物理的には、そのような検出を実現するのは極めて困難で
ある。また、それぞれのキャビティの横モードがキャビティを形成する各ミラー
の異なる部分をサンプリングするので、キャビティにおいて少し異なる反射と回
折の損失をそれぞれのモードが受けることになる。このため、複数モードの励起
は、それぞれが少し異なる減衰定数τを有する指数関数的に減衰する各信号の重
ね合わせを生成することにもなる。したがって、一つの特定のモード、すなわち
、基本モードについて、減衰定数τを測定（判定）する試みは困難になる。

【００２３】 第３に、パルスレーザ・システムの繰返しレート（繰返し速度）は１００Ｈｚ
に制限されるものがほとんどであるため、感度を改善するための広範囲に渡る平
均化を実行することができない。さらに、パルスレーザは、規模が大きくかつ高
価なものとなる傾向があり、それ故にＰ ＣＲＤＳの工業用バージョンに対して
は実用的でなくなる傾向にある。

【００２４】 Ｐ ＣＲＤＳの第１の問題に対する取り組みにおいては、ＣＷ ＣＲＤＳで外部
変調を伴う狭い線幅のＣＷレーザを使用して、レーザの線幅とリング−ダウン・
キャビティの線幅との間で高いオーバーラップを成し遂げることにより光学雑音
を制限する。モードのうなり発生に係る第２の問題は、ほとんど純粋なＴＥＭ_{０ ０} にＣＷレーザのビーム輪郭を光学的にフィルタリングすることによって制限さ
れる。第３の問題は、１ｋＨｚを上回る１０ｋＨｚまでの繰返しレートを用いる
ようにして平均化の処理を可能とすることによって取り組まれる。これらの解決
策についてのさらなる情報は、D. Romanini et al.“CW Cavity Ring-down Spec
troscopy”, Chem. Phys. Lett., 264, p. 31 (1997)、D. Romanini et al.“Ca
vity Ring-down Spectroscopy with an External Cavity Diode Laser”, Chem.
Phys. Lett., 270, p. 538 (1997)、B. A. Paldus et al.“Laser Diode Cavit
y Ring-down Spectroscopy Using an Acousto-optic Modulator”, J. Appl. Ph
ys., 82, p. 3199, (1997)、及びK. K. Lehmannの米国特許No. 5,528,040におい
て見ることができる。

【００２５】 残念ながら、Ｐ ＣＲＤＳに関連した問題を克服するためにＣＷ ＣＲＤＳのシ
ステムに導入される上述した改良は、リアル−タイムでのスペクトルの（分光の
）スキャンを実行する能力において顕著な改良をもたらす結果にはなっておらず
、かつ、最も重要な点として、ＣＲＤＳ手法の感度を著しく改善することを上手
く成し遂げてはいない。現在までのところ、Ｐ ＣＲＤＳ及びＣＷ ＣＲＤＳにつ
いて得られている最高の感度は、理論的なショット雑音による限界に匹敵するも
のにはなっていない。これまでに報告されている最良の装置としては、それぞれ
約８×１０^−１０ｃｍ^−１Ｈｚ^−１／２、２×１０^−１０ｃｍ^−１Ｈｚ^−１／２ の感度を有するものがある。これらの数字は、依然として理論的な限界には遠く
及ばない。

【００２６】 ＳＮＲの観点では、リング−ダウンの減衰信号には、一定の電力レベルに対し
て発生する光子数の揺らぎによって最終的な限界が設けられる。１ｍＷの電力レ
ベルに対してはショット雑音による限界でのＳＮＲが１．８×１０^６：１である
のに対して、１μＷに対してはＳＮＲが５．６×１０^４：１である。最新のＣＲ
ＤＳによっては、これらの数字が達成されていない。

【００２７】 この点において、ボックスカー積分器装置（boxcar integrator arrangement
）（D. Romanini et al., J. Chem. Phys., 102, p. 633 (1995)参照）を除いて
は、大抵のＣＲＤＳの装置がデジタル検出の電子機器を利用しており、同様に他
の分光法の方式もほとんどがデジタル検出の電子機器を利用している、という点
に注意する必要がある。例えば、Bingham等の米国特許No. 5,821,533は、電離放
射分光法（Ionizing Radiation Spectroscopy）において得られる指数関数的に
減衰する信号を直ちにデジタル信号に変換することを提唱している。ＣＲＤＳに
おいては、指数関数的に減衰する信号のビームないしリング−ダウンのビームか
ら吸収のデータが導出されるが、その指数関数的に減衰する信号のビームないし
リング−ダウンのビームは、初めに、対応する電流又は電圧の信号を発生する光
検出器へ送られる。後者の信号は、デジタイザによってデジタル化され、そして
減衰率τを測定するためのデジタル処理電子機器へと伝えられ、その減衰率τか
ら吸収が定量化される。この装置において、光検出器及び検出電子機器の技術的
な要因による雑音は、検出の感度に限界を与える。実際には、このタイプの直接
的な検出では、リング−ダウン信号が検出電子機器の雑音中へと減衰する。それ
らの検出電子機器は、電子雑音を引き起こして限界雑音源となるものである。

【００２８】 上述した問題の観点からすると、ＣＲＤＳ測定の理論的な感度の限界に近づく
ことを可能にするＣＲＤＳ方式を開発することが望ましい。特に、減衰率τを測
定するに当たっての主要な限界要因が指数関数的に減衰するリング−ダウンのビ
ーム中に有るショット雑音である、Ｐ ＣＲＤＳ及びＣＷ ＣＲＤＳの双方につい
ての検出システムを提供することが非常に望ましい。

【００２９】 （発明の目的及び有利な効果） 上述したことに鑑み、本発明は、寿命中のキャビティないしリング−ダウン中
のキャビティから出る、指数関数的に減衰するリング−ダウンのビームないし指
数関数的に立ち上がるリング−アップのビームの、減衰率τを測定するためのシ
ョット雑音による限界での検出システムを、提供することを主要な目的としてい
る。この検出システムは、ＣＷ ＣＲＤＳ方式に適合するはずであり、さらにＰ
ＣＲＤＳ方式にも適合するはずである。

【００３０】 本発明の他の目的は、大きな周波数のスキャン・レートを可能にするための高
速検出システムを提供することである。さらに、そのシステムは、指数関数的に
減衰する信号ないし指数関数的に上昇する信号（これらの信号から減衰率ないし
立ち上がり率（build-up rate）が計算されることになる。）の部分の、信頼性
が高い分離を実現するはずである。

【００３１】 本発明のさらなる他の目的は、検出システムがＣＲＤＳにおいて用いられる他
の雑音低減対策と共に両立できることを確保することである。

【００３２】 上記の目的及び有利な効果については以下に指摘する。また、それに加えて、
本発明の検出システム及び方法によって達成される数々の追加的な改良について
も以下に指摘する。

【００３３】 （発明の要約） 本発明の目的及び有利な効果は、リング−ダウン期（ring-down phase）の間
にリング−ダウン・キャビティから出る指数関数的に減衰するリング−ダウンの
ビームのリング−ダウン・レートないし減衰率１／τを測定する、アナログ検出
システムによって達成される。あるいは他の形態として、前記アナログ検出シス
テムは、リング−アップ期の間にキャビティから出る指数関数的に上昇するビー
ムの立ち上がり率を測定する。そのアナログのシステムは、Ｐ ＣＲＤＳ及びＣ
Ｗ ＣＲＤＳの装置において採用することができる。そのアナログのシステムは
、リング−ダウンのビーム、リング−アップのビームを受けると共に、その受け
たビームから指数関数的に減衰するアナログ信号、指数関数的に上昇するアナロ
グ信号をそれぞれ発生するための、光検出器を有する。そのアナログ信号は、そ
れをリニアな（線形の）アナログ信号に変換する変換器へ供給される。前記シス
テムは、前記リニアなアナログ信号の傾きを測定するためのアナログ信号処理回
路をさらに備える。前記減衰率、リング−アップ・レートは、それぞれ、前記傾
きが概して前記減衰率、リング−アップ・レートに比例するという事実を利用す
ることにより、前記アナログ信号の傾きからアナログ回路によって導出される。
演算を行うために、前記アナログ信号処理回路は、減衰率ないしリング−アップ
・レートを減衰ないしリング−アップのレートの電圧に変換することができる。
リング−ダウン・キャビティの吸収損失を示す数字にその電圧を変換するために
、追加の素子が設けられる。

【００３４】 リング−ダウンのビームを検出するために、前記検出システムには、リング−
ダウン・キャビティのリング−ダウン期の間システムを動作させる制御素子が備
え付けられる。すなわち、その制御素子は、キャビティがリング−ダウン期にあ
る間に前記検出システムがリング−ダウンのビームに対して上述した処理動作を
確実に実行できるようにする。また、前記アナログ検出システムは、その処理動
作を指数関数的に減衰するアナログ信号の一定の部分の間に実行するための、ト
リガ機構を有するものとすることもできる。

【００３５】 リング−アップのビームを検出するために、前記検出システムは、リング−ア
ップ期の間、あるいは、リング−ダウン・キャビティ内で光の強度が立ち上がっ
ているときに、作動される。その立ち上がり期の間に検出される波形は、減衰の
波形を逆にしたものとなる。

【００３６】 リング−ダウン・キャビティは、ポンプ・レーザ（pump laser）から取り出さ
れるポンプ・ビームによってエネルギーを供給される。Ｐ ＣＲＤＳ方式ではそ
のレーザはパルスレーザであり、ＣＷ ＣＲＤＳ方式ではそのレーザは連続波レ
ーザである。リング−ダウン・キャビティに置かれた吸収サンプルの吸収スペク
トルを測定（定量化）するため、前記レーザは、ポンプ・ビームの周波数を変え
るための周波数調整素子をさらに具備する。前記吸収サンプルは、ポンプ・ビー
ムの周波数に応じて定まる量により、リング−ダウンのビームの減衰率ないしリ
ング−アップのビームのリング−アップ・レートを変えることになる。

【００３７】 ＣＷ ＣＲＤＳのシステムにおいては、リング−ダウン期の間ポンプ・ビーム
を断続するためにチョッパ機構（chopping mechanism）を備える。この装置にお
いて、前記制御素子は、ポンプ・ビームが断続される時間の間、検出システムを
動作させる。

【００３８】 本発明の一実施形態では、ポンプ・ビームが一定の偏光を有している。例えば
、リング−ダウン・キャビティへ入射できるポンプ・ビームがｓ−偏光（s-pola
rization）のものとなっている。この装置において、ｐ−偏光（p-polarization
）は、例えばリング−ダウン・キャビティの長さを制御すること等の調整を実行
するために利用することができる。

【００３９】 指数関数的に減衰するリング−ダウンのビームの減衰率ないし指数関数的に上
昇するリング−アップのビームのリング−アップ・レートを測定するための、本
発明に基づくアナログ検出方法は、あらゆるＣＲＤＳにおいて他の雑音低減対策
と共に機能させつつ利用することができる。前記検出システム及び検出方法につ
いてのさらなる詳細は、添付図面を参照しつつ行う以下の説明において見出され
る。

【００４０】 （図面の説明） 図１は、典型的な従来技術によるＣＲＤＳ装置の概略図である。 図２は、指数関数的な減衰信号のデジタル化の態様を例示したグラフである。 図３は、デジタル化された指数関数的な減衰信号において観測されるデジタル
化雑音を例示したグラフである。 図４は、本発明に基づく好ましい連続波（ＣＷ）ＣＲＤＳ装置の一般的な概略
図である。 図５は、図４のＣＷ ＣＲＤＳ装置の検出システムの詳細図である。 図６は、図５の検出システムにおける特定の点で傍受される信号のグラフであ
る。 図７は、図５の検出システムにおいて用いる代表的なトランスインピーダンス
増幅器（transimpedance amplifier）の回路図である。 図８は、本発明に基づくＣＷ ＣＲＤＳ装置において用いるのに好適な対数増
幅器の回路図である。 図９は、本発明に基づくＣＷ ＣＲＤＳ装置において用いるためのスペクトラ
ム・アナライザ（スペクトル分析器）の等価（equivalent）の回路図である。 図１０は、図５の検出システムにおいて用いるオフセット加算回路の回路図で
ある。 図１１は、図５の検出システムにおいて用いる自動利得制御（ＡＧＣ(automat
ic gain control)）増幅器の回路図である。 図１２は、デジタイザを用いた従来技術による検出回路の性能を例示したグラ
フである。 図１３は、ＣＯ_２の吸収スペクトルの部分の調査における、デジタイザを用い
た従来技術による検出回路の性能を例示したグラフである。 図１４は、ＣＯ_２の吸収スペクトルの同じ部分の調査における、好ましい実施
形態の性能を例示したグラフである。 図１５は、本発明に基づく他の形態の検出システムのブロック図である。 図１６は、光検出サブ−システムの回路図である。 図１７は、リング−アップ及びリング−ダウンのレートの測定に適応した図５
の検出システムの部分のブロック図である。

【００４１】 （詳細な説明） 本発明についてより良い理解を得るためには、図１に示したようなデジタル検
出システム１２を採用した典型的な従来技術によるキャビティ・リング−ダウン
分光法（ＣＲＤＳ(cavity ring-down spectroscopy)）装置１０の再検討をする
ことが有益である。ＣＲＤＳ１０は、連続波（ＣＷ(continuous-wave)）システ
ムであり、その連続波（ＣＷ）システムにおいてＣＷレーザ１４がポンプ・ビー
ム１６を供給するものとなっている。音響−光学変調器（ＡＯＭ(acousto-optic
modulator)）１８は、ビーム１６を光学素子（optics）２０へと通過させる。
この光学素子２０は、いくつかの素子を含むものとしてもよいが、明確化のため
に集束レンズによって概略的に示してある。光学素子２０は、リング−ダウン・
キャビティ２４の入力カプラ２２上にビーム１６を集束し、そうして入力カプラ
２２を介してキャビティ２４内にビーム１６を注入する。一旦キャビティ２４の
内部においてビーム１６が入力カプラ２２と出力カプラ２６との間で共振する。
キャビティ２４は、例えば気体等のサンプルを収容する封入容器（enclosure）
２８内に設置されており、そのサンプルの吸収スペクトルを分析するものとなっ
ている。

【００４２】 キャビティ２４の内部で光の立ち上がりが十分なところに達すると、ＡＯＭ１
８によってポンプ・ビーム１６が急に遮断される。ポンプ・ビーム１６の停止に
よってキャビティ２４のリング−ダウン期が始まる。この時間の間に、キャビテ
ィ２４内部の光は、減衰率１／τで指数関数的にリング・ダウンする。その減衰
率１／τは、キャビティ２４の吸収パラメータ及びサンプル気体の吸収特性に応
じて定まる。

【００４３】 特に、キャビティ２４の吸収パラメータには、キャビティ２４の長さとカプラ
２２、２６の各反射率が含まれる。ミラーの反射率がより高く、また、キャビテ
ィ２４がより短いほど、吸収損失はより低くなる。空のキャビティ２４について
の減衰率１／τは、サンプルの吸収を測定（定量化）する場合における基準とし
て用いられるベースライン（baseline）の減衰率である。そのベースラインは、
キャビティ２４の内部にサンプルを置く（位置させる）前に、関心のある周波数
スペクトルの全体に渡って（すなわち、サンプルの吸収スペクトルの測定におい
て後に用いられるポンプ・ビーム１６のすべての周波数で）測定される。サンプ
ルは、それ自体の吸収特性を持ち込むので、キャビティ２４の減衰率１／τをベ
ースラインより増大させる。ベースラインとサンプルの存在を伴う減衰率との間
の差により、サンプルの吸収を測定（定量化）することが可能になる。

【００４４】 リング−ダウン期の間には、減衰率１／τで減衰する指数関数的なリング−ダ
ウン・ビーム３０が出力カプラ２６を介してキャビティ２４から出てくる。出力
カプラ２６の後段に配置された光検出器３２は、リング−ダウン・ビーム３０を
受けると共に、電気的な減衰信号３３を発生する。この電気的な減衰信号３３は
、通常は電流であり、リング−ダウン・ビーム３０に対応したものとなっている
。

【００４５】 従来技術のアプローチによれば、電気的な減衰信号３３は、まず、デジタイザ
３４によってデジタルの減衰信号に変換される。デジタイザ３４に接続されたデ
ジタル・データ・プロセッサ３６は、そのデジタル化された減衰信号を処理して
、それから減衰率１／τを引き出すと共に、その後者からベースラインとの比較
を通じてサンプルの吸収を導出する。その結果は、適切なディスプレイ装置３８
上に表示される。この全体の処理動作がポンプ・ビーム１６の波長を変化させつ
つ繰り返され、サンプルの完全な吸収スペクトルが取得されて表示される。

【００４６】 検出のためにデジタイザ３４を用いる場合、減衰率１／τの不確実性は、デジ
タル化の過程において実現されるビット分解能に依存する。スペクトルのスキャ
ン中では、サンプルが存在することにより、減衰信号３３の初期強度Ｉ_０がベー
スラインの強度とは異なることになる。具体的には、図２にデジタル化の問題を
例示してある。この図２において、減衰信号３３Ａは、初期強度Ｉ_１を有するベ
ースラインであり、また、減衰信号３３Ｂは、サンプルの吸収ピークにおいて取
得された信号であって初期強度Ｉ_２を有している。デジタイザ３４がベースライ
ン３３Ａの全範囲をデジタル化するように設定された１０−ビットのデバイス（
10-bit device）である場合、そのデジタイザ３４は、減衰信号３３Ｂのデジタ
ル化をするときに少なくとも１ビット分を無駄にする。すなわち、減衰信号３３
Ｂは、９ビットのみを使用して変換され、それによって検出の感度が影響を受け
て検出システム内に“雑音”が導入されることになる。このように、デジタルの
検出システムは、強度に対して過敏になり、そして、信号の強度とは無関係の検
出手法によるものであるＣＲＤＳの基本的な利点を排除してしまう。この問題は
、デジタル化の過程の基本的な限界を象徴している。

【００４７】 デジタイザに影響を与えるさらなる追加的な問題としては、帯域幅が制限され
ていることにより、それらのデジタイザが減衰信号３３の全体を受け入れること
ができない点が含まれる。そのために、減衰信号３３の一部分については、それ
の残部を失わせつつ選択して測定をしなければならない。さらに、デジタイザは
強度のピークに対して素速く応答できず、このことは、信号の品質が減衰率１／
τを測定（判定）するのに最良である区域が試験に役立たない場合もあることを
意味している。最終的には、たとえ減衰信号３３が初めにリニアな減衰に変換さ
れてからデジタル化されるとしても、そのデジタル化される信号に対してデジタ
イザ３４がうかつにも雑音と非線形性を加えることになる。実際には、デジタイ
ザ３４のビットの数が増加するにつれて、そのことが信号の非線形性を導くこと
になる。

【００４８】 これらの実際におけるデジタル化の問題を例示するため、図３においては、デ
ジタル化した指数関数的な減衰信号のグラフを示してある（ｙ軸が対数目盛にな
っていることに注意されたい。）。このグラフは、１０−ビット・デジタル化オ
シロスコープ（10-bit digitizing oscilloscope）によって得られたものである
。デジタル化による雑音が減衰の終わりの方の部分にあるのがはっきりと分かる
。

【００４９】 デジタル化の過程に付随する問題は、高い感度が要求される場合にデジタル処
理をＣＲＤＳとは両立しないものにする。特に、減衰信号３３の減衰率１／τを
測定するためにデジタル信号処理を利用する場合では、ＣＲＤＳでの理論的なシ
ョット雑音による限界を実現することができない。これを実現することが本発明
の根本にある。

【００５０】 図４は、本発明に基づく好ましいＣＷ ＣＲＤＳ装置１００を例示したもので
ある。明確化のため、ＣＷ ＣＲＤＳ装置１００は、光学測定システム１０２及
び検出システム１０４の２つの部分に分けられている。検出システム１０４は、
さらに、光検出サブ−システム１０６及び信号処理サブ−システム１０８に細分
化される。ここで注意すべきこととして、装置１００は、レーザ−ロッキング、
モード・マッチング素子及びリング幾何学的形状配置（ring geometry）を有す
るキャビティを採用することにより、ＣＷ ＣＲＤＳの性能を最適化するように
構成されている。これらの付加された物により、光学雑音を最小限にすることが
でき、さらにレーザ・ビームの品質や他の共通雑音源（common noise sources）
による雑音も最小限に抑えることができる。これにより、検出システム１０４の
ショット雑音レベルの感度という利点が引き出されることになる。勿論、検出シ
ステム１０４は、より簡単なＣＷ ＣＲＤＳの装置やＰ ＣＲＤＳの装置において
用いることもできる。例えば、検出システム１０４は、一つだけの偏光を用いる
スウェプト−キャビティ（swept-cavity）ＣＲＤＳ装置において利用することも
できる。ただし、ここで留意すべきこととして、ＣＲＤＳのシステム内に他の雑
音源が存在している状況においては、ショット雑音レベルでの検出感度という利
点があまり重要ではなくなる場合もある。したがって、検出システム１０４は、
大抵の共通雑音源を排除するＣＲＤＳ装置において利用するのが好ましい。

【００５１】 光学測定システム１０２は、３つのミラー１１２、１１４及び１１６の間に設
けられた高精密リング−ダウン・キャビティ１１０を有している。キャビティ１
１０は、気体による吸収を測定するために必要に応じて封入容器内に設置するこ
とにしてもよく、あるいは、例えば薄膜等の不揮発性サンプルを測定するために
必要に応じて封入容器を有しないものとしてもよい。ミラー１１２は入力カプラ
としての役割を担うプラノ−プラノ・ミラー（plano-plano mirror）であり、ミ
ラー１１６は出力カプラとしての役割を担うプラノ−プラノ・ミラーである。ミ
ラー１１４は凹面鏡である。リング−ダウン・キャビティ１１０は、リング・キ
ャビティの幾何学的形状配置を有しており、その幾何学的形状配置がＣＲＤＳを
実践するに当たって最も好ましいタイプのキャビティとなっている。勿論、本発
明に基づくＣＲＤＳは、リニア・キャビティ（linear cavity）において実践す
ることもできる。平均的な当業者であれば、光学測定システム１０２をリニア・
キャビティに適合させることができるであろう。

【００５２】 光学測定システム１０２は、ポンプ・レーザ１１８を具備しており、このポン
プ・レーザ１１８は、好ましくは高品質な、関心のある波長領域に渡って調節可
能な狭い線幅のレーザである。特に、ポンプ・レーザ１１８は、その波長領域が
リング−ダウン・キャビティ１１０に位置する吸収サンプル１２０の関心のある
吸収ピークを含めるように選択されたポンプ・ビーム１２２を発生する。例えば
、レーザ１１８は、３００ｍＷの出力電力を有し、かつ、１０６４．４４ｎｍか
ら１０６４．５８ｎｍまでの調節可能な領域を有する、Ｎｄ：ＹＡＧレーザとす
る。この波長領域によれば、１０６４ｎｍでのＣＯ_２遷移の吸収スペクトルを調
査することが可能である。これは、勿論、説明上の目的でのみ用いる代表的な領
域の例である。

【００５３】 二分の一波長板１２４は、その後段に偏光ビーム・スプリッタ（ＰＢＳ(polar
izing beam splitter)）１２６が設けられ、ビーム１２２の経路に配置されてい
る。ビーム１２２は、リング−ダウン・キャビティ１１０に関するｓ−偏光Ｅ_Ｓ 及びｐ−偏光Ｅ_Ｐを含んでいる。偏光Ｅ_Ｓ及びＥ_Ｐは互いに直交し、かつ、それ
らの相対的な強度は二分の一波長板１２４の助力によって調整できるものとなっ
ている。

【００５４】 ＰＢＳ１２６は、偏光Ｅ_Ｐから偏光Ｅ_Ｓを分離する。偏光Ｅ_Ｐは、位相変調器
（ＰＭ(phase modulator)）１２８へと進行するのに対し、偏光Ｅ_Ｓは、ミラー
１３２から反射した後に、音響−光学変調器（ＡＯＭ(acousto-optic modulator
)）１３０へと進行する。好ましい装置１００では、ＡＯＭ１３０が２つの機能
を有している。第１に、ＡＯＭ１３０は、偏光Ｅ_Ｐ及びＥ_Ｓの双方をリング−ダ
ウン・キャビティ１１０において同時に共振させることができるようにするため
に必要な偏光Ｅ_Ｓの周波数シフトを行う。第２に、ＡＯＭ１３０は、偏光Ｅ_Ｓの
オン及びオフを切り換えるのにも利用される。すなわち、ＡＯＭ１３０は、要求
される時間に偏光Ｅ_Ｓを止めることに利用される。

【００５５】 ＰＭ１２８は、リング−ダウン・キャビティ１１０からフィードバックを発生
させてレーザ１１８をキャビティ１１０に対してロックできるようにするために
利用される。これは、Applied Physics B, 1983, B31, pg. 1997でR. Drever等
により開示されたDreverの手法に基づいて実行することができる。この手法は、
エラー信号を発生させる反射した信号における各側帯波からキャビティの応答を
解析して分離することに依るものである。そのエラー信号をサーボにより利用し
て、（例えば、キャビティのミラーのうちの少なくとも一つを移動させるように
配置された適切なアクチュエータの助力によってキャビティの長さを変えること
により）レーザの線周波数かあるいはキャビティの線周波数を変化させる。

【００５６】 双方の偏光Ｅ_Ｓ及びＥ_Ｐは、モード−マッチング光学素子１３２、１３４（概
略的にレンズで示してある光学素子）を通過し、そして偏光Ｅ_Ｓがミラー１３８
により反射された後にＰＢＳ１３６によって再びビーム１２２として合成される
。モード−マッチング光学素子１３２、１３４は、再合成されるビーム１２２の
モード純度（modal purity）を確保するものである。理想的には、再合成される
ビーム１２２がＴＥＭ_００モードになり、それによってモードのうなり発生と上
述した関連する問題を排除する。

【００５７】 ビーム１２２は、入力カプラ１１２を介してリング−ダウン・キャビティ１１
０の中へと入射する。Ｅ_Ｓの偏光は吸収の測定に利用され、Ｅ_Ｐの偏光はレーザ
１１８をキャビティ１１０に対してロックするのに利用される。キャビティ１１
０がリング・キャビティであるので、キャビティ１１０により反射するＥ_Ｐ及び
Ｅ_Ｓの偏光は、元々のビーム１２２の経路を引き返すことはない。したがって、
反射してレーザ１１８に戻るポンプ・ビーム１２２の部分と関連するよく知られ
たフィードバックの問題は回避される。その代わりに、キャビティ１１０から反
射したＥ_Ｐ及びＥ_Ｓの偏光は、ビーム１２２に対して斜めに入力カプラ１１２を
通過し、そしてＥ_Ｐの偏光がＰＢＳ１４０によってＥ_Ｓの偏光から分離される。

【００５８】 反射したＥ_Ｐの偏光は、光検出器ないしフォトダイオード１４２により検出さ
れて調整信号に変換される。フォトダイオード１４２からの調整信号は、必要に
応じて増幅器（図示略）により増幅して、ロッキング・サーボ１４４へ供給され
るものとしてもよい。ロッキング・サーボ１４４は、その調整信号を利用してレ
ーザ１１８をキャビティ１１０に対してロックする。

【００５９】 実際には、サーボ１４４は、例えば圧電アクチュエータ（ＰＺＴ(piezoelectr
ic actuator)）等の第１のアクチュエータ１４６に対し、接続１４８を通じて調
整信号の高周波部分を送る。ＰＺＴ１４６は、矢印Ａで示したようにミラー１１
４を移動させ、それによってキャビティ１１０の長さを調整する。この調整は、
例えばｋＨｚのレンジにおける高周波の外乱に対して実行されるものである。本
実施形態では、ユニティ・ゲイン周波数、すなわち、高周波調整のための中心周
波数が６０ｋＨｚに設定されている。低周波の調整信号は、１Ｈｚにユニティ・
ゲインを有する第１の超低周波と１００Ｈｚにユニティ・ゲインを有する第２の
低周波に分割される。超低周波の調整信号は、接続１５０を通じてレーザ１１８
の温度制御（図示略）へと供給される。その温度制御は、レーザ１１８の温度を
調整し、それによってビーム１２２の波長を調整する。低周波の調整信号は、接
続１４８を通じてＰＺＴ１４６へ送られ、キャビティ１１０の長さを調整する。

【００６０】 平均的な当業者であれば、キャビティ１１０に対してレーザ１１８をロックす
るこの方法が多数の形態に変形できることが分かるであろう。また、公知の技術
における他のロッキング手法を活用することとしてもよい。ただし、重要なこと
は、十分な精確性を以てキャビティ１１０にロックされるレーザ１１８により、
キャビティ１１０を通じる光の高くかつ安定した光スループットを確保すること
である。すなわち、そのロッキングでは、レーザ１１８とキャビティ１１０の間
を結合している間に生じる強度の揺らぎの問題を克服し、それによって背景の項
で述べた結合関連の雑音（coupling-related noise）を排除する必要がある。さ
らに、そのロッキングは、十分に長い時間の期間の間、すなわち、サンプル１２
０の少なくとも１スキャンの期間の間、安定しているものでなければならない。

【００６１】 スキャニング・ユニット１５２は、ビーム１２２の波長を調節可能な領域に渡
って調節するために、レーザ１１８に接続されている。勿論、ＰＺＴ１４６の助
力によってキャビティ１１０の長さを変化させることも、キャビティ１１０内部
での共振波長を変えることに利用でき、そうすることによっていくつかの波長の
調節ないしスキャニングを成し遂げることができる。しかし、通常では、高速ス
キャン（例えば、数百ＭＨｚ／ｓのレンジでの高速スキャン）は、ユニット１５
２の助力によって最も効率良く実行される。平均的な当業者であれば、与えられ
た状況において最も実用的なスキャニング方法を理解して実現するであろう。

【００６２】 キャビティ１１０において光の立ち上がりが一旦十分なところに到達すると、
ＡＯＭ１３０がＥ_Ｓの偏光の通過を遮断するように切り換えられる。これが行わ
れた時に、キャビティ１１０内で立ち上がったＥ_Ｓの偏光はリング・ダウンする
。このリング・ダウンが起こっている間の時間がリング−ダウン期である。特に
、指数関数的に減衰する形を示し、かつ、Ｅ_Ｓ及びＥ_Ｐの偏光を双方共含む、リ
ング−ダウン・ビーム１５４は、そのリング−ダウン期の間にキャビティ１１０
から出てくる。リング−ダウン・ビーム１５４の経路中に配置された二分の一波
長板１５６は、リング−ダウン・ビーム１５４の偏光Ｅ_Ｓ及びＥ_Ｐの相対的な強
度を調整する。

【００６３】 ミラー１５８がリング−ダウン・ビーム１５４をＰＢＳ１６０へと反射し、こ
のＰＢＳ１６０がＥ_Ｐの偏光を排除すると共にＥ_Ｓの偏光を光検出サブ−システ
ム１０６へ送る。Ｅ_Ｓの偏光だけがリング−ダウンの測定のために利用され、そ
の一方でＥ_Ｐの偏光がレーザ１１８をキャビティ１１０にロックするために利用
されるということを思い出して頂きたい。

【００６４】 勿論、平均的な当業者であれば、例えばレーザ対キャビティのロッキングにＥ _Ｐ の偏光を利用しない実施形態等の他の実施形態において、リング−ダウン測定
をＥ_Ｓの偏光ではなくＥ_Ｐの偏光に関して実行してもよいということが分かるで
あろう。例えば、キャビティ１１０をリニア・キャビティに置き換え、かつ、双
方の偏光についての共振周波数が同一である場合等のいくつかの実施形態におい
ては、リング−ダウン測定を実行するために双方の偏光を利用することもできる
。また、当業者であれば、リニアの（直線的な）Ｅ_Ｐ及びＥ_Ｓの偏光の近傍にあ
る他の偏光がリング−ダウン・ビーム１５４を形成し得ることも分かるであろう
。リング−ダウン・ビーム１５４中の光の様々な偏光に対処するために行わなけ
ればならない必要な調整は、よく知られた技術である。

【００６５】 再び図４の実施形態を参照すると、光検出サブ−システム１０６は、減衰率１
／τで指数関数的に減衰するリング−ダウン・ビーム１５４（具体的にはＥ_Ｓの
偏光）を受け、かつ、それから対応する指数関数的に減衰するアナログ信号１６
３を発生する光検出器１６２を有している。特に、光検出器１６２は、リング−
ダウン・ビーム１５４中の光子を電気的な電流１６３に変換する。この好ましい
実施形態においては、採用しているモードのマッチングとレーザのロッキングに
より、Ｅ_Ｓの偏光中に存在する雑音の主な源が光の量子性質（quantum nature）
によるショット雑音となっている。したがって、光検出器１６２により生成され
る電流１６３中の雑音の主な源は、ビーム１５４からのショット雑音である。他
のすべての雑音は、光検出器１６２の技術的な要因による雑音よりも小さい。

【００６６】 光検出器１６２の後段には低雑音増幅器１６４が設けられ、この低雑音増幅器
１６４は電流を検出可能なレベルに増幅する。通常では、低雑音増幅器１６４は
、それ自体のシングル−ショット雑音をある程度電流に付け加える。しかし、光
検出器１６２での電力レベルが８００μＷを上回るようにビーム１２２の電力レ
ベルを増大させることにより、アナログ信号１６３中の雑音が増幅器１６４によ
り付け加えられるあらゆるシングル−ショット雑音をも超えることが保証される
。実際には、光検出サブ−システム１０６により生じる雑音をアナログ信号１６
３中に存在するショット雑音のレベルよりも小さく維持するために、与えられた
任意の状況において如何なる電力レベル調整を行う必要があるかについては、平
均的な当業者であれば判断することが可能である。

【００６７】 光検出サブ−システムは、アナログ信号１６３を信号処理サブ−システム１０
８へ送る。その後者の信号処理サブ−システム１０８は、指数関数的に減衰する
アナログ信号１６３を受け、かつ、それをリニアに（直線的に）減衰するアナロ
グ信号１６８に変換する対数増幅器１６６を有している。アナログ信号１６８の
リニアな減衰は、−１／τに等しいかあるいはこれに比例する定数の傾きによっ
て特徴付けられる。

【００６８】 微分器１７０は、アナログ信号１６８を受けると共にそれを微分してそれの傾
きを得る。これにより、微分器１７０の出力は、−１／τの一定値となる。実際
には、この値は、例えば残留するモードのうなり発生の影響等のシステム内に残
存するあらゆる雑音によって変動し得る。光学測定システム１０２に対する調整
、具体的には、キャビティ１１０内へと結合されるビーム１２２がＴＥＭ_００モ
ードになることを確保するモード−マッチング光学素子１３２、１３４の微調節
が、その雑音の大部分を低減するであろうということは、平均的な当業者に理解
されるところである。

【００６９】 減衰率判定回路１７２は、信号１６８の傾きの値を受けると共に、それに−１
の係数ないし必要に応じて負の定数を乗算して減衰率１／τを得る。その傾きの
値は、小さな揺らぎのみを受けているものであり、また、好ましくは全く揺らぎ
を受けていないものであることから、デジタル化及びさらなるデジタル処理を行
うことが好ましい。このため、回路１７２は、その傾きをデジタル化するデジタ
イザと、前記乗算を実行すると共にその傾きの値をベースラインの傾き値と比較
してサンプル１２０の吸収を導出するデジタル信号処理装置（図示略）とを含ん
でいる。加えて、デジタル処理装置は、好ましくは、一つのリング−ダウン期の
間に得られた各傾き値を評価すると共に、連続する各リング−ダウン期の間に得
られた各傾き値を評価する統計的分析機能を有する。平均的な当業者であれば、
デジタル信号処理装置において実現する必要のある機能に精通し、また、減衰信
号１６３の綿密な分析のためにはあらゆる追加の統計的計算能力が含まれ得るこ
ともよく分かっていることであろう。あるいは他の形態として、デジタル信号処
理装置の機能を実行することが可能なよく知られたアナログ電子機器を利用する
こととしてもよい。

【００７０】 ディスプレイ装置１７４は、結果を表示するために回路１７２に接続されてい
る。特に、ディスプレイ装置１７４は、減衰率１／τ若しくは減衰定数τ、サン
プル１２０の吸収、及び信号処理装置により実行された任意の統計的分析の結果
を表示するものとするのが好ましい。

【００７１】 好ましくは、信号処理サブ−システム１０８は、キャビティ１１０のリング−
ダウン期の間に減衰率１／τを計算するために作動されるだけにする。ポンピン
グ（エネルギー供給）期ないしリング−アップ期の間は、サブ−システム１０８
を完全にオフ状態にすることができ、あるいは、計算されるデータを無視するこ
とにしてもよい。この遮断機能は、十分確立されている電子的手法に基づいてゲ
ーティング装置（gating unit）ないし制御素子１７６によって実行される。あ
るいは他の形態として、サブ−システム１０８は、光の立ち上がり期の間に作動
されてその時に減衰率１／τを測定するものとすることもできる。このオプショ
ンについては、図５に示したシステムにおいて実現するものとして後に詳細に説
明する。

【００７２】 ＣＷ ＣＲＤＳ装置１００がアナログ検出システム１０４の具体的な構成を多
数許容するものであることは、平均的な当業者により理解されることであろう。
対応する回路と信号のプロットを伴う検出システム１０４のいくつかの実施形態
を例示目的のために以下に説明する。

【００７３】 図５は、アナログ検出システム２００のブロック図を示しており、このアナロ
グ検出システム２００は、光検出サブ−システム２０２及び信号処理サブ−シス
テム２０４を有している。検出システム２００は、光学測定システム１０２と共
に用いられる。システム２００中で選択した点において直面する各信号について
は、ａ、ｂ、ｃ、ｄの文字で示すと共に、図６のグラフに例示してある。明確化
と完全性のために、それらの信号については、リング−ダウン期の間の軌跡を描
くと共に、光の立ち上がり期の間の軌跡も描いてある。

【００７４】 光検出サブ−システム２０２は、リング−ダウン・キャビティ１１０から出て
くるリング−ダウン・ビーム１５４を受ける。ビーム１５４を受けると共にそれ
を電気的な信号３００に変換するために、フォトダイオード、フォトトランジス
タ若しくは光電子増倍管等の光検出器２０８が用いられる。信号増幅器２１０は
、信号３００を増幅する。点ａにおいて、信号３００は、図６中に示した形を有
する。電流信号３００の指数関数的に減衰する部分ないし指数関数的に減衰する
アナログ信号３００Ａは、示してあるようにリング−ダウン期の間に記録される
。信号３００の残りの各部分は、信号３００Ａの終わりの部分が測定可能な閾値
よりも下に低下する各時間と、光がリング−ダウン・キャビティにおいて立ち上
がっている各時間とに対応する。適切な信号増幅器２１０の一例としては、図７
に示すようなトランスインピーダンス増幅器が挙げられる。

【００７５】 再び図５を参照すると、信号３００は、光検出サブ−システム２０２から信号
処理サブ−システム２０４へ送られる。サブ−システム２０４は、ミキサ２１２
と、正弦波の形でＬＯ周波数信号を発生する電圧制御発振器（ＶＣＯ(voltage-c
ontrolled oscillator)）等の局部発振器２１４とを有している。信号３００は
、ミキサ２１２へ中間周波（ＩＦ(intermediate frequency)）信号として供給さ
れ、そしてＬＯ周波数信号との混合によって無線周波（ＲＦ(radio-frequency)
）信号にアップコンバートされる。その後、そのＲＦ信号がスペクトラム・アナ
ライザ２１６へ送られ、スペクトラム・アナライザ２１６は、ＬＯ周波数をサン
プリング周波数として用いてそのＲＦ信号の電力レベルをサンプリングすると共
に、結果として得られた電力を対数スケールで出力する。このようにして、アナ
ライザ２１６は、信号３００の対数増幅器として動作すると共に、点ｂにおいて
図６中に示した形を有する信号３０２を発生する。明らかに、信号３０２の部分
３０２Ａは、指数関数的な減衰信号３００Ａに対応する、リニアに減衰するアナ
ログ信号を表している。

【００７６】 勿論、信号３００は、先にＲＦ周波数へのアップコンバートを行わずに、指定
したサンプリング周波数で直接サンプリングして信号３０２を得るようにするこ
ともできる。これは、正弦波（ＬＯ周波数信号）によって変調された入力を要求
しない対数増幅器を用いる場合に可能となる。しかし、技術的に知られているよ
うに、通常の高速対数増幅器は、入力信号が正弦波で変調されている場合に入力
信号の対数を高い信頼性で出力できるに過ぎない。さらに、ＬＯ周波数による信
号３００の変調とそれのＲＦ周波数へのアップコンバートは、光検出器２０８の
本来的な低周波雑音を排除するフィルタ（図示略）を用いる場合に有用である。
技術的に知られているように、低周波雑音が重なっている信号をより高い周波数
にアップコンバートし、その後で雑音をフィルタリングして取り除くことは、よ
り容易なことである。

【００７７】 他の採用し得る実施形態では、ＶＣＯ２１４のＬＯ周波数に中心があるノッチ
・フィルタ（notch filter）と専用の対数増幅器とによってスペクトラム・アナ
ライザ２１６を置き換えることができる。図８は、この用途に用いることができ
る好適な専用の対数増幅器の回路図を示している。図８の回路は簡単であり、か
つ、それを採用することは検出システム２０４を低コストなものとすべき場合に
好ましいものとなっている。

【００７８】 図８の対数増幅器により達成できるダイナミック・レンジよりも大きなダイナ
ミック・レンジが要求される場合には、他の形態によるスペクトラム・アナライ
ザを利用することもできる。図９は、対数及び精密な利得の双方の増幅器に基づ
く、このタイプの他の形態によるスペクトラム・アナライザの回路図を示してい
る。平均的な当業者であれば、具体的な設計のパラメータを与えられた信号３０
０から信号３０２を得るために採用し得る最良の形態を選択することができるで
あろう。

【００７９】 再び図５を参照すると、増幅器２１８は、信号３０２を増幅すると共に、それ
を微分器及びオフセットのユニット２２０へ供給する。ユニット２２０は、リン
グ−ダウン期に渡って信号３０２を微分して、減衰率１／τに比例する測定され
た測定電圧を生じる。減衰率１／τの小さな変化をより良く測定するために、得
られる測定電圧は、オフセット電圧と加算されてリング−ダウン期の期間の間で
はゼロに近いものとなる結果電圧３０４を生じる。改善される測定の精確性のた
めにオフセット電圧の加算手順を利用することは、よく知られた技術である。オ
フセット加算の機能を実行するための回路の一例を図１０に示す。点ｃにおいて
記録した場合の結果電圧３０４は図６中に示してある。リング−ダウン期の間に
測定される部分は、参照符号３０４Ａで示してある。

【００８０】 結果電圧３０４を供給するユニット２２０の出力は、制御素子２２２の入力へ
と接続されている。この実施形態では、素子２２２は自動利得制御（ＡＧＣ(aut
omatic gain control)）増幅器になっている。ＡＧＣ２２２の好適な構成の代表
的な回路図は図１１に示してある。

【００８１】 関数発生器２２４は、ＡＧＣ２２２のゲイン入力に接続されている。関数発生
器２２４自体は、ＡＯＭトリガ２２６に接続されている。

【００８２】 トリガ２２６の機能は、光学測定システム１０２へと中継される切換信号を発
生することである。特に、トリガ２２６の切換信号は、ＡＯＭ１３０に送られ、
Ｅ_Ｓの測定偏光をオフ状態に切り換えてリング−ダウン期を開始させると共に、
Ｅ_Ｓの偏光を再びオン状態に切り換えて（オン状態に戻して）キャビティ１１０
内での光の立ち上がりを開始させる。関数発生器２２４は、トリガ２２６からの
切換信号を利用してＡＧＣ２２２の利得を制御する。具体的には、ＡＯＭ１３０
がリング−ダウン期の間にオフ状態に切り換えられている場合、関数発生器２２
４は、結果電圧３０４を通過させるようにＡＧＣ２２２の利得を設定する。ＡＯ
Ｍ１３０がオン状態に切り換えられ、かつ、キャビティ１１０の内部で光が立ち
上がっている場合、関数発生器２２４は、ＡＧＣ２２２の利得をゼロに設定する
。したがって、結果電圧３０４の部分３０４ＡだけがＡＧＣ２２２によってその
出力へと通されることになる。このプロセスのことをゲーティングといい、その
ゲーティングにおいては、リング−ダウン期の期間に対応するゲート幅の間にの
み結果電圧３０４が通過することを許可するゲートとしてＡＧＣ２２２が動作す
る。勿論、そのゲートは、結果電圧３０４の特定の部分のみを通過させるように
調整することもでき、例えば、リング−ダウン期の初めの部分に対応する結果電
圧３０４の部分のみを通過させ、あるいは、最良の結果をもたらすように減衰率
１／τの測定が判定される間の任意の部分に対応する結果電圧３０４の部分のみ
を通過させるように調整することができる。

【００８３】 ＡＧＣ２２２の出力は増幅器２２８へと接続されており、増幅器２２８は、結
果電圧３０４Ａを増幅してＤＣ信号３０６を生じる。ＤＣ信号３０６は、点ｄに
示したものであり、図６中に示してある。ＡＧＣ２２２のゲーティング機能によ
り、ＤＣ信号３０６は、リング−ダウン期に対応するゲート幅の間にのみ生成さ
れる。ＤＣ信号３０６は、その大きな揺らぎが明白に示されているように、減衰
率１／τの小さな変化に対して極めて敏感である。この敏感な感度は、上述した
ようなゼロ・オフセット電圧の追加によるものである。

【００８４】 ＤＣ信号３０６は、測定のために増幅器２２８からロック−イン増幅器２３０
へ供給される。ロック−イン増幅器２３０もＡＯＭトリガ２２６に接続されてお
り、ロック−イン増幅器２３０をリング−ダウン期の間に作動するようになって
いる。ロック−イン増幅器２３０は、減衰率１／τを判定するために、一定の積
分期間（integration period）を必要とする。この期間がゲート幅によって制限
されることになり、また、ゲート幅を変えることが信号強度と信号対雑音比との
間のトレード−オフ（trade-off）を与えることになる、ということは平均的な
当業者には十分理解されることであろう。本実施形態においては、５０％のデュ
ーティ・サイクル（すなわち、ゲート幅をＡＯＭの切換周期の半分に等しくした
場合）が最適な信号強度をもたらした。勿論、ＡＯＭの切換周期に関しての設定
をする最適なゲート幅は、それぞれの具体的なケースに応じて判断しなければな
らない場合もある。

【００８５】 ロック−イン増幅器２３０の出力は、減衰率１／τをもたらす。オプションの
デジタイザ２３２及びデジタル信号処理装置２３４は、ロック−イン増幅器２３
０の出力に接続することができる。装置２３４は、さらなる演算、すなわち、上
述したような減衰率１／τ及びサンプル１２０の吸収の統計的分析を実行するの
に利用することができる。デジタル・オシロスコープ等のディスプレイ装置２３
６は、装置２３４に接続され、あるいは、デジタイザ２３２及び装置２３４がな
い場合には直接ロック−イン増幅器２３０に接続され、結果を表示する。減衰率
１／τの精密度の高い測定を行うためには、スキャンを続行する前に同じ周波数
のポンプ・ビーム１２２でいくつかのリング−ダウン期について測定を行うこと
としてもよい。

【００８６】 ロック−イン増幅器２３０は、各リング−ダウンのすべてを捉えると共にそれ
らのリング−ダウンをデジタイザへ伝達するサンプル及びホールド回路で置き換
えることもできる。このようにすると、ロック−イン増幅器２３０の平均化処理
機能は、高速デジタイザ及びコンピュータ上の平均化処理に置き換えられること
になる。ロック−イン増幅器２３０の帯域幅には制限があるのが通例であること
から、このアプローチは、極めて短い減衰定数（τ＜１μｓ）に対してより有利
なものとなり得る。

【００８７】 検出システム２００を採用した好ましいＣＷ ＣＲＤＳ装置１００の性能につ
いて、調査研究を行うと共に、１０−ビットデジタイザを採用した従来技術によ
るデジタル検出システムの性能との比較を行った。図１２は、ＣＷ ＣＲＤＳ装
置１００の光学測定システム１０２と共に用いた従来技術による検出システムの
性能を例示したものである。図１２の（ａ）は、初期の増幅していない減衰と付
加的な増幅により得られた２つの区間（ｘ５及びｘ２５）とからなる合成された
指数関数的減衰を示している。これらの減衰は、図１２の（ａ）において再合成
されて指数関数の形に合わせられている。図１２の（ｂ）においては、実験で得
られたデータを合わせた曲線から減算することによって得られた残差を拡大した
スケール上に示してある。比較のために、図１２の（ｃ）は、増幅していない波
形について得られた残差を示している。デジタル化による誤差は、信号が散在し
ていることから明らかに識別できる。

【００８８】 さらに、図１３は、キャビティ１１０の全体に渡って分散させ、かつ、１００
Ｔｏｒｒの圧力に維持されたＣＯ_２ガスのサンプル１２０をスキャンした場合に
おける、この従来技術による検出システムの性能を示したものである。キャビテ
ィ１１０の細かさ（finesse）は１４，０００であり、その空のリング−ダウン
時間（ベースライン）は３μｓであり、かつ、ミラー１１２、１１４及び１１６
の間の周回長（round-trip length）は４２ｃｍである。波長のスキャン領域は
、１０６４ｎｍにおける吸収ピークを含み、かつ、このグラフでは波数に換算し
て示してある。このスキャンは、全範囲に渡って７．７×１０^−８ｃｍ^−１Ｈｚ ^−１／２ の信号感度を有し、完了までに約４０分を必要とする。その感度の値は
、理論的なショット雑音による限界を遥かに上回っている。さらに、この感度の
値は、微量のガス濃度を検出する能力に対して制限を課す。例えば、５０Ｔｏｒ
ｒよりも少ない場合のＣＯ_２ガスは、デジタイザを採用した従来技術によるＣＲ
ＤＳ装置によっては検出することができないが、これに対してＣＷ ＣＲＤＳシ
ステム１００は、１０ｍＴｏｒｒのＣＯ_２ガスを検出することが可能である。

【００８９】 同じ波数の範囲に渡って同じＣＯ_２ガスのスキャンを実現する場合における、
同じ条件下での好ましい実施形態の性能を図１４に示す。改善した感度により、
より一層低い圧力（濃度）でのＣＯ_２の吸収ピーク（具体的には、３．６Ｔｏｒ
ｒ、１．１Ｔｏｒｒ及び０．５Ｔｏｒｒでの吸収ピーク）を検査することが可能
になっている。スキャンの分解能は７５ｋＨｚである。信号感度は約６×１０^{− １１} ｃｍ^−１Ｈｚ^−１／２であり、スキャンは獲得に約８秒を必要とする。この
ように、従来技術によるシステムを超える感度面での改善は、およそ３桁の大き
さになっており、かつ、この装置についての理論的なショット雑音による限界に
近づいている。

【００９０】 本発明のアナログ検出システム１０２は、ショット雑音レベルの感度に近づい
ているばかりでなく、高速でもあるということから、明らかに、従来技術による
デジタル・システムよりも優れたものとなっている。減衰率１／τを測定するた
めの繰返しレートは、キャビティ１１０における十分な光の立ち上がりに必要と
される時間によってのみ制限される。また、システム１０２は、非常に信頼性が
高く、かつ、ＣＲＤＳにおいて用いられる他の雑音低減対策と共に実施すること
ができる。

【００９１】 この好ましい実施形態は、本発明の範囲を超えようとすることなく様々な形態
に変更することができる。例えば、リング−ダウン・ビームは、上述したように
、光のｓ−偏光及びｐ−偏光を含むものとしてもよく、あるいは、リング−ダウ
ン・キャビティによりサポートされる任意の偏光を含むものとしてもよい。また
、リング・キャビティのみならず、様々なタイプのリング−ダウン・キャビティ
を実現することができる。本発明に基づくアナログ検出は、レーザ・ライン（レ
ーザ周波数）がキャビティ・ライン（キャビティの共振周波数）にロックされて
いるシステムにおいて実施することができ、あるいは、ロックされていないシス
テムにおいても実施することができる。さらに、本発明に基づくアナログ検出は
、例えばキャビティの長さを調整することにより、キャビティ・ラインを横切っ
てレーザ・ラインをスイープ（掃引）するスウェプト・システム（swept system
s）、あるいは、レーザ・ラインを横切ってキャビティ・ラインをスイープする
スウェプト・システムにおいて、採用することができる。平均的な当業者であれ
ば、あらゆるＣＲＤＳのシステムを本発明のアナログ検出方法に適合させること
ができるのが分かるであろう。

【００９２】 図１５は、光検出サブ−システム４０２及び信号処理サブ−システム４０４で
構成した他の形態によるアナログ検出システム４００のブロック図を示している
。リング−ダウン・ビーム４０８を供給する光学測定システム４０６は、システ
ム１０２と同様なものとすることもでき、それとは異なるものとすることもでき
る。実際には、システム４００は、スウェプト−キャビティＣＲＤＳにおける処
理動作に特によく適したものである。

【００９３】 光検出サブ−システム４０２は、図１６に示すように、光検出器４１０及び関
連する増幅電子機器を有している。

【００９４】 信号処理サブ−システム４０４は、ミキサ４１２を有し、このミキサ４１２が
発振器４１４によってＬＯ周波数を供給されるものとなっている。ミキサ４１２
は、光検出器４１０によってリング−ダウン・ビーム４０８から発生され、かつ
、図１６の回路によって増幅された指数関数的に減衰するアナログ信号４１６を
受けるために、光検出サブ−システム４０２に接続されている。ミキサ４１２の
出力は、ＲＦ周波数でアップコンバートされたアナログ信号４１６を生じるもの
となっている。

【００９５】 対数増幅器４１８は、アップコンバートされた指数関数的に減衰するアナログ
信号４１６を受けると共に、それをリニアに減衰するアナログ信号４２０に変換
するために、ミキサ４１２の出力に接続されている。対数増幅器４１８に接続さ
れた電圧レベル調整増幅器４２２は、信号４２０の電圧レベルを補償する。微分
器４２４は、信号４２０を微分して信号４２０の傾きに対応する電圧を生成する
。

【００９６】 ＡＧＣ増幅器４２６は、傾き値を受けると共に、それをパルス発生器及び遅延
４３０並びに電圧レベル増幅器４３２の助力によるゲーティングが行われた時に
サンプル及びホールド回路４２８へ伝えるために、微分器４２４に接続されてい
る。このゲーティングは、上記好ましい実施形態において述べたのと同様の形態
で行われる。具体的には、増幅器４３２がパルス発生器及び遅延４３０によりト
リガされるのに従ってＡＧＣ４２６の利得を制御する。追加の遅延機能は、ゲー
トのオンセット（開始）を変更して指数関数的に減衰する信号４１６の特定の部
分の間にＡＧＣ４２６を作動させることを可能にする。これは、例えば雑音の含
まれる量がより少ないなどの理由から信号４１６の特定の部分が減衰率１／τの
測定により好適であることが分かっている場合に有利である。

【００９７】 別個のパルス発生器及び遅延４３４は、レーザ・ビーム・チョッピング回路４
３６にトリガ信号を供給する。チョッピング回路４３６は、光学測定システム４
０６中に含まれているリング−ダウン・キャビティのリング−ダウンを制御する
チョッパ（図示略）を駆動する。この実施形態においては、光学測定システム４
０６がスウェプト−キャビティ・タイプのシステムである。したがって、レーザ
の波長は、キャビティ内部での光の立ち上がりが起こるまで調節される。その立
ち上がりは光検出器４１０上での信号を増大させながら現れる一方で、リング−
ダウン期はリング−ダウン信号４１６を生成する。

【００９８】 増幅器４３８は、信号４１６を増幅し、そして、それを増幅器４３８に接続さ
れた電圧比較器４４０の助力によって予め設定されたレベルと比較する。その予
め設定されたレベルを信号４１６のレベルが超えた時には、パルス発生器及び遅
延回路４３４により定められる時間について、チョッピング回路４３６によって
リング−ダウン期が開始される。すなわち、回路４３４は、リング−ダウン期の
長さを定めるように設定されている。チョッピング回路４３６は、レーザの流れ
をオフ状態にする、すなわち、直接レーザをオフ状態にするか、音響−光学変調
器の助力によってレーザ・ビームの向きをそらすか、あるいは、レーザ・ビーム
の波長を変調するかによって、リング−ダウン期を開始させる。

【００９９】 サンプル及びホールド回路４２８は、ゲート幅に渡って平均化した減衰率１／
τの値をデータ収集装置４４２に供給する。装置４４２は、４２８から受けた値
に対し、その信号のデジタル化を行い、あるいは、これを行わずに、統計的な計
算と吸収の演算を実行する。具体的には、装置４４２は、リング−ダウン・キャ
ビティの吸収損失を計算する。キャビティに何もサンプルが存在していない場合
では、この吸収損失は、キャビティのベースラインに対応するものとなる。吸収
サンプルが存在している場合には、ベースラインの吸収が信号から減算されてそ
のサンプルの吸収が得られる。その結果は、ディスプレイ装置４４４上に表示さ
れる。

【０１００】 上記好ましい実施形態を上回るこの実施形態の利点は、より少ない構成要素し
かないことと、あらゆる一般的なリング−ダウン・システムと共に機能できるこ
とである。例えば、アナログ検出システム４００は、レーザに対してロックされ
ないリング−ダウン・キャビティによる処理動作を行うＣＷ ＣＲＤＳにおいて
利用することができる。

【０１０１】 さらに、システム４００は、Ｐ ＣＲＤＳの装置においても利用することがで
きる。Ｐ ＣＲＤＳ装置においてレーザのパルスが生成される度に、そのレーザ
は、トリガ信号を生成することになる。このトリガ信号は、図１５の素子４３８
及び４４０によって生成されるトリガ信号と等価である。したがって、Ｐ ＣＲ
ＤＳ装置においては、素子４３８及び４４０が省略される。加えて、レーザのパ
ルスがそれ自体で自動的にオフ状態になるので、素子４３６及び４３４も必要と
されない。Ｐ ＣＲＤＳに対してのシステム４００のさらなる簡略化としては、
トリガ信号がパルス発生器４３０を通過してサンプル及びホールド回路４２８を
直接トリガするものとすることもできる。したがって、同様にＡＧＣ４２６も省
略することができる。

【０１０２】 減衰定数τを測定（判定）する他の形態による方法としては、光の立ち上がり
期ないしリング−アップ期の間にリング−ダウン・キャビティから得られる信号
に対して測定を実行することもできる。その理由は、リング−アップ・レートが
リング−ダウン・キャビティの減衰定数τに応じて定まるものであるためである
。リング−アップの測定は、上述したアナログ検出システムのどれを用いても実
行することができる。ただし、リング−ダウン・ビームを測定するのではなく、
それらのシステムでは、リング−アップ期の間にリング−アップ・ビームを受け
ながらそれらの測定を実行するように、ゲーティングないしオン状態への切換を
行う。リング−アップ・ビームの強度の上昇ないし増大は、指数関数的に上昇す
るアナログ信号を発生する。この指数関数的に上昇するアナログ信号をリニアの
アナログ信号に変換して、それの傾きを演算すると共に、その傾きからそれの立
ち上がり率を演算する。

【０１０３】 図５のシステム２００は、リング−アップ・レートの測定に容易に適合させる
ことができる。実際に、図１７には、リング−アップ・レートとリング−ダウン
・レートの双方の測定を行うように適応化したアナログ検出システム２００の部
分を示してある。同様の構成要素については、同じ参照符号を用いて示してある
。対応する各信号は、図６のグラフ中に示してある。

【０１０４】 ここで注意すべき点として、システム２００がレーザ１１８にロックされてい
るリング−ダウン・キャビティ１１０によって処理動作を行う点がある。リング
−アップの間にある強度の揺らぎから、リング−アップのアナログ検出を利用す
る場合には、レーザ対キャビティのロッキング、又は、リング−ダウン・キャビ
ティにおける滑らかな光の立ち上がりを確保する他の任意の手段が必要とされる
。

【０１０５】 低雑音増幅器２１０の出力は、ゲート２１１へと接続されている。ゲート２１
１は、電気的な信号３００をリング−ダウン期の間ミキサ２１２へと通過させる
ようにトリガされる。すなわち、ゲート２１１は、上述したように、指数関数的
に減衰するアナログ信号３００Ａだけをミキサ２１２へと通過させる。リング−
アップ期の間、すなわち、信号３００の部分３００Ｂの間は、ゲート２１１が信
号３００Ｂをオフセット及びインバータ回路２１３へと通過させる。便宜上、ゲ
ート２１１は、ゲート２１１を制御する関数発生器２２４からのトリガ信号を利
用するものとしてもよい。

【０１０６】 信号３００Ｂの指数関数的に上昇する形は、１−ｅ^−ｔ／τという表現で記述
される。このため、リング−アップ・レートは、リング−ダウン・レートと同様
の減衰定数τによって決定される。オフセット及びインバータ２１３は、信号３
００Ｂから１を減算することによって信号３００Ｂをオフセットし、その後−１
を乗算することによってそれを反転する。実際に、オフセット及びインバータ２
１３の処理動作を実行するには、図１０に示した回路を利用することができる。

【０１０７】 結果として生じるオフセットとインバート（反転）がなされた信号３００Ｂ′
は、図６中に破線で示してあり、この信号３００Ｂ′は、その形においてリング
−ダウン信号３００Ａと等価である。したがって、リング−アップ・レートは、
信号３００Ａに対して実行するのと同様の処理動作を信号３００Ｂ′に対して実
行することによって判定することができる。

【０１０８】 具体的には、信号３００Ｂ′は、ミキサ２１５において発振器２１７により供
給されるＬＯ周波数と合成され、そしてスペクトラム・アナライザ２１９へと伝
えられる。スペクトラム・アナライザ２１９は、信号３００Ｂ′の指数関数的に
減衰する形をリニアに減衰するアナログ信号に変換すると共に、それを増幅器２
２１に送る。リング−アップ・レート１／τの判定に至るまでの残りのすべての
処理動作は、上述した信号３００Ａについてのものと同様である。これにより、
サンプル１２０の吸収は、リング−ダウン・レートから導出できるのと同様に、
リング−アップ・レートから導出することができる。リング−アップ検出の間と
リング−ダウン検出の間に得られる各吸収の値については、必要に応じて比較し
たり平均化したりすることもできる。

【０１０９】 この実施形態においては、個別のミキサ２１２、２１５及び発振器２１４、２
１５を用いることとしたが、ミキサ２１２と発振器２１４を信号３００Ａ及び３
００Ｂの双方について用いる回路を設計することも可能である。平均的な当業者
であれば、必要に応じた適切な回路構成を設計することができるであろう。

【０１１０】 本発明の範囲から逸脱することなく上述した実施形態を多数の形態に変更し得
ることは、当業者にとって明らかなことであろう。したがって、本発明の範囲は
、特許請求の範囲とそれらの法的に正当な均等物とによって判断されなければな
らない。

【図面の簡単な説明】

【図１】 典型的な従来技術によるＣＲＤＳ装置の概略図である。

【図２】 指数関数的な減衰信号のデジタル化の態様を例示したグラフであ
る。

【図３】 デジタル化された指数関数的な減衰信号において観測されるデジ
タル化雑音を例示したグラフである。

【図４】 本発明に基づく好ましい連続波（ＣＷ）ＣＲＤＳ装置の一般的な
概略図である。

【図５】 図４のＣＷ ＣＲＤＳ装置の検出システムの詳細図である。

【図６】 図５の検出システムにおける特定の点で傍受される信号のグラフ
である。

【図７】 図５の検出システムにおいて用いる代表的なトランスインピーダ
ンス増幅器（transimpedance amplifier）の回路図である。

【図８】 本発明に基づくＣＷ ＣＲＤＳ装置において用いるのに好適な対
数増幅器の回路図である。

【図９】 本発明に基づくＣＷ ＣＲＤＳ装置において用いるためのスペク
トラム・アナライザ（スペクトル分析器）の等価（equivalent）の回路図である
。

【図１０】 図５の検出システムにおいて用いるオフセット加算回路の回路
図である。

【図１１】 図５の検出システムにおいて用いる自動利得制御（ＡＧＣ(aut
omatic gain control)）増幅器の回路図である。

【図１２】 デジタイザを用いた従来技術による検出回路の性能を例示した
グラフである。

【図１３】 ＣＯ_２の吸収スペクトルの部分の調査における、デジタイザを
用いた従来技術による検出回路の性能を例示したグラフである。

【図１４】 ＣＯ_２の吸収スペクトルの同じ部分の調査における、好ましい
実施形態の性能を例示したグラフである。

【図１５】 本発明に基づく他の形態の検出システムのブロック図である。

【図１６】 光検出サブ−システムの回路図である。

【図１７】 リング−アップ及びリング−ダウンのレートの測定に適応した
図５の検出システムの部分のブロック図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ザール， リチャード， エヌ． アメリカ合衆国 カリフォルニア州 94305， スタンフォード， サンタ イ ネス 724 (72)発明者 ハーブ， チャールズ， シー． アメリカ合衆国 カリフォルニア州 94306， パロ アルト， エル カミノ リアル 3934 ４番 (72)発明者 パルデュス， バーバラ， エイ． アメリカ合衆国 カリフォルニア州 94040， マウンテン ヴュー， レング ストルフ アヴェニュー 255 35番 (72)発明者 スペンス， トーマス， ジー． アメリカ合衆国 カリフォルニア州 94306， パロ アルト， カートナー アヴェニュー 267 ６番 Ｆターム(参考） 2G020 AA03 BA02 BA12 CA02 CB23 CB42 CC30 CD04 CD13 CD24 CD34 CD36 CD51 2G059 AA01 BB01 CC04 EE01 EE04 EE12 EE16 GG01 GG07 HH01 JJ11 JJ13 JJ20 JJ22 JJ24 KK01 MM01 MM09

Claims (31)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 リング−ダウン期の間にリング−ダウン・キャビティから出
   てくる指数関数的に減衰するリング−ダウン・ビームの減衰率を測定するための
   アナログ検出システムであって、 ａ）前記リング−ダウン・ビームを受けると共に指数関数的に減衰するアナログ
   信号を発生する光検出器と、 ｂ）前記指数関数的に減衰するアナログ信号を、前記減衰率を示す傾きを有する
   リニアなアナログ信号に変換する変換器と、 ｃ）前記傾き及び前記減衰率を判定するアナログ信号処理回路と を有するアナログ検出システム。
2. 【請求項２】 前記リング−ダウン期の間に前記アナログ検出システムを作
   動する制御素子をさらに有する、請求項１記載のアナログ検出システム。
3. 【請求項３】 前記リング−ダウン・キャビティがポンプ・レーザからのポ
   ンプ・ビームによりエネルギーを供給される、請求項１記載のアナログ検出シス
   テム。
4. 【請求項４】 前記ポンプ・レーザがパルスレーザである、請求項３記載の
   アナログ検出システム。
5. 【請求項５】 前記ポンプ・ビームの周波数を変える周波数調整素子をさら
   に有する、請求項３記載のアナログ検出システム。
6. 【請求項６】 前記ポンプ・レーザが連続波レーザである、請求項３記載の
   アナログ検出システム。
7. 【請求項７】 前記リング−ダウン期の間に前記ポンプ・ビームを断続する
   チョッピング手段をさらに有する、請求項６記載のアナログ検出システム。
8. 【請求項８】 前記ポンプ・ビームが所定の偏光を含む、請求項３記載のア
   ナログ検出システム。
9. 【請求項９】 前記リング−ダウン・キャビティが前記減衰率を変えるため
   の吸収サンプルを含む、請求項１記載のアナログ検出システム。
10. 【請求項１０】 前記指数関数的に減衰するアナログ信号の所定の部分の間
    に前記アナログ検出システムを作動するトリガ手段をさらに有する、請求項１記
    載のアナログ検出システム。
11. 【請求項１１】 前記アナログ信号処理回路は、前記減衰率を減衰率電圧に
    変換し、前記アナログ検出システムは、前記減衰率電圧を前記リング−ダウン・
    キャビティの吸収損失に変換する手段をさらに有する、請求項１記載のアナログ
    検出システム。
12. 【請求項１２】 リング−アップ期の間にリング−ダウン・キャビティから
    出てくる指数関数的に立ち上がるリング−アップ・ビームのリング−アップ・レ
    ートを測定するためのアナログ検出システムであって、 ａ）前記リング−アップ・ビームを受けると共に指数関数的に上昇するアナログ
    信号を発生する光検出器と、 ｂ）前記指数関数的に上昇するアナログ信号を、前記リング−アップ・レートを
    示す傾きを有するリニアなアナログ信号に変換する変換器と、 ｃ）前記傾き及び前記リング−アップ・レートを判定するアナログ信号処理回路
    と を有するアナログ検出システム。
13. 【請求項１３】 前記リング−アップ期の間に前記アナログ検出システムを
    作動する制御素子をさらに有する、請求項１２記載のアナログ検出システム。
14. 【請求項１４】 前記リング−ダウン・キャビティがポンプ・レーザからの
    ポンプ・ビームによりエネルギーを供給される、請求項１２記載のアナログ検出
    システム。
15. 【請求項１５】 前記リング−ダウン・キャビティに対して前記ポンプ・レ
    ーザをロックするロッキング手段をさらに有する、請求項１４記載のアナログ検
    出システム。
16. 【請求項１６】 前記ポンプ・ビームが所定の偏光を含む、請求項１４記載
    のアナログ検出システム。
17. 【請求項１７】 前記ポンプ・レーザが連続波レーザ及びパルスレーザから
    成るグループから選択される、請求項１４記載のアナログ検出システム。
18. 【請求項１８】 前記リング−ダウン・キャビティが前記リング−アップ・
    レートを変えるための吸収サンプルを含む、請求項１２記載のアナログ検出シス
    テム。
19. 【請求項１９】 前記指数関数的に上昇するアナログ信号の所定の部分の間
    に前記アナログ検出システムを作動するトリガ手段をさらに有する、請求項１２
    記載のアナログ検出システム。
20. 【請求項２０】 前記アナログ信号処理回路は、前記リング−アップ・レー
    トをリング−アップ・レート電圧に変換し、前記アナログ検出システムは、前記
    リング−アップ・レート電圧を前記リング−ダウン・キャビティの吸収損失に変
    換する手段をさらに有する、請求項１２記載のアナログ検出システム。
21. 【請求項２１】 リング−ダウン・キャビティ・システムであって、 ａ）リング−ダウン・キャビティと、 ｂ）前記リング−ダウン・キャビティ内へポンプ・ビームを入射して、前記ポン
    プ・ビームが入射されている間にはリング−アップ・レートを有する指数関数的
    に上昇するリング−アップ・ビームを前記リング−ダウン・キャビティが放出す
    るようにし、かつ、前記ポンプ・ビームが中断されている時には減衰率を有する
    指数関数的に減衰するリング−ダウン・ビームを前記リング−ダウン・キャビテ
    ィが放出するようにする、光源と、 ｃ）前記指数関数的に上昇するリング−アップ・ビーム及び前記指数関数的に減
    衰するリング−ダウン・ビームを受けると共に、指数関数的に上昇するアナログ
    信号及び指数関数的に減衰するアナログ信号を発生する、光検出器と、 ｄ）前記指数関数的に上昇するアナログ信号を、前記リング−アップ・レートを
    示す傾きを有する第１のリニアなアナログに変換すると共に、前記指数関数的に
    減衰するアナログ信号を、前記減衰率を示す傾きを有する第２のリニアなアナロ
    グ信号に変換する、変換器と、 ｅ）前記リング−アップ・レート及び前記減衰率を判定するアナログ信号処理回
    路と を有するリング−ダウン・キャビティ・システム。
22. 【請求項２２】 前記光源が連続波レーザである、請求項２１記載のリング
    −ダウン・キャビティ・システム。
23. 【請求項２３】 前記ポンプ・ビームを断続するチョッピング手段をさらに
    有する、請求項２２記載のリング−ダウン・キャビティ・システム。
24. 【請求項２４】 前記光源がパルスレーザである、請求項２１記載のリング
    −ダウン・キャビティ・システム。
25. 【請求項２５】 前記ポンプ・ビームの周波数を変える周波数調整素子をさ
    らに有する、請求項２１記載のリング−ダウン・キャビティ・システム。
26. 【請求項２６】 前記ポンプ・ビームが所定の偏光を含む、請求項２１記載
    のリング−ダウン・キャビティ・システム。
27. 【請求項２７】 前記リング−ダウン・キャビティが前記リング−アップ・
    レート及び前記減衰率を変えるための吸収サンプルを含む、請求項２１記載のリ
    ング−ダウン・キャビティ・システム。
28. 【請求項２８】 前記指数関数的に減衰するアナログ信号の所定の部分の間
    に前記アナログ信号処理回路を作動するトリガ手段をさらに有する、請求項２１
    記載のリング−ダウン・キャビティ・システム。
29. 【請求項２９】 前記指数関数的に上昇するアナログ信号の所定の部分の間
    に前記アナログ信号処理回路を作動するトリガ手段をさらに有する、請求項２１
    記載のリング−ダウン・キャビティ・システム。
30. 【請求項３０】 リング−ダウン期の間にリング−ダウン・キャビティから
    出てくる指数関数的に減衰するリング−ダウン・ビームの減衰率をアナログ検出
    するための方法であって、 ａ）前記リング−ダウン・ビームを受けると共に指数関数的に減衰するアナログ
    信号に変換する過程と、 ｂ）前記指数関数的に減衰するアナログ信号を、前記減衰率を示す傾きを有する
    リニアなアナログ信号に変換する過程と、 ｃ）前記傾きを判定する過程と、 ｄ）前記傾きから前記減衰率を判定する過程と を有する方法。
31. 【請求項３１】 リング−アップ期の間にリング−ダウン・キャビティから
    出てくる指数関数的に上昇するリング−アップ・ビームのリング−アップ・レー
    トをアナログ検出するための方法であって、 ａ）前記リング−アップ・ビームを受けると共に指数関数的に上昇するアナログ
    信号に変換する過程と、 ｂ）前記指数関数的に上昇するアナログ信号を、前記リング−アップ・レートを
    示す傾きを有するリニアなアナログ信号に変換する過程と、 ｃ）前記傾きを判定する過程と、 ｄ）前記傾きから前記リング−アップ・レートを判定する過程と を有する方法。