JP2002532928A - Transition from broadband microstrip to parallel-plate waveguide - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】 遮蔽されたマイクロストリップ(24)と平行板導波管(21)との間で使用される広帯域伝送装置(20)である。広帯域転移部は、一方の端部がマイクロストリップ回路のマイクロストリップフィードライン(24)に電気的に接続され、他方の端部が導波管の壁に電気的に接続されている金属テーパー(26)を含んでいる。金属テーパーは、マイクロストリップ回路と平行板導波管との間の不連続性によって生じた反射を広い動作周波数帯域にわたって消去するように最適化されてもよい。広帯域転移部を使用するアンテナシステム(10)もまた開示されている。 (57) Abstract: A broadband transmission device (20) used between a shielded microstrip (24) and a parallel plate waveguide (21). The broadband transition has a metal taper (26) with one end electrically connected to the microstrip feedline (24) of the microstrip circuit and the other end electrically connected to the waveguide wall. ). The metal taper may be optimized to cancel the reflection caused by the discontinuity between the microstrip circuit and the parallel plate waveguide over a wide operating frequency band. An antenna system (10) that uses a broadband transition is also disclosed.
Description
【０００１】[0001]
本発明は一般に導波管転移部に関し、とくに、広帯域のマイクロストリップか
ら平行板導波管への転移部に関する。The present invention relates generally to waveguide transitions, and more particularly, to broadband microstrip to parallel plate waveguide transitions.
【０００２】[0002]
本発明に関連した通常のマイクロ波転移部は、平行板またはオーバーモード導
波管ではなく基本モードで動作する導波管を使用することが必要である。したが
って、従来技術の導波管転移部設計では、本発明によって提供される広帯域およ
び低ＶＳＷＲ能力は得られない。Typical microwave transitions associated with the present invention require the use of a waveguide operating in the fundamental mode rather than a parallel plate or over-mode waveguide. Thus, prior art waveguide transition designs do not provide the broadband and low VSWR capabilities provided by the present invention.
【０００３】[0003]
したがって、通常の導波管転移部を改良する広帯域マイクロストリップから平
行板導波管への転移部を有することが有効である。Therefore, it is effective to have a transition from a broadband microstrip to a parallel-plate waveguide that improves the normal waveguide transition.
【０００４】[0004]
本発明は、遮蔽されたマイクロストリップと平行板導波管との間で使用される
広帯域転移部を含んでいる。広帯域転移部は、一方の端部がマイクロストリップ
の導電性ストリップに電気的に接続され、他方の端部が導波管の壁に電気的に接
続されている金属テーパーを含んでいる。金属テーパーは、マイクロストリップ
および平行板導波管を含む２つの全く異なった伝送媒体間の不連続性のために生
じた反射を広い動作周波数帯域にわたって消去するように最適化されてもよい。The present invention includes a broadband transition used between a shielded microstrip and a parallel plate waveguide. The broadband transition includes a metal taper having one end electrically connected to the conductive strip of the microstrip and the other end electrically connected to the waveguide wall. The metal taper may be optimized to cancel reflections caused by discontinuities between two completely different transmission media, including microstrip and parallel plate waveguides, over a wide operating frequency band.
【０００５】 広帯域転移部により、遮蔽されたマイクロストリップ回路（たとえば、位相
シフタ）の線形アレイと平行板導波管構造（たとえば、連続したトランスバース
スタブアレイアンテナ）との間においてＶＳＷＲの低い転移部が、広い動作帯域
幅と広角走査能力と共に実現される。遮蔽されたマイクロストリップラインは隣
接した回路間の交差結合を最小にし、それによってそれらの個々の振幅および位
相励起を平行板導波管インターフェースに沿った線光源に課すことを可能にする
。金属テーパーはまた、マイクロストリップと方形導波管との間の、基本導波モ
ードの全帯域カバレージを有する平坦なインライン転移部の構成に適している。
この特定のタイプの転移部が記載された技術文献は見出だされていない。A low VSWR transition between a linear array of shielded microstrip circuits (eg, phase shifters) and a parallel plate waveguide structure (eg, a continuous transverse stub array antenna) due to a broadband transition. Is realized with a wide operating bandwidth and wide-angle scanning capability. Shielded microstrip lines minimize cross-coupling between adjacent circuits, thereby allowing their individual amplitude and phase excitation to be imposed on line sources along the parallel plate waveguide interface. Metal tapers are also suitable for constructing a flat in-line transition between the microstrip and the square waveguide with full band coverage of the fundamental guided mode.
No technical literature describing this particular type of transition has been found.
【０００６】 本発明は、マイクロストリップと平行板または方形導波管構造との間におけ
る低ＶＳＷＲで広帯域の平坦なインライン転移部を必要とする用途において使用
されてもよい。とくに、本発明は、マイクロストリップ回路（たとえば、ＲＦフ
ィードネットワーク、フェライトまたはＰＩＮダイオード位相シフタ、マイクロ
波増幅器、またはミキサ等）の線形アレイと、平行板またはオーバーモード導波
管のラインフィードとの間における転移を可能にする。本発明は、ある平面にお
けるこのタイプの電子走査ラインフィードを直交する平面中の機械的な回転と組
合せることによって廉価な２次元走査能力を提供するために使用されることがで
きる。The present invention may be used in applications requiring a low VSWR, broadband, flat in-line transition between a microstrip and a parallel plate or rectangular waveguide structure. In particular, the present invention relates to a method for connecting a linear array of microstrip circuits (eg, RF feed networks, ferrite or PIN diode phase shifters, microwave amplifiers, or mixers) to a parallel plate or overmoded waveguide line feed. Enables metastasis in The present invention can be used to provide inexpensive two-dimensional scanning capabilities by combining this type of electronic scanning line feed in one plane with mechanical rotation in orthogonal planes.
【０００７】[0007]
本発明の種々の特徴および利点は、以下の詳細な説明および添付図面からさら
に容易に理解されるであろう。なお、図面中では同じ参照符号は同じ構造素子を
示している。 図面を参照すると、図１はアンテナシステム10における本発明の原理による広
帯域マイクロストリップから平行板導波管への転移部20の使用を示している。図
１は、広帯域転移部20の一般的な適用を示すアンテナシステム10の簡単なブロッ
ク図である。Various features and advantages of the present invention will be more readily understood from the following detailed description and the accompanying drawings. In the drawings, the same reference numerals indicate the same structural elements. Referring to the drawings, FIG. 1 illustrates the use of a broadband microstrip to parallel plate waveguide transition 20 in an antenna system 10 in accordance with the principles of the present invention. FIG. 1 is a simplified block diagram of an antenna system 10 illustrating a general application of a broadband transition 20. FIG.
【０００８】 アンテナシステム10は、転移部20が使用されるプレーナアンテナ30を含んで
いる。このプレーナアンテナ30は、平行板またはオーバーモード導波管部分を含
むラインフィード入力を有している。プレーナアンテナ30はまた、マイクロスト
リップＲＦポート13a をそれぞれ有する位相シフタ13の線形アレイを含んでいる
。広帯域転移部20は、位相シフタ13とアンテナ30との間のＲＦインターフェース
を提供する。入力信号をＲＦ入力部11で受信する結合器／分割器12は、アンテナ
のラインフィード入力30a に沿った振幅分布を設定し、位相シフタ13の線形アレ
イは、アンテナ30がその放射開口において所望の角度で出力したビームを走査す
るのに適した位相フロントを生成するように調節される。The antenna system 10 includes a planar antenna 30 in which the transition 20 is used. This planar antenna 30 has a line feed input including a parallel plate or overmoded waveguide section. Planar antenna 30 also includes a linear array of phase shifters 13 each having a microstrip RF port 13a. The broadband transition 20 provides an RF interface between the phase shifter 13 and the antenna 30. A combiner / divider 12, which receives the input signal at the RF input 11, sets the amplitude distribution along the line feed input 30a of the antenna, and the linear array of phase shifters 13 allows the antenna 30 to have the desired The angle output is adjusted to produce a phase front suitable for scanning the output beam.
【０００９】 図２は、固体誘電体の連続トランスバーススタブアレイアンテナ30をプレー
ナアンテナ30の代表例として示している。連続トランスバーススタブアレイアン
テナ30は、平行板導波管水平ラインフィード31を有している。開口板33の後方に
配置された８ウェイ垂直方向の集合フィード32は、８個の連続トランスバースス
タブラジエータ34にフィードする。図１に示されているｎウェイ結合器／分割器
12および位相シフタ13によって行われる水平方向の開口分布は、アンテナ30の後
部に沿って平行板ラインフィード30a に与えられる。FIG. 2 shows a solid dielectric continuous transverse stub array antenna 30 as a typical example of the planar antenna 30. The continuous transverse stub array antenna 30 has a parallel plate waveguide horizontal line feed 31. The 8-way vertical collective feed 32 arranged behind the aperture plate 33 feeds eight continuous transverse stab radiators 34. N-way combiner / divider shown in FIG.
The horizontal aperture distribution provided by 12 and phase shifter 13 is provided to parallel plate line feed 30a along the rear of antenna 30.
【００１０】 ３個の隣接した素子に対して使用されるこの広帯域転移部20のセクションは
図３に示されている。０．１４０インチの高さを有し、誘電体で充たされた平行
板導波管21（図３の左側に示されている）は、連続トランスバーススタブアレイ
アンテナ30の平行板ラインフィード30a に対応する。遮蔽されたマイクロストリ
ップフィードライン24（図３の右側に示されている）をそれぞれ含んでいる複数
のマイクロストリップ回路22は、３個の位相シフタ13の出力回路を含み、その高
さはインターフェースの物理的に不連続な部分を最小にするために平行板導波管
12と同じである。複数のマイクロストリップ回路22は、厚さが０．０２５インチ
のＲｅｘｏｌｉｔｅ（商標名）基板23のような基板23上に製造され、この基板23
は、平行板導波管21および連続トランスバーススタブアレイアンテナ30を形成し
ているものと同じ誘電体材料であることが好ましい。A section of this broadband transition 20 used for three adjacent elements is shown in FIG. A parallel plate waveguide 21 (shown on the left side of FIG. 3) having a height of 0.140 inches and filled with a dielectric is provided by a parallel plate line feed 30a of the continuous transverse stub array antenna 30. Corresponding to A plurality of microstrip circuits 22, each including a shielded microstrip feed line 24 (shown on the right side of FIG. 3), includes three phase shifter 13 output circuits, the height of which is the height of the interface. Parallel-plate waveguides to minimize physically discontinuities
Same as 12. The plurality of microstrip circuits 22 are fabricated on a substrate 23, such as a 0.025 inch thick Rexolite ™ substrate 23, which is
Is preferably the same dielectric material as that forming the parallel plate waveguide 21 and the continuous transverse stub array antenna 30.
【００１１】 図３では、複数の金属テーパー26の１つが見えるように、広帯域転移部20の
上壁の一部分が切り取られている。テーパー26は、分離した部品として製造され
てもよいし、あるいは要求された形状を誘電体材料に形成し、それに続いて空洞
壁を金属被覆することにより平行板領域の部品として製造されてもよい。金属テ
ーパー26は、一方の端部がマイクロストリップ回路22のマイクロストリップフィ
ードライン24に電気的に接続され、他方の端部が導波管21の壁（上方壁または頂
壁）に電気的に接続されている。In FIG. 3, a portion of the upper wall of the broadband transition 20 has been cut away so that one of the plurality of metal tapers 26 is visible. The taper 26 may be manufactured as a separate part or as a part in the parallel plate area by forming the required shape in a dielectric material, followed by metallizing the cavity walls. . The metal taper 26 has one end electrically connected to the microstrip feed line 24 of the microstrip circuit 22 and the other end electrically connected to the wall (upper wall or top wall) of the waveguide 21. Have been.
【００１２】 広帯域転移部20はマルチオクターブ帯域幅にわたる低ＶＳＷＲ性能の能力を
有するが、大きい走査角に対して上方帯域エッジで実際の空間中に現れる格子ロ
ーブを回避するという要求に応じて設計関係が考量される。この関係は次式から
求められる： ｓ／λh ＝（１−１／ｎ）／１＋｜ｓｉｎθmax ｜ （１） ここで、ｓ＝隣接する素子間の間隔 λh ＝最高の動作周波数の波長 ｎ＝素子の数 θmax ＝導波管の広い幅の側面からの最大走査角 本発明の一例として、ヒューレットパッカード高周波構造シミュレータ（ＨＦ
ＳＳ）コンピュータプログラムを使用して、３２素子連続トランスバーススタブ
アレイアンテナ30に対する広帯域転移部20をモデル化した。アレイアンテナ30は
、６乃至１８ＧＨｚの周波数帯域にわたって動作し、格子ローブを発生せずに±
６０°まで走査するように設計された。式（１）から最大許容可能素子間隔は０
．３４０インチとして求められ、したがって製造公差にあるマージンを与えるた
めに０．３２５インチの間隔が選択された。The broadband transition 20 has the capability of low VSWR performance over a multi-octave bandwidth, but the design relationship depends on the need to avoid grating lobes that appear in real space at the upper band edge for large scan angles. Is weighed. This relationship is obtained from the following equation: s / λ h = (1-1 / n) / 1 + | sin θ max | (1) where s = the distance between adjacent elements λ h = the wavelength of the highest operating frequency n = number of elements θ max = maximum scanning angle from the wide side of the waveguide As an example of the present invention, a Hewlett-Packard high-frequency structure simulator (HF
SS) A computer program was used to model the broadband transition 20 for a 32-element continuous transverse stub array antenna 30. The array antenna 30 operates over a frequency band of 6 to 18 GHz and generates ±
Designed to scan up to 60 °. From equation (1), the maximum allowable element spacing is 0
. A spacing of 0.325 inches was selected to give a margin of 340 inches, and therefore manufacturing tolerances.
【００１３】 図４は、反射率｜Ｓ11｜および透過率｜Ｓ21｜の計算された大きさ対周波数
を示している。図４に示されている計算されたＶＳＷＲは、７ＧＨｚから２４Ｇ
Ｈｚ以上にわたって１．５０：１より低い。しかしながら、アレイが±６０°ま
で走査された場合、格子ローブは２２．７ＧＨｚより上で発生する。２４ＧＨｚ
では、格子ローブを発生させないとすれば、アレイは±２７．８°までしか走査
されない可能性がある。所望される低いＶＳＷＲ性能を６ＧＨｚに与えるために
素子間隔を少し（たとえば、０．３５０インチ）増加してもよいが、格子ローブ
の生じない±６０°の走査カバレージは１７．５ＧＨｚまでしか得ることはでき
ない。もっと高い周波数において、利用できる走査セクタは式（１）によって表
されるように漸次的に小さくなっていく。FIG. 4 shows the calculated magnitude of reflectance | S 11 | and transmittance | S 21 | versus frequency. The calculated VSWR shown in FIG.
Lower than 1.50: 1 over Hz. However, when the array is scanned to ± 60 °, grating lobes occur above 22.7 GHz. 24 GHz
In that case, if no grating lobes are generated, the array may only be scanned to ± 27.8 °. Element spacing may be increased slightly (eg, 0.350 inches) to provide the desired low VSWR performance at 6 GHz, but ± 60 ° scan coverage without grating lobes can only be obtained up to 17.5 GHz. Can not. At higher frequencies, the available scan sectors become progressively smaller as represented by equation (1).
【００１４】 本発明の広帯域転移部20はまた、図５に示されているようなマイクロストリ
ップ回路22と方形導波管21との間の低いＶＳＷＲの転移部として使用されること
ができる。しかしながら、この特定の広帯域転移部20の広帯域能力は、低い周波
数端における基本モードのカットオフおよび高い周波数端における高次のモード
の伝搬によって制限される。The broadband transition 20 of the present invention can also be used as a low VSWR transition between a microstrip circuit 22 and a rectangular waveguide 21 as shown in FIG. However, the broadband capability of this particular broadband transition 20 is limited by the fundamental mode cutoff at the lower frequency end and the propagation of higher order modes at the higher frequency end.
【００１５】 金属テーパー26を設計するために使用される方法論は、以下のステップを含
んでいる。テーパー26の幅（Ｙ方向）は、マイクロストリップ回路22のライン幅
と等しくなるように選択される。これによってＹ方向において整合する必要がな
くなり、このオプションは特別な設計要求に対して利用できる。The methodology used to design the metal taper 26 includes the following steps. The width (Y direction) of the taper 26 is selected to be equal to the line width of the microstrip circuit 22. This eliminates the need for alignment in the Y direction, and this option is available for special design requirements.
【００１６】 各テーパー26の長さは、動作帯域幅、所望されるＶＳＷＲおよびスペースの
制限によって決定される。テーパー26は一般に、各媒体に対する最低の周波数に
おける数波長の長さである。例示的な設計において、波長の長さより短いテーパ
ー26は物理的制約によって要求された。The length of each taper 26 is determined by the operating bandwidth, the desired VSWR, and space limitations. The taper 26 is typically several wavelengths long at the lowest frequency for each medium. In an exemplary design, a taper 26 shorter than the wavelength length was required by physical constraints.
【００１７】 最初に放物線であるテーパー26の曲線は、所望の帯域に対して反射率を最小
にするように数値が最適化される。その代わりに最適化ルーチンは曲線を計算す
るために使用されてもよい。The curve of the taper 26, which is initially a parabola, is numerically optimized to minimize reflectivity for the desired band. Alternatively, an optimization routine may be used to calculate the curve.
【００１８】 表１は金属テーパー26の下面および上面のＸおよびＺ座標で表しており、一
方図６はこれらの地点によって規定されるプロフィールを示している。Table 1 shows the X and Z coordinates of the lower and upper surfaces of the metal taper 26, while FIG. 6 shows the profile defined by these points.
【００１９】[0019]
【表１】 このように、広帯域マイクロストリップから平行板導波管への転移部が開示さ
れている。上述の実施形態は、本発明の原理の適用を表す多数の特定の実施形態
のいくつかの単なる例示に過ぎないことを理解すべきである。明らかに、その他
種々の装置が当業者によって本発明の技術的範囲を逸脱することなく容易に考案
されることが可能である。[Table 1] Thus, a transition from a broadband microstrip to a parallel plate waveguide is disclosed. It is to be understood that the above-described embodiments are merely illustrative of some of the many specific embodiments that represent applications of the principles of the present invention. Obviously, various other devices can be readily devised by those skilled in the art without departing from the scope of the invention.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図１】 本発明の原理による広帯域マイクロストリップから平行板導波管への転移部の
例示的な実施形態を示す概略図。FIG. 1 is a schematic diagram illustrating an exemplary embodiment of a transition from a broadband microstrip to a parallel plate waveguide in accordance with the principles of the present invention.
【図２】 プレーナアンテナの一例として示された固体誘電体の連続トランスバーススタ
ブアレイアンテナの斜視図。FIG. 2 is a perspective view of a solid dielectric continuous transverse stub array antenna shown as an example of a planar antenna.
【図３】 隣接した３個の素子の転移部のセクションを示す斜視図。FIG. 3 is a perspective view showing a section of a transition portion of three adjacent elements.
【図４】 例示的な３２素子連続トランスバーススタブアレイアンテナに対して計算され
たＶＳＷＲを示すグラフ。FIG. 4 is a graph illustrating VSWR calculated for an exemplary 32-element continuous transverse stub array antenna.
【図５】 マイクロストリップと方形導波管との間における低いＶＳＷＲの転移部として
使用されることのできる例示的な広帯域転移部を示す斜視図。FIG. 5 is a perspective view illustrating an exemplary broadband transition that can be used as a low VSWR transition between a microstrip and a rectangular waveguide.
【図６】 表１に示されている地点によって規定されるプロフィール図。FIG. 6 is a profile diagram defined by the points shown in Table 1.
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成１２年９月１４日（２０００．９．１４）[Submission date] September 14, 2000 (2000.9.14)
【手続補正１】[Procedure amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】特許請求の範囲[Correction target item name] Claims
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正の内容】[Contents of correction]
【特許請求の範囲】[Claims]
Claims (15)
それぞれ含んでいる複数のマイクロストリップ回路(22)と、 複数のマイクロストリップフィードラインの１つに結合された第１の端部と、
導波管に隣接して配置された第２の端部とをそれぞれ有している複数の金属テー
パー(26)とを具備していることを特徴とするＲＦエネルギをプレーナアンテナ(3
0)に結合する広帯域マイクロストリップから平行板導波管への転移部。A plurality of microstrip circuits each including a shielded microstrip feed line disposed on a parallel plate waveguide; a plurality of microstrip circuits disposed on a substrate; A first end coupled to one of the microstrip feedlines of
A plurality of metal tapers (26) each having a second end disposed adjacent to the waveguide.
Transition from broadband microstrip to parallel-plate waveguide coupled to 0).
である請求項１記載の転移部。2. The parallel-plate waveguide (21) comprises a dielectric-filled parallel-plate waveguide (21).
The transfer part according to claim 1, wherein
載の転移部。3. The transition according to claim 1, wherein the metal tapers include different metal parts.
体材料である請求項１記載の転移部。4. The transition according to claim 1, wherein the metal taper is a dielectric material having a metal-coated taper.
ン幅と等しく、各テーパー(26)の長さは、動作帯域幅、所望されるＶＳＷＲおよ
びスペース制約によって決定され、テーパーの曲線は所望の帯域に対して反射率
を最小にするように最適化される請求項１記載の転移部。5. The width of the metal tapers (26) is equal to the line width of the microstrip circuit (22), and the length of each taper (26) is determined by the operating bandwidth, the desired VSWR and space constraints, The transition of claim 1 wherein the taper curve is optimized to minimize reflectivity for the desired band.
ぞれ有している位相シフタ(13)の線形アレイと、 ラインフィード入力および導波管部分を有するプレーナアンテナ(30)と、 位相シフタの線形アレイとプレーナアンテナとの間に結合されている広帯域マ
イクロストリップから平行板導波管への転移部(20)とを具備し、 前記広帯域マイクロストリップから平行板導波管への転移部(20)が、 平行板導波管(21)と、 基板(23)上に配置された遮蔽されたマイクロストリップフィードライン(24)
をそれぞれ含んでいる複数のマイクロストリップ回路(22)と、 複数のマイクロストリップフィードラインの１つに結合された第１の端部と
、導波管に隣接して配置された第２の端部とをそれぞれ有している複数の金属テ
ーパー(26)とを備えていることを特徴とするアンテナシステム。6. An RF input (11), a combiner / divider (12) coupled to the RF input, and a microstrip RF port (13a) coupled to the combiner / divider (12). A linear array of phase shifters (13), a planar antenna (30) having a line feed input and a waveguide section, and a broadband microstrip coupled between the linear array of phase shifters and the planar antenna. A transition portion (20) to a parallel plate waveguide, wherein the transition portion (20) from the broadband microstrip to the parallel plate waveguide comprises a parallel plate waveguide (21) and a substrate (23). Shielded microstrip feedline located above (24)
A plurality of microstrip circuits each including: a first end coupled to one of the plurality of microstrip feed lines; and a second end disposed adjacent the waveguide. An antenna system comprising: a plurality of metal tapers (26) each having:
る請求項６記載のアンテナシステム。7. The antenna system according to claim 6, wherein the planar antenna has a parallel plate waveguide section.
有している請求項６記載のアンテナシステム。8. The antenna system according to claim 6, wherein the planar antenna has an overmoded waveguide section.
タブアレイアンテナ(30)を含んでいる請求項６記載のアンテナシステム。9. The antenna system according to claim 6, wherein the planar antenna (30) comprises a solid dielectric continuous transverse stub array antenna (30).
波管水平ラインフィード(31)を含んでいる請求項６記載のアンテナシステム。10. The antenna system according to claim 6, wherein the continuous transverse stub array antenna (30) includes a parallel plate waveguide horizontal line feed (31).
を含んでいる請求項６記載のアンテナシステム。11. A broadband transition (20) comprising a dielectric-filled parallel plate waveguide (21).
The antenna system according to claim 6, comprising:
を含んでいる請求項６記載のアンテナシステム。12. The parallel plate waveguide (21) is a dielectric filled parallel plate waveguide (21).
The antenna system according to claim 6, comprising:
項６記載のアンテナシステム。13. The antenna system according to claim 6, wherein the metal taper (26) includes separate metal parts.
電体材料で構成されている請求項６記載のアンテナシステム。14. The antenna system according to claim 6, wherein the metal taper (26) is made of a metal-coated tapered dielectric material.
イン幅と等しく、各テーパー(26)の長さは、動作帯域幅、所望されるＶＳＷＲお
よびスペース制約によって決定され、テーパーの曲線は所望の帯域に対して反射
率を最小にするように最適化されている請求項６記載のアンテナシステム。15. The width of the metal tapers (26) is equal to the line width of the microstrip circuit (22), and the length of each taper (26) is determined by the operating bandwidth, the desired VSWR and space constraints; 7. The antenna system of claim 6, wherein the taper curve is optimized to minimize reflectivity for a desired band.
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