JP2002523964A

JP2002523964A - 複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理

Info

Publication number: JP2002523964A
Application number: JP2000566965A
Authority: JP
Inventors: カリム・ザヤナ; ダニエル・デュポンテイル
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 1998-08-20
Filing date: 1999-08-20
Publication date: 2002-07-30
Also published as: US6823175B1; FR2782594A1; EP1105978B1; DE69909632D1; FR2782594B1; WO2000011805A1; ATE245320T1; EP1105978A1; DE69909632T2

Abstract

(57)【要約】【課題】複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理を提供する。【解決手段】本発明によれば、いくつかの基地局から、スペクトルがインターリーブされる信号が送信される。受信端において、これらのスペクトルの各々が、再現し、各のチャネルのインパルス応答を計算することができる。自動車における無線通信に応用できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】

本発明の目的は、複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理
である。本発明は、自動車の無線通信に応用例が見いだせる。その特性が測定さ
れる無線周波数チャネルは、本明細書では、広帯域である。

【０００２】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】

自動車の無線通信システムにおいて、例えばＧＳＭシステムあるいはＩＳ−９
５システムにおけるように、マイクロ波信号が、電話網に接続される決まった位
置の基地局と、以降自動車局と呼ぶ自動車ユーザーとの間を伝搬する。基地局と
自動車局との間の各接続は、無線周波数あるいは自動車無線チャネルによってな
される。

【０００３】マイクロ波信号は、多少減衰し位相のずれたエコー（echo）を伴って、移動局
（いわゆる下り方向の）や基地局（いわゆる上り方法の）に届くが、これは伝搬
中に遭遇した障害物による結果である。信号は、移動体の移動によって変化する
全体的な減衰を受ける。二つの移動の基準は区別が可能である。妨害によって起
こる高速変動と、移動体が長距離を移されるときの環境や移動局ベースの局の分
離における変更による低速変動とである。これらの減衰は、最初に信号対雑音比
に影響する。しかし、マルチパスもシンボル間の妨害を作り出し、これはいっそ
う速い情報速度が示される。

【０００４】伝送の性能を改善するために、いくつかの異なる送信元（送信器の多様性）か
ら送信すること、あるいは異なる場所（受信器の多様性）で受信することが考え
られる。接続の内の一つが非常に減衰したり、シンボル間の妨害を強く受けたと
きには、自動伝送（あるいは“ハンドオーバー”）の手順が使用される。処理の
アルゴリズムもまた、いくつかのチャネルからの信号を組み合わせるものが考え
られる。

【０００５】高ビット速度伝送システムが高速になることにより、空間ダイバーシティある
いは分極ダイバーシティが得られる。空間マイクロダイバーシティ（いくつかの
近い送受信アンテナを用いて）あるいは分極マイクロダイバーシティ（２つの分
極送受信）は、多重パスと高速フェーディングに対抗することを可能にする。マ
クロダイバーシティ（移動体といくつかの基地局の間の接続）は、またこれを終
了するのにも使用できる。さらに、マスク効果に対抗し、セル間の遷移をなめら
かにすることが可能になる。

【０００６】従って、新しい値が最適の方法で設計され配置される事が可能なようにダイバ
ーシティの中で使用できる、異なるチャネルの伝搬特性の測定を全般的に制御す
ることが必須となる。

【０００７】移動局レベルでのマクロダイバーシティあるいは移動局レベルでの分極ダイバ
ーシティにおける測定周期は、何も特別の問題を起こさない。チャネル探知信号
は、基地局から送信される。アンテナは、受信手段を備えた移動体上に置かれ、
これらのアンテナは、空間マイクロダイバーシティで数ｃｍ離れているか、分極
ダイバーシティの中に重ねて置かれる。それらは、同じ感知装置に接続され、そ
れは例えば、アンテナにより与えられる信号の両方を交互に読む。乗り物の車輪
を回転することで、信号捕捉を引き起こす。構成が“主距離”であると言える。
結果を細かく調べると、各測定点の正確な位置を容易に識別できる。

【０００８】基地局レベルでのマイクロダイバーシティとマクロダイバーシティは、得るの
が非常に難しい。これらの困難は、“主時間”法と“主距離”法を区別すること
で強調することができる。

【０００９】ａ）“主時間”法基地局における空間マイクロダイバーシティでは、いくつかのアンテナが数ｃ
ｍ離れて存在する。分極マイクロダイバーシティでは、アンテナは重ねて置かれ
る。

【００１０】移動局と基地局との間のチャネルは、相補的であり、信号は、移動局から非常
に良好に送信され、基地局のダイバーシティで受信されることができる。受信端
の専門技術者は、常に測定の開始と終了の起こすためにその場にいなければなら
ない。信号取得は通常の速度で起こり、それらは受信端のクロックによって制御
される。この方法は、“主時間”と呼ばれる。

【００１１】この構成では、乗り物は、測定地点の正確な位置が復元できるように一定の速
度で移動しなくてはならない。これは、小さな区分にのみ可能であり、いくつか
の経路は、道路交通のために除外されなくてはならない。

【００１２】マクロダイバーシティにおいて、アンテナは、数百メートル離れて置かれる。
“主時間”におけるチャネル測定は、従って、各局で何か起こったときにいくつ
かの感知装置が必要となる。専門技術者は、各場所にいなくてはならない。マイ
クロダイバーシティに関して挙げられた問題は、残る。これらの問題に加えて、
同期測定における問題があり、記録を起こしそして止める時間は、異なる場所に
対して共通でなくてはならない。

【００１３】ｂ）“主距離”法基地局におけるダイバーシティあるいは二つのチャネルでのマクロダイバーシ
ティでの、また“主距離”タイプの構成での測定を実行するための異なる方法が
提案されている。

【００１４】第１の解決法として、最も概念的に直截なものだが、二つの接続部に同じ感知
信号を流すものがある。二つのチャネルのインパルス応答の重ね合わせが得られ
る。もし時間的に十分にずれていれば、これらの応答は、分離される。このため
に、送信器のシークエンスは、同期されなければならない。この技術は、Ｍ．Ｇ
．ＫＡＤＥＬ著、１９９４年スウェーデン、ストックホルムＩＥＥＥ刊、proc.
of VTC,“Measurement of wideband micro- and macro-diversity characterist
ics of the mobil radio channel”第１６５−１６９頁の記事に記載されている
。

【００１５】シークエンスの同期は、マイクロダイバーシティあるいは分極ダイバーシティ
において演繹的に可能である。マクロダイバーシティの中で実行するのは複雑で
ある、なぜなら二つの独立した送信器が共に動作するからである。シークエンス
は、常に、送信器のいずれか一つのシークエンスを初期化することで任意にずら
すことができる。いずれにせよ、良好な送信器の同期は、受信端において、主な
インパルス応答のピークを表示し、それらの効果的な分離に気を付けることによ
り確認されるのみである。選択の測定が開始されるのは、この状況においてのみ
である。

【００１６】シークエンスの長さは、測定されたインパルス応答の遅延の広がりの少なくと
も２倍に等しくなくてはいけない。マクロダイバーシティにおいて、二つのイン
パルス応答のピークは、移動体の移動中に互いに独立して代わる。従って、移動
するのに十分な空間がある必要があり、特に、送信器を再初期化することにより
任意に同期が得られるときにはそうである。

【００１７】この方法で使用されているシークエンスの長さは、１００μ秒の水準である。
この方法は、三つ以上の送信器に適用するのは、難しい、というのは、シークエ
ンスの識別そして同期は、実行するのが難しいということが分かるであろうから
である。

【００１８】二つの送信器の発信器が別々に変動して変動することにより、マクロダイバー
シティにおいて他の問題が起こる。それらは、同じクロックのせいではなく、計
算済みのインパルス応答は、同じ終端の重なりの中にあってよい。その結果は、
これらの変動が実際に起これば使用不能となり、測定時間中に安定性を確認する
のは難しいので、不幸にもその変動は、起こりうるものである。

【００１９】第２の解決法として、Ｇ．ＫＡＤＥＬ著、オタワ、Universal Personal Commu
nications (ICUPC)の第２回国際会議の会報である"Simulation of the DECT Sys
tem Using Wideband Data Measured in Two Diversity Branches"の記事に記載
されている。この解決法は、第２送信器の搬送周波数を第１のそれに合わせてず
らすことから成る。実際問題として、約２０ヘルツのずれΔｆは、もたらされる
。受信された複合信号は、第１送信器の周波数に復調される。処理の後、二つの
重なったインパルス応答が観測されるであろう。第２の送信器のわずかな周波数
のずれは、人工的なドップラー効果を招く。測定は、良好なままである、という
のは、たいていの１００μ秒において、ドップラー効果の５０ｍ秒に比べて非常
に短い時間のシークエンスであるから。移動体がスリープモードにある時は、第
２チャネルに関連するインパルス応答は、時間的に不規則に変動するが、これに
対し、第１のそれは、変動しない。実験を行う二つの方法が考えられる。

【００２０】・各測定点に対して、移動体は停止し、一連の記録を開始する。処理の後、各
遅延のドップラースペクトルが、連続する応答からベースバンドにおいて計算さ
れる。チャネル１のこのスペクトルに寄与するのは、原理的に１行のゼロ周波数
の線であり、第１からΔｆだけ離れた線のチャネル２のものである。サンプリン
グの法則は、捕捉が２５ｍ秒ごとに起こるときに満たされる。ベースバンドにお
ける低域通過フィルタは、どれか一つのチャネルからの情報を遮断する。

【００２１】・移動体が非常にゆっくりと動いているときは、人工のドップラー効果が実際
のドップラー効果に先んじてあると考えられる。そして、捕捉は、移動中にかつ
常に正しい時間間隔で行われると考えられる。ある遅延のドップラースペクトル
への各チャネルの寄与は、もはや単純な線ではない。しかし、この線の周囲に集
中し続ける。用心として、実際に、捕捉は２５ｍ秒以下でなくてはならない。２
つの周波数が重なるのを防ぐため、移動体の速度は１ｍ／秒（４ｋｍ／時）に制
限される。

【００２２】この方法には、また多くの欠点がある。最初に、実際の“主距離”法を提案し
ない。実際は、第１の場合において各測定点で停止するか、第２の場合において
一定の速度で非常にゆっくりと（４ｋｍ／時）進むかを強要される。さらに、チ
ャネル分離により、計算は遅くなる。各インパルス応答は、ある遅延時の約百個
の連続する捕捉に渡って観察される情報をフィルタに掛けることで得られる。こ
の処理は、受信されるシークエンスの各サンプルにに対して繰り返されなければ
ならない。受信端の処理の複雑さは、ダイバーシティに無関係の測定法に少なく
とも関連する１００００個の因子により増えている。

【００２３】測定が２５ｍ秒ごとに起きれば、約１００個のシークエンスの捕捉に必要な時
間は、２秒以上である。従ってチャネルは、この時間に渡って、固定しているこ
とが要求される。そのような仮説は、乗り物が移動体の周囲を動き回るときには
、うまく認証されない。

【００２４】本発明の目的は、従来技術のこれらの欠点を克服することを実際意図している
。同じ帯域のいくつかのチャネルの同時分析ができる“主距離”タイプの処理を
提案し、一方実行のし易さと信号処理の簡単さとを結びつけている。本発明は、
感知される環境に適合した時間Ｔに渡るインパルス応答を観察するために実行さ
れる。

【００２５】

【課題を解決するための手段】

本発明の処理では、送信機の一つのシークエンスを再初期化したり、シークエ
ンス間のずれを時間通りに従わなくても良い。リアルタイムに処理がなされ、あ
る時刻の測定によって、その時刻のインパルス応答を計算することができる。計
算時間が非常に経済的であり、その複雑さは、ダイバーシティに束縛されない測
定技術のそれであり、チャンネルの数で乗算される。

【００２６】測定は、距離を置いて制御され、乗り物はもはや一定の速度で動くことを強い
られない。従って、道のりを再構成することは、いかなる大きな問題ともならな
い。もはや、各サイトでの測定を起こすのに技術者を動員する必要は無い。マク
ロダイバーシティに関して発生する動機の問題も回避できる。

【００２７】正確に、本発明の目的は、観察周期Ｔに渡る、ｐ個の基地局と移動局との間の
複数のｐ個の無線周波数チャンネル伝播特性（少なくとも２に等しい整数ｐ）の
同時の測定処理である。本願は、 −各基地局から同時に周期ｐＴの周期的信号を送信し、ランクｎの（ｎは１か
らｐの間）基地局により送信される前記信号は、ｋがライン数であるところの（
ｋ／Ｔ）＋（（ｎ−１）／ｐＴ）の周波数に置かれるラインにより構成されるス
ペクトルを持ち、 −ｐ個の基地局により送信されるｐ個の信号は、移動局で同時に受信され、受
信された前記信号は、ｐ個の無線周波数チャンネルのｐ個のインパルス応答を抽
出するように、ｐＴの幅の時間ウィンドゥ内で処理されることを特徴とする。

【００２８】ｎ番目の局から件の信号を送信するのに、以下の手順が取られる。 −期間Ｔの要素のシークエンスが作られ、 −このシークエンスは、周期Ｔの周期的信号を得るように、周期Ｔで作られ、 −分析しようとする周波数帯の中心周波数Ｆｃに等しい周波数を持つ搬送波が
作られ、 −搬送波の周波数は、（ｎ−１）／ｐＴの量でずらされ、 −得られる信号は、そのようにオフセットされた搬送の変調の後で送信される
。

【００２９】好ましくは、送信された信号の帯域は、幅Ｂの帯域にまで制限するためにフィ
ルタを掛けることにより減らされ、送信された信号のスペクトルは、−Ｂ／２（
含んで）からＢ／２（含まずに）の間にあり、従って数ｋは、−Ｎ（含んで）か
らＮ−１（含んで）の間の全ての整数値を取り、ここでＮはＢＴ／２に等しい（
これは整数と思われる）。

【００３０】基地局により送信される信号を得るために、メモリも、当該のスペクトルを持
つ信号の適当なサンプルと一緒に読み込まれることができる。

【００３１】移動局の中で実行される処理に関する限り、好ましくは、受信された信号は、
少なくとも送信に使用される帯域である幅Ｂに等しいサンプリング周波数でサン
プルされる。

【００３２】各チャネルのインパルス応答を得るのに、以下の手順が選ばれる。ａ）決定は、以下のものから行われる。 −第１のスペクトルを得るｋ／Ｔの周波数上にあるラインの振幅 −ｎ番目のスペクトルを得るｋ／Ｔ＋（ｎ−１）ｐＴの周波数のライン上での
振幅 −ｐ番目のスペクトルを得るｋ／Ｔ＋（ｐ−１）ｐＴの周波数のライン上での
振幅ｂ）各スペクトルに対して、そのラインの振幅と、送信される信号の対応するラ
インの振幅との比が計算されるｃ）得られた別の比の逆フーリエ変換が実行される。

【００３３】別の可能な手順は、受信した信号を、ｐＴの期間のウィンドゥ上で、第１番目
からｎ番目のものによって送信された異なる信号と相関を取ることであり、これ
は、第１番目からｎ番目のインパルス応答をｐ番目のチャネルを通して得るため
である。

【００３４】今定義された処理は、どんなチャネル数にも当てはまる。特例として、この数
字が２に等しい場合は、処理は次のようになる。 −局の一つにより送信された信号は、周波数ｋ／Ｔのラインスペクトルを持つ
。 −他の局により送信された信号は、周波数ｋ／Ｔ＋（１／２Ｔ）のラインスペ
クトルを持つ。 −移動局により受信された信号は、２Ｔの幅のウィンドゥ内で処理される。

【００３５】

【発明の実施の形態】

図１は、ＳＢ₁からＳＢ_nを通ってＳＢ_pまでのｐ個の基地局と、Ｄの方向に進
む移動局ＳＭとを含む無線通信システムを図示している。Ｃ₁からＣ_nを通ってＣ _p までの複数のｐ個の無線周波数チャネルが、こうして、基地局と移動局との間
で定義される。本発明は、これらｐ個のチャネルの各々のインパルス応答を測定
し、かつそれを同時に行うことを提案する。

【００３６】このやり方について述べる前に、遠隔通信の場合の信号処理の一般的な原理を
注意して思い出してみるのは、それなりに価値のあることであろう。

【００３７】無線周波数チャネルは、線形フィルタとして考えられるであろう。そのような
フィルタをインパルス応答として定義することが可能であることは知られており
、これは、ディラク（Ｄｉｒａｃ）パルスであろう入力信号に対するフィルタの
応答である。インパルス応答の考え方は、あらゆる入力信号ｘ（ｔ）に対してフ
ィルタ応答ｙ（ｔ）の計算ができるために、特に有用である。これによって、

【数１】ここで、ｈ（ｔ）は、インパルス応答であり、（星印）は、たたみ込みの積を示
している。

【００３８】もし、Ｘ（ｆ），Ｘ（ｆ），Ｈ（ｆ）が、ｘ（ｔ），ｙ（ｔ），ｈ（ｔ）それ
ぞれのフーリエ変換を表していれば、次の等価な関係が与えられる。

【数２】これは、さらにＸが取り消された時に、周波数で表現できる。

【数３】

【００３９】ｘが良好な自動相関特性を持つ仮説において、式（１）は、さらに次のように
表される。

【数４】ここで、

【数５】であり、ここで−の印は、複雑な接合を表し、記号δは、ディラク分布を表して
いる。

【００４０】こうして、インパルス応答ｈ（ｔ）が、二種の方法によって無線周波数チャネ
ルから得ることができる。 −スペクトルＸ（ｆ）とＹ（ｆ）を知り、Ｙ（ｆ）／Ｘ（ｆ）の比が計算され
、それにより式（３）によってＨ（ｆ）が与えられる。逆フーリエ変換によって
、ｈ（ｔ）が見つかる。 −送信された信号と受信された信号から、たたみ込み

【数６】がもたらされ、ここでｈ（ｔ）は式（４）により直接に与えられる。

【００４１】第１の方法は、“周波数”法（でなければ逆のもの、フーリエ変換による含意
によるもの）として知られ、第２の方法は“時間”法として知られる。

【００４２】図２Ａ，Ｂ、図３Ａ，Ｂ、図４は、この技術におけるいくつかの信号といくつ
かのスペクトルの速度を示し、これらふたつの方法を図解している。最初に、図
２Ａは、ここでは例として５００μ秒の時間に渡って＋１から−１の値を取るビ
ットシークエンスｘ（ｔ）を示している。図２Ｂは、フィルタを掛けた後のスペ
クトルＸ（ｆ）を示している。それは、約３０ＭＨｚ以上に伸びる。そのような
信号が搬送（図示されず）を変調すれば、図３Ａにおいて示される信号ｙ（ｔ）
を与えるのに、受信され変調される。対応するスペクトルＹ（ｆ）が図３Ｂに示
される。

【００４３】この信号を送信したチャネルのインパルス応答ｈ（ｔ）を得るのに、それゆえ
に上述した二つの異なる方法で進めることが可能である。 −周波数法によって：送信した信号のスペクトルＸ（ｆ）と受信した信号のス
ペクトルＹ（ｆ）が利用可能であり、Ｙ（ｆ）／Ｘ（ｆ）の比が計算され、その
後、逆フーリエ変換によってインパルス応答が再び得られる。 −時間法によって：受信した信号ｙ（ｔ）と送信した信号ｘ（ｔ）を知って、
たたみ込みの積

【数７】がもたらされ、これによりｈ（ｔ）を求めるインパルス応答が直接に与えられる
。

【００４４】これら全てを覚えておいて、本発明自身に戻ろう。二つのチャネルの特別な場
合について記載されるが、すぐにいかなるチャネル数にまでも増える。

【００４５】特定のモードで実行する場合、期間Ｔのビットシークエンスが最初に図５の例
で示されるシークエンスのように作り出される。ビットは＋１に、あるいは−１
に等しいが、勿論、１と０のシークエンスでも良い。期間Ｔは、マイクロ秒の数
十倍であり、例えば２０μ秒である。

【００４６】期間Ｔのシークエンスが同様に繰り返される。こうして、時間Ｔの周期的信号
が得られ、その二つの期間が図５で示される。

【００４７】その後、搬送波が作られ、その速度は図６Ａに示される。搬送ＯＰ₁は、ある
周波数ｆ₀を持つ。この値は、２．２ＧＨｚの例である。図６Ａのタイムスケー
ルは、従って、図５のタイムスケールには関連がない。この搬送波は、第２搬送
波ＯＰ₂（図６Ｂ）を構成するように、１／２Ｔの量だけ周波数がオフセットし
ている。時間Ｔの後に、この第２の搬送波ＯＰ₂は、第１の搬送波ＯＰ₁の逆位相
であり、しかし２Ｔの間隔をおいて、その位相に戻る。

【００４８】図５の周期的信号は、第１の搬送ＯＰ₁と第２の搬送ＯＰ₂と同じ時間に一緒に
変調する。得られた信号ｓ₁（ｔ）とｓ₂（ｔ）は、最初は周期Ｔ、２番目は周期
２Ｔである。

【００４９】ベースバンドスペクトル（すなわち、中心周波数ｆ₀の周囲）が、図７Ａと図
７Ｂとに示されている。図５の信号は、時間Ｔの周期があるので、搬送ＯＰ₁に
対応するスペクトルＳ₁（ｆ）は、周波数ｋ／Ｔのラインから成っており、ここ
でｋは、整数である。搬送ＯＰ₂に対して、スペクトルＳ₂（ｆ）は、１／２Ｔの
周波数オフセットがあるが、それでもｋ／Ｔだけ離れたラインによって構成され
ている。ラインは、従って、（ｋ／Ｔ）＋（１／２Ｔ）のところに位置する。

【００５０】スペクトルＳ₁（ｆ）とＳ₂（ｆ）は、例えば、送信端フィルタリングによって
値Ｂの帯域に制限される。その後、それらは、−Ｂ／２（含んで）からＢ／２（
含まないで）まで伸びる。（実際、ハミング周波数のウィンドゥは、受信した信
号に与えられる）。もし、Ｎ／Ｔ＝Ｂ／２と仮定すると、ｋという数は、−Ｎか
らＮ−１（含む）の間の全数の値を取る。

【００５１】二つの基地局により送信された二つの信号ののスペクトルは、それゆえ、イン
ターリーブされる。

【００５２】もし周期的な信号の一つが、他の信号により乗算され、合計が２Ｔの期間（そ
の期間の最小公倍数）に渡って得られた積から成るのなら、逆の量が期間Ｔの二
つの期間内で得られ、２Ｔの合計がゼロという結果となる。従って、送信された
二つの信号は、“直交”すると言える。

【００５３】本発明によれば、基地局により送信された各信号には、事象のスペクトルにお
いて、他の局により送信された信号と区別できる特徴があるということは、理解
されよう。加えて、送信された信号は、互いに直交するので、混じり合わず、個
々の特徴を維持する。従って、伝搬は、二つのチャネルを通して起こる。

【００５４】図８と図９は、構成と二つの基地局による信号ｓ₁（ｔ）とｓ₂（ｔ）の送信の
二つの方法を示している。図８では、最初に、二つの合成器Ｓ₁，Ｓ₂が搬送波Ｏ
Ｐ₁とＯＰ₂を配布し、第２の合成器は第１の合成器より１／２Ｔだけ周波数がオ
フセットしているのがわかる。また疑似ランダムシークエンス生成器Ｇと、２つ
の搬送波及びシークエンスを受信する二つの乗算器Ｍ₁，Ｍ₂があるのがわかる。
これらの乗算器は、二つの信号ｓ₁（ｔ）とｓ₂（ｔ）を配布する。最後に、二つ
の送信器Ｅ₁，Ｅ₂は、適当な電力を与え、二つのアンテナＡ₁，Ａ₂が無線周波数
波を移動局の方向に送信するように、これらの信号を増幅する。

【００５５】図９は、信号ｓ₁（ｔ）とｓ₂（ｔ）のサンプルが二つのメモリＭ₁，Ｍ₂に入り
、それらはクロック速度Ｈで読まれる一変形例を示している。二つのアンテナＡ ₁ ，Ａ₂に接続される二つの送信器Ｅ₁，Ｅ₂もまた無線周波数送信ができる。

【００５６】そのように送信された信号ｓ₁（ｔ）とｓ₂（ｔ）は、移動局で受信され、各チ
ャネルのインパルス応答を再生成するように処理され続ける。既に示したように
、受信された信号は、期間２Ｔの時間ウィンドゥ内で観測される。信号の時間的
制約により、ｓｉｎ（πｆτ）／πｆτの種類の関数に従って周波数フィルタリ
ングが起きることが知られており、ここでτ＝２Ｔである。この関数は、“カー
ディナルサイン（cardinal sine）”として知られている。そのように制限され
ている各信号線は、帯域の中央にあるラインに対する図１０Ａに示すように周波
数方向に展開され、これは、第１の局により送信された信号ｓ₁（ｔ）の中心線
に対する場合である。図１０Ｂは、１／２Ｔに置かれる第２の信号のラインに対
する同じ事象を示している。カーディナルサインの一つの主要な突出部は、他方
のゼロに符合し、また逆も正しいということが見て取れる。このインターリーブ
は、二つの信号のスペクトルが受信端で混じらないという結果を持つ二つの信号
の全てのラインに対して起こる。

【００５７】図１１Ａから図１１Ｄまでは、周波数処理モードに含まれるいくつかの信号を
図示している。最初に図１１Ａは、第１の信号すなわちｓ₁（ｆ）の送信端にお
けるスペクトルを示しており、これは、送信器と受信器とが理想的なケーブルで
接続されるならは受信されるであろう信号のスペクトルである。図１１Ｂは、実
際に受信されたスペクトルＲ₁（ｆ）を示している。ラインの複素振幅比により
図１１Ｃの関数Ｈ（ｆ）が与えられる。逆フーリエ変換（例えば、逆ＤＦＴ）に
よって、第１チャネルのインパルス応答ｈ（ｔ）を得る時間に戻ることが可能で
あり、これは図１１Ｄに示される。

【００５８】統合的に、次のように表現される。ｈ₁（ｔ）＝ＤＦＴ^-1［Ｒ₁（ｋ／Ｔ）／Ｓ₁（ｋ／Ｔ）］同様に、第２チャネルに対して、計算は、次のようにされる。ｈ₂（ｔ）＝ＤＦＴ^-1［Ｒ₂（（ｋ／Ｔ）＋（１／２Ｔ）／Ｓ₂（（ｋ／Ｔ＋１／２Ｔ）］

【００５９】距離フーリエ変換ＤＦＴを使用する代わりに、計算時間の速い高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）を使用することができる。送信器の数ｐとラインのかずに関連する
全体の数Ｎが２の累乗であるときに、実行が容易になる。パラメータＢとＴの調
整によって適当な整数Ｎを得ることができる。もし、基地局の数ｐが２の累乗で
なければ、整数ｐ’は、ｐよりも大きくｐに最も近い２の累乗に決定される。上
に記載した方法は、この新しい値が与えられ、それは、ｐ’−ｐ個の基地局が信
号を配布せず仮想的なものであるということは、理解されよう。

【００６０】例えば、６個の基地局では、局の数を８にするように、２個の仮想局が考えら
れ、２の正確な累乗と全ての処理が、あたかも８個（すなわち２³）の局がある
ように実施され、これらの局の実在する２個は、仮想であることを覚えておかな
くてはならない。

【００６１】記載したばかりの変形例は、周波数の種類に関するものである。時間の変形例
も送信された信号と受信された信号との間の相関をもたらすことにより、実行す
ることができる。受信された信号は、各チャネルから送信されたパターン（期間
２Ｔの）に適応した２個のディジタルフィルタのバンクを通過する。フィルタの
出力は、送信チャネルインパルス応答（送信−伝搬−受信）の二つの連続するコ
ピーを明確に与える。最初のコピーは、予想されるインパルス応答の位相はずれ
の無いものであり、第２のコピーは、量−πによる位相はずれのものである。省
略して、期間Ｔの間に周波数Ｂでサンプルされると見込まれるインパルス応答が
抽出される。

【００６２】もし、二つのチャネルの代わりにｐ個あれば、ランクｎ（１＜ｎ＜ｐ）のチャ
ネルの処理のもっと一般的な方法では、次から選択することができる。・周波数（ｋ／Ｔ）＋（ｎ−１）ｐＴにおいて２Ｎ本の情報ラインのみを残す
。対応するラインを周波数（ｎ−１）／ｐＴの中央に置く。複素振幅ラインと、
送信機と受信器とが理想的なケーブルで接続されるときに受信される対応する信
号の複素振幅ラインとの比を計算する。逆ＤＦＴで時間を遡り、その後、量ｅ^j2 ^π(n-1)/pT で修正する。期間Ｔの間に周波数Ｂでサンプリングされたｎ番目の伝
搬チャネルのインパルス応答の見積もりは、こうして取り返される。・全ての２Ｎｐ個のラインを維持し、有益でない２Ｎ（ｐ−１）個のラインの
代わりにゼロの値を用いる。全部でｐＴの期間の内の位相シフト１期間分あたり
に、ｎ番目のインパルス応答のｐ個の連続するコピーを観測することができる。
最初のコピーは、予想するインパルス応答の位相はずれでないものであり、ｋ番
目のコピーは、量｛−２π（ｎ−１）（ｋ−１）｝／ｐだけ位相はずれのもので
あり、最後にｐ番目のものは量｛−２π（ｎ−１）（ｐ−１）｝／ｐだけ位相は
ずれのものである。省略して、期間Ｔに渡って見積もられ、周波数Ｂでサンプリ
ングされたインパルス応答が抽出される。

【００６３】時間法で、受信された信号は、各チャネルから送信された（期間ｐＴの）パタ
ーンのｐ個のディジタルフィルタのバンクを通過する。１位相シフト期間の周辺
に、ｎ番目のフィルタの出力は、明らかに、ｎ番目の送信チャネルインパルス応
答（送信−伝搬−受信）のｐ個の連続するコピーを与える。最初のコピーは、予
想するインパルス応答の位相はずれのないものであり、ｎ番目は、−２π（ｎ−
１）／ｐＴの量だけ位相はずれのものであり、最後にｐ番目は、−２π（ｐ−１
）の量だけ位相はずれのものである。省略して、期間Ｔに渡り見積もられ、周波
数Ｂでサンプリングされたインパルス応答が抽出される。

【００６４】説明のために、２台の送信器によるマクロダイバーシティで行われる実験を記
述する。

【００６５】第１のソースは、１２．５Ｍビット／秒のフロー速度で、２５５ビットのシー
クエンスを周期的に送信する。この信号は、２．２ＧＨｚの周波数上のキャリア
を変調し、その後フィルタをかけ、増幅する。分析された帯域は、２．２ＧＨｚ
の周囲に集まり、Ｎ＝２５５で最大の２５ＭＨｚに存在する。期間Ｔの値は、２
０．４μ秒である。従って、チャネル２の周波数オフセットの値は、１／２Ｔ−
２４．４５１ｋＨｚである。ちなみに、このオフセットは、人工的なドップラー
効果を紹介した後の従来技術で見られた約２０ヘルツと比べて非常に大きいこと
が分かるであろう。周波数のオフセットは、合成器を用いた、各々の周波数ｆ₀
とｆ₀＋１／２Ｔ（図８）における変調期間中に得られる。また、予めπｔ／２
Ｔだけ位相はずれにすることで、２Ｔの時間に渡って第２の送信器によりベース
バンドで記憶されるシークエンスを得ることができる。周期２Ｔの周波数キャリ
アｆ₀を振幅で変調して読まれる、このシークエンスは、予想する信号を与える
。この構成において、合成器は、両方同じ周波数ｆ₀を配信する。

【００６６】第１の例で、二つの無線周波数のソースが同じ位置に置かれ、それらは移動局
から見える。処理の後で、二つの同じ（オフセットも）応答が得られ、これが実
験を確認する。これは図１２で示されるものである。次に、送信器は、屋根の上
に置かれ、６００メートル離して配置されるが、これは小さな都市部のセルにお
ける典型的なマクロダイバーシティの構成である。各ソースから送信される効果
的な電力は４０ｄＢｍである。受信器は移動体の乗り物に置かれる。取得は、４
０．６μ秒続き、その中には１０２０個のサンプルが含まれる。測定点は、約２
ｃｍのところに置かれ、経路は６０メートルの長さである。この処理で測定され
たインパルス応答の一組の例が、図１３に示される。これは、計算された応答の
優れた力を証明する。

【００６７】受信装置は、受信した信号の電力を、受信器のエレクトロニクスに適合させる
ための自動利得制御回路を備える。チャネルの歪みが大きくなり過ぎるのを防ぐ
ために、二つの接続部からの信号が、比較できる平均電力レベルでもって受信器
に到達することが望ましい。これは、前もって平均的狭帯域フィールドの測定を
実行し、その後に結果として信号強度を調整することにより得られる。この注意
は、ダイバーシティタイプの測定による“主距離”が何を処理しようが、さらに
効果的である。

【００６８】チャネルの一つの送信端におけるフロー速度の公称値あるいは、ずれに関する
、送信器の一つの搬送周波数上のバイアスは、リンクの性能を変え得る。これら
の二つの欠点は、ｋ／２Ｔの周波数における基本的なサイン（sine）の重なりを
引き起こし、これはシミュレーションによって調べられた。約１００ヘルツ以上
、つまりライン分離の１００分の１の位数の搬送周波数エラー、及び、約２０ナ
ノ秒以上の期間Ｔに渡る、つまりサンプリング器間の１００分の１の位数の不正
確さについての性能劣化は、許容しうるものである。これらの許容範囲は、利用
可能なハードウェアによって十分に考慮される。

【図面の簡単な説明】

【図１】いくつかの基地局と一つの移動局のある無線通信システムを図示
している。

【図２】ビットシークエンスとフィルタを掛けた後の対応するスペクトル
を示している。

【図３】受信のシークエンスとフィルタを掛けた後の対応するスペクトル
を示している。

【図４】インパルス応答の速度を示している。

【図５】周期的な信号を作るビットシークエンスの例を示している。

【図６】図６Ａは、第１の搬送波を示し、図６Ｂは、周波数オフセットが
１／２Ｔの時の第１の搬送波から得られる第２の搬送波を示している。

【図７】図７Ａは、第１の基地局により送信された第１の信号のスペクト
ルＳ₁（ｆ）を示し、図７Ｂは、第２の基地局により送信された第２の信号のラ
インスペクトルＳ₂（ｆ）を示している。

【図８】基地局により送信された二つの信号を生成することができる手段
の第１実施形態を示している。

【図９】基地局により送信された二つの信号を生成することができる手段
の第２実施形態を示している。

【図１０】図１０Ａ，Ｂは、信号に与えられる幅２Ｔのウィンドゥの影響
を示している。

【図１１】図１１Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、主は数信号処理のときに表れる別々
の信号を示している。

【図１２】基地局が移動局から見える場合の状況における二つのインパル
ス応答の例を示している。

【図１３】基地局が移動局から見えない場合の状況における他の二つのイ
ンパルス応答の例を示している。

【符号の説明】

ＳＢ₁，．．ＳＢ_n，．．ＳＢ_p …基地局ＳＭ…移動局Ｅ₁，Ｅ₂…送信器Ｓ₁，Ｓ₂…合成器Ｍ₁，Ｍ₂…メモリＧ…疑似ランダムシークエンス生成器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5K004 AA01 BA02 BB04 5K042 AA06 CA02 CA23 DA19 EA15 FA11 5K067 AA33 CC24 EE02 EE10 EE24 LL11

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】観察周期Ｔに渡る、ｐ個の基地局と移動局との間の複数のｐ
個の無線周波数チャンネル伝播特性（少なくとも２に等しい整数ｐ）の同時の測
定処理であって、 −各基地局から同時に周期ｐＴの周期的信号を送信し、ランクｎの（ｎは１か
らｐの間）基地局により送信される前記信号は、ｋがライン数であるところの（
ｋ／Ｔ）＋（（ｎ−１）／ｐＴ）の周波数に置かれるラインにより構成されるス
ペクトルを持ち、 −ｐ個の基地局により送信されるｐ個の信号は、移動局で同時に受信され、受
信された前記信号は、ｐ個の無線周波数チャンネルのｐ個のインパルス応答を抽
出するように、ｐＴの幅の時間ウィンドゥ内で処理されることを特徴とする処理。
【請求項２】ｎ番目の局のレベルで送信するのに、 −期間Ｔの要素のシークエンスが作られ、 −このシークエンスは、周期Ｔの周期的信号を得るように、周期Ｔで作られ、 −分析しようとする周波数帯の中心周波数Ｆ₀に等しい周波数を持つ搬送波が
作られ、 −搬送波の周波数は、（ｎ−１）／ｐＴの量でずらされ、 −得られる信号は、そのようにオフセットされた搬送の変調の後で送信されることを特徴とする請求項１記載の処理。
【請求項３】送信された信号の帯域は、幅Ｂの帯域にまで制限するために
フィルタを掛けることにより減らされ、送信された信号のスペクトルは、−Ｂ／
２（含んで）からＢ／２（含んで）の間にあり、従って数ｋは、−Ｎ（含んで）
からＮ−１（含まずに）の間の全ての整数値を取り、ここでＮはＢＴ／２に等し
いことを特徴とする請求項２記載の処理。
【請求項４】基地局により送信される信号を得るために、メモリは、当該
のスペクトルを持つ信号のサンプルと一緒に読み込まれることを特徴とする請求項１あるいは２のいずれか一つに記載の処理。
【請求項５】移動局で受信されるｐ個の信号が処理される前に、前もって
周波数Ｆ₀に復調された前記受信される信号がサンプリングされることを特徴とする請求項３記載の処理。
【請求項６】移動局において、前記の処理は、ａ）ｐ個のスペクトル（Ｒ_n（ｆ））を得るのに、周波数（ｋ／Ｔ）＋（（ｎ
−１）／ｐＴ）上のラインの振幅を決定する処理と、ｂ）各スペクトルに対して、ラインの振幅と、送信された信号の対応するライ
ンの振幅との比を計算する処理と、ｃ）得られた別の比の逆フーリエ変換を実行する処理とを備えることを特徴とする請求項５記載の処理。
【請求項７】移動局において、前記処理は、受信した信号と、ｐ個の基地
局により送信された別の信号との相関を取ることにあり、これは、この方法によ
ってｐ個のチャネルの各々のインパルス応答を得るためであることを特徴とする請求項５記載の処理。
【請求項８】 −受信され復調され、またサンプリングされた信号は、期間
ｐＴの周期的信号に適合したｐ個のディジタルフィルタのバンクを通過し、 −ｎ番目のフィルタの出力において、ｎ番目のチャネルのインパルス応答のｐ
個の連続したコピーが集められ、第１番目のコピーは、求められるインパルス応
答位相はずれの無いものであることを特徴とする請求項７記載の処理。
【請求項９】基地局の数ｐは、２の累乗に等しくなく、整数ｐ’は、ｐよ
り大きくｐに最も近いように決定され、これは２の累乗であり、その処理は、あ
たかもｐ’個の基地局があるように実行され、これらの局のｐ’−ｐは、仮想的
なものであることを特徴とする請求項５記載の処理。