JP2002523964A - 複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理 - Google Patents

複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理

Info

Publication number
JP2002523964A
JP2002523964A JP2000566965A JP2000566965A JP2002523964A JP 2002523964 A JP2002523964 A JP 2002523964A JP 2000566965 A JP2000566965 A JP 2000566965A JP 2000566965 A JP2000566965 A JP 2000566965A JP 2002523964 A JP2002523964 A JP 2002523964A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
frequency
transmitted
period
spectrum
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2000566965A
Other languages
English (en)
Inventor
カリム・ザヤナ
ダニエル・デュポンテイル
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
France Telecom SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom SA filed Critical France Telecom SA
Publication of JP2002523964A publication Critical patent/JP2002523964A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/022Site diversity; Macro-diversity
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/005Control of transmission; Equalising

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
  • Testing, Inspecting, Measuring Of Stereoscopic Televisions And Televisions (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Inorganic Insulating Materials (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理を提供する。 【解決手段】 本発明によれば、いくつかの基地局から、スペクトルがインターリーブされる信号が送信される。受信端において、これらのスペクトルの各々が、再現し、各のチャネルのインパルス応答を計算することができる。自動車における無線通信に応用できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明の目的は、複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理
である。本発明は、自動車の無線通信に応用例が見いだせる。その特性が測定さ
れる無線周波数チャネルは、本明細書では、広帯域である。
【0002】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
自動車の無線通信システムにおいて、例えばGSMシステムあるいはIS−9
5システムにおけるように、マイクロ波信号が、電話網に接続される決まった位
置の基地局と、以降自動車局と呼ぶ自動車ユーザーとの間を伝搬する。基地局と
自動車局との間の各接続は、無線周波数あるいは自動車無線チャネルによってな
される。
【0003】 マイクロ波信号は、多少減衰し位相のずれたエコー(echo)を伴って、移動局
(いわゆる下り方向の)や基地局(いわゆる上り方法の)に届くが、これは伝搬
中に遭遇した障害物による結果である。信号は、移動体の移動によって変化する
全体的な減衰を受ける。二つの移動の基準は区別が可能である。妨害によって起
こる高速変動と、移動体が長距離を移されるときの環境や移動局ベースの局の分
離における変更による低速変動とである。これらの減衰は、最初に信号対雑音比
に影響する。しかし、マルチパスもシンボル間の妨害を作り出し、これはいっそ
う速い情報速度が示される。
【0004】 伝送の性能を改善するために、いくつかの異なる送信元(送信器の多様性)か
ら送信すること、あるいは異なる場所(受信器の多様性)で受信することが考え
られる。接続の内の一つが非常に減衰したり、シンボル間の妨害を強く受けたと
きには、自動伝送(あるいは“ハンドオーバー”)の手順が使用される。処理の
アルゴリズムもまた、いくつかのチャネルからの信号を組み合わせるものが考え
られる。
【0005】 高ビット速度伝送システムが高速になることにより、空間ダイバーシティある
いは分極ダイバーシティが得られる。空間マイクロダイバーシティ(いくつかの
近い送受信アンテナを用いて)あるいは分極マイクロダイバーシティ(2つの分
極送受信)は、多重パスと高速フェーディングに対抗することを可能にする。マ
クロダイバーシティ(移動体といくつかの基地局の間の接続)は、またこれを終
了するのにも使用できる。さらに、マスク効果に対抗し、セル間の遷移をなめら
かにすることが可能になる。
【0006】 従って、新しい値が最適の方法で設計され配置される事が可能なようにダイバ
ーシティの中で使用できる、異なるチャネルの伝搬特性の測定を全般的に制御す
ることが必須となる。
【0007】 移動局レベルでのマクロダイバーシティあるいは移動局レベルでの分極ダイバ
ーシティにおける測定周期は、何も特別の問題を起こさない。チャネル探知信号
は、基地局から送信される。アンテナは、受信手段を備えた移動体上に置かれ、
これらのアンテナは、空間マイクロダイバーシティで数cm離れているか、分極
ダイバーシティの中に重ねて置かれる。それらは、同じ感知装置に接続され、そ
れは例えば、アンテナにより与えられる信号の両方を交互に読む。乗り物の車輪
を回転することで、信号捕捉を引き起こす。構成が“主距離”であると言える。
結果を細かく調べると、各測定点の正確な位置を容易に識別できる。
【0008】 基地局レベルでのマイクロダイバーシティとマクロダイバーシティは、得るの
が非常に難しい。これらの困難は、“主時間”法と“主距離”法を区別すること
で強調することができる。
【0009】 a)“主時間”法 基地局における空間マイクロダイバーシティでは、いくつかのアンテナが数c
m離れて存在する。分極マイクロダイバーシティでは、アンテナは重ねて置かれ
る。
【0010】 移動局と基地局との間のチャネルは、相補的であり、信号は、移動局から非常
に良好に送信され、基地局のダイバーシティで受信されることができる。受信端
の専門技術者は、常に測定の開始と終了の起こすためにその場にいなければなら
ない。信号取得は通常の速度で起こり、それらは受信端のクロックによって制御
される。この方法は、“主時間”と呼ばれる。
【0011】 この構成では、乗り物は、測定地点の正確な位置が復元できるように一定の速
度で移動しなくてはならない。これは、小さな区分にのみ可能であり、いくつか
の経路は、道路交通のために除外されなくてはならない。
【0012】 マクロダイバーシティにおいて、アンテナは、数百メートル離れて置かれる。
“主時間”におけるチャネル測定は、従って、各局で何か起こったときにいくつ
かの感知装置が必要となる。専門技術者は、各場所にいなくてはならない。マイ
クロダイバーシティに関して挙げられた問題は、残る。これらの問題に加えて、
同期測定における問題があり、記録を起こしそして止める時間は、異なる場所に
対して共通でなくてはならない。
【0013】 b)“主距離”法 基地局におけるダイバーシティあるいは二つのチャネルでのマクロダイバーシ
ティでの、また“主距離”タイプの構成での測定を実行するための異なる方法が
提案されている。
【0014】 第1の解決法として、最も概念的に直截なものだが、二つの接続部に同じ感知
信号を流すものがある。二つのチャネルのインパルス応答の重ね合わせが得られ
る。もし時間的に十分にずれていれば、これらの応答は、分離される。このため
に、送信器のシークエンスは、同期されなければならない。この技術は、M.G
.KADEL著、1994年スウェーデン、ストックホルムIEEE刊、proc.
of VTC,“Measurement of wideband micro- and macro-diversity characterist
ics of the mobil radio channel”第165−169頁の記事に記載されている
【0015】 シークエンスの同期は、マイクロダイバーシティあるいは分極ダイバーシティ
において演繹的に可能である。マクロダイバーシティの中で実行するのは複雑で
ある、なぜなら二つの独立した送信器が共に動作するからである。シークエンス
は、常に、送信器のいずれか一つのシークエンスを初期化することで任意にずら
すことができる。いずれにせよ、良好な送信器の同期は、受信端において、主な
インパルス応答のピークを表示し、それらの効果的な分離に気を付けることによ
り確認されるのみである。選択の測定が開始されるのは、この状況においてのみ
である。
【0016】 シークエンスの長さは、測定されたインパルス応答の遅延の広がりの少なくと
も2倍に等しくなくてはいけない。マクロダイバーシティにおいて、二つのイン
パルス応答のピークは、移動体の移動中に互いに独立して代わる。従って、移動
するのに十分な空間がある必要があり、特に、送信器を再初期化することにより
任意に同期が得られるときにはそうである。
【0017】 この方法で使用されているシークエンスの長さは、100μ秒の水準である。
この方法は、三つ以上の送信器に適用するのは、難しい、というのは、シークエ
ンスの識別そして同期は、実行するのが難しいということが分かるであろうから
である。
【0018】 二つの送信器の発信器が別々に変動して変動することにより、マクロダイバー
シティにおいて他の問題が起こる。それらは、同じクロックのせいではなく、計
算済みのインパルス応答は、同じ終端の重なりの中にあってよい。その結果は、
これらの変動が実際に起これば使用不能となり、測定時間中に安定性を確認する
のは難しいので、不幸にもその変動は、起こりうるものである。
【0019】 第2の解決法として、G.KADEL著、オタワ、Universal Personal Commu
nications (ICUPC)の第2回国際会議の会報である"Simulation of the DECT Sys
tem Using Wideband Data Measured in Two Diversity Branches"の記事に記載
されている。この解決法は、第2送信器の搬送周波数を第1のそれに合わせてず
らすことから成る。実際問題として、約20ヘルツのずれΔfは、もたらされる
。受信された複合信号は、第1送信器の周波数に復調される。処理の後、二つの
重なったインパルス応答が観測されるであろう。第2の送信器のわずかな周波数
のずれは、人工的なドップラー効果を招く。測定は、良好なままである、という
のは、たいていの100μ秒において、ドップラー効果の50m秒に比べて非常
に短い時間のシークエンスであるから。移動体がスリープモードにある時は、第
2チャネルに関連するインパルス応答は、時間的に不規則に変動するが、これに
対し、第1のそれは、変動しない。実験を行う二つの方法が考えられる。
【0020】 ・各測定点に対して、移動体は停止し、一連の記録を開始する。処理の後、各
遅延のドップラースペクトルが、連続する応答からベースバンドにおいて計算さ
れる。チャネル1のこのスペクトルに寄与するのは、原理的に1行のゼロ周波数
の線であり、第1からΔfだけ離れた線のチャネル2のものである。サンプリン
グの法則は、捕捉が25m秒ごとに起こるときに満たされる。ベースバンドにお
ける低域通過フィルタは、どれか一つのチャネルからの情報を遮断する。
【0021】 ・移動体が非常にゆっくりと動いているときは、人工のドップラー効果が実際
のドップラー効果に先んじてあると考えられる。そして、捕捉は、移動中にかつ
常に正しい時間間隔で行われると考えられる。ある遅延のドップラースペクトル
への各チャネルの寄与は、もはや単純な線ではない。しかし、この線の周囲に集
中し続ける。用心として、実際に、捕捉は25m秒以下でなくてはならない。2
つの周波数が重なるのを防ぐため、移動体の速度は1m/秒(4km/時)に制
限される。
【0022】 この方法には、また多くの欠点がある。最初に、実際の“主距離”法を提案し
ない。実際は、第1の場合において各測定点で停止するか、第2の場合において
一定の速度で非常にゆっくりと(4km/時)進むかを強要される。さらに、チ
ャネル分離により、計算は遅くなる。各インパルス応答は、ある遅延時の約百個
の連続する捕捉に渡って観察される情報をフィルタに掛けることで得られる。こ
の処理は、受信されるシークエンスの各サンプルにに対して繰り返されなければ
ならない。受信端の処理の複雑さは、ダイバーシティに無関係の測定法に少なく
とも関連する10000個の因子により増えている。
【0023】 測定が25m秒ごとに起きれば、約100個のシークエンスの捕捉に必要な時
間は、2秒以上である。従ってチャネルは、この時間に渡って、固定しているこ
とが要求される。そのような仮説は、乗り物が移動体の周囲を動き回るときには
、うまく認証されない。
【0024】 本発明の目的は、従来技術のこれらの欠点を克服することを実際意図している
。同じ帯域のいくつかのチャネルの同時分析ができる“主距離”タイプの処理を
提案し、一方実行のし易さと信号処理の簡単さとを結びつけている。本発明は、
感知される環境に適合した時間Tに渡るインパルス応答を観察するために実行さ
れる。
【0025】
【課題を解決するための手段】
本発明の処理では、送信機の一つのシークエンスを再初期化したり、シークエ
ンス間のずれを時間通りに従わなくても良い。リアルタイムに処理がなされ、あ
る時刻の測定によって、その時刻のインパルス応答を計算することができる。計
算時間が非常に経済的であり、その複雑さは、ダイバーシティに束縛されない測
定技術のそれであり、チャンネルの数で乗算される。
【0026】 測定は、距離を置いて制御され、乗り物はもはや一定の速度で動くことを強い
られない。従って、道のりを再構成することは、いかなる大きな問題ともならな
い。もはや、各サイトでの測定を起こすのに技術者を動員する必要は無い。マク
ロダイバーシティに関して発生する動機の問題も回避できる。
【0027】 正確に、本発明の目的は、観察周期Tに渡る、p個の基地局と移動局との間の
複数のp個の無線周波数チャンネル伝播特性(少なくとも2に等しい整数p)の
同時の測定処理である。本願は、 −各基地局から同時に周期pTの周期的信号を送信し、ランクnの(nは1か
らpの間)基地局により送信される前記信号は、kがライン数であるところの(
k/T)+((n−1)/pT)の周波数に置かれるラインにより構成されるス
ペクトルを持ち、 −p個の基地局により送信されるp個の信号は、移動局で同時に受信され、受
信された前記信号は、p個の無線周波数チャンネルのp個のインパルス応答を抽
出するように、pTの幅の時間ウィンドゥ内で処理される ことを特徴とする。
【0028】 n番目の局から件の信号を送信するのに、以下の手順が取られる。 −期間Tの要素のシークエンスが作られ、 −このシークエンスは、周期Tの周期的信号を得るように、周期Tで作られ、 −分析しようとする周波数帯の中心周波数Fcに等しい周波数を持つ搬送波が
作られ、 −搬送波の周波数は、(n−1)/pTの量でずらされ、 −得られる信号は、そのようにオフセットされた搬送の変調の後で送信される
【0029】 好ましくは、送信された信号の帯域は、幅Bの帯域にまで制限するためにフィ
ルタを掛けることにより減らされ、送信された信号のスペクトルは、−B/2(
含んで)からB/2(含まずに)の間にあり、従って数kは、−N(含んで)か
らN−1(含んで)の間の全ての整数値を取り、ここでNはBT/2に等しい(
これは整数と思われる)。
【0030】 基地局により送信される信号を得るために、メモリも、当該のスペクトルを持
つ信号の適当なサンプルと一緒に読み込まれることができる。
【0031】 移動局の中で実行される処理に関する限り、好ましくは、受信された信号は、
少なくとも送信に使用される帯域である幅Bに等しいサンプリング周波数でサン
プルされる。
【0032】 各チャネルのインパルス応答を得るのに、以下の手順が選ばれる。 a)決定は、以下のものから行われる。 −第1のスペクトルを得るk/Tの周波数上にあるラインの振幅 −n番目のスペクトルを得るk/T+(n−1)pTの周波数のライン上での
振幅 −p番目のスペクトルを得るk/T+(p−1)pTの周波数のライン上での
振幅 b)各スペクトルに対して、そのラインの振幅と、送信される信号の対応するラ
インの振幅との比が計算される c)得られた別の比の逆フーリエ変換が実行される。
【0033】 別の可能な手順は、受信した信号を、pTの期間のウィンドゥ上で、第1番目
からn番目のものによって送信された異なる信号と相関を取ることであり、これ
は、第1番目からn番目のインパルス応答をp番目のチャネルを通して得るため
である。
【0034】 今定義された処理は、どんなチャネル数にも当てはまる。特例として、この数
字が2に等しい場合は、処理は次のようになる。 −局の一つにより送信された信号は、周波数k/Tのラインスペクトルを持つ
。 −他の局により送信された信号は、周波数k/T+(1/2T)のラインスペ
クトルを持つ。 −移動局により受信された信号は、2Tの幅のウィンドゥ内で処理される。
【0035】
【発明の実施の形態】
図1は、SB1からSBnを通ってSBpまでのp個の基地局と、Dの方向に進
む移動局SMとを含む無線通信システムを図示している。C1からCnを通ってC p までの複数のp個の無線周波数チャネルが、こうして、基地局と移動局との間
で定義される。本発明は、これらp個のチャネルの各々のインパルス応答を測定
し、かつそれを同時に行うことを提案する。
【0036】 このやり方について述べる前に、遠隔通信の場合の信号処理の一般的な原理を
注意して思い出してみるのは、それなりに価値のあることであろう。
【0037】 無線周波数チャネルは、線形フィルタとして考えられるであろう。そのような
フィルタをインパルス応答として定義することが可能であることは知られており
、これは、ディラク(Dirac)パルスであろう入力信号に対するフィルタの
応答である。インパルス応答の考え方は、あらゆる入力信号x(t)に対してフ
ィルタ応答y(t)の計算ができるために、特に有用である。これによって、
【数1】 ここで、h(t)は、インパルス応答であり、(星印)は、たたみ込みの積を示
している。
【0038】 もし、X(f),X(f),H(f)が、x(t),y(t),h(t)それ
ぞれのフーリエ変換を表していれば、次の等価な関係が与えられる。
【数2】 これは、さらにXが取り消された時に、周波数で表現できる。
【数3】
【0039】 xが良好な自動相関特性を持つ仮説において、式(1)は、さらに次のように
表される。
【数4】 ここで、
【数5】 であり、ここで−の印は、複雑な接合を表し、記号δは、ディラク分布を表して
いる。
【0040】 こうして、インパルス応答h(t)が、二種の方法によって無線周波数チャネ
ルから得ることができる。 −スペクトルX(f)とY(f)を知り、Y(f)/X(f)の比が計算され
、それにより式(3)によってH(f)が与えられる。逆フーリエ変換によって
、h(t)が見つかる。 −送信された信号と受信された信号から、たたみ込み
【数6】 がもたらされ、ここでh(t)は式(4)により直接に与えられる。
【0041】 第1の方法は、“周波数”法(でなければ逆のもの、フーリエ変換による含意
によるもの)として知られ、第2の方法は“時間”法として知られる。
【0042】 図2A,B、図3A,B、図4は、この技術におけるいくつかの信号といくつ
かのスペクトルの速度を示し、これらふたつの方法を図解している。最初に、図
2Aは、ここでは例として500μ秒の時間に渡って+1から−1の値を取るビ
ットシークエンスx(t)を示している。図2Bは、フィルタを掛けた後のスペ
クトルX(f)を示している。それは、約30MHz以上に伸びる。そのような
信号が搬送(図示されず)を変調すれば、図3Aにおいて示される信号y(t)
を与えるのに、受信され変調される。対応するスペクトルY(f)が図3Bに示
される。
【0043】 この信号を送信したチャネルのインパルス応答h(t)を得るのに、それゆえ
に上述した二つの異なる方法で進めることが可能である。 −周波数法によって:送信した信号のスペクトルX(f)と受信した信号のス
ペクトルY(f)が利用可能であり、Y(f)/X(f)の比が計算され、その
後、逆フーリエ変換によってインパルス応答が再び得られる。 −時間法によって:受信した信号y(t)と送信した信号x(t)を知って、
たたみ込みの積
【数7】 がもたらされ、これによりh(t)を求めるインパルス応答が直接に与えられる
【0044】 これら全てを覚えておいて、本発明自身に戻ろう。二つのチャネルの特別な場
合について記載されるが、すぐにいかなるチャネル数にまでも増える。
【0045】 特定のモードで実行する場合、期間Tのビットシークエンスが最初に図5の例
で示されるシークエンスのように作り出される。ビットは+1に、あるいは−1
に等しいが、勿論、1と0のシークエンスでも良い。期間Tは、マイクロ秒の数
十倍であり、例えば20μ秒である。
【0046】 期間Tのシークエンスが同様に繰り返される。こうして、時間Tの周期的信号
が得られ、その二つの期間が図5で示される。
【0047】 その後、搬送波が作られ、その速度は図6Aに示される。搬送OP1は、ある
周波数f0を持つ。この値は、2.2GHzの例である。図6Aのタイムスケー
ルは、従って、図5のタイムスケールには関連がない。この搬送波は、第2搬送
波OP2(図6B)を構成するように、1/2Tの量だけ周波数がオフセットし
ている。時間Tの後に、この第2の搬送波OP2は、第1の搬送波OP1の逆位相
であり、しかし2Tの間隔をおいて、その位相に戻る。
【0048】 図5の周期的信号は、第1の搬送OP1と第2の搬送OP2と同じ時間に一緒に
変調する。得られた信号s1(t)とs2(t)は、最初は周期T、2番目は周期
2Tである。
【0049】 ベースバンドスペクトル(すなわち、中心周波数f0の周囲)が、図7Aと図
7Bとに示されている。図5の信号は、時間Tの周期があるので、搬送OP1
対応するスペクトルS1(f)は、周波数k/Tのラインから成っており、ここ
でkは、整数である。搬送OP2に対して、スペクトルS2(f)は、1/2Tの
周波数オフセットがあるが、それでもk/Tだけ離れたラインによって構成され
ている。ラインは、従って、(k/T)+(1/2T)のところに位置する。
【0050】 スペクトルS1(f)とS2(f)は、例えば、送信端フィルタリングによって
値Bの帯域に制限される。その後、それらは、−B/2(含んで)からB/2(
含まないで)まで伸びる。(実際、ハミング周波数のウィンドゥは、受信した信
号に与えられる)。もし、N/T=B/2と仮定すると、kという数は、−Nか
らN−1(含む)の間の全数の値を取る。
【0051】 二つの基地局により送信された二つの信号ののスペクトルは、それゆえ、イン
ターリーブされる。
【0052】 もし周期的な信号の一つが、他の信号により乗算され、合計が2Tの期間(そ
の期間の最小公倍数)に渡って得られた積から成るのなら、逆の量が期間Tの二
つの期間内で得られ、2Tの合計がゼロという結果となる。従って、送信された
二つの信号は、“直交”すると言える。
【0053】 本発明によれば、基地局により送信された各信号には、事象のスペクトルにお
いて、他の局により送信された信号と区別できる特徴があるということは、理解
されよう。加えて、送信された信号は、互いに直交するので、混じり合わず、個
々の特徴を維持する。従って、伝搬は、二つのチャネルを通して起こる。
【0054】 図8と図9は、構成と二つの基地局による信号s1(t)とs2(t)の送信の
二つの方法を示している。図8では、最初に、二つの合成器S1,S2が搬送波O
1とOP2を配布し、第2の合成器は第1の合成器より1/2Tだけ周波数がオ
フセットしているのがわかる。また疑似ランダムシークエンス生成器Gと、2つ
の搬送波及びシークエンスを受信する二つの乗算器M1,M2があるのがわかる。
これらの乗算器は、二つの信号s1(t)とs2(t)を配布する。最後に、二つ
の送信器E1,E2は、適当な電力を与え、二つのアンテナA1,A2が無線周波数
波を移動局の方向に送信するように、これらの信号を増幅する。
【0055】 図9は、信号s1(t)とs2(t)のサンプルが二つのメモリM1,M2に入り
、それらはクロック速度Hで読まれる一変形例を示している。二つのアンテナA 1 ,A2に接続される二つの送信器E1,E2もまた無線周波数送信ができる。
【0056】 そのように送信された信号s1(t)とs2(t)は、移動局で受信され、各チ
ャネルのインパルス応答を再生成するように処理され続ける。既に示したように
、受信された信号は、期間2Tの時間ウィンドゥ内で観測される。信号の時間的
制約により、sin(πfτ)/πfτの種類の関数に従って周波数フィルタリ
ングが起きることが知られており、ここでτ=2Tである。この関数は、“カー
ディナルサイン(cardinal sine)”として知られている。そのように制限され
ている各信号線は、帯域の中央にあるラインに対する図10Aに示すように周波
数方向に展開され、これは、第1の局により送信された信号s1(t)の中心線
に対する場合である。図10Bは、1/2Tに置かれる第2の信号のラインに対
する同じ事象を示している。カーディナルサインの一つの主要な突出部は、他方
のゼロに符合し、また逆も正しいということが見て取れる。このインターリーブ
は、二つの信号のスペクトルが受信端で混じらないという結果を持つ二つの信号
の全てのラインに対して起こる。
【0057】 図11Aから図11Dまでは、周波数処理モードに含まれるいくつかの信号を
図示している。最初に図11Aは、第1の信号すなわちs1(f)の送信端にお
けるスペクトルを示しており、これは、送信器と受信器とが理想的なケーブルで
接続されるならは受信されるであろう信号のスペクトルである。図11Bは、実
際に受信されたスペクトルR1(f)を示している。ラインの複素振幅比により
図11Cの関数H(f)が与えられる。逆フーリエ変換(例えば、逆DFT)に
よって、第1チャネルのインパルス応答h(t)を得る時間に戻ることが可能で
あり、これは図11Dに示される。
【0058】 統合的に、次のように表現される。 h1(t)=DFT-1[R1(k/T)/S1(k/T)] 同様に、第2チャネルに対して、計算は、次のようにされる。 h2(t)=DFT-1[R2((k/T)+(1/2T) /S2((k/T+1/2T)]
【0059】 距離フーリエ変換DFTを使用する代わりに、計算時間の速い高速フーリエ変
換(FFT)を使用することができる。送信器の数pとラインのかずに関連する
全体の数Nが2の累乗であるときに、実行が容易になる。パラメータBとTの調
整によって適当な整数Nを得ることができる。もし、基地局の数pが2の累乗で
なければ、整数p’は、pよりも大きくpに最も近い2の累乗に決定される。上
に記載した方法は、この新しい値が与えられ、それは、p’−p個の基地局が信
号を配布せず仮想的なものであるということは、理解されよう。
【0060】 例えば、6個の基地局では、局の数を8にするように、2個の仮想局が考えら
れ、2の正確な累乗と全ての処理が、あたかも8個(すなわち23)の局がある
ように実施され、これらの局の実在する2個は、仮想であることを覚えておかな
くてはならない。
【0061】 記載したばかりの変形例は、周波数の種類に関するものである。時間の変形例
も送信された信号と受信された信号との間の相関をもたらすことにより、実行す
ることができる。受信された信号は、各チャネルから送信されたパターン(期間
2Tの)に適応した2個のディジタルフィルタのバンクを通過する。フィルタの
出力は、送信チャネルインパルス応答(送信−伝搬−受信)の二つの連続するコ
ピーを明確に与える。最初のコピーは、予想されるインパルス応答の位相はずれ
の無いものであり、第2のコピーは、量−πによる位相はずれのものである。省
略して、期間Tの間に周波数Bでサンプルされると見込まれるインパルス応答が
抽出される。
【0062】 もし、二つのチャネルの代わりにp個あれば、ランクn(1<n<p)のチャ
ネルの処理のもっと一般的な方法では、次から選択することができる。 ・周波数(k/T)+(n−1)pTにおいて2N本の情報ラインのみを残す
。対応するラインを周波数(n−1)/pTの中央に置く。複素振幅ラインと、
送信機と受信器とが理想的なケーブルで接続されるときに受信される対応する信
号の複素振幅ラインとの比を計算する。逆DFTで時間を遡り、その後、量ej2 π(n-1)/pT で修正する。期間Tの間に周波数Bでサンプリングされたn番目の伝
搬チャネルのインパルス応答の見積もりは、こうして取り返される。 ・全ての2Np個のラインを維持し、有益でない2N(p−1)個のラインの
代わりにゼロの値を用いる。全部でpTの期間の内の位相シフト1期間分あたり
に、n番目のインパルス応答のp個の連続するコピーを観測することができる。
最初のコピーは、予想するインパルス応答の位相はずれでないものであり、k番
目のコピーは、量{−2π(n−1)(k−1)}/pだけ位相はずれのもので
あり、最後にp番目のものは量{−2π(n−1)(p−1)}/pだけ位相は
ずれのものである。省略して、期間Tに渡って見積もられ、周波数Bでサンプリ
ングされたインパルス応答が抽出される。
【0063】 時間法で、受信された信号は、各チャネルから送信された(期間pTの)パタ
ーンのp個のディジタルフィルタのバンクを通過する。1位相シフト期間の周辺
に、n番目のフィルタの出力は、明らかに、n番目の送信チャネルインパルス応
答(送信−伝搬−受信)のp個の連続するコピーを与える。最初のコピーは、予
想するインパルス応答の位相はずれのないものであり、n番目は、−2π(n−
1)/pTの量だけ位相はずれのものであり、最後にp番目は、−2π(p−1
)の量だけ位相はずれのものである。省略して、期間Tに渡り見積もられ、周波
数Bでサンプリングされたインパルス応答が抽出される。
【0064】 説明のために、2台の送信器によるマクロダイバーシティで行われる実験を記
述する。
【0065】 第1のソースは、12.5Mビット/秒のフロー速度で、255ビットのシー
クエンスを周期的に送信する。この信号は、2.2GHzの周波数上のキャリア
を変調し、その後フィルタをかけ、増幅する。分析された帯域は、2.2GHz
の周囲に集まり、N=255で最大の25MHzに存在する。期間Tの値は、2
0.4μ秒である。従って、チャネル2の周波数オフセットの値は、1/2T−
24.451kHzである。ちなみに、このオフセットは、人工的なドップラー
効果を紹介した後の従来技術で見られた約20ヘルツと比べて非常に大きいこと
が分かるであろう。周波数のオフセットは、合成器を用いた、各々の周波数f0
とf0+1/2T(図8)における変調期間中に得られる。また、予めπt/2
Tだけ位相はずれにすることで、2Tの時間に渡って第2の送信器によりベース
バンドで記憶されるシークエンスを得ることができる。周期2Tの周波数キャリ
アf0を振幅で変調して読まれる、このシークエンスは、予想する信号を与える
。この構成において、合成器は、両方同じ周波数f0を配信する。
【0066】 第1の例で、二つの無線周波数のソースが同じ位置に置かれ、それらは移動局
から見える。処理の後で、二つの同じ(オフセットも)応答が得られ、これが実
験を確認する。これは図12で示されるものである。次に、送信器は、屋根の上
に置かれ、600メートル離して配置されるが、これは小さな都市部のセルにお
ける典型的なマクロダイバーシティの構成である。各ソースから送信される効果
的な電力は40dBmである。受信器は移動体の乗り物に置かれる。取得は、4
0.6μ秒続き、その中には1020個のサンプルが含まれる。測定点は、約2
cmのところに置かれ、経路は60メートルの長さである。この処理で測定され
たインパルス応答の一組の例が、図13に示される。これは、計算された応答の
優れた力を証明する。
【0067】 受信装置は、受信した信号の電力を、受信器のエレクトロニクスに適合させる
ための自動利得制御回路を備える。チャネルの歪みが大きくなり過ぎるのを防ぐ
ために、二つの接続部からの信号が、比較できる平均電力レベルでもって受信器
に到達することが望ましい。これは、前もって平均的狭帯域フィールドの測定を
実行し、その後に結果として信号強度を調整することにより得られる。この注意
は、ダイバーシティタイプの測定による“主距離”が何を処理しようが、さらに
効果的である。
【0068】 チャネルの一つの送信端におけるフロー速度の公称値あるいは、ずれに関する
、送信器の一つの搬送周波数上のバイアスは、リンクの性能を変え得る。これら
の二つの欠点は、k/2Tの周波数における基本的なサイン(sine)の重なりを
引き起こし、これはシミュレーションによって調べられた。約100ヘルツ以上
、つまりライン分離の100分の1の位数の搬送周波数エラー、及び、約20ナ
ノ秒以上の期間Tに渡る、つまりサンプリング器間の100分の1の位数の不正
確さについての性能劣化は、許容しうるものである。これらの許容範囲は、利用
可能なハードウェアによって十分に考慮される。
【図面の簡単な説明】
【図1】 いくつかの基地局と一つの移動局のある無線通信システムを図示
している。
【図2】 ビットシークエンスとフィルタを掛けた後の対応するスペクトル
を示している。
【図3】 受信のシークエンスとフィルタを掛けた後の対応するスペクトル
を示している。
【図4】 インパルス応答の速度を示している。
【図5】 周期的な信号を作るビットシークエンスの例を示している。
【図6】 図6Aは、第1の搬送波を示し、図6Bは、周波数オフセットが
1/2Tの時の第1の搬送波から得られる第2の搬送波を示している。
【図7】 図7Aは、第1の基地局により送信された第1の信号のスペクト
ルS1(f)を示し、図7Bは、第2の基地局により送信された第2の信号のラ
インスペクトルS2(f)を示している。
【図8】 基地局により送信された二つの信号を生成することができる手段
の第1実施形態を示している。
【図9】 基地局により送信された二つの信号を生成することができる手段
の第2実施形態を示している。
【図10】 図10A,Bは、信号に与えられる幅2Tのウィンドゥの影響
を示している。
【図11】 図11A,B,C,Dは、主は数信号処理のときに表れる別々
の信号を示している。
【図12】 基地局が移動局から見える場合の状況における二つのインパル
ス応答の例を示している。
【図13】 基地局が移動局から見えない場合の状況における他の二つのイ
ンパルス応答の例を示している。
【符号の説明】
SB1,..SBn,..SBp …基地局 SM…移動局 E1,E2…送信器 S1,S2…合成器 M1,M2…メモリ G…疑似ランダムシークエンス生成器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5K004 AA01 BA02 BB04 5K042 AA06 CA02 CA23 DA19 EA15 FA11 5K067 AA33 CC24 EE02 EE10 EE24 LL11

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 観察周期Tに渡る、p個の基地局と移動局との間の複数のp
    個の無線周波数チャンネル伝播特性(少なくとも2に等しい整数p)の同時の測
    定処理であって、 −各基地局から同時に周期pTの周期的信号を送信し、ランクnの(nは1か
    らpの間)基地局により送信される前記信号は、kがライン数であるところの(
    k/T)+((n−1)/pT)の周波数に置かれるラインにより構成されるス
    ペクトルを持ち、 −p個の基地局により送信されるp個の信号は、移動局で同時に受信され、受
    信された前記信号は、p個の無線周波数チャンネルのp個のインパルス応答を抽
    出するように、pTの幅の時間ウィンドゥ内で処理される ことを特徴とする処理。
  2. 【請求項2】 n番目の局のレベルで送信するのに、 −期間Tの要素のシークエンスが作られ、 −このシークエンスは、周期Tの周期的信号を得るように、周期Tで作られ、 −分析しようとする周波数帯の中心周波数F0に等しい周波数を持つ搬送波が
    作られ、 −搬送波の周波数は、(n−1)/pTの量でずらされ、 −得られる信号は、そのようにオフセットされた搬送の変調の後で送信される ことを特徴とする請求項1記載の処理。
  3. 【請求項3】 送信された信号の帯域は、幅Bの帯域にまで制限するために
    フィルタを掛けることにより減らされ、送信された信号のスペクトルは、−B/
    2(含んで)からB/2(含んで)の間にあり、従って数kは、−N(含んで)
    からN−1(含まずに)の間の全ての整数値を取り、ここでNはBT/2に等し
    い ことを特徴とする請求項2記載の処理。
  4. 【請求項4】 基地局により送信される信号を得るために、メモリは、当該
    のスペクトルを持つ信号のサンプルと一緒に読み込まれる ことを特徴とする請求項1あるいは2のいずれか一つに記載の処理。
  5. 【請求項5】 移動局で受信されるp個の信号が処理される前に、前もって
    周波数F0に復調された前記受信される信号がサンプリングされる ことを特徴とする請求項3記載の処理。
  6. 【請求項6】 移動局において、前記の処理は、 a)p個のスペクトル(Rn(f))を得るのに、周波数(k/T)+((n
    −1)/pT)上のラインの振幅を決定する処理と、 b)各スペクトルに対して、ラインの振幅と、送信された信号の対応するライ
    ンの振幅との比を計算する処理と、 c)得られた別の比の逆フーリエ変換を実行する処理と を備えることを特徴とする請求項5記載の処理。
  7. 【請求項7】 移動局において、前記処理は、受信した信号と、p個の基地
    局により送信された別の信号との相関を取ることにあり、これは、この方法によ
    ってp個のチャネルの各々のインパルス応答を得るためである ことを特徴とする請求項5記載の処理。
  8. 【請求項8】 −受信され復調され、またサンプリングされた信号は、期間
    pTの周期的信号に適合したp個のディジタルフィルタのバンクを通過し、 −n番目のフィルタの出力において、n番目のチャネルのインパルス応答のp
    個の連続したコピーが集められ、第1番目のコピーは、求められるインパルス応
    答位相はずれの無いものである ことを特徴とする請求項7記載の処理。
  9. 【請求項9】 基地局の数pは、2の累乗に等しくなく、整数p’は、pよ
    り大きくpに最も近いように決定され、これは2の累乗であり、その処理は、あ
    たかもp’個の基地局があるように実行され、これらの局のp’−pは、仮想的
    なものである ことを特徴とする請求項5記載の処理。
JP2000566965A 1998-08-20 1999-08-20 複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理 Pending JP2002523964A (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR98/10577 1998-08-20
FR9810577A FR2782594B1 (fr) 1998-08-20 1998-08-20 Procede de mesure simultanee des caracteristiques de propagation d'une pluralite de canaux radioelectriques
PCT/FR1999/002019 WO2000011805A1 (fr) 1998-08-20 1999-08-20 Procede de mesure simultanee des caracteristiques de propagation d'une pluralite de canaux radioelectriques

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2002523964A true JP2002523964A (ja) 2002-07-30

Family

ID=9529792

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000566965A Pending JP2002523964A (ja) 1998-08-20 1999-08-20 複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6823175B1 (ja)
EP (1) EP1105978B1 (ja)
JP (1) JP2002523964A (ja)
AT (1) ATE245320T1 (ja)
DE (1) DE69909632T2 (ja)
FR (1) FR2782594B1 (ja)
WO (1) WO2000011805A1 (ja)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7199818B1 (en) * 2000-08-07 2007-04-03 Tektronix, Inc. Status ribbon for display for multiple channels/codes
US7346126B2 (en) 2001-11-28 2008-03-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for channel estimation using plural channels
EP1445970B1 (en) * 2003-02-05 2009-04-01 Cambridge Positioning Systems Limited A method and system for locating a mobile radio receiver in a radio system with multiple tranmitters
US7133679B2 (en) * 2003-10-27 2006-11-07 Nokia Corporation Radio network planning
JP4371830B2 (ja) * 2004-01-27 2009-11-25 富士通株式会社 歪補償増幅装置および基地局
US7680215B2 (en) * 2006-04-06 2010-03-16 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Apparatus and method for efficient inter radio access technology operation

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4233222C2 (de) * 1992-10-02 1995-07-20 Siemens Ag Meßsystem (Channel Sounder) zur Untersuchung von Mobilfunkkanälen

Also Published As

Publication number Publication date
US6823175B1 (en) 2004-11-23
FR2782594A1 (fr) 2000-02-25
EP1105978B1 (fr) 2003-07-16
DE69909632D1 (de) 2003-08-21
FR2782594B1 (fr) 2000-09-22
WO2000011805A1 (fr) 2000-03-02
ATE245320T1 (de) 2003-08-15
EP1105978A1 (fr) 2001-06-13
DE69909632T2 (de) 2004-06-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CA2672460C (en) Location of wideband ofdm transmitters with limited receiver bandwidth
US8145238B2 (en) Location of wideband OFDM transmitters with limited receiver bandwidth
RU2144733C1 (ru) Пакет канала сигнализации для системы связи с опорным сигналом, модулированным по закону, зависящему от времени
EP0955754B1 (en) Method and apparatus for achieving and maintaining symbol synchronization in an OFDM transmission system
US6337855B1 (en) Method, transmitter and receiver for transmitting training signals in a TDMA transmission system
US7224716B2 (en) Communication methods and apparatus employing spread spectrum techniques and doppler-tolerant polyphase codes
US20100238787A1 (en) Detection of time-frequency hopping patterns
CN107645465A (zh) 对无线电信号进行定时和定位的方法和系统
US6363131B1 (en) Method and apparatus for joint timing synchronization and frequency offset estimation
CN100361424C (zh) 短程无线网络中的数据传输方法
US6418158B1 (en) Synchronization in mobile satellite systems using dual-chirp waveform
JP2019021964A (ja) 通信システム及び通信方法
Acosta-Marum Measurement, modeling, and OFDM synchronization for the wideband mobile-to-mobile channel
EP1441463A1 (en) A method and device for carrier frequency synchronization
CN111628830A (zh) 一种基于选择原理的用于电极透地通信的节点设备中的方法和装置
US7245930B1 (en) Acquisition mechanism for a mobile satellite system
JP4212403B2 (ja) 放送信号の送信時刻測定装置及びその測定方法、この送信時刻測定装置を用いた送信装置及び中継装置、及び遅延時間測定装置
JPS62262538A (ja) 短波無線回路網における接続確立方法及び装置
JP2002523964A (ja) 複数の無線周波数チャネルの伝搬特性を同時に測定する処理
EP1936896A2 (en) Delay profile extimation device and correlator
JP3838230B2 (ja) 伝搬路特性推定システム及び伝搬路特性推定方法、並びに通信装置及び通信方法
JP3243776B2 (ja) 周波数ホッピング伝送方法
CN1980099A (zh) 高分辨率的实时多径信道测试方法、数据处理方法及装置
Bultitude A study of coherence bandwidth measurements for frequency selective radio channels
Karpovich et al. Experimental Testing of an OTFS-Modulated Waveform in a Joint Radar-Comm System

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20060622

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20080730

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20080805

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20090106