【発明の詳細な説明】
本発明は請求項１の前半部に記載されたＩＦ受信機に関するものである。さら
に、本発明はこのＩＦ受信機に用いられる補正装置に関するものである。
イギリス国特許出願ＧＢ−Ａ−２２１５５４４号から、特別のテスト信号を用
いて補正因子を決定する補正装置が知られている。ある時間中にこれらの補正因
子が一定になるものとしている。ある時間の経過後に、テスト信号がＩＦチュー
ナに供給されて新しい補正因子が決定される。例えば、温度変化、電源の変化、
入力信号の大きさ及び形態の変化及び構成素子の経時変化が予想される。既知の
ＩＦ受信機の欠点は、ＩＦ受信機が前もって知る必要のあるテスト信号又は基準
信号（例えば、キャリァトーン）を必要とすることであり、別の欠点としては補
正が一層不正確になり又は補正が不能になってしまうことである。既知のＩＦ受
信機の別の欠点は、アルゴリズムに大きな数学的な複雑性をを導入することなく
周波数依存性について対処できないことである。
本発明の目的は、従来技術の欠点を解消するＩＦ受信機及び補正装置を提供す
ることにある。
この目的を達成するため、本発明の一の思想は、請求項１に記載のＩＦ受信機
を提供する。本発明の第２の思想は請求項４に記載の補正装置を提供する。
アナログ直角位相受信機を用いてＩＦ周波数と混合される前に必要な画像フィ
ルタリングの機会が得られる。これは、Ｉパスと称される同相パス及びＱパスと
称される直角パスを持たせることにより行われる。Ｉ及びＱパスは同一の振幅を
有するように構成されるが、互いに９０°の位相差を有している。アナログミキ
サを用いる場合、振幅のミス整合及び位相差の誤差が常時存在する。実際のアナ
ログフロントエンドにおいて、最大誤差は、振幅が約１ｄＢでありＩパスとＱパ
スとの間の位相誤差は２°である。例えば、Ｉ信号の振幅はＱ信号の振幅よりも
１０％大きく、これらの信号間の位相差は９０°ではなく８９°である。この誤
差により、オリジナル信号の減衰した成分である所謂周波数クロストーク成分、
メリット（ｍｅｒｉｔ）及び０Ｈｚ付近で変動する複合成分（ｃｏｍｐｌｅｘ）
が生じてしまう。
零ＩＦシステムにおいて、この周波数クロストーク成分は所望の信号帯域内に
戻る成分を有し、所望の信号自身から発生する。この周波数成分は位相誤差及び
振幅誤差に応じて２５〜３５ｄＢ減衰するので、通常は問題とはならない。しか
しながら、既知のＩＦシステムにおいては、所望の信号帯域内に戻る周波数クロ
ストーク成分は、１個（又はそれ以上の）隣接するチャネルから発生する。これ
ら隣接するチャネルの信号は所望の信号よりも一層強くなる可能性がある（シス
テムに応じて、６５ｄＢまで上昇する）。これにより、所望の信号帯域内の周波
数クロストーク成分が増大し、所望の信号自身よりも３５ｄＢ強くなるおそれが
ある。このような状況下において、位相誤差及び振幅誤差を補正する必要がある
。例えば、ヒルベルト変換補正を有する補正装置は、テスト信号又は基準信号を
用いることなく振幅誤差及び位相誤差を補正することができる。
本発明の実施例は請求の範囲の従属項において規定する。
本発明の特徴及び選択的に用いることにより有益な付加的な特徴を図示した後
述する実施例を参照して明らかにする。
図１は補正装置を有するＩＦ受信機の実施例を示すブロック線図であり、
図２は補正装置の詳細な構成を示すブロック線図であり、
図３は複素フィルタの理想的な伝達関数を示し、図３Ａは正の周波数用のフィ
ルタの特性を示し図３Ｂは負の周波数用のフィルタの特性を示し、
図４は補正装置の種々の点における種々スペクトラムの一例を示す。
図１はローＩＦ形のＩＦチューナＩＦＴを示す。入力部Ｉにおいて、ＩＦチュ
ーナは所望の信号と複数の隣接信号を含む入力信号並びにいわゆる制止信号（ｂ
ｌｏｃｋｅｄ ｓｉｇｎａｌ）をアンテナ（図示せず）から受信する。この信号
全体をミキサＭＩＸ１及びＭＩＶ２において混合する。ミキサＭＩＸ１は同相信
号ＩiをＡ／Ｄ変換器ＡＤ１に供給し、このＡ／Ｄ変換器ＡＤ１の出力を補正装
置ＣＤの入力部に供給する。他方のミキサＭＩＸ２は信号Ｉqを第２のＡ／Ｄ変
換器ＡＤ２に供給する。このＡ／Ｄ変換器ＡＤ２はディジタル信号を補正装置の
第２の入力部に供給する。信号Ｉi及びＩqはそれぞれフィルタを介して補正装
置に供給することができる。補正装置の出力部はＩＦチューナの出力部Ｏに結合
する。補正装置は位相及び振幅誤差を訂正する。
図２は、信号Ｉiを受信する第１の入力部Ｉ21及び信号Ｉqを受信する第２の入
力部Ｉ22を有する補正装置ＣＤ２の一例を示す。この適合型振幅補正手段の出力
信号はミキサＭＩＸＣＤ１を用いて信号Ｉと混合する。このミキサの出力は虚の
係数を有する正の周波数の信号を通過させる第１のパスフィルタＦ１及び虚の係
数を有する負の周波数の信号を通過させる第２のフィルタＦ２に供給され、入力
部Ｉ22は虚の係数を有する正の周波数の信号を通過させる第３のフィルタＦ３に
結合すると共に実の係数を有する負の周波数の信号を通過させる第４のフィルタ
Ｆ４に結合する。第１及び第３のフィルタＦ１，Ｆ３の出力は減算器において減
算する。第２及び第４のフィルタの出力部は加算器ＡＤＤ１に結合する。減算器
ＳＵＢ１の出力及び加算器ＡＤＤ１の出力は位相補正手段ＦＣに供給する。位相
補正器ＦＣの出力はミキサＭＩＸＣＤ２に供給し、このミキサはその他方の入力
部において加算器ＡＤＤ１の出力信号を受信する。減算器ＳＵＢ１の出力及びミ
キサＭＩＸＣＤ２の出力は減算器ＳＵＢ２に供給され、この減算器はその出力部
において差を発生する。減算器ＳＵＢ２の出力部は補正装置ＣＤ２の出力部に結
合する。フィルタＦ１〜Ｆ４の係数は以下のように選択することができる。係数
Ｆ１＝係数Ｆ４、及び係数Ｆ２＝係数Ｆ３。
図３は複素フィルタの理想的な伝達を示し、図３ａは正の周波数のフィルタを
示し図３ｂは負の周波数のフィルタを示す。
図４は補正装置の種々のステージにおける周波数スペクトラムの例を示し、各
ステージの番号は図２において図示する（図２参照）。実線は所望の周波数スペ
クトラムを示し、破線は不所望な周波数スペクトラムを示す。図４Ｂは正の周波
数フィルタＦ１を通過した後の周波数スペクトラムの例を示す。オリジナルのス
ペクトラム（図４Ａ）の全ての正の信号成分はそのまま維持され負側のスペクト
ラムに匹敵している。図４において、周波数成分の絶対的大きさの過剰な部分（
ｏｖｅｒｄｕｅ）だけが与えられている。図４Ｃにおいて、負のフィルタＦ４を
通過した後の周波数スペクトラムの例を示す。２個のフィルタの正確なメリット
伝達を用いると共に正のフィルタの実数枝路及び負のフィルタの虚数枝路を用い
ることにより、点３及び４の信号はもはや互いに位相シフトしていない。図２の
点３及び４における信号の大きさを決定することにより、点４における信号の大
きさが点３の信号の大きさよりも一層大きい場合不所望な信号は所望の信号より
も一層大きくなると結論づけることができる。この大きさの決定は、例えばＲＭ
Ｓ値決定又はパワー決定を用いることにより行なうことができる。点４における
信号の大きさが点３の信号の大きさよりも一層大きい場合、別の補正が必要とな
る。補正ベクトルは、実際の周波数クロストークの良好な評価として２個の信号
の大きさを分割することにより計算することができる。不所望な信号を含む図２
の点４のＱ枝路を適切に弱め、弱められた特性を、フィルタリングされた後の図
２の点３のＩ枝路の不所望な周波数クロストーク成分に対応させることができる
。これらの弱められたファクタはＺと称される。ＩとＱとの間のオリジナルの位
相差が９０°よりも小さい場合、（３−５）が取られる必要がある。この理由は
、不所望なクロストークが不所望な信号と同一符号を有するからである。ＩとＱ
との間のオリジナルの位相差が９０°よりも大きい場合、（３＋５）を取る必要
がある。この理由は不所望なクロストークが不所望な信号の符号とは反対の符号
を有するからである。最初において位相差が９０°以上であるか又は９０°より
も小さいか明瞭でないため、両方の可能性について検討する必要がある。
本発明によるＩＦ受信機及び補正装置について実施例に基づいて説明した。当
業者は、本発明の範囲内において種々の変形を想到するであろう。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an IF receiver according to the first part of claim 1. Further, the present invention relates to a correction device used for the IF receiver. From GB-A-2215544, a correction device is known which determines a correction factor using a special test signal. It is assumed that these correction factors become constant during a certain time. After a certain time, a test signal is provided to the IF tuner to determine a new correction factor. For example, a change in temperature, a change in power supply, a change in the magnitude and form of an input signal, and a change with time in a component are expected. A disadvantage of the known IF receiver is that it requires a test or reference signal (eg, a carrier tone) that the IF receiver needs to know in advance, and another disadvantage is that the correction will be less accurate or That is, the correction becomes impossible. Another disadvantage of known IF receivers is that they cannot address frequency dependence without introducing significant mathematical complexity into the algorithm. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide an IF receiver and a correction device which overcome the disadvantages of the prior art. In order to achieve this object, one aspect of the present invention provides an IF receiver according to claim 1. According to a second aspect of the present invention, there is provided a correction device according to claim 4. The necessary image filtering opportunities are obtained before being mixed with the IF frequency using an analog quadrature receiver. This is done by having an in-phase path called the I path and a quadrature path called the Q path. The I and Q paths are configured to have the same amplitude, but have a 90 ° phase difference from each other. When an analog mixer is used, there is always an amplitude mismatch and a phase difference error. In an actual analog front end, the maximum error is about 1 dB in amplitude and the phase error between the I and Q paths is 2 °. For example, the amplitude of the I signal is 10% greater than the amplitude of the Q signal, and the phase difference between these signals is 89 ° instead of 90 °. This error causes a so-called frequency crosstalk component, which is an attenuated component of the original signal, a merit, and a complex component that fluctuates around 0 Hz. In a zero IF system, this frequency crosstalk component has a component that falls back into the desired signal band and is generated from the desired signal itself. Since this frequency component is attenuated by 25 to 35 dB depending on the phase error and the amplitude error, it is not usually a problem. However, in known IF systems, the frequency crosstalk component returning into the desired signal band originates from one (or more) adjacent channels. The signals in these adjacent channels can be stronger than the desired signal (up to 65 dB depending on the system). As a result, the frequency crosstalk component in the desired signal band increases, and may be 35 dB stronger than the desired signal itself. Under such circumstances, it is necessary to correct the phase error and the amplitude error. For example, a correction device with Hilbert transform correction can correct for amplitude and phase errors without using a test signal or a reference signal. Embodiments of the invention are defined in the dependent claims. Features of the present invention and additional features that may be beneficial for optional use will be apparent with reference to the following illustrated embodiments. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an IF receiver having a correction device, FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the correction device, and FIG. 3 shows an ideal transfer function of a complex filter. 3A shows the characteristics of a filter for a positive frequency, FIG. 3B shows the characteristics of a filter for a negative frequency, and FIG. 4 shows an example of various spectra at various points of the correction device. FIG. 1 shows a low IF type IF tuner IFT. At input I, the IF tuner receives an input signal containing the desired signal and a plurality of adjacent signals, as well as a so-called blocked signal from an antenna (not shown). This entire signal is mixed in mixers MIX1 and MIV2. The mixer MIX1 is a phase signal I i is supplied to the A / D converter AD1, and supplies the output of the A / D converter AD1 to the input of the correction device CD. The other mixer MIX2 supplies the signal Iq to the second A / D converter AD2. This A / D converter AD2 supplies a digital signal to a second input of the correction device. The signals I i and I q can each be supplied to a correction device via a filter. The output of the correction device is coupled to the output O of the IF tuner. The correction device corrects the phase and amplitude errors. FIG. 2 shows an example of a correction device CD2 having a first input I 21 for receiving the signal I i and a second input I 22 for receiving the signal Iq . The output signal of the adaptive amplitude correction means is mixed with the signal I using the mixer MIXCD1. The output of this mixer is supplied to a first pass filter F1 which passes a signal of a positive frequency having an imaginary coefficient and a second filter F2 which allows a signal of a negative frequency having an imaginary coefficient to pass therethrough. 22 is coupled to a third filter F3 that passes a positive frequency signal having an imaginary coefficient, and is coupled to a fourth filter F4 that passes a negative frequency signal having a real coefficient. Outputs of the first and third filters F1 and F3 are subtracted in a subtractor. The outputs of the second and fourth filters are coupled to an adder ADD1. The output of the subtractor SUB1 and the output of the adder ADD1 are supplied to the phase correction means FC. The output of the phase corrector FC is supplied to a mixer MIXCD2, which receives at its other input the output signal of the adder ADD1. The output of the subtractor SUB1 and the output of the mixer MIXCD2 are supplied to a subtractor SUB2, which produces a difference at its output. The output of the subtractor SUB2 is coupled to the output of the correction device CD2. The coefficients of the filters F1 to F4 can be selected as follows. Coefficient F1 = coefficient F4 and coefficient F2 = coefficient F3. FIG. 3 shows the ideal transmission of a complex filter, FIG. 3a shows a filter with a positive frequency, and FIG. 3b shows a filter with a negative frequency. FIG. 4 shows examples of frequency spectra at various stages of the correction apparatus, and the numbers of the respective stages are shown in FIG. 2 (see FIG. 2). The solid line indicates the desired frequency spectrum, and the dashed line indicates the undesired frequency spectrum. FIG. 4B shows an example of the frequency spectrum after passing through the positive frequency filter F1. All the positive signal components of the original spectrum (FIG. 4A) are maintained and are comparable to the negative spectrum. In FIG. 4, only the excess of the absolute magnitude of the frequency components is given. FIG. 4C shows an example of the frequency spectrum after passing through the negative filter F4. By using the exact merit transfer of the two filters and using the real branch of the positive filter and the imaginary branch of the negative filter, the signals at points 3 and 4 are no longer phase shifted with respect to each other. By determining the magnitude of the signal at points 3 and 4 in FIG. 2, if the magnitude of the signal at point 4 is greater than the magnitude of the signal at point 3, the unwanted signal will be greater than the desired signal. We can conclude. The determination of the magnitude can be performed by using, for example, RMS value determination or power determination. If the magnitude of the signal at point 4 is much larger than the magnitude of the signal at point 3, another correction is needed. The correction vector can be calculated by dividing the magnitude of the two signals as a good estimate of the actual frequency crosstalk. The Q branch at point 4 in FIG. 2 containing the undesired signal is appropriately weakened and the weakened characteristic corresponds to the undesired frequency crosstalk component of the I branch at point 3 in FIG. 2 after being filtered. Can be done. These weakened factors are called Z. If the original phase difference between I and Q is less than 90 °, (3-5) needs to be taken. The reason for this is that the unwanted crosstalk has the same sign as the unwanted signal. If the original phase difference between I and Q is greater than 90 °, (3 + 5) must be taken. The reason for this is that the unwanted crosstalk has a sign opposite to that of the unwanted signal. Since the phase difference is initially not clear or more than 90 ° or less than 90 °, both possibilities need to be considered. The IF receiver and the correction device according to the present invention have been described based on the embodiments. Those skilled in the art will recognize various modifications within the scope of the present invention.