JP2002518926A - Ｃｄｍａ通信システムの非直交雑音測定装置及び方法 - Google Patents
Ｃｄｍａ通信システムの非直交雑音測定装置及び方法Info
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置を提供する。前記装置では、逆拡散器が第１シンボル区間で少なくとも二つの同一の第２シンボルを繰り返す特定のチャネルに割り当てられた直交符号で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する。差信号発生器は前記逆拡散された第２シンボルを受信し、現在受信された第２シンボルと以前に受信された第２シンボルとの差信号を発生する。雑音検出器は前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を発生する。
Description
【０００１】
本発明はＣＤＭＡ通信システムの受信装置及び方法に係り、特に、受信される
チャネル信号の非直交雑音を測定することのできる装置及び方法に関する。
チャネル信号の非直交雑音を測定することのできる装置及び方法に関する。
【０００２】
ＣＤＭＡ（Code Division Multi Access）通信システムはチャネルを区分する
ために直交符号を使用する。特に、順方向リンクは各使用者を直交符号で区分す
る同期化ＣＤＭＡ方式を多用する。この場合、多重経路のない環境では相異なる
直交符号を使用するチャネル間の干渉は発生しない。さらに、前記多重経路環境
の場合でも、多重経路信号成分で各チャネル間の直交性が維持される。したがっ
て、各フィンガーに入力される信号の一部は干渉として作用するが、相当量は干
渉として作用しない。
ために直交符号を使用する。特に、順方向リンクは各使用者を直交符号で区分す
る同期化ＣＤＭＡ方式を多用する。この場合、多重経路のない環境では相異なる
直交符号を使用するチャネル間の干渉は発生しない。さらに、前記多重経路環境
の場合でも、多重経路信号成分で各チャネル間の直交性が維持される。したがっ
て、各フィンガーに入力される信号の一部は干渉として作用するが、相当量は干
渉として作用しない。
【０００３】 したがって、効率的なＣＤＭＡ通信システムを具現するためには、干渉として
作用する信号成分、すなわち、非直交雑音成分を正確に測定する必要がある。こ
のように測定された非直交雑音量は受信装置内のフィンガーの利得を調節するた
めのＳＩＲ（signal-to-interference ratio）の測定に用いられる。
作用する信号成分、すなわち、非直交雑音成分を正確に測定する必要がある。こ
のように測定された非直交雑音量は受信装置内のフィンガーの利得を調節するた
めのＳＩＲ（signal-to-interference ratio）の測定に用いられる。
【０００４】 前記非直交雑音を測定する方法は“ヤノ”等による米国特許第５，５５９，７
９０号に開示されている。前記特許の非直交雑音測定動作を調べると、順方向リ
ンクの直交符号のうち、特定の直交符号を順方向リンクに割り当てず、基地局は
非割り当て直交符号に対する情報を端末機に伝送する。次に、前記順方向リンク
のチャネル信号を受信する端末機は受信信号を割り当てられた直交符号で逆拡散
した後、そのエネルギー成分を計算して非直交雑音成分を検出する。
９０号に開示されている。前記特許の非直交雑音測定動作を調べると、順方向リ
ンクの直交符号のうち、特定の直交符号を順方向リンクに割り当てず、基地局は
非割り当て直交符号に対する情報を端末機に伝送する。次に、前記順方向リンク
のチャネル信号を受信する端末機は受信信号を割り当てられた直交符号で逆拡散
した後、そのエネルギー成分を計算して非直交雑音成分を検出する。
【０００５】 しかしながら、上述した構造は非直交雑音の測定のために特定の直交符号を順
方向リンクに割り当てることにより、該当する特定の直交符号を他のチャネルに
は使用することができなくなる。すなわち、順方向リンクの効率を高めるために
付加直交符号を要する状況でも、前記特定の直交符号を使用することができない
。さらに、ＩＳ−９５のように前記特定の直交符号を非直交雑音の測定には使用
することができない短所がある。
方向リンクに割り当てることにより、該当する特定の直交符号を他のチャネルに
は使用することができなくなる。すなわち、順方向リンクの効率を高めるために
付加直交符号を要する状況でも、前記特定の直交符号を使用することができない
。さらに、ＩＳ−９５のように前記特定の直交符号を非直交雑音の測定には使用
することができない短所がある。
【０００６】 また、“ベンダ”（Bender）等による米国特許第５，７５４，５３３号は他の
非直交雑音測定方法を提案している。前記特許における受信装置は低い信号電力
を有するチャネルの受信信号を逆拡散して検出されたエネルギーを非直交雑音成
分として推定する。ここで、前記低い信号電力を有するチャネルはＩＳ−９５同
期チャネルをいう。しかしながら、上述した特許の非直交雑音測定方法では、い
くら小さい成分でも、非直交雑音に同期チャネルデータ信号成分を加えた値を推
定するので、正確な非直交雑音の測定が不可能であるという問題点があった。
非直交雑音測定方法を提案している。前記特許における受信装置は低い信号電力
を有するチャネルの受信信号を逆拡散して検出されたエネルギーを非直交雑音成
分として推定する。ここで、前記低い信号電力を有するチャネルはＩＳ−９５同
期チャネルをいう。しかしながら、上述した特許の非直交雑音測定方法では、い
くら小さい成分でも、非直交雑音に同期チャネルデータ信号成分を加えた値を推
定するので、正確な非直交雑音の測定が不可能であるという問題点があった。
【０００７】
したがって、本発明の目的は、ＣＤＭＡ通信システムの受信装置が送信装置か
ら伝送される信号に含まれている非直交雑音成分を測定することのできる装置及
び方法を提供することにある。
ら伝送される信号に含まれている非直交雑音成分を測定することのできる装置及
び方法を提供することにある。
【０００８】 本発明の他の目的は、ＣＤＭＡ通信システムで同一のデータを繰り返すチャネ
ルの繰り返しパターンから非直交雑音成分を測定する装置及び方法を提供するこ
とにある。
ルの繰り返しパターンから非直交雑音成分を測定する装置及び方法を提供するこ
とにある。
【０００９】 本発明のさらに他の目的は、ＣＤＭＡ通信システムで低速で伝送されるトラフ
ィックチャネルの繰り返しパターンから非直交雑音成分を測定する装置及び方法
を提供することにある。
ィックチャネルの繰り返しパターンから非直交雑音成分を測定する装置及び方法
を提供することにある。
【００１０】
前記目的を達成するために本発明はＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装
置を提供する。前記装置は第１シンボル区間で少なくとも二つの同一の第２シン
ボルを繰り返す特定のチャネルに割り当てられた直交符号で前記特定のチャネル
を含む複数のチャネル信号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する逆拡
散器と、前記逆拡散された第２シンボルを受信し、現在受信された第２シンボル
と以前に受信された第２シンボルとの差信号を発生する差信号発生器と、前記差
信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を発生する雑音検出器とを備える
。
置を提供する。前記装置は第１シンボル区間で少なくとも二つの同一の第２シン
ボルを繰り返す特定のチャネルに割り当てられた直交符号で前記特定のチャネル
を含む複数のチャネル信号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する逆拡
散器と、前記逆拡散された第２シンボルを受信し、現在受信された第２シンボル
と以前に受信された第２シンボルとの差信号を発生する差信号発生器と、前記差
信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を発生する雑音検出器とを備える
。
【００１１】
本発明はＣＤＭＡ通信システムで各フィンガーに干渉雑音として作用する非直
交雑音成分の電力を測定する装置及び方法に関する。本発明の実施形態では、順
方向リンクのチャネル送信装置から出力される信号を受信する順方向リンクのチ
ャネル受信装置が受信信号に含まれる非直交成分を測定すると仮定する。
交雑音成分の電力を測定する装置及び方法に関する。本発明の実施形態では、順
方向リンクのチャネル送信装置から出力される信号を受信する順方向リンクのチ
ャネル受信装置が受信信号に含まれる非直交成分を測定すると仮定する。
【００１２】 前記順方向リンクでは、各チャネルが干渉を防止するために直交符号で拡散さ
れるが、その信号の一部が多重経路により干渉の役割を果たす。この際、前記干
渉信号は非直交成分の代表的な例となり、正確な非直交雑音成分の測定は受信機
の設計において非常に重要である。したがって、本実施形態では非直交雑音成分
を測定するために特定の情報を含むことなく、同一のデータが伝送される順方向
リンクのチャネル又は同一のデータシンボルを繰り返す低速のトラフィックチャ
ネルを使用する。例えば、特定の情報を含むことなく、同一のデータを繰り返す
順方向リンクのチャネルはパイロットチャネルとなり得、同一のデータシンボル
を繰り返す低速のチャネルは同期チャネルとなり得る。したがって、本発明の実
施形態による非直交雑音の測定方法はシステムの全ての直交符号をチャネルを区
分するための直交符号として割り当てることができる。
れるが、その信号の一部が多重経路により干渉の役割を果たす。この際、前記干
渉信号は非直交成分の代表的な例となり、正確な非直交雑音成分の測定は受信機
の設計において非常に重要である。したがって、本実施形態では非直交雑音成分
を測定するために特定の情報を含むことなく、同一のデータが伝送される順方向
リンクのチャネル又は同一のデータシンボルを繰り返す低速のトラフィックチャ
ネルを使用する。例えば、特定の情報を含むことなく、同一のデータを繰り返す
順方向リンクのチャネルはパイロットチャネルとなり得、同一のデータシンボル
を繰り返す低速のチャネルは同期チャネルとなり得る。したがって、本発明の実
施形態による非直交雑音の測定方法はシステムの全ての直交符号をチャネルを区
分するための直交符号として割り当てることができる。
【００１３】 図１は順方向リンクのチャネル送信装置の構造を示した図であり、ＩＳ−９５
システムで特定の情報を含まないパイロットチャネル、同一のシンボルを繰り返
す低速の同期チャネル及びトラフィックチャネルを含む三つのチャネルを示して
いる。
システムで特定の情報を含まないパイロットチャネル、同一のシンボルを繰り返
す低速の同期チャネル及びトラフィックチャネルを含む三つのチャネルを示して
いる。
【００１４】 図１において、前記パイロットチャネルは（特定の情報を含まない）いずれも
“０”からなり、拡散器１０２は前記パイロット信号とパイロットチャネルの直
交符号を乗算して直交拡散パイロット信号を発生する。前記同期チャネルは同期
チャネル情報を含むが、１．２Ｋbpsの低速でデータを出力する。前記同期チャ
ネルの１．２Ｋbps信号は符号器１０４で符号化する。前記符号器１０４には符
号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号器を使用することができる。この場合、前記１
．２Ｋbpsの同期チャネル信号は２．４Ｋsps（symbols per second）に符号化す
る。シンボル繰り返し器１０６は前記符号器１０４から出力される同期チャネル
のシンボルを二回ずつ繰り返す。インタリーバー１０８はバーストエラーを防止
するために前記シンボル繰り返し器１０６から出力される同期チャネルのシンボ
ルをインタリービングする。前記インタリーバー１０８にはブロックインタリー
バーを使用することができる。拡散器１１０は前記インタリーバー１０８から出
力される同期チャネル信号を割り当てられた同期チャネルの直交符号と乗算して
直交拡散同期チャネル信号を発生する。
“０”からなり、拡散器１０２は前記パイロット信号とパイロットチャネルの直
交符号を乗算して直交拡散パイロット信号を発生する。前記同期チャネルは同期
チャネル情報を含むが、１．２Ｋbpsの低速でデータを出力する。前記同期チャ
ネルの１．２Ｋbps信号は符号器１０４で符号化する。前記符号器１０４には符
号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号器を使用することができる。この場合、前記１
．２Ｋbpsの同期チャネル信号は２．４Ｋsps（symbols per second）に符号化す
る。シンボル繰り返し器１０６は前記符号器１０４から出力される同期チャネル
のシンボルを二回ずつ繰り返す。インタリーバー１０８はバーストエラーを防止
するために前記シンボル繰り返し器１０６から出力される同期チャネルのシンボ
ルをインタリービングする。前記インタリーバー１０８にはブロックインタリー
バーを使用することができる。拡散器１１０は前記インタリーバー１０８から出
力される同期チャネル信号を割り当てられた同期チャネルの直交符号と乗算して
直交拡散同期チャネル信号を発生する。
【００１５】 前記順方向リンクはデータ及び音声を伝送するために基地局と特定の端末機と
の専用リンクを形成するトラフィックチャネルと、基地局が呼をセットアップす
る前に特定の端末機を呼び出すための供用チャネルの呼び出しチャネルとを含む
。ここで、実際にデータを伝送するチャネルをトラフィックチャネルという。Ｃ
ＤＭＡシステムには音声、テキスト、イメージ、ファクシミリ及び動画像データ
を伝送するための各種のトラフィックチャネルが存在する。本実施形態では、前
記トラフィックチャネルを呼び出しチャネルとして仮定する。前記トラフィック
チャネルは１９．２Ｋsps又は９．６Ｋspsのデータ率を有する。
の専用リンクを形成するトラフィックチャネルと、基地局が呼をセットアップす
る前に特定の端末機を呼び出すための供用チャネルの呼び出しチャネルとを含む
。ここで、実際にデータを伝送するチャネルをトラフィックチャネルという。Ｃ
ＤＭＡシステムには音声、テキスト、イメージ、ファクシミリ及び動画像データ
を伝送するための各種のトラフィックチャネルが存在する。本実施形態では、前
記トラフィックチャネルを呼び出しチャネルとして仮定する。前記トラフィック
チャネルは１９．２Ｋsps又は９．６Ｋspsのデータ率を有する。
【００１６】 前記呼び出しチャネルは実際に端末機にデータを伝送するためのチャネルであ
り、同期チャネルよりも高速でデータを出力する。前記呼び出しチャネルの９．
６Ｋbps（又は４．８Ｋbps）信号は符号器１１４により符号化する。前記符号器
１１４には符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号器を使用することができる。この
場合、前記９．６Ｋbps（又は４．８Ｋbps）の呼び出しチャネル信号は１９．２
Ｋsps（又は９．６Ｋsps）のシンボルに符号化する。シンボル繰り返し器１１６
は前記符号器１１４から出力される呼び出しチャネルのシンボルを一回（又は二
回）ずつ繰り返す。インタリーバー１１８はバーストエラーを防止するために前
記シンボル繰り返し器１１６から出力される呼び出しチャネルのシンボルをイン
タリービングする。前記インタリーバー１１８にはブロックインタリーバーを使
用することができる。拡散器１２０は前記インタリーバー１１８から出力される
呼び出しチャネル信号を割り当てられた呼び出しチャネルの直交符号と乗算して
直交拡散呼び出しチャネル信号を発生する。
り、同期チャネルよりも高速でデータを出力する。前記呼び出しチャネルの９．
６Ｋbps（又は４．８Ｋbps）信号は符号器１１４により符号化する。前記符号器
１１４には符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号器を使用することができる。この
場合、前記９．６Ｋbps（又は４．８Ｋbps）の呼び出しチャネル信号は１９．２
Ｋsps（又は９．６Ｋsps）のシンボルに符号化する。シンボル繰り返し器１１６
は前記符号器１１４から出力される呼び出しチャネルのシンボルを一回（又は二
回）ずつ繰り返す。インタリーバー１１８はバーストエラーを防止するために前
記シンボル繰り返し器１１６から出力される呼び出しチャネルのシンボルをイン
タリービングする。前記インタリーバー１１８にはブロックインタリーバーを使
用することができる。拡散器１２０は前記インタリーバー１１８から出力される
呼び出しチャネル信号を割り当てられた呼び出しチャネルの直交符号と乗算して
直交拡散呼び出しチャネル信号を発生する。
【００１７】 上述したように、同期チャネルの最終のシンボル率は４．８Ｋspsであり、こ
の同期チャネルはトラフィックチャネルのシンボル率（１９．２Ｋsps）の１／
４である。したがって、前記データ率をマッチングさせるために短い周期の四つ
のシンボルを繰り返す。以下、非直交雑音成分を効率的に測定する方法を同一の
シンボルを繰り返す同期チャネルを参照して説明する。本発明の方法によれば、
順方向リンクの受信装置は同一のシンボルを繰り返す同期チャネルを用いて非直
交雑音成分を測定する。
の同期チャネルはトラフィックチャネルのシンボル率（１９．２Ｋsps）の１／
４である。したがって、前記データ率をマッチングさせるために短い周期の四つ
のシンボルを繰り返す。以下、非直交雑音成分を効率的に測定する方法を同一の
シンボルを繰り返す同期チャネルを参照して説明する。本発明の方法によれば、
順方向リンクの受信装置は同一のシンボルを繰り返す同期チャネルを用いて非直
交雑音成分を測定する。
【００１８】 図２を参照すれば、ＩＳ−９５順方向リンクの同期チャネルを直交符号を用い
て逆拡散することを示している。図２において、逆拡散されたシンボルＳ(n,1)
，．，Ｓ(n,4)は一つの同期チャネルシンボル単位を形成し、これは四つの短い
周期のシンボルに該当する。すなわち、一つの同期チャネルシンボルが４．８Ｋ
spsで伝送され、一つのトラフィックチャネルシンボルが１９．２Ｋspsで伝送さ
れる場合、四つのトラフィックチャネルシンボルは一つの同期チャネルシンボル
区間で伝送されうる。ここでは、前記同期チャネルシンボルを第１シンボル、前
記トラフィックチャネルシンボルを第２シンボルとして称する。前記同期チャネ
ルの第１シンボル区間で分けられる四つの第２シンボルは同一な値を維持する。
このように最初の二つの第２シンボル値を次の二つの短周期のシンボル値から減
算すると“０”になる。しかしながら、前記同期チャネルのシンボルに干渉信号
が存在すると、最初の二つの第２シンボルと次の二つのシンボルとの差を計算す
ることにより、非直交雑音成分を検出することができる。
て逆拡散することを示している。図２において、逆拡散されたシンボルＳ(n,1)
，．，Ｓ(n,4)は一つの同期チャネルシンボル単位を形成し、これは四つの短い
周期のシンボルに該当する。すなわち、一つの同期チャネルシンボルが４．８Ｋ
spsで伝送され、一つのトラフィックチャネルシンボルが１９．２Ｋspsで伝送さ
れる場合、四つのトラフィックチャネルシンボルは一つの同期チャネルシンボル
区間で伝送されうる。ここでは、前記同期チャネルシンボルを第１シンボル、前
記トラフィックチャネルシンボルを第２シンボルとして称する。前記同期チャネ
ルの第１シンボル区間で分けられる四つの第２シンボルは同一な値を維持する。
このように最初の二つの第２シンボル値を次の二つの短周期のシンボル値から減
算すると“０”になる。しかしながら、前記同期チャネルのシンボルに干渉信号
が存在すると、最初の二つの第２シンボルと次の二つのシンボルとの差を計算す
ることにより、非直交雑音成分を検出することができる。
【００１９】 前記同期チャネルの受信信号から下記の数式１を用いると、非直交雑音成分を
効果的に測定することができる。 ［数式１］ 非直交雑音成分 ＝ （Ｉ2n−Ｉ2n-1）2＋（Ｑ2n−Ｑ2n-1）2 ここで、Ｉn及びＱnはそれぞれ複素数形態受信信号のＩチャネル及びＱチャネル
のシンボル値を示す。
効果的に測定することができる。 ［数式１］ 非直交雑音成分 ＝ （Ｉ2n−Ｉ2n-1）2＋（Ｑ2n−Ｑ2n-1）2 ここで、Ｉn及びＱnはそれぞれ複素数形態受信信号のＩチャネル及びＱチャネル
のシンボル値を示す。
【００２０】 図３は前記数式１を用いて非直交雑音成分を測定するための受信機の構成を示
した図である。図３を参照すれば、逆拡散器３１１は受信信号を特定のチャネル
に割り当てられた直交符号と乗算して直交拡散信号を逆拡散する。前記特定のチ
ャネルは特定の情報を含まないチャネル又は同一のデータを繰り返す低速のチャ
ネルとなり得る。本実施形態では、前記特定のチャネルを同期チャネルとして仮
定する。
した図である。図３を参照すれば、逆拡散器３１１は受信信号を特定のチャネル
に割り当てられた直交符号と乗算して直交拡散信号を逆拡散する。前記特定のチ
ャネルは特定の情報を含まないチャネル又は同一のデータを繰り返す低速のチャ
ネルとなり得る。本実施形態では、前記特定のチャネルを同期チャネルとして仮
定する。
【００２１】 この場合、前記逆拡散器３１１は同期チャネルに割り当てられた直交符号と受
信信号を乗算して受信拡散同期チャネル信号を逆拡散する。累積器３１３は前記
逆拡散器３１１から出力される同期チャネル信号（又は第１シンボル）を各トラ
フィックチャネルのシンボル周期で累積して出力する。ここで、一つの同期チャ
ネルシンボル区間（又は第１シンボル）は四つのトラフィックチャネルシンボル
（又は第２シンボル）区間となり得、これは図２に示したＳ(n,1)，Ｓ(n,2)，Ｓ (n,3) 及びＳ(n,4)となる。遅延器３１５は前記累積器３１３の出力信号を１シン
ボルの周期だけ遅延する。減算器３１７は前記累積器３１３から出力される現在
の同期チャネルシンボル値を前記遅延器３１５から出力される以前の同期チャネ
ルシンボル値から減算する。二乗器（squarer）３１９は前記減算器３１７から
出力される二つのシンボル間の差を二乗して雑音成分を検出する。ダウンサンプ
ラ（down-sampler）３２１は前記二乗器３１９から出力される特定のシンボル間
の非直交雑音成分をダウンサンプリングする。また、前記ダウンサンプラ３２１
は前記二乗器３１９の出力から特定のシンボル間の非直交雑音電力を選択する。
すなわち、図２の場合、前記シンボルＳ(n,1)とＳ(n,2)の差に応じて決められる
値は非直交雑音として選択しない。前記二乗器３１９は前記シンボル区間（例え
ば、Ｓ(1,4)，Ｓ(2,1)、Ｓ(2,4)，Ｓ(3,1)、．．、Ｓ(n,4)，Ｓ(1,1)））間の境
界で検出される非直交雑音を選択する。濾波器３２３は前記ダウンサンプラ３２
１から出力される非直交雑音を帯域濾波する。前記濾波器３２３は適宜な帯域幅
を得るためにＩＩＲ（Infinite Impulse Response）又はＦＩＲ（Finite Impuls
e Response）フィルターの組み合わせで構成が可能である。
信信号を乗算して受信拡散同期チャネル信号を逆拡散する。累積器３１３は前記
逆拡散器３１１から出力される同期チャネル信号（又は第１シンボル）を各トラ
フィックチャネルのシンボル周期で累積して出力する。ここで、一つの同期チャ
ネルシンボル区間（又は第１シンボル）は四つのトラフィックチャネルシンボル
（又は第２シンボル）区間となり得、これは図２に示したＳ(n,1)，Ｓ(n,2)，Ｓ (n,3) 及びＳ(n,4)となる。遅延器３１５は前記累積器３１３の出力信号を１シン
ボルの周期だけ遅延する。減算器３１７は前記累積器３１３から出力される現在
の同期チャネルシンボル値を前記遅延器３１５から出力される以前の同期チャネ
ルシンボル値から減算する。二乗器（squarer）３１９は前記減算器３１７から
出力される二つのシンボル間の差を二乗して雑音成分を検出する。ダウンサンプ
ラ（down-sampler）３２１は前記二乗器３１９から出力される特定のシンボル間
の非直交雑音成分をダウンサンプリングする。また、前記ダウンサンプラ３２１
は前記二乗器３１９の出力から特定のシンボル間の非直交雑音電力を選択する。
すなわち、図２の場合、前記シンボルＳ(n,1)とＳ(n,2)の差に応じて決められる
値は非直交雑音として選択しない。前記二乗器３１９は前記シンボル区間（例え
ば、Ｓ(1,4)，Ｓ(2,1)、Ｓ(2,4)，Ｓ(3,1)、．．、Ｓ(n,4)，Ｓ(1,1)））間の境
界で検出される非直交雑音を選択する。濾波器３２３は前記ダウンサンプラ３２
１から出力される非直交雑音を帯域濾波する。前記濾波器３２３は適宜な帯域幅
を得るためにＩＩＲ（Infinite Impulse Response）又はＦＩＲ（Finite Impuls
e Response）フィルターの組み合わせで構成が可能である。
【００２２】 図３に示した受信機はＰＮ（Pseudo-random Noise）逆拡散基底帯信号を受信
して逆拡散器３１１及び累積器３１３で同期チャネルの直交符号と乗算して逆拡
散させ、シンボル単位の信号に変換する。ここで、前記シンボル単位は同期チャ
ネルシンボルでなく、トラフィックチャネルシンボルとなる。したがって、前記
同期チャネルシンボルは四つのトラフィックチャネルに分けられて累積される。
前記変換されたシンボル単位の信号は遅延器３１５及び減算器３１７に提供され
る。前記減算器３１７は現在のシンボルと前記遅延器３１５で遅延された以前の
シンボルとの差を計算する。前記減算器３１７の出力値は非直交雑音成分となり
、これは前記二乗器３１９に提供されて非直交雑音成分の電力を計算する。前記
二乗器３１９はＩチャネル及びＱチャネルの減算値を二乗して非直交雑音成分の
電力を発生する。ダウンサンプラ３２１は前記二乗器３１９の出力を２シンボル
の単位で選択して非直交雑音信号を選択する。ここで、前記ダウンサンプラ３２
１は同期チャネルのシンボル境界で計算された非直交雑音を選択しないようにす
る。前記同期チャネルシンボルが変化する場合（例えば、Ｓ(1,4)とＳ(2,1)）、
前記シンボル値も変化する。したがって、その時に検出されたエネルギーは純粋
な非直交雑音成分でない。これにより、前記ダウンサンプラ３２１は前記同一の
同期チャネルシンボル区間で検出される非直交雑音成分のみを選択する。前記ダ
ウンサンプラ３２１の出力は非直交雑音成分の帯域幅を調節するための濾波器３
２３に提供され、前記濾波器３２３は非直交雑音成分を帯域濾波して特定の周期
で非直交雑音値を出力する。
して逆拡散器３１１及び累積器３１３で同期チャネルの直交符号と乗算して逆拡
散させ、シンボル単位の信号に変換する。ここで、前記シンボル単位は同期チャ
ネルシンボルでなく、トラフィックチャネルシンボルとなる。したがって、前記
同期チャネルシンボルは四つのトラフィックチャネルに分けられて累積される。
前記変換されたシンボル単位の信号は遅延器３１５及び減算器３１７に提供され
る。前記減算器３１７は現在のシンボルと前記遅延器３１５で遅延された以前の
シンボルとの差を計算する。前記減算器３１７の出力値は非直交雑音成分となり
、これは前記二乗器３１９に提供されて非直交雑音成分の電力を計算する。前記
二乗器３１９はＩチャネル及びＱチャネルの減算値を二乗して非直交雑音成分の
電力を発生する。ダウンサンプラ３２１は前記二乗器３１９の出力を２シンボル
の単位で選択して非直交雑音信号を選択する。ここで、前記ダウンサンプラ３２
１は同期チャネルのシンボル境界で計算された非直交雑音を選択しないようにす
る。前記同期チャネルシンボルが変化する場合（例えば、Ｓ(1,4)とＳ(2,1)）、
前記シンボル値も変化する。したがって、その時に検出されたエネルギーは純粋
な非直交雑音成分でない。これにより、前記ダウンサンプラ３２１は前記同一の
同期チャネルシンボル区間で検出される非直交雑音成分のみを選択する。前記ダ
ウンサンプラ３２１の出力は非直交雑音成分の帯域幅を調節するための濾波器３
２３に提供され、前記濾波器３２３は非直交雑音成分を帯域濾波して特定の周期
で非直交雑音値を出力する。
【００２３】 以上、非直交雑音成分の測定に用いられた低速チャネルが同一のデータを繰り
返す場合について説明した。しかしながら、同一のデータを繰り返すことなく、
送信機が特定のパターンを伝送する場合にも同一の測定方法を適用することがで
きる。これを図４Ａ，Ｂを参照して説明する。
返す場合について説明した。しかしながら、同一のデータを繰り返すことなく、
送信機が特定のパターンを伝送する場合にも同一の測定方法を適用することがで
きる。これを図４Ａ，Ｂを参照して説明する。
【００２４】 先ず、図４Ａを参照して送信機の動作を調べると次の通りである。伝送するチ
ャネル４０１は１．２Ｋbpsの低速のデータ率を有するチャネルである。前記低
速チャネルの１．２Ｋbps信号は符号器４０２により符号化する。前記符号器４
０２には符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号器を使用することができる。この場
合、前記１．２Ｋbpsの低速信号は２．４Ｋspsのシンボルに符号化する。シンボ
ル繰り返し器４０３は前記符号器４０２から出力される低速チャネルのシンボル
を二回ずつ繰り返して４．８Ｋspsのシンボルデータを出力する。インタリーバ
ー４０４はバーストエラーを防止するために、前記シンボル繰り返し器４０３か
ら出力される低速チャネルのシンボルをインタリービングする。前記インタリー
バー４０４にはブロックインタリーバーを使用することができる。乗算器４０６
は前記インタリーバー４０４の出力をパターン発生器４０５の出力と乗算する。
ここで、前記パターン発生器４０５及び乗算器４０６は挿入器を構成する。逆拡
散器４０８は前記乗算器４０６から出力される低速のチャネル信号を前記低速の
チャネルに割り当てられた直交符号と乗算して直交拡散信号を発生する。
ャネル４０１は１．２Ｋbpsの低速のデータ率を有するチャネルである。前記低
速チャネルの１．２Ｋbps信号は符号器４０２により符号化する。前記符号器４
０２には符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号器を使用することができる。この場
合、前記１．２Ｋbpsの低速信号は２．４Ｋspsのシンボルに符号化する。シンボ
ル繰り返し器４０３は前記符号器４０２から出力される低速チャネルのシンボル
を二回ずつ繰り返して４．８Ｋspsのシンボルデータを出力する。インタリーバ
ー４０４はバーストエラーを防止するために、前記シンボル繰り返し器４０３か
ら出力される低速チャネルのシンボルをインタリービングする。前記インタリー
バー４０４にはブロックインタリーバーを使用することができる。乗算器４０６
は前記インタリーバー４０４の出力をパターン発生器４０５の出力と乗算する。
ここで、前記パターン発生器４０５及び乗算器４０６は挿入器を構成する。逆拡
散器４０８は前記乗算器４０６から出力される低速のチャネル信号を前記低速の
チャネルに割り当てられた直交符号と乗算して直交拡散信号を発生する。
【００２５】 次に、図４Ｂを参照して受信算器の動作を調べると次の通りである。逆拡散器
４１１は受信信号を特定のチャネルに割り当てられた直交符号と乗算して直交拡
散信号を逆拡散する。累積器４１２は前記逆拡散器４１１から出力される低速の
チャネル信号を１シンボルの周期で累積する。ここで、前記累積器４１２は低速
チャネルの１シンボル区間で逆拡散された信号を高速チャネルのシンボル区間の
単位で累積することにより、低速チャネルのシンボルを累積する。パターン発生
器４１３は送信機のパターン発生器４０５と同一なパターンを発生する。乗算器
４１４は前記累積器４１２の出力とパターン発生器４１３の出力を乗算する。こ
こで、前記乗算器４１４及びパターン発生器４１３はパターン検出器を構成する
。遅延器４１５は前記乗算器４１４の出力信号を１シンボルの周期だけ遅延する
。減算器４１６は前記乗算器４１４から出力される現在の低速チャネルのシンボ
ル値を前記遅延器４１５から出力される以前の低速チャネルのシンボル値から減
算して二つのシンボル間の差を計算する。二乗器４１７は前記減算器４１６から
出力される二つのシンボル間の差を二乗して非直交雑音成分を検出する。ダウン
サンプラ４１８は前記二乗器４１７から出力される雑音をダウンサンプリングす
る。また、前記ダウンサンプラ４１８は前記二乗器４１７の出力から特定のシン
ボル間の非直交雑音成分の電力を選択する。この場合、前記ダウンサンプラ４１
８は低速チャネルシンボルの境界で発生する非直交雑音成分を選択しないように
する。濾波器４１９は前記ダウンサンプラ４１８から出力される非直交雑音を帯
域濾波する。前記濾波器４１９は適宜な帯域幅を得るためにＩＩＲ又はＦＩＲフ
ィルターの組み合わせで構成が可能である。
４１１は受信信号を特定のチャネルに割り当てられた直交符号と乗算して直交拡
散信号を逆拡散する。累積器４１２は前記逆拡散器４１１から出力される低速の
チャネル信号を１シンボルの周期で累積する。ここで、前記累積器４１２は低速
チャネルの１シンボル区間で逆拡散された信号を高速チャネルのシンボル区間の
単位で累積することにより、低速チャネルのシンボルを累積する。パターン発生
器４１３は送信機のパターン発生器４０５と同一なパターンを発生する。乗算器
４１４は前記累積器４１２の出力とパターン発生器４１３の出力を乗算する。こ
こで、前記乗算器４１４及びパターン発生器４１３はパターン検出器を構成する
。遅延器４１５は前記乗算器４１４の出力信号を１シンボルの周期だけ遅延する
。減算器４１６は前記乗算器４１４から出力される現在の低速チャネルのシンボ
ル値を前記遅延器４１５から出力される以前の低速チャネルのシンボル値から減
算して二つのシンボル間の差を計算する。二乗器４１７は前記減算器４１６から
出力される二つのシンボル間の差を二乗して非直交雑音成分を検出する。ダウン
サンプラ４１８は前記二乗器４１７から出力される雑音をダウンサンプリングす
る。また、前記ダウンサンプラ４１８は前記二乗器４１７の出力から特定のシン
ボル間の非直交雑音成分の電力を選択する。この場合、前記ダウンサンプラ４１
８は低速チャネルシンボルの境界で発生する非直交雑音成分を選択しないように
する。濾波器４１９は前記ダウンサンプラ４１８から出力される非直交雑音を帯
域濾波する。前記濾波器４１９は適宜な帯域幅を得るためにＩＩＲ又はＦＩＲフ
ィルターの組み合わせで構成が可能である。
【００２６】 ＰＮ逆拡散基底帯信号の受信信号は逆拡散器４１１で同期チャネルの直交符号
と乗算して逆拡散され、前記逆拡散低速チャネルシンボルは累積器４１２で高速
チャネルのシンボル区間の単位で変換されて累積される。前記変換されたシンボ
ル単位の信号は乗算器４１４で送信機に用いられた同一なパターンで乗算される
。前記乗算器４１４の出力は遅延器４１５及び減算器４１６に提供される。前記
減算器４１６は現在のシンボルを前記遅延器４１５から出力される以前のシンボ
ル値から減算して二つのシンボル間の差を計算する。ここで、前記減算器４１６
から出力される差値が非直交雑音成分となり、これは二乗器４１７に入力されて
非直交雑音を計算する。前記二乗器４１７はＩ及びＱチャネルの差値を二乗して
非直交雑音成分の電力を発生する。前記ダウンサンプラ４１８は前記二乗器４１
７の出力を２シンボルの単位で検出する機能を果たす。前記ダウンサンプラ４１
８の出力は非直交雑音成分の帯域幅を調節するための濾波器４１９に入力される
。前記濾波器４１９は非直交雑音成分を帯域濾波して特定区間の周期で非直交雑
音値を出力する。
と乗算して逆拡散され、前記逆拡散低速チャネルシンボルは累積器４１２で高速
チャネルのシンボル区間の単位で変換されて累積される。前記変換されたシンボ
ル単位の信号は乗算器４１４で送信機に用いられた同一なパターンで乗算される
。前記乗算器４１４の出力は遅延器４１５及び減算器４１６に提供される。前記
減算器４１６は現在のシンボルを前記遅延器４１５から出力される以前のシンボ
ル値から減算して二つのシンボル間の差を計算する。ここで、前記減算器４１６
から出力される差値が非直交雑音成分となり、これは二乗器４１７に入力されて
非直交雑音を計算する。前記二乗器４１７はＩ及びＱチャネルの差値を二乗して
非直交雑音成分の電力を発生する。前記ダウンサンプラ４１８は前記二乗器４１
７の出力を２シンボルの単位で検出する機能を果たす。前記ダウンサンプラ４１
８の出力は非直交雑音成分の帯域幅を調節するための濾波器４１９に入力される
。前記濾波器４１９は非直交雑音成分を帯域濾波して特定区間の周期で非直交雑
音値を出力する。
【００２７】 図１０は本発明の他の実施形態による非直交雑音を測定する受信機の構成を示
した図である。逆拡散器１０１１は受信信号を特定のチャネルに割り当てられた
直交符号と乗算して直交拡散信号を逆拡散する。より詳しくは、前記逆拡散器１
０１１は受信信号を特定のチャネルに割り当てられた直交符号と乗算して受信拡
散低速チャネル信号を逆拡散する。累積器１０１２は前記逆拡散器１０１１から
出力される低速のチャネル信号を１シンポルの単位で累積する。ここで、前記累
積器１０１２は低速チャネルの１シンボル区間で逆拡散された信号を高速チャネ
ルのシンボル区間の単位で累積することにより、逆拡散された低速チャネルシン
ボルを累積する。パターン発生器１０１３は送信機のパターン発生器４０５と同
一なパターンを発生する。乗算器１０１４は前記累積器１０１２の出力と前記パ
ターン発生器１０１３の出力を乗算する。ここで、前記乗算器１０１４及びパタ
ーン発生器１０１３はパターン検出器を構成する。以上の動作は図４の受信装置
の構成と同一である。
した図である。逆拡散器１０１１は受信信号を特定のチャネルに割り当てられた
直交符号と乗算して直交拡散信号を逆拡散する。より詳しくは、前記逆拡散器１
０１１は受信信号を特定のチャネルに割り当てられた直交符号と乗算して受信拡
散低速チャネル信号を逆拡散する。累積器１０１２は前記逆拡散器１０１１から
出力される低速のチャネル信号を１シンポルの単位で累積する。ここで、前記累
積器１０１２は低速チャネルの１シンボル区間で逆拡散された信号を高速チャネ
ルのシンボル区間の単位で累積することにより、逆拡散された低速チャネルシン
ボルを累積する。パターン発生器１０１３は送信機のパターン発生器４０５と同
一なパターンを発生する。乗算器１０１４は前記累積器１０１２の出力と前記パ
ターン発生器１０１３の出力を乗算する。ここで、前記乗算器１０１４及びパタ
ーン発生器１０１３はパターン検出器を構成する。以上の動作は図４の受信装置
の構成と同一である。
【００２８】 このように逆拡散されたシンボルは遅延器１０１５及び利得制御器１０１８に
入力される。図１０の受信機は多数の逆拡散シンボルを記憶することのできる遅
延器を備えて最近に受信された繰り返しシンボル（NUM_SYM）だけのシンボルを
貯蔵する。図２に示した同期チャネルのシンボルを受信するためには、図１０の
受信機は三つの遅延器１０１５，１０１６，１０１７を含むことができる。この
場合、前記遅延器１０１５，１０１６，１０１７はそれぞれ三つの遅延成分を備
え、これにより、現在のシンボルに三つの以前のシンボルを貯蔵することができ
る。ここで、遅延成分の数は伝送回数と同一であるか、少ない。
入力される。図１０の受信機は多数の逆拡散シンボルを記憶することのできる遅
延器を備えて最近に受信された繰り返しシンボル（NUM_SYM）だけのシンボルを
貯蔵する。図２に示した同期チャネルのシンボルを受信するためには、図１０の
受信機は三つの遅延器１０１５，１０１６，１０１７を含むことができる。この
場合、前記遅延器１０１５，１０１６，１０１７はそれぞれ三つの遅延成分を備
え、これにより、現在のシンボルに三つの以前のシンボルを貯蔵することができ
る。ここで、遅延成分の数は伝送回数と同一であるか、少ない。
【００２９】 便宜上、現在の逆拡散シンボルをＸｎ、１シンボル以前のシンボルをＸｎ-1、
２シンボル以前のシンボルをＸｎ-2、３シンボル以前のシンボルをＸｎ-3として
称する。すなわち、ｋシンボル以前のシンボルをＸｎ-Kとして称する。現在の入
力シンボル及び前記各遅延器１０１５−１０１７に貯蔵されているシンボルは利
得制御器１０１８−１０２２でそれぞれ対応する利得制御値Ｃ0−Ｃ3と乗算され
た後、加算器１０２３で加算される。この際、前記加算器１０２３の出力は次の
ようになる。 ［数式２］ Ｙｎ ＝ Ｃ0* Ｘｎ ＋ Ｃ1* Ｘｎ-1 ＋ ．．．＋ Ｃk* Ｘｎ-k
２シンボル以前のシンボルをＸｎ-2、３シンボル以前のシンボルをＸｎ-3として
称する。すなわち、ｋシンボル以前のシンボルをＸｎ-Kとして称する。現在の入
力シンボル及び前記各遅延器１０１５−１０１７に貯蔵されているシンボルは利
得制御器１０１８−１０２２でそれぞれ対応する利得制御値Ｃ0−Ｃ3と乗算され
た後、加算器１０２３で加算される。この際、前記加算器１０２３の出力は次の
ようになる。 ［数式２］ Ｙｎ ＝ Ｃ0* Ｘｎ ＋ Ｃ1* Ｘｎ-1 ＋ ．．．＋ Ｃk* Ｘｎ-k
【００３０】 数式２において、利得制御値はＣ0＋Ｃ1＋．．．＋Ｃk＝０になるように設定
される。この際、前記送信機はデータシンボルを多数回ずつ繰り返して伝送する
ので、数式２のＹｎ値は雑音のない環境で０となるべきである。
される。この際、前記送信機はデータシンボルを多数回ずつ繰り返して伝送する
ので、数式２のＹｎ値は雑音のない環境で０となるべきである。
【００３１】 図１０の実施形態では、ｋは３なので、数式２は次のようになる。 Ｙｎ＝Ｃ0* Ｘｎ ＋ Ｃ1* Ｘｎ-1 ＋ Ｃ3* Ｘｎ-3 Ｃ0＋Ｃ1＋Ｃ3＝０
【００３２】 上述した繰り返し区間の最後のシンボルで計算されたＹｎ値は雑音のない環境
では０となるべきである。しかしながら、受信されるシンボルに非直交雑音成分
が含まれると、前記Ｙｎ値は非直交雑音成分により０でない値を有する。この場
合、前記Ｙｎ値を二乗して所定の時間にかけて平均値を求めると、受信機により
求められる非直交雑音となる。
では０となるべきである。しかしながら、受信されるシンボルに非直交雑音成分
が含まれると、前記Ｙｎ値は非直交雑音成分により０でない値を有する。この場
合、前記Ｙｎ値を二乗して所定の時間にかけて平均値を求めると、受信機により
求められる非直交雑音となる。
【００３３】 図１０の実施形態では、一つのＹｎ値のみを用いて非直交雑音を計算する場合
を説明したが、他の係数Ｃ0´，Ｃ1´，Ｃ2´，Ｃ3´（Ｃ0´＋Ｃ1´＋Ｃ2´＋
Ｃ3´＝０）を用いてＹｎ´を計算して非直交雑音を測定することもできる。こ
の場合、前記受信機の複雑度及び計算量は増加するが、より正確な非直交雑音を
測定することができる。
を説明したが、他の係数Ｃ0´，Ｃ1´，Ｃ2´，Ｃ3´（Ｃ0´＋Ｃ1´＋Ｃ2´＋
Ｃ3´＝０）を用いてＹｎ´を計算して非直交雑音を測定することもできる。こ
の場合、前記受信機の複雑度及び計算量は増加するが、より正確な非直交雑音を
測定することができる。
【００３４】 二乗器１０２４は前記加算器１０２３から出力されるＹｎ値を二乗して非直交
雑音成分のエネルギーを検出する。ダウンサンプラ１０２５は前記二乗器１０２
４から出力される特定のシンボルのうち、雑音をダウンサンプリングする。前記
ダウンサンプラ１０２５は前記二乗器１０２４の出力から特定のシンボルとシン
ボル間の非直交雑音を選択する。この場合、前記ダウンサンプラ１０２５は低速
チャネルの境界で発生する非直交雑音成分を選択しよいようにする。濾波器１０
２６は前記ダウンサンプラ１０２５の出力を帯域濾波して非直交雑音成分を出力
する。
雑音成分のエネルギーを検出する。ダウンサンプラ１０２５は前記二乗器１０２
４から出力される特定のシンボルのうち、雑音をダウンサンプリングする。前記
ダウンサンプラ１０２５は前記二乗器１０２４の出力から特定のシンボルとシン
ボル間の非直交雑音を選択する。この場合、前記ダウンサンプラ１０２５は低速
チャネルの境界で発生する非直交雑音成分を選択しよいようにする。濾波器１０
２６は前記ダウンサンプラ１０２５の出力を帯域濾波して非直交雑音成分を出力
する。
【００３５】 図５はＩ及びＱチャネル成分を含む複素数形態の信号を処理する基底帯域受信
機の構成を示した図である。便宜上、これに対する詳しい説明は省略する。前記
基底帯域受信機はＡＧＣ（Automatic Gain Controller）５１２と、探索器５１
４と、Ｍ個のフィンガー５２１−５２Ｍと、結合及びＳＩＲ測定器５３２とを含
む。
機の構成を示した図である。便宜上、これに対する詳しい説明は省略する。前記
基底帯域受信機はＡＧＣ（Automatic Gain Controller）５１２と、探索器５１
４と、Ｍ個のフィンガー５２１−５２Ｍと、結合及びＳＩＲ測定器５３２とを含
む。
【００３６】 前記ＡＧＣ５１２は入力信号のエネルギーを測定してＡＧＣ増幅器の利得を制
御するための利得制御信号を発生する。前記探索器５１４は初期捕捉及びセル探
索後、フィンガーを割り当てる強い多重経路成分を探す機能を行う。前記フィン
ガー５２１−５２Ｍは前記探索器５１４により割り当てられる多重経路成分を復
調し、前記復調多重経路成分の局部ＳＩＲを測定する。前記結合及びＳＩＲ測定
器５３２は前記各フィンガー５２１−５２Ｍで計算された局部ＳＩＲを結合し、
全体受信機の実効ＳＩＲを計算して電力制御命令を判断する。
御するための利得制御信号を発生する。前記探索器５１４は初期捕捉及びセル探
索後、フィンガーを割り当てる強い多重経路成分を探す機能を行う。前記フィン
ガー５２１−５２Ｍは前記探索器５１４により割り当てられる多重経路成分を復
調し、前記復調多重経路成分の局部ＳＩＲを測定する。前記結合及びＳＩＲ測定
器５３２は前記各フィンガー５２１−５２Ｍで計算された局部ＳＩＲを結合し、
全体受信機の実効ＳＩＲを計算して電力制御命令を判断する。
【００３７】 このようなＳＩＲ測定及び電力制御方法では、前記受信機の各フィンガー５２
１−５２Ｍは対応するチャネルに割り当てられた直交符号で受信信号を逆拡散し
て干渉成分を測定した後、局部ＳＩＲを計算する。前記結合及びＳＩＲ測定器５
３２は前記各フィンガー５２１−５２Ｍの局部ＳＩＲを結合して受信機の実効Ｓ
ＩＲを計算する。この際、前記実効ＳＩＲを臨界値と比較する。前記ＳＩＲが前
記臨界値より高ければ、順方向リンクの電力を減少させる命令を発生し、前記Ｓ
ＩＲが前記臨界値より低ければ、順方向リンクの電力を増加させる命令を発生す
る。
１−５２Ｍは対応するチャネルに割り当てられた直交符号で受信信号を逆拡散し
て干渉成分を測定した後、局部ＳＩＲを計算する。前記結合及びＳＩＲ測定器５
３２は前記各フィンガー５２１−５２Ｍの局部ＳＩＲを結合して受信機の実効Ｓ
ＩＲを計算する。この際、前記実効ＳＩＲを臨界値と比較する。前記ＳＩＲが前
記臨界値より高ければ、順方向リンクの電力を減少させる命令を発生し、前記Ｓ
ＩＲが前記臨界値より低ければ、順方向リンクの電力を増加させる命令を発生す
る。
【００３８】 Ａ．第１実施形態 図６は受信信号の入力成分のエネルギーを測定してＳＩＲを測定するフィンガ
ーの構成を示した図である。図６において、全ての信号は複素数形態の信号であ
る。 図６を参照すれば、乗算器６１１は入力信号をＰＮシーケンスと混合して逆拡
散させる。チャネル推定器６１３は前記逆拡散パイロット信号から多重経路成分
のチャネル応答の強度及び位相を推定する。複素共役器６１５は前記チャネル推
定器６１３の出力を複素共役化する。また、乗算器６１７は前記乗算器６１１の
出力とトラフィックチャネルの直交符号を乗算してトラフィックチャネルデータ
を抽出する。累積器６１９は前記乗算器６１７から出力されるトラフィックチャ
ネル信号をシンボルの単位で累積して所望のデータ成分を出力する。乗算器６２
１は前記複素共役器６１５の出力と前記累積器６１９の出力を乗算して前記シン
ボル結合器５３２にデータシンボルを出力する。
ーの構成を示した図である。図６において、全ての信号は複素数形態の信号であ
る。 図６を参照すれば、乗算器６１１は入力信号をＰＮシーケンスと混合して逆拡
散させる。チャネル推定器６１３は前記逆拡散パイロット信号から多重経路成分
のチャネル応答の強度及び位相を推定する。複素共役器６１５は前記チャネル推
定器６１３の出力を複素共役化する。また、乗算器６１７は前記乗算器６１１の
出力とトラフィックチャネルの直交符号を乗算してトラフィックチャネルデータ
を抽出する。累積器６１９は前記乗算器６１７から出力されるトラフィックチャ
ネル信号をシンボルの単位で累積して所望のデータ成分を出力する。乗算器６２
１は前記複素共役器６１５の出力と前記累積器６１９の出力を乗算して前記シン
ボル結合器５３２にデータシンボルを出力する。
【００３９】 また、信号エネルギー検出器６２３は前記累積器６１９から出力される各信号
成分を二乗して（Ｉ2＋Ｑ2）信号エネルギーを計算する。濾波器６２５は前記信
号エネルギー検出器６２３から出力される信号エネルギーを濾波して該当フィン
ガーの受信信号成分を出力する。
成分を二乗して（Ｉ2＋Ｑ2）信号エネルギーを計算する。濾波器６２５は前記信
号エネルギー検出器６２３から出力される信号エネルギーを濾波して該当フィン
ガーの受信信号成分を出力する。
【００４０】 次に、干渉の程度は図３及び図４と同一な構造を備える非直交雑音測定器６３
０を用いて検出する。図６において、非直交雑音測定器６３０は図３と同一な構
造を採用する。前記非直交雑音測定器６３０により測定される非直交雑音成分は
除算器６２７に印加され、前記乗算器６２７は前記濾波器６２５から出力さる非
直交雑音成分で信号成分を除算して該当フィンガーの局部ＳＩＲを発生する。
０を用いて検出する。図６において、非直交雑音測定器６３０は図３と同一な構
造を採用する。前記非直交雑音測定器６３０により測定される非直交雑音成分は
除算器６２７に印加され、前記乗算器６２７は前記濾波器６２５から出力さる非
直交雑音成分で信号成分を除算して該当フィンガーの局部ＳＩＲを発生する。
【００４１】 上述したように、図６のフィンガーはトラフィックチャネルのシンボルエネル
ギーを計算して濾波した後、信号成分の電力を計算する。さらに、前記フィンガ
ーは本発明の実施形態による非直交雑音成分を検出した後、前記非直交雑音成分
を信号電力で除算して局部ＳＩＲを計算する。
ギーを計算して濾波した後、信号成分の電力を計算する。さらに、前記フィンガ
ーは本発明の実施形態による非直交雑音成分を検出した後、前記非直交雑音成分
を信号電力で除算して局部ＳＩＲを計算する。
【００４２】 図７は図６のようなフィンガー構造を備える場合の結合及びＳＩＲ測定器５３
２の構成を示している。図７を参照すれば、加算器（又はＸＯＲゲート）７１１
は各フィンガー５２１−５２Ｍから出力されるデータシンボルを結合する。加算
器（又はＸＯＲゲート）７１２は前記各フィンガー５２１−５２Ｍから出力され
る局部ＳＩＲ１−ＳＩＲＭを加算して合計ＳＩＲを出力し、これを臨界値と比較
して電力制御命令を判断する。すなわち、前記シンボル結合及びＳＩＲ測定器５
３２では、前記加算器７１２が前記各フィンガー５２１−５２Ｍで測定された局
部ＳＩＲを加算して全体移動局受信機の実効ＳＩＲを測定する。さらに、前記実
効ＳＩＲを臨界値と比較する。その比較結果に応じて前記実効ＳＩＲが前記臨界
値より高ければ、順方向リンクの電力減少命令を発生し、前記実効ＳＩＲが前記
臨界値より低ければ、順方向リンクの電力増加命令を発生する。
２の構成を示している。図７を参照すれば、加算器（又はＸＯＲゲート）７１１
は各フィンガー５２１−５２Ｍから出力されるデータシンボルを結合する。加算
器（又はＸＯＲゲート）７１２は前記各フィンガー５２１−５２Ｍから出力され
る局部ＳＩＲ１−ＳＩＲＭを加算して合計ＳＩＲを出力し、これを臨界値と比較
して電力制御命令を判断する。すなわち、前記シンボル結合及びＳＩＲ測定器５
３２では、前記加算器７１２が前記各フィンガー５２１−５２Ｍで測定された局
部ＳＩＲを加算して全体移動局受信機の実効ＳＩＲを測定する。さらに、前記実
効ＳＩＲを臨界値と比較する。その比較結果に応じて前記実効ＳＩＲが前記臨界
値より高ければ、順方向リンクの電力減少命令を発生し、前記実効ＳＩＲが前記
臨界値より低ければ、順方向リンクの電力増加命令を発生する。
【００４３】 ＩＳ−９５順方向リンクでパイロットチャネルは順方向チャネルを通して伝送
されて初期捕捉及びデータ復調を補助し、トラフィックチャネルは１．２５msec
の周期で電力制御命令を穿孔して逆方向リンクの電力制御命令を伝送する。
されて初期捕捉及びデータ復調を補助し、トラフィックチャネルは１．２５msec
の周期で電力制御命令を穿孔して逆方向リンクの電力制御命令を伝送する。
【００４４】 端末機は順方向リンクを通して伝送される電力制御命令に基づいて信号成分の
電力を測定することができる。上述したＳＩＲ測定方法では、トラフィック信号
の検出時、電力制御命令のエネルギーのみでトラフィックチャネルの電力を計算
することができる。
電力を測定することができる。上述したＳＩＲ測定方法では、トラフィック信号
の検出時、電力制御命令のエネルギーのみでトラフィックチャネルの電力を計算
することができる。
【００４５】 図６及び図７は各フィンガーの局部ＳＩＲを測定して結合する場合を示してい
るが、信号結合器で各フィンガーの信号を結合した後、ＳＩＲを測定することも
可能である。
るが、信号結合器で各フィンガーの信号を結合した後、ＳＩＲを測定することも
可能である。
【００４６】 Ｂ．第２実施形態 図８はＳＩＲを測定するためのフィンガーを詳しく示している。本実施形態で
は、シンボル結合器に入力される信号利得を非直交雑音測定器で測定される干渉
の程度に応じて調整する。 図８を参照すれば、乗算器８１１は入力信号をＰＮシーケンスと混合して逆拡
散させる。乗算器８１２は前記乗算器８１１から出力される逆拡散信号とパイロ
ットチャネルの直交符号を乗算してパイロット信号を区分する。チャネル推定器
８１３は前記乗算器８１１の出力からフィンガーで復調される多重経路成分のチ
ャネル応答の強度及び位相を推定する。複素共役器８１５は前記チャネル推定器
８１３の出力を複素共役化する。また、乗算器８２３は前記乗算器８２１の出力
と前記複素共役器８１５の出力を乗算してシンボル結合及びＳＩＲ測定器５３２
に出力する。
は、シンボル結合器に入力される信号利得を非直交雑音測定器で測定される干渉
の程度に応じて調整する。 図８を参照すれば、乗算器８１１は入力信号をＰＮシーケンスと混合して逆拡
散させる。乗算器８１２は前記乗算器８１１から出力される逆拡散信号とパイロ
ットチャネルの直交符号を乗算してパイロット信号を区分する。チャネル推定器
８１３は前記乗算器８１１の出力からフィンガーで復調される多重経路成分のチ
ャネル応答の強度及び位相を推定する。複素共役器８１５は前記チャネル推定器
８１３の出力を複素共役化する。また、乗算器８２３は前記乗算器８２１の出力
と前記複素共役器８１５の出力を乗算してシンボル結合及びＳＩＲ測定器５３２
に出力する。
【００４７】 乗算器８１７は前記乗算器８１１から出力される逆拡散信号を前記トラフィッ
クチャネルに割り当てられた直交符号と乗算してトラフィックチャネル信号を区
分する。累積器８１９は前記乗算器８１７から出力されるトラフィックチャネル
信号をシンボルの単位で累積して所望のデータ成分を出力する。前記累積器８１
９の出力は除算器８２１に印加される。
クチャネルに割り当てられた直交符号と乗算してトラフィックチャネル信号を区
分する。累積器８１９は前記乗算器８１７から出力されるトラフィックチャネル
信号をシンボルの単位で累積して所望のデータ成分を出力する。前記累積器８１
９の出力は除算器８２１に印加される。
【００４８】 また、前記乗算器８１１から出力される逆拡散信号は非直交雑音測定器６３０
に印加される。前記非直交雑音測定器６３０は上述した方法で非直交雑音成分を
測定して前記除算器８２１に印加する。ここで、前記非直交雑音測定器６３０は
図３又は図４のような構造を備えることもできる。
に印加される。前記非直交雑音測定器６３０は上述した方法で非直交雑音成分を
測定して前記除算器８２１に印加する。ここで、前記非直交雑音測定器６３０は
図３又は図４のような構造を備えることもできる。
【００４９】 前記除算器８２１は前記累積器８１９から出力されるトラフィック信号成分を
前記非直交雑音測定器６３０から出力される非直交雑音成分で除算して該当フィ
ンガーの局部ＳＩＲ信号を発生する。前記除算器８２１の出力は乗算器８２３に
印加される。
前記非直交雑音測定器６３０から出力される非直交雑音成分で除算して該当フィ
ンガーの局部ＳＩＲ信号を発生する。前記除算器８２１の出力は乗算器８２３に
印加される。
【００５０】 図９は図８の構造を備えるフィンガーの出力を処理する第２実施形態による結
合及びＳＩＲ測定器５３２の構成を示した図である。図９を参照すれば、加算器
（又はＸＯＲゲート）９１２は各フィンガー５２１−５２Ｍから出力されるデー
タ値を加算する。検出器９１４は前記加算器９１２の出力を検出してＳＩＲ値と
して出力する。その値を臨界値と比較して順方向リンクの電力制御命令を発生す
る。
合及びＳＩＲ測定器５３２の構成を示した図である。図９を参照すれば、加算器
（又はＸＯＲゲート）９１２は各フィンガー５２１−５２Ｍから出力されるデー
タ値を加算する。検出器９１４は前記加算器９１２の出力を検出してＳＩＲ値と
して出力する。その値を臨界値と比較して順方向リンクの電力制御命令を発生す
る。
【００５１】 図９に示したようにＳＩＲの測定時、端末機は順方向リンクを通して伝送され
る電力制御命令に基づいて信号成分の電力を測定することができる。前記ＳＩＲ
の測定方法では、トラフィック信号の検出時、電力制御命令のみに応じてトラフ
ィックチャネルの電力を計算することができる。
る電力制御命令に基づいて信号成分の電力を測定することができる。前記ＳＩＲ
の測定方法では、トラフィック信号の検出時、電力制御命令のみに応じてトラフ
ィックチャネルの電力を計算することができる。
【００５２】 このように非直交雑音測定器で検出される非直交雑音成分は受信装置で測定さ
れるＳＩＲとしても用いられる。さらに、順方向リンクの電力制御では、前記受
信装置で測定されるＳＩＲを臨界値と比較して順方向リンクの電力を減少又は増
加させるかを判断する。前記各フィンガーで測定されるＳＩＲはフィンガーの利
得制御に使用することができる。
れるＳＩＲとしても用いられる。さらに、順方向リンクの電力制御では、前記受
信装置で測定されるＳＩＲを臨界値と比較して順方向リンクの電力を減少又は増
加させるかを判断する。前記各フィンガーで測定されるＳＩＲはフィンガーの利
得制御に使用することができる。
【００５３】 本発明の実施形態では、非直交雑音測定器をＩＳ−９５同期チャネルに適用す
る場合について説明したが、前記ＩＳ−９５同期チャネルと類似した特性を有す
る低速トラフィックチャネル又は同一のシンボルを繰り返すパイロットチャネル
にも適用が可能である。さらに、次世代のＣＤＭＡ通信システムにも非直交雑音
測定器を適用することができる。
る場合について説明したが、前記ＩＳ−９５同期チャネルと類似した特性を有す
る低速トラフィックチャネル又は同一のシンボルを繰り返すパイロットチャネル
にも適用が可能である。さらに、次世代のＣＤＭＡ通信システムにも非直交雑音
測定器を適用することができる。
【００５４】 上述したように、ＣＤＭＡ通信システムは特定の情報を含まない順方向チャネ
ル又は低速チャネルを用いて非直交雑音を測定する。これは次世代のＣＤＭＡ通
信システムで非直交雑音を測定するのに効率的な方法を提供し、チャネルの構造
変更無しにＩＳ−９５通信システムに適用することができる。さらに、前記非直
交雑音成分測定方法は全ての直交符号を用いて正確な非直交雑音成分を測定する
ことができる。これにより、ＳＩＲの正確度を高めて受信装置の性能を向上させ
る。
ル又は低速チャネルを用いて非直交雑音を測定する。これは次世代のＣＤＭＡ通
信システムで非直交雑音を測定するのに効率的な方法を提供し、チャネルの構造
変更無しにＩＳ−９５通信システムに適用することができる。さらに、前記非直
交雑音成分測定方法は全ての直交符号を用いて正確な非直交雑音成分を測定する
ことができる。これにより、ＳＩＲの正確度を高めて受信装置の性能を向上させ
る。
【００５５】 以上、本発明を特定の実施形態について説明したが、各種の変形が下記の特許
請求の範囲により決められる本発明の思想及び範囲を逸脱しない限り、当該技術
分野における通常の知識の持つ者により可能なのは明らかである。
請求の範囲により決められる本発明の思想及び範囲を逸脱しない限り、当該技術
分野における通常の知識の持つ者により可能なのは明らかである。
【図１】 本発明の実施形態によるＣＤＭＡ通信システムで非直交雑音成分
を伝送するチャネル送信装置の構成を示した図である。
を伝送するチャネル送信装置の構成を示した図である。
【図２】 図１のチャネル送信装置で非直交雑音を測定するためのチャネル
のシンボル構造を示した図である。
のシンボル構造を示した図である。
【図３】 本発明の実施形態によるＣＤＭＡ通信システムで非直交雑音を測
定するためのチャネル受信装置の構成を示した図である。
定するためのチャネル受信装置の構成を示した図である。
【図４】 Ａ，Ｂともに、本発明の他の実施形態によるＣＤＭＡ通信システ
ムで非直交雑音を測定するためのチャネル送信及び受信装置の構成を示した図で
ある。
ムで非直交雑音を測定するためのチャネル送信及び受信装置の構成を示した図で
ある。
【図５】 本発明の実施形態による非直交雑音に応じて電力制御命令を決め
る移動局受信装置の構成を示した図である。
る移動局受信装置の構成を示した図である。
【図６】 本発明の第１実施形態による図５のフィンガーを示した図である
。
。
【図７】 図６に示した構造を備えるフィンガーを使用する場合、図５のシ
ンボル結合及びＳＩＲ測定器の構成を示した図である。
ンボル結合及びＳＩＲ測定器の構成を示した図である。
【図８】 本発明の第２実施形態による図５のフィンガーを示した図である
。
。
【図９】 図８に示した構造を備えるフィンガーを使用する場合、図５のシ
ンボル結合及びＳＩＲ測定器の構成を示した図である。
ンボル結合及びＳＩＲ測定器の構成を示した図である。
【図１０】 本発明の他の実施形態による非直交雑音を測定するための受信
機の構成を示した図である。
機の構成を示した図である。
１０２，１１０，１２０ 拡散器 １０４，１１４ 符号器 １０６，１１６ シンボル繰り返し器 １０８，１１８ インタリーバー ３１１ 逆拡散器 ３１３ 累積器 ３１５ 遅延器 ３１７ 減算器 ３１９ 二乗器 ３２１ ダウンサンプラ ３２３ 濾波器 ４０１ チャネル ４０２ 符号器 ４０３ シンボル繰り返し器 ４０４ インタリーバー ４０５，４１３ パターン発生器 ４０６，４１４ 乗算器 ４０８，４１１ 逆拡散器 ４１２ 累積器 ４１５ 遅延器 ４１６ 減算器 ４１７ 二乗器 ４１８ ダウンサンプラ ４１９ 濾波器 ５１２ ＡＧＣ ５１４ 探索器 ５２１，５２２，・・・５２Ｍ フィンガー ５３２ 結合及びＳＩＲ測定器 ６１１，６１７，６２１ 乗算器 ６１３ チャネル推定器 ６１５ 複素共役器 ６１９ 累積器 ６２３ 信号エネルギー検出器 ６２５ 濾波器 ６２７ 除算器 ６３０ 非直交雑音測定器 ７１１，７１２ 加算器 ８１１，８１２，８１７，８２３ 乗算器 ８１３ チャネル推定器 ８１５ 複素共役器 ８１９ 累積器 ８２１ 除算器 ９１２ 加算器 ９１４ 検出器 １０１１ 逆拡散器 １０１２ 累積器 １０１３ パターン発生器 １０１４ 乗算器 １０１５，１０１６，１０１７ 遅延器 １０１８，１０１９，１０２１，１０２２ 利得制御器 １０２３ 加算器 １０２４ 二乗器 １０２５ ダウンサンプラ １０２６ 濾波器
Claims (26)
- 【請求項１】 ＣＤＭＡ（符号分割多元接続）通信システムの非直交雑音検
出装置において、 第１シンボル区間で少なくとも二つの同一の第２シンボルを繰り返す特定のチ
ャネルに割り当てられた直交符号で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル信
号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する逆拡散器と、 前記逆拡散された第２シンボルを受信し、現在受信された第２シンボルと以前
に受信された第２シンボルとの差信号を発生する差信号発生器と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を発生する雑音検出器と
を備えることを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２】 前記逆拡散器が、 前記第１シンボルを伝送するチャネルに割り当てられた直交符号で前記受信さ
れるチャネル信号を逆拡散する直交復調器と、 前記第１シンボル区間で前記直交復調されたシンボルを前記第２シンボルの単
位で累積して出力する累積器とを備えることを特徴とする請求項１に記載のＣＤ
ＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項３】 前記差信号発生器が、 前記逆拡散器から出力される第２シンボルを遅延する遅延器と、 前記遅延された第２シンボルから前記逆拡散器から出力される第２シンボルを
減算して非直交雑音成分を発生する減算器とを備えることを特徴とする請求項２
に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項４】 前記雑音検出器が、 前記差信号発生器の出力をエネルギー成分に変換する二乗器と、 前記二乗器の出力を雑音帯域で濾波して非直交雑音信号を発生する濾波器とを
備えることを特徴とする請求項３に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検
出装置。 - 【請求項５】 前記雑音検出器に連結され、前記非直交雑音信号をダウンサ
ンプリングして前記第１シンボルの境界区間で発生する出力を非直交雑音として
選択しないダウンサンプラをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＣ
ＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項６】 前記第１シンボルが同期チャネルシンボルであり、前記第２
シンボルがトラフィックチャネルシンボルであることを特徴とする請求項５に記
載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項７】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置において、 受信される信号を同期チャネルの直交符号で逆拡散する逆拡散器と、 前記逆拡散された同期チャネルの信号をトラフィックチャネルのシンボル区間
の単位で累積して出力する累積器と、 前記累積器の出力をトラフィックチャネルのシンボル区間の単位で遅延した後
、前記遅延されたトラフィック区間のシンボル信号と前記逆拡散されたトラフィ
ック区間のシンボル信号との差を計算する差信号発生器と、 前記差信号をエネルギー成分に変換して非直交雑音成分を発生する非直交雑音
検出器と、 前記非直交雑音信号を受信し、その受信された非直交信号をダウンサンプリン
グして前記同期チャネルシンボルの境界で発生する出力を非直交雑音として選択
しないダウンサンプラとを備えることを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの非直
交雑音検出装置。 - 【請求項８】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置において、 同一のデータを繰り返す特定のチャネルに割り当てられた直交符号で前記特定
のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発
生する逆拡散器と、 前記逆拡散繰り返しシンボルを受信し、現在受信されたシンボルと以前に受信
されたシンボルとの差を検出する差信号発生器と、 前記差信号をエネルギー成分に変換して非直交雑音信号を発生する雑音検出器
とを備えることを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項９】 前記雑音検出器に連結され、前記非直交雑音信号をダウンサ
ンプリングするダウンサンプラをさらに備えることを特徴とする請求項８に記載
のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項１０】 前記同一のデータを繰り返すチャネルがパイロットチャネ
ルであることを特徴とする請求項９に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音
検出装置。 - 【請求項１１】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出方法において、 第１シンボル区間で少なくとも二つの同一の第２シンボルを繰り返す特定のチ
ャネルに割り当てられた直交符号で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル信
号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する過程と、 前記逆拡散された第２シンボルを受信し、現在受信された第２シンボルと以前
に受信された第２シンボルとの差信号を発生する過程と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を発生する過程とを備え
ることを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出方法。 - 【請求項１２】 前記逆拡散過程が、 前記第１シンボルを伝送するチャネルに割り当てられた直交符号で前記受信さ
れるチャネル信号を逆拡散する過程と、 前記第１シンボル区間で前記直交復調されたシンボルを前記第２シンボルの単
位で累積して出力する過程とを備えることを特徴とする請求項１１に記載のＣＤ
ＭＡ通信システムの非直交雑音検出方法。 - 【請求項１３】 前記差信号発生過程が、 前記第２シンボルを遅延する過程と、 前記遅延された第２シンボルから前記第２シンボルを減算して非直交雑音成分
を発生する過程とを備えることを特徴とする請求項１２に記載のＣＤＭＡ通信シ
ステムの非直交雑音検出方法。 - 【請求項１４】 前記非直交雑音信号をダウンサンプリングして前記第１シ
ンボルの境界区間で発生する出力を非直交雑音として選択しない過程をさらに備
えることを特徴とする請求項１１に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検
出方法。 - 【請求項１５】 前記第１シンボルが同期チャネルシンボルであり、前記第
２シンボルがトラフィックチャネルシンボルであることを特徴とする請求項１１
に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出方法。 - 【請求項１６】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出方法において、 同一のデータを繰り返す特定のチャネルに割り当てられた直交符号で前記特定
のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発
生する過程と、 前記逆拡散繰り返しシンボルを受信し、現在受信されたシンボルと以前に受信
されたシンボルとの差を検出する過程と、 前記差信号をエネルギー成分に変換して非直交雑音信号を発生する過程とを備
えることを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出方法。 - 【請求項１７】 前記非直交雑音信号をダウンサンプリングする過程をさら
に備えることを特徴とする請求項１６に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑
音検出方法。 - 【請求項１８】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置において、 他のチャネルに比べて低速で伝送される特定のトラフィックチャネル信号を符
号化するチャネル符号器と、 前記チャネル符号器の出力に特定のパターンを挿入するパターン挿入器と、 前記パターン挿入器の出力を該当チャネルの直交符号で拡散する拡散器を含む
基地局装置と、 第１シンボル区間で少なくとも二つの同一の第２シンボルを繰り返す特定のチ
ャネルに割り当てられた直交符号で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル信
号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する逆拡散器と、 前記逆拡散された信号から前記特定のパターンを取り除くパターン除去器と、 前記パターンの取り除かれた第２シンボルを受信し、現在受信された第２シン
ボルと以前に受信された第２シンボルとの差信号を発生する差信号発生器と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を発生する雑音検出器と
を備えることを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項１９】 前記非直交雑音信号をダウンサンプリングして前記第１シ
ンボルの境界区間で発生する出力を非直交雑音として選択しないダウンサンプラ
をさらに備えることを特徴とする請求項１８に記載のＣＤＭＡ通信システムの非
直交雑音検出装置。 - 【請求項２０】 前記第１シンボルが同期チャネルシンボルであり、前記第
２シンボルがトラフィックチャネルシンボルであることを特徴とする請求項１９
に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２１】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置において、 第１シンボル区間でｋ個の同一の第２シンボルを繰り返す特定のチャネルに割
り当てられた直交符号で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡散
して逆拡散繰り返しシンボルを発生する逆拡散器と、 前記逆拡散された第２シンボルを（ｋ−１）遅延し、前記現在のシンボル及び
遅延された（ｋ−１）個の第２シンボルに所定の利得制御値を印加した後、前記
利得制御された第２シンボルを演算して非直交雑音成分を発生する非直交雑音演
算器と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を発生する雑音検出器と
を備えることを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２２】 前記逆拡散器が、 前記第１シンボルを伝送するチャネルに割り当てられた直交符号で前記受信さ
れるチャネル信号を逆拡散する直交復調器と、 前記第１シンボル区間で前記直交復調されたシンボルを前記第２シンボルの単
位で累積して出力する累積器とを備えることを特徴とする請求項２１に記載のＣ
ＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２３】 前記非直交雑音演算器が、 直列連結される（ｋ−１）個からなり、前記逆拡散器から出力される第２シン
ボルを遅延する遅延器と、 前記利得制御値の合計が０となり、前記受信される第２シンボル及び遅延され
た（ｋ−１）個の第２シンボルを所定の対応する利得制御値と乗算する利得制御
器と、 前記利得制御器の出力を加算して非直交雑音成分を発生する加算器とを備える
ことを特徴とする請求項２２に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装
置。 - 【請求項２４】 前記雑音検出器に連結され、前記非直交雑音信号をダウン
サンプリングして前記第１シンボルの境界区間で発生する出力を非直交雑音とし
て選択しないダウンサンプラをさらに備えることを特徴とする請求項２１又は２
３に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２５】 前記第１シンボルが同期チャネルシンボルであり、前記第
２シンボルがトラフィックチャネルシンボルであることを特徴とする請求項２４
に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２６】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出方法において、 第１シンボル区間でｋ個の同一の第２シンボルを繰り返す特定のチャネルに割
り当てられた直交符号で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡散
して逆拡散繰り返しシンボルを発生する過程と、 前記逆拡散された第２シンボルを（ｋ−１）遅延し、前記現在のシンボル及び
遅延された（ｋ−１）個の第２シンボルに所定の利得制御値を印加した後、前記
利得制御された第２シンボルを演算して非直交雑音成分を発生する過程と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を発生する過程とを備え
ることを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR19980022215 | 1998-06-13 | ||
| KR1998/22215 | 1998-06-13 | ||
| PCT/KR1999/000293 WO1999066643A2 (en) | 1998-06-13 | 1999-06-14 | Device and method for measuring non-orthogonal noise power for cdma communication system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002518926A true JP2002518926A (ja) | 2002-06-25 |
| JP3471756B2 JP3471756B2 (ja) | 2003-12-02 |
Family
ID=19539406
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000555367A Expired - Fee Related JP3471756B2 (ja) | 1998-06-13 | 1999-06-14 | Ｃｄｍａ通信システムの非直交雑音測定装置及び方法 |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6532252B1 (ja) |
| EP (1) | EP0997004A1 (ja) |
| JP (1) | JP3471756B2 (ja) |
| KR (1) | KR100348191B1 (ja) |
| CN (1) | CN1121102C (ja) |
| AR (1) | AR025124A1 (ja) |
| AU (1) | AU739474B2 (ja) |
| BR (1) | BR9906527A (ja) |
| CA (1) | CA2298688C (ja) |
| ID (1) | ID24882A (ja) |
| IL (1) | IL134465A (ja) |
| RU (1) | RU2195784C2 (ja) |
| WO (1) | WO1999066643A2 (ja) |
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-
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- 1999-06-14 US US09/332,672 patent/US6532252B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-14 RU RU2000103273A patent/RU2195784C2/ru not_active IP Right Cessation
- 1999-06-14 CN CN99801125A patent/CN1121102C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-14 WO PCT/KR1999/000293 patent/WO1999066643A2/en active IP Right Grant
- 1999-06-14 AU AU41714/99A patent/AU739474B2/en not_active Ceased
- 1999-06-14 EP EP19990925444 patent/EP0997004A1/en not_active Withdrawn
- 1999-06-14 CA CA002298688A patent/CA2298688C/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-14 IL IL13446599A patent/IL134465A/en not_active IP Right Cessation
- 1999-06-14 ID ID20000253A patent/ID24882A/id unknown
- 1999-06-14 KR KR1019990022101A patent/KR100348191B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-06-14 JP JP2000555367A patent/JP3471756B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-14 BR BRPI9906527-4A patent/BR9906527A/pt not_active IP Right Cessation
- 1999-09-02 AR ARP990102805 patent/AR025124A1/es not_active Application Discontinuation
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| KR100348191B1 (ko) | 2002-08-09 |
| ID24882A (id) | 2000-08-31 |
| AU4171499A (en) | 2000-01-05 |
| US6532252B1 (en) | 2003-03-11 |
| IL134465A (en) | 2004-01-04 |
| WO1999066643A2 (en) | 1999-12-23 |
| AU739474B2 (en) | 2001-10-11 |
| CA2298688C (en) | 2003-07-08 |
| RU2195784C2 (ru) | 2002-12-27 |
| WO1999066643A3 (en) | 2000-04-06 |
| IL134465A0 (en) | 2001-04-30 |
| BR9906527A (pt) | 2007-05-29 |
| CA2298688A1 (en) | 1999-12-23 |
| CN1273722A (zh) | 2000-11-15 |
| AR025124A1 (es) | 2002-11-13 |
| JP3471756B2 (ja) | 2003-12-02 |
| CN1121102C (zh) | 2003-09-10 |
| KR20000006161A (ko) | 2000-01-25 |
| EP0997004A1 (en) | 2000-05-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080912 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080912 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090912 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100912 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100912 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110912 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120912 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130912 Year of fee payment: 10 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |