JP2002374374A - スプリッタ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】構成が単純であり、小さい素子数のｘＤＳＬ用
スプリッタ回路に利用するローパス・フィルタを実現す
る。ＩＴＵ−Ｔ規格を満足する簡単な構成のスプリッタ
回路を実現する。 【構成】ｎ次チェビシェフ型フィルタを基本型として、
シリーズ・アームに小さい抵抗器を挿入して、リターン
ロスの改善をはかる。このｎ次チェビシェフ型フィルタ
の基本型は、その特性インピーダンスを実際の線路の特
性インピーダンスよりやや低く設定して設計する。シリ
ーズ・アームに挿入する抵抗器に代えてシリーズ・アー
ムのインダクタ巻線抵抗を利用することもできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は、電話加入者線ケー
ブルに高速ディジタル通信信号を重畳して伝送するｘＤ
ＳＬ（Digital Subscriber Line) に利用する。本発明
は、一つの電話加入者線に伝送される音声信号をＰＯＴ
Ｓ（Plain Old Telephone Service) が利用し、データ
信号をｘＤＳＬが利用するために、加入者線ケーブルの
信号を分離または合成するために利用する。本発明は、
素子数が小さくリターンロス（反射減衰）特性の優れた
ｘＤＳＬ用フィルタに関する。

【０００２】

【従来の技術】インターネットへの接続その他に利用す
るために、既存の電話加入者線を利用して、音声信号帯
域外に高速ディジタル信号を伝送する方式が普及しよう
としている。この方式は近い将来に大規模な需要が見込
まれている。ｘＤＳＬとは、ＡＤＳＬ（Asymmetric DS
L),ＶＤＳＬ（Very high speed DSL), ＨＤＳＬ（High
speed DSL),ＳＤＳＬ（Symmetric DSL) その他ディジタ
ル加入者線の総称である。ｘＤＳＬ方式では電話と高速
ディジタル通信とが一つの回線を利用して、同時にそれ
ぞれ双方向の信号を伝送することができる。

【０００３】電話交換機から家庭やオフィスに配線され
ている電話加入者線をｘＤＳＬに利用するには、加入者
側に図３に示すような分離合成フィルタを含むスプリッ
タ回路を接続する。すなわち、加入者線と従来からのア
ナログ電話設備との間には、双方向性のローパス・フィ
ルタＬＰＦが接続され、加入者線とｘＤＳＬ設備との間
には双方向性のハイパス・フィルタＨＰＦが接続され
る。既設の加入者線は平衡対ケーブルであり、アナログ
電話設備の端子は原則として平衡形であり、ｘＤＳＬ設
備の端子も平衡形である。そしてこのハイパス・フィル
タＨＰＦは、平衡形の場合には２個のキャパシタにより
構成されるきわめて単純な回路により構成することがで
きるから、ハイパス・フィルタＨＰＦについては技術的
な問題はほとんどない。ローパス・フィルタＬＰＦはそ
の構成がやや複雑になる。本発明はこのローパス・フィ
ルタＬＰＦの改良に関するものである。

【０００４】このローパス・フィルタＬＰＦの通過帯域
は、直流から３．４ｋＨｚである。このローパス・フィ
ルタＬＰＦは、アナログ電話設備に直流通話電流を供給
するために直流（最大１３０ｍＡ)を通過させることが
必要である。またｘＤＳＬは周波数領域で考えると２５
ｋＨｚ以上の信号であり、ローパス・フィルタＬＰＦは
この信号を遮断するとともに、既存のアナログ電話設備
（ＰＯＴＳ）が、高速ディジタル通信を併設することに
より受ける影響を排除しなければならない。すなわちロ
ーパス・フィルタＬＰＦのＬＩＮＥ側に、既存の電話加
入者線が接続され、ハイパス・フィルタＨＰＦを介して
ｘＤＳＬ設備が接続されたときに、ＰＯＴＳ側から見た
リターンロス（反射減衰）特性の規格を満足しなければ
ならない。この規格は国際電気通信連合の電気通信標準
化部門（ＩＴＵ−Ｔ）により制定されている。

【０００５】このＩＴＵ−Ｔの規格では、既存の電話加
入者線について図４に示す等価回路が制定されている。
すなわち、電話加入者線は６００Ωなどの単純な特性イ
ンピーダンスではなく、ｘＤＳＬ設備の利用周波数帯域
に即して、加入者端末を接続する線路側（ＬＩＮＥ）の
インピーダンスは図４に示す容量性のリアクタンス回路
とするものである。

【０００６】このようなローパス・フィルタとしては、
さまざまな形態のものが知られている。リターンロスを
改善するもの、構成を簡単化するものなどが提案されて
いる。近年のものとしては、特開2000-165553号公報
（出願人：富士通ほか）、特開2000-224337 号公報（出
願人：トーキン）などに開示された技術がある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】電話加入者線の加入者
側端子から線路側をみたインピーダンスが、特性インピ
ーダンスに相当する純抵抗ではなく、図４に示すような
容量性のインピーダンス回路で等価されると、従来から
広く知られたフィルタの設計思想がそのまま利用できな
い。つまり、従来からのフィルタ設計技術は、四端子フ
ィルタの両端は特性インピーダンスに相当する純抵抗で
終端されるものとして確立されている。したがって、こ
のための従来例技術は、上記公報に開示されているよう
に、標準的な手法により設計されたフィルタに、複数の
素子を付加することにより、容量性インピーダンスの終
端に対するリターンロス特性を満足するように設計され
ることになった。このためローパス・フィルタの素子数
が大きくなり、その構成が複雑になった。

【０００８】さらに市場の状況として、上述のように今
後数年のうちにｘＤＳＬの急激な普及が予想されてい
る。このために素子数が少なく安価に製造することがで
きるとともに、製造工数の小さいスプリッタ回路が求め
られている。

【０００９】本発明はこのような背景に行われたもので
あって、ローパス・フィルタの素子数が小さく、しかも
ＩＴＵ−Ｔ規格に定められた線路インピーダンスに対し
て、十分なリターンロス特性を有するスプリッタ回路を
提供することを目的とする。本発明は、単純な構成であ
って安価であり、信頼性の高いスプリッタ回路を提供す
ることを目的とする。本発明はローパス・フィルタの構
成を単純化して、製造歩留りが大きく、製造後の調整が
不要なスプリッタ回路を提供することを目的とする。本
発明は、ＩＴＵ−Ｔ規格を満足するスプリッタ回路であ
って、可及的に素子数の小さいスプリッタ回路を提供す
ることを目的とする。さらに本発明は、ローパス・フィ
ルタの通過域の損失が小さいスプリッタ回路を提供する
ことを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、ローパス・フ
ィルタとして直流が通過する梯子形フィルタであるチェ
ビシェフ型フィルタを基本的な構成とするとともに、そ
の直流通路となるシリーズ・アームに小さい値の抵抗成
分を含ませたことを最大の特徴とする。すなわち本発明
は、ローパス・フィルタに接続されるアナログ電話設備
に供給する直流通話電流に大きい影響を与えない程度
の、小さい値の抵抗器を挿入する、あるいはローパス・
フィルタの構成要素であるインダクタの巻線に積極的に
抵抗成分をもたせることにより、既存のアナログ電話設
備に対する音声帯域内のリターンロスをきわめて大きく
することができることに着目したものである。

【００１１】本発明は、一端が加入者線（ＬＩＮＥ）に
接続され他端がアナログ電話設備（ＰＯＴＳ）に接続さ
れる双方向性のローパス・フィルタ（ＬＰＦ）と、一端
が前記加入者線（ＬＩＮＥ）に接続され他端がｘＤＳＬ
設備に接続される双方向性のハイパス・フィルタ（ＨＰ
Ｆ）とを備えたスプリッタ回路において、前記ローパス
・フィルタ（ＬＰＦ）はｎ次チェビシェフ型フィルタで
あってそのシリーズ・アームのインピーダンスに抵抗成
分（Ｒ，Ｒａ＋Ｒｂ）を含ませたことを特徴とする。

【００１２】前記抵抗成分の値は、前記アナログ電話設
備の側で対線間の直流回路が短絡されたときに十分な通
話電流が通過する範囲で選択されることが望ましい。そ
して、この抵抗成分は前記シリーズ・アームに接続され
た抵抗器を含む構成とすることができるし、この抵抗成
分の一部または全部を前記シリーズ・アームに接続され
たインダクタの巻線抵抗を利用する構成とすることがで
きる。これをさらに詳しく説明すると、従来から音声周
波数帯域で利用されるローパス・フィルタには巻線形の
インダクタが利用され、そのインダクタの巻線には当然
に抵抗成分がある。従来のフィルタ設計では、インダク
タは理想的な抵抗成分のないインダクタとして設計し、
現実のインダクタに含まれる抵抗成分は、この設計に対
して無視できる程度に小さくするようにインダクタが製
作された。これに対して本発明の装置では、設計として
インダクタに直列に抵抗成分を積極的に付加するところ
に特徴がある。さらに具体的には、インダクタの巻線抵
抗に加えてインダクタに直列に抵抗器を接続する、ある
いはインダクタの巻線として、所望の抵抗成分を含む細
い電線もしくは比抵抗の大きい材料による電線を利用す
る。上記記載の「抵抗成分を含ませた」とはその意味で
ある。

【００１３】この抵抗成分（Ｒ，Ｒａ＋Ｒｂ）の値は、
前記アナログ電話設備（ＰＯＴＳ）の側で対線間の直流
回路が短絡されたときに十分な通話電流が通過する範囲
で選択される値である。具体的には、加入者線（ＬＩＮ
Ｅ）の特性インピーダンス（５００〜６００Ω）の数十
分の１に相当する値である。さらに具体的には、発明者
がＰＯＴＳ側にＩＴＵ−Ｔの規格に基づく終端回路を接
続して、実験的に求めた最適値を例示すると、前記ロー
パス・フィルタが平衡形であるときには、前記抵抗成分
の値は片側６．５Ωないし１７．５Ωであり、前記ロー
パス・フィルタが不平衡形であるときには、前記抵抗成
分の値は１３Ωないし３５Ωである。この「抵抗成分の
値」は上記説明のように、抵抗器を直列に接続する場合
にはその抵抗値とインダクタの巻線抵抗の和であり、巻
線抵抗のみで設計する場合には巻線抵抗の値である。

【００１４】上記括弧内の符号は、あとから説明する実
施例図面の参照符号である。これは本発明の構成を理解
しやすいように付すものであって、本発明を実施例の構
成に限定して解釈するためのものではない。以下の説明
においても同様である。

【００１５】チェビシェフ型フィルタは旧くから知られ
たローパス・フィルタの一つの典型である。チェビシェ
フ型フィルタは、シリーズ・アームにインダクタとキャ
パシタの並列回路が接続され、シャント・アームにキャ
パシタが接続される梯子形フィルタである。チェビシェ
フ型フィルタは平衡形でも不平衡形（片側接地）でも実
現できる。そしてｘＤＳＬ用のスプリッタ回路として
も、チェビシェフ型フィルタを基本回路とする構成はす
でによく知られている。

【００１６】チェビシェフ型フィルタは、上記梯子の段
数に応じて次数が表される。本発明ではｎ次チェビシェ
フ型フィルタとして表現するが、この次数ｎはよく知ら
れているように、遮断周波数近傍の周波数特性がどれだ
け鋭く設計されるかにより決定される。本発明の用途で
はローパス・フィルタの通過域が音声周波数（０ないし
３．４ｋＨｚ）であり、遮断周波数をｘＤＳＬ通信方式
が利用する帯域（２５ｋＨｚ以上）の約半分程度（具体
的には約１３ｋＨｚ）として設計することが適当であ
り、遮断減衰量の規格値は６５ｄＢであるから、チェビ
シェフ型フィルタの次数ｎの値は４以上に選ぶことが適
当である。次数ｎが大きくなるにしたがって、素子数が
大きくなりフィルタとしての構成が複雑になる。発明者
がさまざまな試験をした結果からは、この次数ｎの値は
４ないし８が適当であり、さらに具体的な設計として
は、この次数ｎはリターンロスとくに音声帯域外のリタ
ーンロスとの調和により選択することがよい。発明者が
実験的に求めた次数ｎの最適値を例示するとｎ＝４ない
し６である。

【００１７】チェビシェフ型フィルタの次数ｎが４以上
であると、上記シリーズ・アームに直列に挿入する抵抗
成分を個別の抵抗器で構成する場合には、この抵抗器
（Ｒ，Ｒａ＋Ｒｂ）の挿入位置として複数の位置が選択
可能である。すなわちこの挿入位置は、直列アームの抵
抗成分を大きくするものであるから、シリーズ・アーム
のどの位置に挿入してもよい。しかし、この抵抗器は、
直列アームの抵抗成分を大きくするとともに、シリーズ
・アームに接続されているインダクタと、シャント・ア
ームに接続されているキャパシタとの共振を緩和させる
作用を併せて期待するものであるから、複数の梯子形状
に接続された素子の段間に挿入することがさらに望まし
い。次数ｎが４であれば段間の数は３であり、次数ｎが
６であればその段間の数は５である。その段間のいずれ
の位置に接続しても本発明を実施することができる。そ
の抵抗値の総和（すなわち直列抵抗値）が上記の値にな
るように複数の段間に分散して配置することも可能であ
る。発明者が実験的にその挿入位置を変更して試験を行
ったが、挿入位置を変更することによる特性上の相違は
あまり大きくなかった。すなわち段間のどの位置に挿入
してもリターンロス特性を相応に改善することができ
た。

【００１８】発明者は、原理的な設計としては、上記の
ように抵抗成分はシリーズ・アームに抵抗器を個別の素
子として接続するかたちで設計した。この場合には、シ
リーズ・アームには複数のインダクタが接続されること
になるから、このインダクタの巻線として直流抵抗が十
分に小さい太い線を用いることにした。しかし、このイ
ンダクタの巻線として、ある程度に直流抵抗が大きい細
い電線を選ぶことにより、個別の抵抗器を接続しなくと
も、等価の抵抗成分をシリーズ・アームに含ませるよう
に実現することができることに気づいた。これを具体的
に設計すると、線径が０．１ｍｍ 前後の現実的に利用
できる銅線を用いて、設計上必要な抵抗成分を作り出す
ことができることがわかった。すなわち、シリーズ・ア
ームの構成要素であるインダクタの巻線抵抗が、シリー
ズ・アームに含ませる所望の抵抗値となるように、巻線
の種類および長さを選択し設計することができることが
わかった。

【００１９】抵抗器を個別部品として接続する場合と、
インダクタの巻線抵抗を利用して抵抗成分を含ませる場
合との得失を考えると、抵抗器を個別部品として接続す
る場合には、部品点数が大きくなるが、インダクタには
太い巻線を利用することができるからインダクタの信頼
性が向上する。とくにこのフィルタでは使用形態とし
て、インダクタの巻線には直流通話電流が流れるから、
何らかの原因により直流電流が過大になったときなどに
故障する可能性が小さくなる利点がある。一方、インダ
クタの巻線に抵抗成分を含ませるように設計すると、部
品点数が小さくなり、接続点の個数が小さくなるから、
この観点からは信頼性が向上することになる。そして部
品点数が小さいから全体としてフィルタを小型に構成す
ることができる。

【００２０】抵抗器を個別部品として接続する場合に
も、その抵抗器の値を必要な抵抗値の一部を分担するよ
うに選択し、抵抗器とインダクタの巻線抵抗との和が必
要な抵抗値になるように設計して本発明を実施すること
もできる。

【００２１】さらに本発明では、前記ローパスフィルタ
の基本回路となるチェビシェフ型フィルタの基本型につ
いて、その特性インピーダンスを標準値６００Ωより１
０ないし２５％低い値に設定して設計することを特徴と
する。これにより、上記シリーズ・アームに直列に挿入
する抵抗成分（Ｒ，Ｒａ＋Ｒｂ）と調和をとることがで
きる。さらに具体的には、前記ｎ次チェビシェフ型フィ
ルタは、その特性インピーダンスを５００Ω±１０Ωの
範囲にとることがよい。これは実験的に設定したもので
あり、これを約５００Ωと表現する。

【００２２】つぎに通過域の損失を小さくするためにチ
ェビシェフ型フィルタのシリーズアームのリアクタンス
の絶対値をチェビシェフ型フィルタの基本型として設計
された値より小さく、シャントアームのリアクタンスの
絶対値を同じくチェビシェフ型フィルタの基本型として
設計された値より大きく設定することが有効である。こ
のための具体的な構成は、１）前記ｎ次チェビシェフ型
フィルタのシリーズ・アームにキャパシタと並列に接続
されるインダクタの一以上についてその値がチェビシェ
フ型フィルタの基本型よりリアクタンスの絶対値をわず
かに小さく設定すること、２）前記ｎ次チェビシェフ型
フィルタのシャント・アームを構成するキャパシタの一
以上についてその値がチェビシェフ型フィルタの基本型
よりリアクタンスの絶対値をわずかに大きく設定するこ
と、３）前記ｎ次チェビシェフ型フィルタのシリーズ・
アームに単独で接続されるインダクタについてその値が
チェビシェフ型フィルタの基本型よりリアクタンスの絶
対値をわずかに大きく設定すること、である。

【００２３】ここで、インダクタまたはキャパシタにつ
いて「一以上」と表現するが、これはｎ次チェビシェフ
型フィルタでは、回路内にインダクタまたはキャパシタ
はそれぞれ複数個あるので、そのいずれか一つまたはそ
れ以上について、との意味である。実施例について後か
ら詳しく説明するように、すべてのインダクタまたはキ
ャパシタについて、調和をとりながらその値を少しずつ
変更することが最も望ましいが、一つまたは一部の複数
のインダクタまたはキャパシタについて、上記のような
値の変更を行うことによっても本発明を実施することが
できる。

【００２４】

【発明の実施の形態】具体的な数値を含む設計例および
試験例について説明する。以下の説明は発明者が多数の
設計および試験を行ったものの中からの例示である。発
明の範囲をこの例示に限定して理解するためのものでは
ないことはいうまでもない。

【００２５】図１は本発明実施例ローパス・フィルタの
回路図である。この回路は不平衡形の６次チェビシェフ
型フィルタ基本型の構成に加えて、シリーズ・アームに
抵抗器Ｒを接続することにより抵抗成分を装荷するとこ
ろに特徴がある。この抵抗器Ｒは左側の端子ＬＩＮＥに
電話加入者線が接続されたときに、右側の端子ＰＯＴＳ
からみたリターンロスを大きくするために挿入されたも
のである。そして上で説明したように、このローパス・
フィルタの特性インピーダンスは、標準値に対してやや
低く、具体的には約２０%ほど低く設計されている。

【００２６】このローパスフィルタＬＰＦは図３に示す
ように接続されて、電話加入者線ＬＩＮＥに同時に重畳
して伝送されるアナログ電話信号とｘＤＳＬのディジタ
ル信号とを分離または合成するためのスプリッタ回路と
なる。すなわち、アナログ電話信号は約４ｋＨｚ以下の
周波数帯域の信号であり直流通話電流（最大１３０ｍ
Ａ)を含む。ｘＤＳＬ信号は約２５ｋＨｚ以上の周波数
帯域に分散するディジタル信号である。右側の端子ＰＯ
ＴＳからみたリターンロスが小さいと、たとえばアナロ
グ電話設備として従来型の電話機を接続して通話を行う
ときに、自分の声が受話器に聞こえることになって通話
に不都合をきたす。図３に示すハイパス・フィルタＨＰ
Ｆは、すでに説明したように単純な１個のキャパシタに
より構成することができる。

【００２７】（第一実施例）図２に本発明第一実施例ロ
ーパス・フィルタの回路図を示す。この回路は平衡形の
６次チェビシェフ型フィルタを基本型とするものであ
り、そのシリーズ・アームに抵抗器ＲａおよびＲｂが接
続されているところに特徴がある。これも上の説明のと
おり右側の端子ＰＯＴＳからみたリターンロスを大きく
するために挿入されたものである。図１の回路と対応さ
せると、抵抗器の値はＲ＝Ｒａ＋Ｒｂとなる。このロー
パス・フィルタも図３に示すようにハイパス・フィルタ
と組み合わせて接続されスプリッタ回路となる。既存の
加入者電話線は平衡形であり、既存のアナログ電話設備
も平衡形であるから、実用的には図２の回路が利用され
る。

【００２８】図５は６次チェビシェフ型フィルタの基本
型の回路図である。図５（ａ）は不平衡形であり、図５
（ｂ）は平衡形である。このチェビシェフ型ローパス・
フィルタの設計手法については旧くから知られた技術で
あり、ここでは詳しく説明することを省略する。この設
計手法については、例えば、A.I.Zverev: Handbook of
FILTER SYNTHESIS, John Wiley & Sons,1967 に詳しい
説明があるので参照されたい。

【００２９】ここで本発明の特徴ある構成およびその設
計について説明すると、はじめにこの実施例回路では、
遮断周波数１３ｋＨｚ、特性インピーダンスを５００Ω
として、６次チェビシェフ型フィルタの基本型を設計し
た。この基本型の設計による各素子の数値はつぎのとお
りである。それぞれ図５（ａ）に対応して、 Ｌ₁ =１１．４ｍＨ,Ｌ₂ =１０．２ｍＨ,Ｌ₃ =８．０ｍ
Ｈ Ｃ₁ = ３２nＦ,Ｃ₂ = ４．２nＦ,Ｃ₃ = ４４nＦ,Ｃ₄ =
２．９nＦ,Ｃ₅ =４３nＦ である。この第一段階の基本型の設計により、阻止域減
衰量、挿入損失の周波数特性、およびリターンロスを検
討すると、ＩＴＵ−Ｔで規定される規格を満たさないの
はリターンロスのみである。したがってリターンロスに
ついて詳しく説明する。

【００３０】図６は、リターンロスの測定系を示すブロ
ック構成図である。被試験ローパス・フィルタＬＰＦの
ＬＩＮＥ側に、図４に示すＩＴＵ−Ｔで制定された加入
者線の擬似回路 (ＺＮＬ−ｘと表記する）を接続し、そ
のＬＩＮＥ側に並列に、ハイパス・フィルタＨＰＦとし
てキャパシタを介してｘＤＳＬの擬似回路(ＺＨＰ−ｘ)
を接続する。そして、被試験ローパス・フィルタＬＰＦ
のＰＯＴＳ側から、測定装置（Test Eqp）によりリター
ンロスを測定する。測定装置（Test Eqp）の基準インピ
ーダンス端子に接続する回路は、この場合純抵抗ではな
く、図４に示す加入者線の擬似回路ＺＮＬ−ｘである。
この測定結果を図７に示す。図７から、ＩＴＵ−Ｔ規格
に対して音声周波数帯域の高域部分で規格を割り込んで
しまうことがわかる。

【００３１】これを改善するために、図６に矢印で示す
方向をみた複素インピーダンスＺについて、その実数成
分Ｒと虚数成分Ｘとに分離して考えることにする。すな
わち図６の測定装置（Test Eqp) が測定しているリター
ンロスは、 Return Loss＝２０log｜(Ｚ_ref＋Ｚ)／（Ｚ_ref−Ｚ）| ……（１） となる。ここで上記複素インピーダンスＺを実部レジス
タンスＲと虚部リアクタンスＸを用いて、 Ｚ＝Ｒ＋ｊＸ ……（２） と表すことができる。これを用いてリターンロスは、 Return Loss＝２０log|｛(Ｒ_ref＋Ｒ)＋ｊ(Ｘ_ref＋Ｘ)｝ ／｛(Ｒ_ref−Ｒ)＋ｊ(Ｘ_ref−Ｘ)｝｜ …… (３） と表すことができる。リターンロスを大きくするには、
式（３）の分子を大きくするか分母を小さくするかであ
り、この場合には式（３）の分母を小さくすることが適
当であり、これを Ｒ_ref−Ｒ→０ と Ｘ_ref−Ｘ→０ との二つに分けて考えることにする。このように実数成
分と虚数成分に分解して考察することにより問題を単純
化することができる。

【００３２】はじめに Ｒ_ref−Ｒ→０ すなわち式
（３）の分母の実数成分を小さくする方法について検討
すると、Ｒ_ref およびＲの周波数特性は図８のようにな
る。この図８からＲ_ref をＲに近づけるために、４ｋＨ
ｚ以下の低周波域では Ｒ_ref＞ Ｒ であるから、ローパ
スフィルタのシリーズ・アームに抵抗器を挿入すること
にする。この抵抗器を挿入することにより、図８に示す
Ｒの周波数特性のピーク＃１も小さくなる。これだけで
もかなり改善されるが、さらに、図８では３．８ｋＨｚ
付近にある Ｒ_ref とＲとの交点をさらに低い周波数に
移動させるために、ローパスフィルタＬＰＦのシリーズ
・アームにあるインダクタＬ₁のインダクタンス値を増
加させる。

【００３３】つぎに、Ｘ_ref−Ｘ→０について検討する
と、Ｘ_ref およびＸの周波数特性は図９のとおりにな
る。この図９から低周波域Ｘの値を小さくすることによ
りＸ_{re f}−Ｘ→０となり、これはインダクタＬ₂およびＬ
₃のインダクタンスを小さくすることにより実現するこ
とができる。また、図９に示す周波数特性の二つのピー
ク＃２については、Ｘ_ref と Ｘとの交点周波数を低く
する、すなわちインダクタＬ₁のインダクタンスを大き
くすることにより実現することができる。

【００３４】このような操作を組み合わせて数回繰り返
し行うことにより、図７で説明したリターンロスの周波
数特性は、図１０に実線で示すような特性まで改善する
ことができた。所望の特性が得られたところで設計を確
定する。図１０の点線は図７に実線で示す改善前の特性
である。この特性が得られた回路設計について図１に示
す素子記号に対応させて各素子の望ましい数値は、 Ｌ₁ ＝３２．３ｍＨ〜３５．７ｍＨ、巻線抵抗:９Ω、 Ｌ₂ ＝Ｌ₃ ＝２．８５ｍＨ〜３．１５ｍＨ、巻線抵抗:
２．８Ω、 Ｃ₁ ＝Ｃ₃ ＝Ｃ₅ ＝３１．３５nＦ〜３４．６５nＦ Ｃ₂ ＝１４．２５nＦ〜１５．７５nＦ Ｃ₄ ＝９．５nＦ〜１２．６nＦ Ｒ＝１０Ω〜２４Ω となる。この数値から部品の種類もきわめて少なくなる
ことがわかる。

【００３５】上記説明は不平衡形の設計について説明し
たが、図２に示す平衡形の場合には、各素子の望ましい
数値は、 図２の記号（１次、２次、３次など）に対応
させて、 Ｌ₁ １次、２次＝８．０７５ｍＨ〜８．９２５ｍＨ、巻線抵
抗:４．５Ω、 Ｌ₂ ＝Ｌ₃ １次、２次＝０．７１２５ｍＨ〜０．７８７５ｍＨ、巻
線抵抗:１．４Ω ３次 = ２．８５ｍＨ〜３．１５ｍＨ、巻線抵抗:２．８
Ω Ｃ₁ ＝Ｃ₃ ＝Ｃ₅ ＝３１．３５nＦ〜３４．６５nＦ Ｃ₂ ＝１４．２５nＦ〜１５．７５nＦ Ｃ₄ ＝９．５nＦ〜１２．６nＦ Ｒ＝５Ω〜１２Ω

【００３６】本発明実施例について、最終的な特性の測
定値を表１に示す。図１１にはこの実施例装置の挿入損
失周波数特性実測値をその規格値と併せて示す。図１２
にはこの実施例装置の阻止域減衰量周波数特性実測値を
その規格値と併せて示す。この実施例装置は、すべての
項目でＩＴＵ−Ｔの規格を満足することができた。

【００３７】

【表１】

【００３８】（第二実施例）つぎにチェビシェフ型フィ
ルタの次数ｎを４とした実施例について説明する。図１
３は４次チェビシェフ型フィルタの基本回路図である。
図１３（ａ）は平衡型４次チェビシェフ型フィルタの基
本回路図であり、同図（ｂ）は不平衡型４次チェビシェ
フ型フィルタの基本回路図である。この例は遮断周波数
を１０kHz、特性インピーダンスを５００Ωとして、上
で説明した第一実施例と同様に基本設計を行い、それぞ
れ図１３（ｂ）に対応して、 Ｌ₁ = 13.2 mH, L₂ = 11.3 mH Ｃ₁ = 48 nF, C₂ = 2.7 nF, C₃ = 50 nF となる。この基本設計について上記第一実施例と同様に
リターンロスについて調節作業を行い、それぞれ図１３
（ｂ）に対応して、各素子の望ましい数値は、 Ｌ₁ = 31.5 mH 〜 34.1 mH、巻線抵抗:9Ω、 Ｌ₂ = 8.83 mH 〜 9.56 mH、巻線抵抗:5Ω、 Ｃ₁ = 37 nF 〜 41 nF Ｃ₂ = 3.7 nF 〜 4.1 nF Ｃ₃ = 59 nF 〜 65 nF であって、シリーズ・アームにさらに１０〜２４Ωの抵
抗成分を加えることが必要であることが設計された。

【００３９】ここで、この第二実施例ではこの抵抗成分
をインダクタの巻線抵抗として、シリーズ・アームの直
列抵抗成分とすることにすると、図１３（ｂ）に対応し
て、表２に示す値を設計した。これは、上記第一実施例
ではインダクタの巻線として線径０．２ｍｍ以上の銅線
を用いていたところ、各線径および線長を表２に示すに
ように調節したものである。

【００４０】

【表２】 この表２の設計により、第二実施例回路のシリーズ・ア
ームの直流抵抗成分は、 （Ｌ₁の１次）＋（Ｌ₁の２次）＋（Ｌ₂の１次）＋（Ｌ₂
の２次）= ３４Ω となる。これは直流（通話電流）に対する抵抗成分であ
り、Ｌ₂の３次巻線の抵抗分は加算されていない。これ
により、新たに抵抗器を追加することなく所望のリター
ン・ロス特性を得ることができる。

【００４１】この第二実施例回路について同様に特性測
定を行った結果について、図１４に挿入損失周波数特性
を、図１５に阻止域減衰量周波数特性を示す。いずれも
所望の規格（ITU-Tの規格）を満足するものであった。
この第二実施例回路は、みかけ上抵抗器が接続されてい
ないから、回路を構成する部品数が少なくなり、小型に
構成されるとともに、接続点の数が少なくなるから信頼
性が向上する利点がある。

【００４２】ここで、巻線抵抗の値はそれぞれ直流によ
り測定したものであり、その高周波特性は表皮効果によ
り周波数の平方根に比例して増大するので、その影響に
ついて考察すると、このフィルタの特性上から問題とな
るリターンロスは、その周波数帯域は音声周波数帯域
（４kHz以下）であり、表皮効果の影響は無視すること
ができる。また、２５kHz 〜1104kHz の阻止域周波数に
ついては、表皮効果の影響によりみかけ上の抵抗値が高
くなるから、減衰量が増大する方向に影響があらわれる
ことになる。したがってこれらは設計値としては無視で
きるものと判断した。この第二実施例回路について、イ
ンダクタを巻線の太いものに置き換え、それぞれ直列に
相当する値の抵抗器を接続して同様の特性測定を行った
が、ほとんど差異は観測されなかった。

【００４３】

【発明の効果】本発明の回路に利用するローパス・フィ
ルタはその構成が単純であり、多数の付加素子を必要と
しない。本発明の装置は、チェビシェフ型フィルタの基
本型に部品として追加されるものがないように設計する
ことができる。かりに抵抗器を接続するように設計する
場合にも部品２個追加するのみである。したがって、従
来例装置に比べてその部品数はきわめて小さく、しかも
リターンロスをはじめ、すべての項目においてＩＴＵ−
Ｔの規格を満足することができる。本発明の装置は、と
くに低周波数域での挿入損失を小さくすることができ
る。本発明の装置は、構成が単純であり部品の種類が少
ないから安価に製造することができるとともに、高い信
頼性のある装置を提供することができる。本発明の装置
は、構成が簡単であるから製造歩留りが大きい。本発明
の装置は製造後の調整が不要である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例装置の回路図（不平衡型）。

【図２】本発明第一実施例装置の回路図（平衡型）。

【図３】スプリッタ回路の構成図。

【図４】ＩＴＵ−Ｔ規格による線路の等価回路図。

【図５】第一実施例装置の回路図。（ａ）は６次チェビ
シェフ型フィルタの基本回路図（不平衡型）。（ｂ）は
６次チェビシェフ型フィルタの基本回路図（平衡型）。

【図６】リターンロスの測定系のブロック構成図。

【図７】第一実施例について調整操作を行う前のリター
ンロス周波数特性図。

【図８】第一実施例について調整操作を行う前のインピ
ーダンス抵抗成分の周波数特性図。

【図９】第一実施例について調整操作を行う前のインピ
ーダンス虚数成分の周波数特性図。

【図１０】第一実施例について調整操作後のリターンロ
ス周波数特性図。

【図１１】第一実施例装置の挿入損失周波数特性図。

【図１２】第一実施例装置の阻止域減衰量周波数特性
図。

【図１３】第二実施例装置の回路図。（ａ）は６次チェ
ビシェフ型フィルタの基本回路図（不平衡型）。（ｂ）
は６次チェビシェフ型フィルタの基本回路図（平衡
型）。

【図１４】第二実施例装置の挿入損失周波数特性図。

【図１５】第一実施例装置の阻止域減衰量周波数特性
図。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J024 AA01 BA11 DA01 DA25 DA26 DA35 EA01 EA02 FA03 5K046 AA01 BB05 CC08 CC09 CC21 5K101 MM06 QQ11 SS04

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】一端が加入者線に接続され他端がアナログ
   電話設備に接続される双方向性のローパス・フィルタ
   と、一端が前記加入者線に接続され他端がｘＤＳＬ設備
   に接続される双方向性のハイパス・フィルタとを備えた
   スプリッタ回路において、 前記ローパス・フィルタはｎ次チェビシェフ型フィルタ
   であってそのシリーズ・アームのインピーダンスに抵抗
   成分を含ませたことを特徴とするスプリッタ回路。
2. 【請求項２】前記抵抗成分の値は、前記アナログ電話設
   備の側で対線間の直流回路が短絡されたときに十分な通
   話電流が通過する範囲で選択される請求項１記載のスプ
   リッタ回路。
3. 【請求項３】前記抵抗成分は前記シリーズ・アームに接
   続された抵抗器を含む請求項２記載のスプリッタ回路。
4. 【請求項４】前記抵抗成分は前記シリーズ・アームに接
   続されたインダクタの巻線抵抗である請求項２記載のス
   プリッタ回路。
5. 【請求項５】前記ローパス・フィルタは平衡形であり、
   前記抵抗成分の値は片側６．５Ωないし１７．５Ωであ
   る請求項２記載のスプリッタ回路。
6. 【請求項６】前記ローパス・フィルタが不平衡形であ
   り、前記抵抗成分の値は１３Ωないし３５Ωである請求
   項２記載のスプリッタ回路。
7. 【請求項７】前記ｎ次チェビシェフ型フィルタは、その
   特性インピーダンスを標準値６００Ωより１０ないし２
   ５％低い値に設定して設計されたものである請求項２記
   載のスプリッタ回路。
8. 【請求項８】前記ｎ次チェビシェフ型フィルタは、その
   特性インピーダンスを約５００Ωに設定して設計された
   ものである請求項７記載のスプリッタ回路。
9. 【請求項９】前記ｎ次チェビシェフ型フィルタのシリー
   ズ・アームにキャパシタと並列に接続されるインダクタ
   の一以上についてそのリアクタンス値がチェビシェフ型
   フィルタの基本型よりわずかに小さく設定された請求項
   ２記載のスプリッタ回路。
10. 【請求項１０】前記ｎ次チェビシェフ型フィルタのシャ
    ント・アームを構成するキャパシタの一以上についてそ
    のリアクタンスの絶対値がチェビシェフ型フィルタの基
    本型よりわずかに大きく設定された請求項２記載のスプ
    リッタ回路。
11. 【請求項１１】前記ｎ次チェビシェフ型フィルタのシリ
    ーズ・アームに単独で接続されるインダクタについてそ
    のリアクタンス値がチェビシェフ型フィルタの基本型よ
    りやや大きく設定された請求項２記載のスプリッタ回
    路。
12. 【請求項１２】ｎ＝６である請求項３記載のスプリッタ
    回路。
13. 【請求項１３】ｎ＝４である請求項４記載のスプリッタ
    回路。