JP2002368543A - Digital up-converter - Google Patents
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、制御ソフトウェア
の変更により、無線機の変調方式や、バンド（周波数、
帯域幅）等を柔軟に変更可能な、ソフトウェア無線機の
構成要素となるディジタルアップコンバータの構成法に
関する。BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to a modulation method for a radio, a band (frequency,
The present invention relates to a configuration method of a digital up-converter that can flexibly change bandwidth and the like and is a component of a software defined radio.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ソフトウェア無線機とは、従来ハードウ
ェアで構成されることが多かった無線機の各機能を、可
能な限りディジイル信号処理で実現して、 ＣＰＵ（Ce
ntralProcessing Unit ）やＤＳＰ（Digital Signal Pr
ocessor）といった汎用のディジタル信号処理デバイス
上で動作するソフトウェア、または、ＦＰＧＡ（FieldP
rogrammable Gate Array ）をプログラミンダするため
のデータとして実現する技術である。2. Description of the Related Art A software defined radio is a digital radio which implements the functions of a radio, which has been often configured by hardware, as much as possible by means of digital signal processing.
ntralProcessing Unit) and DSP (Digital Signal Pr
software running on a general-purpose digital signal processing device such as an Ocessor) or an FPGA (FieldP
rogrammable Gate Array) as data for programming.
【０００３】この技術を用いれば、従来固定とされてき
た使用周波数や、変調方式等の無線機の動作パラメータ
などを柔軟に変更することが可能となる。送信側に着目
すると、ソフトウエア無線機を実現するためには、信号
処理を行うプロセッサ等に要求される信号処理能力は、
Ｄ／Ａ変換器の動作速度に比例する。[0003] The use of this technique makes it possible to flexibly change the operating frequency and the operating parameters of the radio, such as the modulation method, which have been conventionally fixed. Focusing on the transmitting side, in order to realize a software defined radio, the signal processing capability required for a processor or the like that performs signal processing is as follows:
It is proportional to the operation speed of the D / A converter.
【０００４】そのため、処理する信号自体が狭帯域であ
ってもＩＦ周波数やＲＦ周波数の信号処理を行う場合に
は非常に高い処理能力を持つプロセッサを使用する必要
がある。デイジタルアップコンバータは、ソフトウエア
無線機を実現するための構成要素の一つであり、帯域制
限、シンボルレートの変換、周波数変換等の機能を有す
る。For this reason, even when the signal to be processed itself has a narrow band, it is necessary to use a processor having an extremely high processing capability when performing signal processing at an IF frequency or an RF frequency. The digital upconverter is one of the components for realizing a software defined radio, and has functions such as band limitation, symbol rate conversion, and frequency conversion.
【０００５】ディジタルアップコンバータを用いること
で、プロセッサは、送信シンボルとは非同期の高速のク
ロックを使用して信号処理を実行することができるだけ
でなく、プロセッサの出力データレートを低くすること
ができるから、プロセッサへの要求処理能力を低減する
ことが可能となる。[0005] By using a digital upconverter, the processor can not only perform signal processing using a high-speed clock asynchronous with the transmission symbol, but also reduce the output data rate of the processor. , It is possible to reduce the required processing capacity of the processor.
【０００６】図１０に従来のディジタルアップコンバー
タの構成例を示す。本構成例のディジタルアップコンバ
ータは、帯域制限フィルタ手段１１および、シンボルタ
イミング信号を生成する数値制御発振手段１３（ＮＣＯ
；Numerical ControlledOscillator）と、シンボルレ
ートの変換を行う補間フィルタ手段１２とからなる周波
数変換器で構成される。FIG. 10 shows a configuration example of a conventional digital upconverter. The digital upconverter of this configuration example includes a band limiting filter unit 11 and a numerically controlled oscillating unit 13 (NCO) for generating a symbol timing signal.
Numerical Controlled Oscillator) and an interpolation filter means 12 for converting a symbol rate.
【０００７】入力された送信データ列は、帯域制限フィ
ルタ手段１１により帯域制限される。この帯域制限フィ
ルタ手段１１は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response ）
フィルタとして実現されることが多い。一方、数値制御
発振手段１３は、シンボルレートのタイミング信号を生
成する。このタイミング信号に基づいて、補間フィルタ
手段１２は、帯域制限フィルタ手段１１の出力に対して
シンボルレートの変換を行なう。The input transmission data string is band-limited by band-limiting filter means 11. This band limiting filter means 11 is a FIR (Finite Impulse Response).
Often implemented as filters. On the other hand, the numerical control oscillator 13 generates a timing signal of the symbol rate. Based on this timing signal, the interpolation filter means 12 converts the symbol rate of the output of the band limiting filter means 11.
【０００８】補間フィルタ手段１２の構成としては、Ｆ
ＩＲフィルタを用いる方法と、補間多項式に基づく方法
が知られている。ＦＩＲフィルタを用いる方法について
は、文献１（：P.P.Vaidyanathan,“Multirate Systems
and Filter Banks”，Prentice Hall，1993. ）に詳細
に述べられている。The configuration of the interpolation filter means 12 is F
There are known a method using an IR filter and a method based on an interpolation polynomial. For a method using an FIR filter, see Reference 1 (: PPVaidyanathan, “Multirate Systems”).
and Filter Banks ", Prentice Hall, 1993.).
【０００９】ＦＩＲフィルタを用いる方法では、位相の
異なる出力を生成する複数のフィルタに分解し、各フィ
ルタからの出力をＮＣＯから得られる移送情報を用いて
切り換えることで所望の信号を得る。ＦＩＲフィルタを
用いる補間フィルタの構成例として、図２に４倍の補間
を行う補間フィルタの構成を図示する。In the method using an FIR filter, a desired signal is obtained by decomposing the signal into a plurality of filters that generate outputs having different phases, and switching the output from each filter using transfer information obtained from the NCO. As an example of the configuration of an interpolation filter using an FIR filter, FIG. 2 illustrates the configuration of an interpolation filter that performs quadruple interpolation.
【００１０】基になるＦＩＲフィルタのタップ係数をｈ
ｉ（ｉ＝０〜Ｎ−１）とするとＦＩＲフィルタの伝達関
数Ｒ（ｚ）は、“数１”で表される。補間フィルタの周
波数特性はＲ（ｚ）により決定される。The tap coefficient of the underlying FIR filter is h
Assuming that i (i = 0 to N−1), the transfer function R (z) of the FIR filter is expressed by “Equation 1”. The frequency characteristic of the interpolation filter is determined by R (z).
【００１１】[0011]
【数１】 (Equation 1)
【００１２】Ｒ（ｚ）は、“数２”のように分解するこ
とができ、分解された各フィルタの伝達関数Ｒ
0 （ｚ）、Ｒ1 （ｚ）、Ｒ2 （ｚ）、Ｒ3 （ｚ）は、
“数３”〜“数６”となる。R (z) can be decomposed as shown in Equation 2, and the transfer function R of each decomposed filter is
0 (z), R 1 (z), R 2 (z), and R 3 (z)
"Equation 3" to "Equation 6".
【００１３】[0013]
【数２】 (Equation 2)
【００１４】[0014]
【数３】 (Equation 3)
【００１５】[0015]
【数４】 (Equation 4)
【００１６】[0016]
【数５】 (Equation 5)
【００１７】[0017]
【数６】 (Equation 6)
【００１８】ＮＣＯは、シンボルタイミングと、シンボ
ルタイミンダ時点における位相ずれμを出力する。その
位相ずれμの大きさ（０〜２π［rad ］）により、４つ
のフィルタ出力を切り替える。即ち、出力ｙ（ｋ）は
“数７”で与えられる。The NCO outputs the symbol timing and the phase shift μ at the symbol timing. The four filter outputs are switched according to the magnitude of the phase shift μ (0 to 2π [rad]). That is, the output y (k) is given by "Equation 7".
【００１９】[0019]
【数７】 (Equation 7)
【００２０】一方、前記補間多項式に基づく方法につい
ては、文献２（：Lars Erup,FloydM.Gardner,Robert A.
Harris,“Interpolation in Digital Modems-Part II :
Implementation and Performance”,IEEE Trans.on Com
mun.Vol.41,No.6,June1993.）に詳しく述べられてい
る。On the other hand, a method based on the interpolation polynomial is described in reference 2 (Lars Erup, Floyd M. Gardner, Robert A.
Harris, “Interpolation in Digital Modems-Part II:
Implementation and Performance ”, IEEE Trans.on Com
mun. Vol. 41, No. 6, June 1993).
【００２１】この方法では、ＮＣＯからの位相情報に基
づいて入力された信号の時間的に隣接したシンボルを、
補間多項式により補間して所望の信号を得ている。図３
に３次補間多項式を用いた補間フィルタの構成を示す。
ＦＩＲフィルタによる構成の場合と同様、ＮＣＯよりシ
ンボルタイミングとシンボルタイミンダ時点における位
相ずれμ（０〜１．０［symbol］）が入力される。補間
フィルタ出力ｙ（ｋ）は、μの３次関数として“数８”
“数９”で表される。According to this method, a symbol that is temporally adjacent to the input signal based on the phase information from the NCO is expressed by:
A desired signal is obtained by interpolation using an interpolation polynomial. FIG.
Shows the configuration of an interpolation filter using a third-order interpolation polynomial.
As in the case of the configuration using the FIR filter, the symbol timing and the phase shift μ (0 to 1.0 [symbol]) at the symbol timing are input from the NCO. The interpolation filter output y (k) is expressed by “Equation 8” as a cubic function of μ.
It is represented by “Equation 9”.
【００２２】[0022]
【数８】 (Equation 8)
【００２３】[0023]
【数９】 (Equation 9)
【００２４】ここで、ｎは補間多項式の次数、Ｍは補間
フィルタのインパルス応答の長さであり、図３の例では
ｎ＝３、Ｍ＝３である。Ｌ1 （ｉ）はLagrange多項式の
係数であり、“表１”で与えられる。Here, n is the order of the interpolation polynomial, and M is the length of the impulse response of the interpolation filter. In the example of FIG. 3, n = 3 and M = 3. L 1 (i) is a coefficient of the Lagrange polynomial, and is given in “Table 1”.
【００２５】[0025]
【表１】 [Table 1]
【００２６】一般に、Ｌ1 （ｉ）の各値は、簡単な分数
で表されるため、多項式の次数をうまく選べば、“数
９”中の乗算は、ビットシフト等で簡易化することがで
き、実質的に必要な乗算器の数は少なくて済む。以上の
ことから、ＦＩＲフィルタによる補間フィルタと比べ
て、補間多項式による補間フィルタは、構成が簡易であ
るという特徴を持つことが分かる。その反面、後者は通
過帯域外でリップル状のゲインを持つという特性があ
る。Generally, since each value of L 1 (i) is represented by a simple fraction, if the order of the polynomial is properly selected, the multiplication in “Equation 9” can be simplified by bit shifting or the like. The number of multipliers required can be substantially reduced. From the above, it can be seen that the interpolation filter based on the interpolation polynomial has a feature that the configuration is simpler than the interpolation filter based on the FIR filter. On the other hand, the latter has a characteristic of having a ripple-like gain outside the pass band.
【００２７】[0027]
【発明が解決しようとする課題】補間フィルタの周波数
特性が伝送しようとする信号の通過帯域外にゲインを持
つと、信号のイメージ成分が不要高調波（エイリアス）
として隣接するチャネルに悪影響をもたらす。ＦＩＲフ
ィルタによる補間フィルタでは、良好なエイリアス抑圧
特性を実現するにはタップ数を多くする必要があり、そ
のため、回路規模が大きくなり、また、処理遅延の増大
を招くという課題があった。If the frequency characteristic of the interpolation filter has a gain outside the pass band of the signal to be transmitted, the image component of the signal becomes an unnecessary harmonic (alias).
Adversely affect adjacent channels. In an interpolation filter using an FIR filter, it is necessary to increase the number of taps in order to realize good alias suppression characteristics. Therefore, there has been a problem that a circuit scale is increased and a processing delay is increased.
【００２８】一方、補間多項式に基づく方法では、構成
は簡易であるが通過帯域外にリップル状のゲインを持つ
ため、高いエイリアス抑圧特性を実現できないという課
題があった。本発明は、広帯域信号が伝送可能であり、
且つ簡潔な構成のハードウェアで実現できるディジタル
アップコンバータを提供することを目的とする。On the other hand, the method based on the interpolation polynomial has a problem in that although the configuration is simple, it has a ripple-like gain outside the pass band, so that a high alias suppression characteristic cannot be realized. The present invention is capable of transmitting a wideband signal,
It is another object of the present invention to provide a digital upconverter that can be realized by hardware having a simple configuration.
【００２９】[0029]
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
課題は、前記特許請求の範囲に記載した手段によって解
決される。すなわち、請求項１の発明は、入力された信
号に対して帯域制限を行う帯域制限フィルタ手段と、設
定された値に基づいてシンボルタイミング信号を生成す
る数値制御発振手段と、前記帯域制限フィルタ手段の出
力を入力とし、前記数値制御発振手段によって生成され
たタイミング信号に基づいてシンボルレート変換を行う
補間フィルタ手段と、該補間フィルタ手段の出力を入力
とする不要高調波（エイリアス）抑圧用フィルタ手段を
具備するディジタルアップコンバータである。According to the present invention, the above-mentioned object is solved by the means described in the claims. In other words, the invention according to claim 1 is a band-limiting filter for performing band-limiting on an input signal, a numerically controlled oscillator for generating a symbol timing signal based on a set value, and the band-limiting filter. , An interpolation filter means for performing symbol rate conversion based on the timing signal generated by the numerical control oscillating means, and an unnecessary harmonic (alias) suppression filter means for receiving an output of the interpolation filter means as an input. Is a digital up-converter comprising:
【００３０】請求項２の発明は、請求項１記載のディジ
タルアップコンバータにおいて、不要高調波抑圧用フィ
ルタ手段の減衰特性を、予め帯域制限フィルタ手段の特
性に逆特性として織り込んでおくことによって、通過帯
域内の損失を補償するように構成したものである。According to a second aspect of the present invention, in the digital upconverter according to the first aspect, the attenuation characteristic of the filter means for suppressing unnecessary harmonics is incorporated in advance as the inverse characteristic to the characteristic of the band-limiting filter means, so that the signal can be passed. It is configured to compensate for the loss in the band.
【００３１】請求項３の発明は、請求項１記載のディジ
タルアップコンバータにおいて、不要高調波抑圧用フィ
ルタ手段を、入力信号の値を保持するレジスタと、入力
信号の値と前記レジスタに保持されている値とを加えて
出力する加算器とによって構成したものである。このと
き、例えば、レジスタに保持されている１ビット前、あ
るいは、２ビット以上前の値と、入力信号の値とが加算
器から出力される。According to a third aspect of the present invention, in the digital up-converter according to the first aspect, the unnecessary harmonic suppression filter means includes a register for holding an input signal value, and an input signal value and the register. And an adder for adding and outputting the values. At this time, for example, the value of the input signal that is one bit before, or two or more bits before the value held in the register and the value of the input signal are output from the adder.
【００３２】上述のように、本発明においては、補間フ
ィルタ手段の後段にエイリアス抑圧のためのフィルタ手
段を具備することを特徴とする。なお、本発明の目的か
らも、ディジタルアップコンバータは、ディジタル的に
簡易に実現できる必要があるが、本発明によれば、簡潔
な構成のフィルタによりエイリアスを抑圧することがで
きるので、簡易で且つ良好なエイリアス抑圧特性を備え
たディジタルアップコンバータが実現できる。As described above, the present invention is characterized in that a filter for alias suppression is provided at a stage subsequent to the interpolation filter. For the purpose of the present invention, it is necessary that the digital up-converter can be easily realized digitally. However, according to the present invention, since the alias can be suppressed by a filter having a simple configuration, it is simple and easy. A digital upconverter having good alias suppression characteristics can be realized.
【００３３】[0033]
【発明の実施の形態】図１は本発明による実施の形態を
示す図である。帯域制限フィルタ手段１としてα＝０．
５のルートロールオフフィルタをＦＩＲフィルタで実現
し、２次補間多項式による補間フィルタ手段２、数値制
御発振手段３からなる周波数変換器を備えている。前記
補間フィルタ手段２そのものは、前記文献２に詳細に示
されている。FIG. 1 is a diagram showing an embodiment according to the present invention. Α = 0.
The fifth root roll-off filter is realized by an FIR filter, and includes a frequency converter including an interpolation filter means 2 based on a second-order interpolation polynomial and a numerically controlled oscillation means 3. The interpolation filter means 2 itself is described in detail in the document 2.
【００３４】本実施の形態では、入力信号として４倍の
オーバサンプリングした信号を用いている。即ち、処理
クロックの周波数fproc は、補間フィルタ手段２による
レート変換前のシンボルレートの４倍である。また、補
間フィルタ手段２ではシンボルレートを１．１倍に上げ
るものとした。本補間フィルタ手段２の構成を図４に、
多項式の係数Ｌ（ｉ）を“表２”にそれぞれ示す。In the present embodiment, a signal which is oversampled four times is used as an input signal. That is, the frequency f proc of the processing clock is four times the symbol rate before the rate conversion by the interpolation filter unit 2. Further, the interpolation filter means 2 increases the symbol rate to 1.1 times. FIG. 4 shows the configuration of the interpolation filter means 2.
Table 2 shows the coefficients L (i) of the polynomial.
【００３５】[0035]
【表２】 [Table 2]
【００３６】補間フィルタの周波数特性は，図５中の一
点鎖線のようになる。また、補間フィルタによるエイリ
アス抑圧特性を明らかにするため、図５には２倍のオー
バサンプリング（サンプルレート＝シンボルレート×
２；最悪条件）した帯域制限のない信号（破線）を入力
した場合の、信号及びエイリアスの周波数スペクトル
（実線）を併記した。The frequency characteristic of the interpolation filter is as shown by a dashed line in FIG. FIG. 5 shows double oversampling (sample rate = symbol rate ×
2; worst condition) The frequency spectrum (solid line) of the signal and alias when a signal without a band limitation (broken line) is input is also shown.
【００３７】本補間フィルタ手段２の各係数は、０、±
１／２、１、３／２のいずれかであり、“数９”に必要
な乗算は、ビットシフト及び加減算器で実現可能であ
る。補間フィルタ手段２の出力周波数スペクトルを図６
に示す。図６より、補間フィルタ手段２の出力では帯域
外にエイリアスが発生していることが分かる。Each coefficient of the interpolation filter means 2 is 0, ±
Any one of 1/2, 3/2, and the multiplication necessary for "Equation 9" can be realized by a bit shift and adder / subtractor. The output frequency spectrum of the interpolation filter means 2 is shown in FIG.
Shown in From FIG. 6, it can be seen that an alias occurs outside the band in the output of the interpolation filter means 2.
【００３８】エイリアス抑圧フィルタ手段４は、簡易な
構成のフィルタである必要があるが、ここでは、図７に
示すフィルタを使用する。このフィルタの周波数特性
は、図８に示すようになる。このエイリアス抑圧フィル
タ４の使用に伴つて通過帯域内で若干信号が減衰する
が、予め帯域制限フィルタ手段１を設計する際にその逆
特性を織り込んでおくことでこれを補償することができ
る。The alias suppression filter means 4 needs to be a filter having a simple configuration, but here, the filter shown in FIG. 7 is used. The frequency characteristics of this filter are as shown in FIG. Although the signal is slightly attenuated in the pass band due to the use of the alias suppression filter 4, it can be compensated by incorporating the inverse characteristic when designing the band limiting filter means 1 in advance.
【００３９】本実施の形態で示したエイリアス抑圧フィ
ルタ手段４は加算器とレジスタのみで構成可能であり、
非常に簡易で且つ高速動作が可能である。エイリアス抑
圧フィルタ手段４の通過帯域内特性を保証した場合の、
本実施の形態による装置出力での周波数スペクトルを図
９に示す。これにより本実施の形態では、信号成分に対
してエイリアスの抑圧度を−５５ｄＢ以上確保すること
が可能である。The alias suppression filter means 4 shown in the present embodiment can be constituted only by an adder and a register.
Very simple and high-speed operation is possible. When the characteristics in the pass band of the alias suppression filter means 4 are guaranteed,
FIG. 9 shows a frequency spectrum at the device output according to the present embodiment. As a result, in the present embodiment, it is possible to ensure a degree of suppression of alias of -55 dB or more for signal components.
【００４０】[0040]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
従来のディジタルアップコンバータと同様な構成のディ
ジタルアップコンバータに、簡潔な構成のフィルタを付
加することによりエイリアスを抑圧することが可能であ
るため、簡易で、且つ良好なエイリアス抑圧特性を備え
たディジタルアップコンバータを容易に実現できる利点
がある。As described above, according to the present invention,
It is possible to suppress aliasing by adding a filter having a simple configuration to a digital upconverter having the same configuration as that of a conventional digital upconverter. Therefore, a digital upconverter having a simple and excellent alias suppression characteristic is provided. There is an advantage that the converter can be easily realized.
【図１】本発明によるディジタルアップコンバータの構
成の例を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of a digital upconverter according to the present invention.
【図２】ＦＩＲフィルタを用いた補間フィルタの構成の
例を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a configuration of an interpolation filter using an FIR filter.
【図３】３次補間多項式を用いた補間フィルタの構成の
例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a configuration of an interpolation filter using a third-order interpolation polynomial.
【図４】２次補間多項式を用いた補間フィルタの構成の
例を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a configuration of an interpolation filter using a second-order interpolation polynomial.
【図５】補間フィルタの周波数特性と信号及びエイリア
スの周波数スペクトルを示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a frequency characteristic of an interpolation filter and a frequency spectrum of a signal and an alias.
【図６】補間フィルタ出力の周波数スペクトルを示す図
である。FIG. 6 is a diagram illustrating a frequency spectrum of an output of an interpolation filter.
【図７】本発明の実施の形態におけるエイリアス抑圧フ
ィルタの構成の例を示す図である。FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of an alias suppression filter according to the embodiment of the present invention.
【図８】本発明による実施の形態におけるエイリアス抑
圧フィルタの周波数特性を示す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating frequency characteristics of an alias suppression filter according to the embodiment of the present invention.
【図９】本発明による実施の形態における総合特性を示
す図である。FIG. 9 is a diagram showing overall characteristics in the embodiment according to the present invention.
【図１０】従来のディジタルアップコンバータの構成の
例を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a configuration of a conventional digital upconverter.
１、１１ 帯域制限フィルタ手段 ２、１２ 補間フィルタ手段 ３、１３ 数値制御発振手段 ４ エイリアス抑圧フィルタ手段 1, 11 band limiting filter means 2, 12 interpolation filter means 3, 13 numerically controlled oscillation means 4 alias suppression filter means
Claims (3)
帯域制限フィルタ手段と、 設定された値に基づいてシンボルタイミング信号を生成
する数値制御発振手段と、 前記帯域制限フィルタ手段の出力を入力とし、前記数値
制御発振手段によって生成されたタイミング信号に基づ
いてシンボルレート変換を行う補間フィルタ手段と、 該補間フィルタ手段の出力を入力とする不要高調波（エ
イリアス）抑圧用フィルタ手段を具備することを特徴と
するディジタルアップコンバータ。1. A band-limiting filter means for band-limiting an input signal; a numerically-controlled oscillation means for generating a symbol timing signal based on a set value; Interpolating filter means for performing symbol rate conversion based on the timing signal generated by the numerical control oscillating means, and unnecessary harmonic (alias) suppressing filter means having an output of the interpolating filter means as an input. A digital upconverter characterized by the following.
性を、予め帯域制限フィルタ手段の特性に逆特性として
織り込んでおくことによって、通過帯域内の損失を補償
する請求項１記載のディジタルアップコンバータ。2. The digital up-converter according to claim 1, wherein the attenuation in the passband is compensated by incorporating in advance the attenuation characteristic of the unnecessary harmonic suppression filter means as the inverse characteristic to the characteristic of the band limiting filter means. .
信号の値を保持するレジスタと、入力信号の値と前記レ
ジスタに保持されている値とを加えて出力する加算器と
によって構成した請求項１記載のディジタルアップコン
バータ。3. The filter for unwanted harmonic suppression according to claim 1, wherein said filter means comprises a register for holding a value of the input signal, and an adder for adding the value of the input signal and the value held in said register and outputting the result. Item 2. The digital upconverter according to Item 1.
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