JP2002325109A - Transmitting circuit apparatus - Google Patents

Transmitting circuit apparatus

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JP2002325109A JP2002045388A JP2002045388A JP2002325109A JP 2002325109 A JP2002325109 A JP 2002325109A JP 2002045388 A JP2002045388 A JP 2002045388A JP 2002045388 A JP2002045388 A JP 2002045388A JP 2002325109 A JP2002325109 A JP 2002325109A
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    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a transmitting circuit apparatus with excellent linearity and low power consumption that is applied to digital radio communication adopting a modulation system such as the QPSK. SOLUTION: A frequency modulator 1 performs frequency modulation of a carrier wave signal with a frequency modulation component of vector modulation. A high-order sigma delta modulator 3 performs signal delta modulation of the amplitude modulation component of the vector modulation. An amplitude modulator 2 performs sigma delta modulation of an output signal from the frequency modulator 1 with the sigma delta modulated amplitude component. A band pass filter reduces an unnecessary frequency component of an output from the amplitude modulator 2 and provides an output of the result. Since the amplitude modulator is used in a state close to saturation and includes less components depending on the analog characteristic, the amplitude modulator is highly efficient so as to attain low current consumption and can easily ensure the linearity.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は無線通信等で用いら
れる送信回路装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a transmission circuit device used for wireless communication or the like.

【０００２】[0002]

【従来の技術】QPSK等の変調方式を用いるデジタル無線
通信で用いられる送信回路装置では、変調器として直交
変調器を用いるのが一般的である。図１４に従来の送信
回路装置の基本構成を示す。403は直交変調器、404は帯
域通過フィルタ、405はIQ信号発生器、406は局部発振
器、407は移相器、408、409はミキサ、410は合成器、41
1は電力増幅器である。2. Description of the Related Art Generally, a quadrature modulator is used as a modulator in a transmission circuit device used in digital wireless communication using a modulation method such as QPSK. FIG. 14 shows a basic configuration of a conventional transmission circuit device. 403 is a quadrature modulator, 404 is a band pass filter, 405 is an IQ signal generator, 406 is a local oscillator, 407 is a phase shifter, 408 and 409 are mixers, 410 is a combiner, 41
1 is a power amplifier.

【０００３】ＩＱ信号発生器４０５は、デジタルデータ
を入力し、２系統に分割してそれぞれの系統から、アナ
ログ信号であるベースバンドI信号及びベースバンドQ信
号を発生して出力し、それぞれ、直交変調器403に入力
する。An IQ signal generator 405 receives digital data, divides the data into two systems, generates baseband I signals and baseband Q signals, which are analog signals, from each system, and outputs the signals. Input to modulator 403.

【０００４】直交変調器403は、移相器407、ミキサ40
8、ミキサ409、合成器410から構成される。A quadrature modulator 403 comprises a phase shifter 407, a mixer 40
8, a mixer 409 and a combiner 410.

【０００５】局部発振器406は、搬送波周波数の正弦波
信号を出力し、出力された搬送波周波数の制限信号は、
移相器407で互いに位相が90度異なる2つの信号に分配さ
れ、ミキサ408及びミキサ409に入力する。The local oscillator 406 outputs a sine wave signal of a carrier frequency, and the output carrier frequency limiting signal is:
The signal is divided by a phase shifter 407 into two signals whose phases are different from each other by 90 degrees, and input to the mixers 408 and 409.

【０００６】ミキサ408及びミキサ409は、それぞれベー
スバンドI信号及びQ信号によって互いに移相が90度異な
る搬送波周波数の信号を振幅変調し、合成器410で合成
されて直交変調器403の出力となる。[0006] Mixers 408 and 409 amplitude-modulate signals of carrier frequencies whose phases are different from each other by 90 degrees by baseband I and Q signals, and are combined by combiner 410 to become an output of quadrature modulator 403. .

【０００７】直交変調器403の出力は、電力増幅器411で
増幅され、帯域通過フィルタで不要な周波数成分を低減
されて出力される。[0007] The output of the quadrature modulator 403 is amplified by a power amplifier 411, and unnecessary frequency components are reduced by a band-pass filter and output.

【０００８】また、従来の別の例として、移動体通信等
で使われる光基地局に用いる送信回路装置の例を図１５
に示す。[0008] As another conventional example, an example of a transmission circuit device used in an optical base station used in mobile communication and the like is shown in FIG.
Shown in

【０００９】光基地局は、親局の電波が届かない地下街
などで無線端末を使えるようにするため、基地局の制御
機能をすべて有する親局と無線信号に対するフロントエ
ンドとなる子局を光ファイバで接続した構成である。図
１５は基本的には図１４の構成で、直交変調器403と電
力増幅器411の間を光ファイバで接続した構成であるの
で、同一の個所には同一の番号を付して詳細な説明は省
略する。[0009] The optical base station is composed of a master station having all the control functions of the base station and a slave station serving as a front end for wireless signals, so that the wireless terminal can be used in an underground shopping area where radio waves of the master station do not reach. It is a configuration connected by. FIG. 15 is basically the configuration of FIG. 14, in which the quadrature modulator 403 and the power amplifier 411 are connected by an optical fiber. Omitted.

【００１０】図１５において、421は親局、422は子局、
423はE/O変換器、424はO/E変換器、420はアンテナであ
る。In FIG. 15, 421 is a master station, 422 is a slave station,
423 is an E / O converter, 424 is an O / E converter, and 420 is an antenna.

【００１１】親局421では直交変調器421の出力をレーザ
ダイオードからなるE/O変換器423で、電気信号から光信
号に変換し、光ファイバ425を通して子局422に伝送す
る。In the master station 421, the output of the quadrature modulator 421 is converted from an electric signal to an optical signal by an E / O converter 423 comprising a laser diode, and transmitted to the slave station 422 through an optical fiber 425.

【００１２】子局422はフォトダイオードからなるO/E変
換器424で受信した光信号を電気信号に変換し、電力増
幅器４１１で増幅し、帯域通過フィルタ404で不要周波
数成分を除去してアンテナ420から送信する。The slave station 422 converts the optical signal received by the O / E converter 424 composed of a photodiode into an electric signal, amplifies the electric signal with a power amplifier 411, removes unnecessary frequency components with a band-pass filter 404, and Send from.

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】この従来の送信回路装
置では、直交変調器403の入力はアナログ信号であるの
で、ミキサ408、409が歪まない必要がある。そのため、
直交変調器403の出力レベルを十分に大きくすることが
難しい。In this conventional transmission circuit device, since the input of the quadrature modulator 403 is an analog signal, the mixers 408 and 409 need not be distorted. for that reason,
It is difficult to sufficiently increase the output level of the quadrature modulator 403.

【００１４】また、直交変調器４０３の出力レベルを十
分大きくすることが出来ないので、直交変調器４０３の
出力を電力増幅器411で増幅する必要があるが、電力増
幅器411も歪みの少ない線形領域で動作させる必要があ
るため、飽和レベルに対して十分に小さなレベルで動作
する必要がある。そのため、電力増幅器411の消費電力
が大きく、送信回路装置全体の消費電力を小さくできな
かった。Since the output level of the quadrature modulator 403 cannot be sufficiently increased, the output of the quadrature modulator 403 must be amplified by the power amplifier 411. Since it is necessary to operate, it is necessary to operate at a level sufficiently smaller than the saturation level. Therefore, the power consumption of the power amplifier 411 is large, and the power consumption of the entire transmission circuit device cannot be reduced.

【００１５】また、別の従来例である光基地局の送信回
路装置である図１５の構成では、電力増幅器411の消費
電力が大きいのに加え、E/O変換器423、光ファイバ42
5、O/E変換器422についても線形性が要求される。その
ため、子局の構成は単純であるが、線形性の確保が厳し
くなり、消費電力が大きくなってしまう。In the configuration of FIG. 15, which is another conventional example of a transmission circuit device for an optical base station, the power consumption of the power amplifier 411 is large, and the E / O converter 423 and the optical fiber 42
5. The O / E converter 422 also requires linearity. For this reason, the configuration of the slave station is simple, but the linearity is strictly secured, and the power consumption increases.

【００１６】すなわち、従来の装置回路装置では、消費
電力を小さくすることが出来ないという課題がある。That is, there is a problem that power consumption cannot be reduced in the conventional device circuit device.

【００１７】本発明は、上記課題を考慮し、線形性がよ
く、送信出力電力効率が高く、消費電力の小さな送信回
路装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in consideration of the above problems, and has as its object to provide a transmission circuit device having good linearity, high transmission output power efficiency, and low power consumption.

【００１８】[0018]

【発明を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、第１の本発明（請求項１に対応）は、周波数変
調データで搬送波を周波数変調して周波数変調された搬
送波を出力する周波数変調器と、振幅変調データをシグ
マデルタ変調するシグマデルタ変調器と、前記周波数変
調された搬送波を前記シグマデルタ変調器の出力信号で
振幅変調して出力する振幅変調器とを備えた送信回路装
置である。According to a first aspect of the present invention, a carrier is frequency-modulated with frequency-modulated data to output a frequency-modulated carrier. A transmission circuit comprising: a frequency modulator; a sigma-delta modulator for performing sigma-delta modulation on amplitude-modulated data; and an amplitude modulator for performing amplitude-modulation on the frequency-modulated carrier with an output signal of the sigma-delta modulator and outputting the result. Device.

【００１９】また、第２の本発明（請求項２に対応）
は、前記振幅変調データは、多値の離散的な値をとるも
のであり、前記シグマデルタ変調器は、前記振幅変調デ
ータを２値の離散的な値をとる振幅データに変調する第
１の本発明に記載の送信回路装置である。The second invention (corresponding to claim 2)
The amplitude modulation data has a multi-valued discrete value, and the sigma-delta modulator modulates the amplitude modulation data into amplitude data having a binary discrete value. 4 is a transmission circuit device according to the present invention.

【００２０】また、第３の本発明（請求項３に対応）
は、前記シグマデルタ変調器は、少なくとも２次以上の
シグマデルタ変調器である第１または２の本発明に記載
の送信回路装置である。Further, the third invention (corresponding to claim 3)
Is the transmission circuit device according to the first or second aspect of the present invention, wherein the sigma-delta modulator is a sigma-delta modulator of at least second order.

【００２１】また、第４の本発明（請求項４に対応）
は、前記振幅変調器の出力信号の送信周波数帯域外の不
要信号を低減して出力する帯域通過フィルタを備えた第
１〜３の本発明のいずれかに記載の送信回路装置であ
る。The fourth invention (corresponding to claim 4)
Is a transmission circuit device according to any one of the first to third aspects of the present invention, further comprising a band-pass filter that reduces and outputs unnecessary signals outside the transmission frequency band of the output signal of the amplitude modulator.

【００２２】また、第５の本発明（請求項５に対応）
は、前記振幅変調器は、電力増幅器を有し、前記シグマ
デルタ変調器の出力信号に基づいて前記電力増幅器の電
源を制御することによって、振幅変調する第１〜４の本
発明のいずれかに記載の送信回路装置である。The fifth invention (corresponding to claim 5)
The amplitude modulator includes a power amplifier, and controls the power of the power amplifier based on an output signal of the sigma-delta modulator to perform amplitude modulation. It is a transmission circuit device of a statement.

【００２３】また、第６の本発明（請求項６に対応）
は、前記振幅変調器の出力にＢ級またはＣ級の電力増幅
器を備えた第１〜５の本発明のいずれかに記載の送信回
路装置である。The sixth invention (corresponding to claim 6)
Is a transmitting circuit device according to any one of the first to fifth aspects of the present invention, wherein a class B or class C power amplifier is provided at the output of the amplitude modulator.

【００２４】また、第７の本発明（請求項７に対応）
は、前記周波数変調器は、少なくとも可変分周器を含む
位相同期発振器と第２のシグマデルタ変調器とを有し、
前記第２のシグマデルタ変調器は、前記周波数変調デー
タと搬送波周波数データとを加算したデータを２次以上
のシグマデルタ変調した値を前記可変分周器の分周数と
して出力し、前記位相同期発振器から前記周波数変調さ
れた搬送波が出力される第１〜６の本発明のいずれかに
記載の送信回路装置である。The seventh invention (corresponding to claim 7)
The frequency modulator has a phase-locked oscillator including at least a variable frequency divider and a second sigma-delta modulator,
The second sigma-delta modulator outputs a value obtained by adding the frequency modulation data and carrier frequency data to a second or higher order sigma-delta as a frequency division number of the variable frequency divider, and The transmission circuit device according to any one of the first to sixth aspects of the present invention, wherein the frequency-modulated carrier is output from an oscillator.

【００２５】また、第８の本発明（請求項８に対応）
は、前記周波数変調器は、位相比較器とループフィルタ
と電圧制御発振器とミキサとＩＦ変調器とを有し、前記
ＩＦ変調器は、前記周波数変調データで周波数変調され
た中間周波数の変調波信号を出力し、前記ミキサは、前
記電圧制御発振器の出力信号を、チャネル選択信号によ
って中間周波数に周波数変換し、前記位相比較器は、そ
の周波数変換された信号を前期中間周波数の変調波信号
と位相比較し、前記ループフィルタは、その位相比較さ
れた信号から不要な信号を低減し、前記電圧制御発振器
は、その発信周波数が前記不要な信号が低減された信号
によって制御されることによって、前記周波数変調され
た搬送波を出力する第１〜７の本発明のいずれかに記載
の送信回路装置である。Further, an eighth aspect of the present invention (corresponding to claim 8)
The frequency modulator has a phase comparator, a loop filter, a voltage controlled oscillator, a mixer, and an IF modulator, and the IF modulator has an intermediate frequency modulated wave signal frequency-modulated with the frequency modulation data. And the mixer frequency-converts the output signal of the voltage-controlled oscillator to an intermediate frequency according to a channel selection signal, and the phase comparator converts the frequency-converted signal to a modulated wave signal of the intermediate frequency. Comparing, the loop filter reduces unnecessary signals from the phase-compared signal, and the voltage-controlled oscillator controls the oscillation frequency by controlling the frequency of the unnecessary signals by reducing the unnecessary signals. The transmission circuit device according to any one of the first to seventh aspects of the present invention, which outputs a modulated carrier wave.

【００２６】また、第９の本発明（請求項９に対応）
は、前記周波数変調された搬送波を電気信号から光信号
に変換する第１のＥ／Ｏ変換器と、前記第１のＥ／Ｏ変
換器と光ファイバで接続され、前記第１のＥ／Ｏ変換器
で変換された光信号を電気信号に変換する第１のＯ／Ｅ
変換器と、前記シグマデルタ変調器の出力信号を前記第
１のＥ／Ｏ変換器の出力と波長が異なる光信号に変換す
る第２のＥ／Ｏ変換器と、前記第２のＥ／Ｏ変換器と前
記光ファイバで接続され、前記第２のＥ／Ｏ変換器で変
換された光信号を電気信号に変換する第２のＯ／Ｅ変換
器とを有し、前記第２のＥ／Ｏ変換器の出力信号は、前
記第１のＥ／Ｏ変換器の出力信号と合成されて、前記光
ファイバを伝送した後に分波されて前記第２のＯ／Ｅ変
換器で光信号から電気信号に変換され、前記振幅変調器
は、前記第１のＯ／Ｅ変換器の出力信号を前記第２のＯ
／Ｅ変換器の出力信号で振幅変調する第１〜８の本発明
のいずれかに記載の送信回路装置である。The ninth invention (corresponding to claim 9)
A first E / O converter for converting the frequency-modulated carrier from an electric signal to an optical signal, the first E / O converter being connected to the first E / O converter via an optical fiber, A first O / E for converting the optical signal converted by the converter into an electric signal;
A second E / O converter for converting an output signal of the sigma-delta modulator into an optical signal having a wavelength different from that of the output of the first E / O converter; and a second E / O converter. A second O / E converter connected to the converter by the optical fiber and converting the optical signal converted by the second E / O converter into an electric signal; An output signal of the O-converter is combined with an output signal of the first E / O converter, is demultiplexed after being transmitted through the optical fiber, and is converted from an optical signal by the second O / E converter. And the amplitude modulator converts the output signal of the first O / E converter to the second O / E signal.
The transmission circuit device according to any one of the first to eighth aspects of the present invention, which performs amplitude modulation on an output signal of an / E converter.

【００２７】また、第１０の本発明（請求項１０に対
応）は、前記周波数変調器で前記周波数変調された搬送
波と、前記シグマデルタ変調器の出力信号である離散的
な値をとる振幅データとが合成された信号を電気信号か
ら光信号に変換するＥ／Ｏ変換器と、前記Ｅ／Ｏ変換器
に光ファイバで接続され、その変換された信号を光信号
から電気信号に変換するＯ／Ｅ変換器とを有し、前記Ｏ
／Ｅ変換器によって変換された信号は、フィルタによっ
て前記周波数変調された搬送波と前記振幅データとに分
離され、前記振幅変調器は、分離された前記周波数変調
された搬送波を分離された前記振幅データで振幅変調す
る第１〜８の本発明のいずれかに記載の送信回路装置で
ある。According to a tenth aspect of the present invention (corresponding to claim 10), the carrier wave frequency-modulated by the frequency modulator and amplitude data having a discrete value which is an output signal of the sigma-delta modulator are provided. And an E / O converter for converting the combined signal from an electrical signal to an optical signal, and an O / O converter connected to the E / O converter via an optical fiber for converting the converted signal from an optical signal to an electrical signal. / E converter, and the O
The signal converted by the / E converter is separated by the filter into the frequency-modulated carrier and the amplitude data, and the amplitude modulator separates the separated frequency-modulated carrier from the amplitude data. The transmission circuit device according to any one of the first to eighth aspects of the present invention, wherein the amplitude modulation is performed by:

【００２８】また、第１１の本発明（請求項１１に対
応）は、前記シグマデルタ変調器は、前記振幅変調デー
タをｎ次積分するｎ次積分器と、前記ｎ次積分された信
号をデジタル値に量子化する量子化器と、前記量子化さ
れた値を前記シグマデルタ変調器の入力値にフィードバ
ックするフィードバック回路とを有し、前記量子化され
たデジタル値は前記シグマデルタ変調器の出力となり、
前記フィードバックされた値は、前記シグマデルタ変調
器の入力値に加算されて前記ｎ次積分器に入力される第
１〜１０の本発明のいずれかに記載の送信回路装置であ
る。According to an eleventh aspect of the present invention (corresponding to claim 11), the sigma-delta modulator includes an n-order integrator for integrating the amplitude modulation data into an n-order, and a digital signal for integrating the n-order integrated signal. A quantizer for quantizing to a value, and a feedback circuit for feeding back the quantized value to an input value of the sigma-delta modulator, wherein the quantized digital value is an output of the sigma-delta modulator. Becomes
The transmission circuit device according to any one of the first to tenth aspects of the present invention, wherein the feedback value is added to an input value of the sigma-delta modulator and input to the n-th integrator.

【００２９】また、第１２の本発明（請求項１２に対
応）は、前記シグマデルタ変調器は、多段に接続された
複数の低次シグマデルタ変調器を有し、前期複数の低次
シグマデルタ変調器の出力はそれぞれ前段までの次数ｍ
に対してＺ変換で(1-z-1)mで示される構成を含む微分器
に接続して合成される第１〜１１の本発明のいずれかに
記載の送信回路装置である。According to a twelfth aspect of the present invention (corresponding to claim 12), the sigma-delta modulator has a plurality of low-order sigma-delta modulators connected in multiple stages, and The output of the modulator is the order m up to the previous stage.
A transmission circuit device according to any one of the first to eleventh aspects of the present invention, wherein the transmission circuit device is connected to a differentiator having a configuration represented by (1-z -1 ) m and combined by Z conversion.

【００３０】[0030]

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図１から図１０を用いて説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.

【００３１】（実施の形態１）図１に本発明の実施の形
態１の送信回路装置の構成を示す。図１において、１は
周波数変調器、２は振幅変調器、３はシグマデルタ変調
器、４は帯域通過フィルタ、５はデータ発生器である。(Embodiment 1) FIG. 1 shows a configuration of a transmission circuit device according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, 1 is a frequency modulator, 2 is an amplitude modulator, 3 is a sigma-delta modulator, 4 is a bandpass filter, and 5 is a data generator.

【００３２】データ発生器５は、入力されてくるデジタ
ル信号を２系統に分割することにより、デジタル信号で
あるすなわち離散的な値をとる周波数変調データとデジ
タル信号であるすなわち離散的な値をとる振幅変調デー
タとから構成されるベクトル変調データを出力する手段
である。The data generator 5 divides an input digital signal into two systems, thereby obtaining a frequency modulation data which is a digital signal, ie, a discrete value, and a digital signal, ie, a discrete value. This is means for outputting vector modulation data composed of amplitude modulation data.

【００３３】周波数変調器１は、周波数変調データで搬
送波周波数の信号を周波数変調する手段である。The frequency modulator 1 is means for frequency-modulating a carrier frequency signal with frequency-modulated data.

【００３４】シグマデルタ変調器３は、高次のシグマデ
ルタ変調器であり、振幅変調データをシグマデルタ変調
し、振幅変調データよりもビット数の小さなデジタル振
幅データを出力する手段である。The sigma-delta modulator 3 is a high-order sigma-delta modulator, and is a means for performing sigma-delta modulation on amplitude modulation data and outputting digital amplitude data having a smaller number of bits than the amplitude modulation data.

【００３５】振幅変調器２は、シグマデルタ変調器３か
ら出力されたデジタル振幅データで周波数変調器１の出
力信号を振幅変調する手段である。The amplitude modulator 2 is means for amplitude-modulating the output signal of the frequency modulator 1 with the digital amplitude data output from the sigma-delta modulator 3.

【００３６】帯域通過フィルタ４は、振幅変調器２の出
力から不要な周波数成分を低減する手段である。図１４
の従来の直交変調器を用いた送信回路装置では帯域通過
フィルタを２個用いる必要があったが、本実施の形態の
構成では、使用する帯域通過フィルタを一個しか使用し
ていない。このように本実施の形態の構成では従来の構
成と比較して使用する帯域通過フィルタの個数を削減す
ることが出来る。The band pass filter 4 is means for reducing unnecessary frequency components from the output of the amplitude modulator 2. FIG.
In the conventional transmission circuit device using a quadrature modulator, it was necessary to use two band-pass filters, but in the configuration of the present embodiment, only one band-pass filter is used. Thus, the configuration of the present embodiment can reduce the number of band pass filters to be used as compared with the conventional configuration.

【００３７】次に、このような本実施の形態の動作を説
明する。Next, the operation of the embodiment will be described.

【００３８】データ発生器５は、入力されてくるデジタ
ル信号を２系統に分割することにより、ベクトル変調デ
ータを発生させる。すなわち、ベクトル変調データとし
てデジタル信号である周波数変調データとデジタル信号
である振幅変調データとを発生させて、これらを出力す
る。The data generator 5 generates vector modulated data by dividing an input digital signal into two systems. That is, frequency modulation data that is a digital signal and amplitude modulation data that is a digital signal are generated as vector modulation data, and these are output.

【００３９】周波数変調器１は、データ発生器５から出
力されてきた周波数変調データで搬送波周波数の信号を
周波数変調する。図１１（ａ）に周波数変調器１で周波
数変調された信号の例を示す。周波数変調された信号は
定包絡線の信号となっていることがわかる。The frequency modulator 1 frequency-modulates the carrier frequency signal with the frequency-modulated data output from the data generator 5. FIG. 11A shows an example of a signal frequency-modulated by the frequency modulator 1. It can be seen that the frequency-modulated signal is a constant envelope signal.

【００４０】シグマデルタ変調器３は、高次のシグマデ
ルタ変調器であり、振幅変調データをシグマデルタ変調
し、振幅変調データよりもビット数の小さなデジタル振
幅データを出力する。The sigma-delta modulator 3 is a high-order sigma-delta modulator, performs sigma-delta modulation on amplitude modulation data, and outputs digital amplitude data having a smaller number of bits than the amplitude modulation data.

【００４１】図１１（ｂ）にシグマデルタ変調器３の入
力における振幅変調データを示す。振幅変調データは、
クロック信号に同期して、複数の信号線でそれぞれデー
タの各ビットが伝送されるバスラインにより伝送されて
シグマデルタ変調器３に入力される。また、図１１
（ｃ）にシグマデルタ変調器３からの出力データを示
す。図１１（ｃ）ではシグマデルタ変調器３からの出力
データが２値のデジタル振幅データに変調されている。
なお、本実施の形態では、図１１（ｂ）に示すように振
幅変調データはバスラインにより伝送されるデータであ
るとして説明したが、離散的な電圧値をとる多値のアナ
ログ信号として伝送されても構わない。ただし、この場
合にはシグマデルタ変調器３の代わりにシグマデルタ変
調器３の特性に対応するＡＤコンバータを使用するもの
とする。FIG. 11B shows amplitude modulation data at the input of the sigma-delta modulator 3. The amplitude modulation data is
In synchronization with the clock signal, each bit of data is transmitted by a plurality of signal lines via a bus line which is transmitted and input to the sigma-delta modulator 3. FIG.
(C) shows output data from the sigma-delta modulator 3. In FIG. 11C, the output data from the sigma-delta modulator 3 is modulated into binary digital amplitude data.
In the present embodiment, the amplitude modulation data is described as data transmitted via the bus line as shown in FIG. 11B. However, the amplitude modulation data is transmitted as a multivalued analog signal having a discrete voltage value. It does not matter. However, in this case, it is assumed that an AD converter corresponding to the characteristics of the sigma-delta modulator 3 is used instead of the sigma-delta modulator 3.

【００４２】振幅変調器２はデジタル振幅データで周波
数変調器１の出力信号を振幅変調する。The amplitude modulator 2 amplitude-modulates the output signal of the frequency modulator 1 with digital amplitude data.

【００４３】振幅変調器２の出力は帯域通過フィルタで
不要な周波数成分を低減されて出力される。The output of the amplitude modulator 2 is output after unnecessary frequency components are reduced by a band-pass filter.

【００４４】このような周波数変調器１の出力は周波数
変調された信号であるため、定包絡線の信号である。振
幅変調器２はデジタル振幅データの値によって振幅変調
を行うが、デジタル振幅データのビット数が小さいた
め、データの数値に比例した数種類の出力レベルのみを
出力すればよい。そのため、線形性の低い振幅変調器を
用いても容易にレベルの校正を行える。Since the output of such a frequency modulator 1 is a frequency-modulated signal, it is a constant envelope signal. The amplitude modulator 2 performs amplitude modulation based on the value of the digital amplitude data. However, since the number of bits of the digital amplitude data is small, it is necessary to output only several types of output levels proportional to the numerical value of the data. Therefore, even if an amplitude modulator having low linearity is used, the level can be easily calibrated.

【００４５】特に、シグマデルタ変調器３が出力を１ビ
ットとする構成である場合は、振幅変調器は単にスイッ
チとして動作すればよく、振幅変調器２を飽和に近い状
態で使用することが可能となり、高効率化が可能とな
る。また、アナログ特性に異存する構成要素が少なく、
歪みの大きな素子を用いても線形性のよい特性を得るこ
とが可能となる。In particular, when the sigma-delta modulator 3 has a configuration in which the output is 1 bit, the amplitude modulator may simply operate as a switch, and the amplitude modulator 2 can be used in a state close to saturation. And high efficiency can be achieved. In addition, there are few components that depend on analog characteristics,
Even if an element having large distortion is used, it is possible to obtain good linearity characteristics.

【００４６】図２（ａ）に、振幅変調器２の構成例を示
す。電源制御器22は2値のデジタル振幅データで制御さ
れ、増幅器21の供給電圧をステップ的に変化させ、デジ
タル振幅データの各レベルに対して出力信号の平均振幅
を比例させる。出力振幅は数種のレベルのみ規定されれ
ばよい。増幅器21は正弦波である搬送波を増幅するだけ
であるので、基本的に高調波以外の歪が発生しない。そ
のため、増幅器21を飽和に近い動作条件で用いても、送
信出力の近傍に発生する歪が小さい。また、OFF時は電
流がほとんど流れないため、高効率化が可能である。FIG. 2A shows a configuration example of the amplitude modulator 2. The power supply controller 22 is controlled by binary digital amplitude data, changes the supply voltage of the amplifier 21 in a stepwise manner, and makes the average amplitude of the output signal proportional to each level of the digital amplitude data. Only a few levels of output amplitude need be defined. Since the amplifier 21 only amplifies a carrier wave that is a sine wave, basically distortion other than harmonics does not occur. Therefore, even when the amplifier 21 is used under operating conditions close to saturation, distortion generated near the transmission output is small. In addition, since almost no current flows at the time of OFF, high efficiency can be achieved.

【００４７】このことを図１２に示す概念図を用いて説
明する。図１２の（ａ）は、入出力特性６３を持つ増幅
器が入力信号６１を増幅し出力信号６２を出力すること
を示す概念図である。図１２の（ａ）では、入力信号６
１はアナログ信号であり、また入出力特性６３は非線形
である。図１２の（ｂ）は、入出力特性６６を持つ増幅
器が入力信号６４を増幅し出力信号６５を出力すること
を示す概念図である。図１２の（ｂ）では、入力信号６
４は電圧がステップ的に変化するデジタル信号であり、
また入出力特性６６は非線形である。This will be described with reference to a conceptual diagram shown in FIG. FIG. 12A is a conceptual diagram showing that an amplifier having input / output characteristics 63 amplifies an input signal 61 and outputs an output signal 62. In FIG. 12A, the input signal 6
1 is an analog signal, and the input / output characteristic 63 is non-linear. FIG. 12B is a conceptual diagram showing that an amplifier having input / output characteristics 66 amplifies the input signal 64 and outputs the output signal 65. In FIG. 12B, the input signal 6
4 is a digital signal whose voltage changes stepwise,
The input / output characteristics 66 are non-linear.

【００４８】図１２の（ａ）では、入力信号６１は、入
出力特性６３が非線形であるため、増幅器で増幅される
と、出力信号６２に示すように歪みを生じる。出力信号
６２における歪みを補正するために、入力信号６１を入
出力特性６３の非線形性を補正できるように予め加工し
てけばよいと考えられる。しかし、入力信号６１がアナ
ログ信号であるので、入力信号６１の全ての部分で、入
出力特性６３を考慮する必要があるため、入力信号６１
を予め加工することはほとんど不可能である。In FIG. 12A, the input signal 61 is distorted as shown in the output signal 62 when amplified by an amplifier because the input / output characteristic 63 is nonlinear. In order to correct the distortion in the output signal 62, it is considered that the input signal 61 should be processed in advance so that the nonlinearity of the input / output characteristic 63 can be corrected. However, since the input signal 61 is an analog signal, it is necessary to consider the input / output characteristics 63 in all parts of the input signal 61.
It is almost impossible to process in advance.

【００４９】ところが、図１２の（ｂ）では、入力信号
６４は、電圧がステップ的に変化するデジタル信号であ
るので、増幅器の入出力特性６６が非線形であっても、
入力信号６４がステップ的に取りうる値のみを調整する
ことにより、歪みのない出力信号６５を出力することが
出来るようになる。実際図１２の（ｂ）では、入力信号
６４が取りうる値の間隔は、出力信号６５が取りうる各
ステップの間隔が等間隔になるように予め調整されてい
る。However, in FIG. 12B, since the input signal 64 is a digital signal whose voltage changes stepwise, even if the input / output characteristic 66 of the amplifier is non-linear,
By adjusting only the value that the input signal 64 can take in a stepwise manner, an output signal 65 without distortion can be output. Actually, in FIG. 12B, the intervals of the values that the input signal 64 can take are adjusted in advance so that the intervals of the steps that the output signal 65 can take are equally spaced.

【００５０】このように、供給電圧がステップ的な値を
とるデジタル信号である場合には、仮に増幅器２１の特
性が非線形であっても、その非線形性を考慮した大きさ
のレベルで増幅器２１の供給電圧を入力させることによ
り、所望の出力信号を得ることが出来る。As described above, when the supply voltage is a digital signal having a step-like value, even if the characteristics of the amplifier 21 are non-linear, the level of the amplifier 21 is large at a level taking into account the non-linearity. By inputting the supply voltage, a desired output signal can be obtained.

【００５１】また、増幅器２１はステップ状の各電圧状
態で、正弦波である搬送波を増幅するだけであるので、
基本的に高調波以外の歪が発生しない。すなわち、図１
３に増幅器２１が増幅する搬送波６７の一例を示す。搬
送波６７は、正弦波の振幅がステップ的に変化する信号
になっている。このため、各ステップでは、搬送波６７
を増幅器２１で増幅した場合、仮に増幅器２１が非線形
な特性を持つとしても、高調波以外の歪みが発生しな
い。そのため、増幅器２１を飽和に近い動作条件で用い
ても、送信出力の近傍に発生する歪が小さい。また、Ｏ
ＦＦ時は電流がほとんど流れない。そのため、高効率化
が可能である。Further, the amplifier 21 only amplifies a sine wave carrier in each step-like voltage state.
Basically, no distortion other than harmonics occurs. That is, FIG.
3 shows an example of the carrier wave 67 amplified by the amplifier 21. The carrier wave 67 is a signal in which the amplitude of the sine wave changes stepwise. Therefore, in each step, the carrier wave 67
Is amplified by the amplifier 21, even if the amplifier 21 has a non-linear characteristic, distortion other than harmonics does not occur. Therefore, even when the amplifier 21 is used under operating conditions close to saturation, distortion generated near the transmission output is small. Also, O
At the time of FF, almost no current flows. Therefore, high efficiency can be achieved.

【００５２】また、振幅変調器２が以下に説明する図２
（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の構成を有する場合であっても
上記と全く同様のことが言える。The amplitude modulator 2 operates as shown in FIG.
The same can be said for the cases having the configurations of (b), (c) and (d).

【００５３】図２(b)は振幅変調器２の別の構成例を示
す。振幅変調器23はデジタル振幅データで制御される。
搬送波は振幅変調器23でステップ的に制御され、増幅器
21に入力して増幅される。増幅器23はB級あるいはC級動
作に近いバイアス条件で動作させることで、入力がOFF
状態での消費電力を小さくすることができる。FIG. 2B shows another example of the configuration of the amplitude modulator 2. The amplitude modulator 23 is controlled by digital amplitude data.
The carrier is controlled stepwise by the amplitude modulator 23,
Input to 21 and amplified. The amplifier 23 is operated under bias conditions close to class B or class C operation, so that the input is turned off.
The power consumption in the state can be reduced.

【００５４】図２(c)は図2(b)の振幅変調器23と増幅器2
1の位置を入れ替えた構成例を示す。増幅器23は最大出
力時に飽和に近い条件で動作して搬送波を増幅するた
め、消費電流が少なく、増幅器自体の電源が変動しない
ため、安定な動作が可能である。FIG. 2C shows the amplitude modulator 23 and the amplifier 2 shown in FIG.
An example of the configuration in which the position of 1 is replaced is shown. The amplifier 23 operates under a condition close to saturation at the time of maximum output to amplify the carrier, so that current consumption is small and the power supply of the amplifier itself does not fluctuate, so that stable operation is possible.

【００５５】図２(d)は振幅変調器２の別の構成例を示
す。増幅器2１はデュアルゲートFET25を用いた増幅器で
ある。搬送波は第1ゲートに入力し、増幅されて出力さ
れる。デジタル振幅データは第2ゲートに入力し、増幅
器25の出力レベルをステップ的に制御する。デュアルゲ
ートFETを用いることで、高速な制御特性と高利得の増
幅特性が容易に得られる。FIG. 2D shows another example of the configuration of the amplitude modulator 2. The amplifier 21 is an amplifier using the dual gate FET 25. The carrier is input to the first gate, amplified and output. The digital amplitude data is input to the second gate, and controls the output level of the amplifier 25 in a stepwise manner. By using a dual-gate FET, high-speed control characteristics and high-gain amplification characteristics can be easily obtained.

【００５６】以上の図２(a)、(b)、(d)において、デジ
タル振幅データが2値の場合は増幅器は単純なON/OFF動
作をするため、消費電力を大きく改善できる。また、図
２(b)、(c)において、振幅変調器23にRFスイッチを用い
ることができ、構成が簡単になる。また、図２(a)〜(d)
において、増幅器を送信回路装置全体の最終増幅段とす
ることで、装置全体として高効率化が実現できる。In FIGS. 2A, 2B and 2D, when the digital amplitude data is binary, the amplifier performs a simple ON / OFF operation, so that the power consumption can be greatly improved. Further, in FIGS. 2B and 2C, an RF switch can be used for the amplitude modulator 23, and the configuration is simplified. Also, FIGS. 2 (a) to 2 (d)
In the above, by using the amplifier as the final amplification stage of the entire transmission circuit device, high efficiency can be realized as the whole device.

【００５７】図３(a)、(b)に、周波数変調器１の構成例
を示す。図３(a)において、31は電圧制御発振器、32は
可変分周器、33は位相比較器、34はループフィルタ、35
はシグマデルタ変調器である。シグマデルタ変調器35は
基本的には図１のシグマデルタ変調器3と同様の構成で
あってよい。FIGS. 3A and 3B show examples of the configuration of the frequency modulator 1. FIG. In FIG. 3A, 31 is a voltage controlled oscillator, 32 is a variable frequency divider, 33 is a phase comparator, 34 is a loop filter, 35
Is a sigma-delta modulator. The sigma-delta modulator 35 may have basically the same configuration as the sigma-delta modulator 3 of FIG.

【００５８】電圧制御発振器31の出力は可変分周器32で
分周され、位相比較器33で基準信号と位相比較され、ル
ープフィルタ34を通って電圧制御発振器31の出力周波数
を制御する。シグマデルタ変調器35は周波数変調データ
と周波数チャネルデータを加算したデータをシグマデル
タ変調し、可変分周器32の分周数として出力する。シグ
マデルタ変調器35は基準信号と同じ周波数で動作する。
ここで、周波数チャンネルデータとは、送信周波数帯に
割り付けられた各チャンネルのうち送信に使用するチャ
ンネルの周波数を示すデータである。ループフィルタ34
の通過帯域幅は周波数変調データの周波数帯域幅よりも
大きく、基準信号の周波数よりも十分に小さい。そのた
め、電圧制御発振器31の出力には周波数変調データに従
った周波数変調が加えられ、シグマデルタ変調器35によ
って発生する不要な高い周波数成分はループフィルタ34
で低減される。この構成によれば、電圧制御発振器31の
制御電圧に対する出力周波数の変化が線形でない場合で
も、位相同期ループは周波数変調データに追従して動作
するため、精度のよい周波数変調出力を得ることができ
る。The output of the voltage controlled oscillator 31 is frequency-divided by the variable frequency divider 32, phase-compared with the reference signal by the phase comparator 33, and passed through the loop filter 34 to control the output frequency of the voltage controlled oscillator 31. The sigma-delta modulator 35 performs sigma-delta modulation on the data obtained by adding the frequency modulation data and the frequency channel data, and outputs the result as the frequency division number of the variable frequency divider 32. The sigma-delta modulator 35 operates at the same frequency as the reference signal.
Here, the frequency channel data is data indicating the frequency of the channel used for transmission among the channels allocated to the transmission frequency band. Loop filter 34
Is larger than the frequency bandwidth of the frequency modulation data and sufficiently smaller than the frequency of the reference signal. Therefore, the output of the voltage controlled oscillator 31 is subjected to frequency modulation according to the frequency modulation data, and unnecessary high frequency components generated by the sigma-delta modulator 35 are removed from the loop filter 34.
Is reduced. According to this configuration, even when the change in the output frequency with respect to the control voltage of the voltage controlled oscillator 31 is not linear, the phase locked loop operates following the frequency modulation data, so that an accurate frequency modulation output can be obtained. .

【００５９】なお、本実施の形態の位相比較器３３、ル
ープフィルタ３４、電圧制御発振器３１、可変分周器３
２は本発明の位相同期発振器の例であり、本実施の形態
のシグマデルタ変調器３５は本発明の第２のシグマデル
タ変調器の例である。The phase comparator 33, the loop filter 34, the voltage controlled oscillator 31, the variable frequency divider 3
2 is an example of the phase locked oscillator of the present invention, and the sigma delta modulator 35 of the present embodiment is an example of the second sigma delta modulator of the present invention.

【００６０】図３(b)は周波数変調器１の別の構成例を
示す。36はミキサ、37は局部発振器、38はIF変調器であ
る。FIG. 3B shows another configuration example of the frequency modulator 1. 36 is a mixer, 37 is a local oscillator, and 38 is an IF modulator.

【００６１】局部発振器37は所望のチャネル周波数に応
じたチャネル選択信号を出力する。IF変調器38は周波数
変調データで変調されたIF周波数の変調信号を発生す
る。電圧制御発振器31の出力はミキサ36でチャネル選択
信号によってIF周波数に周波数変換され、位相比較器33
でIF変調器38の出力信号と位相比較され、ループフィル
タ34を通って電圧制御発振器31の出力周波数を制御す
る。The local oscillator 37 outputs a channel selection signal corresponding to a desired channel frequency. IF modulator 38 generates a modulation signal of an IF frequency modulated with frequency modulation data. The output of the voltage controlled oscillator 31 is frequency-converted to an IF frequency by a channel selection signal by a mixer 36, and is output to a phase comparator 33.
The phase is compared with the output signal of the IF modulator 38 and passes through the loop filter 34 to control the output frequency of the voltage controlled oscillator 31.

【００６２】この構成によれば、周波数変調帯域外の雑
音は、ループフィルタ34で低減できるので、IF変調器38
として一般的なIF周波数帯の直交変調器を用いても、周
波数変換による雑音特性の劣化を防ぐことができる。According to this configuration, since noise outside the frequency modulation band can be reduced by the loop filter 34, the IF modulator 38
Even if a quadrature modulator in a general IF frequency band is used, it is possible to prevent noise characteristics from deteriorating due to frequency conversion.

【００６３】図４に、図１のシグマデルタ変調器３の構
成例を示す。図４において、41は2次積分器、42は量子
化器、43はフィードバック回路、47は乗算器、48は加算
器である。FIG. 4 shows a configuration example of the sigma-delta modulator 3 of FIG. In FIG. 4, 41 is a secondary integrator, 42 is a quantizer, 43 is a feedback circuit, 47 is a multiplier, and 48 is an adder.

【００６４】量子化器42は2次積分器41の出力を量子化
単位Lで量子化して出力する。量子化された出力値はフ
ィードバック回路43を通って乗算器47で量子化単位Lを
乗算され、加算器48で入力値と加算され、2次積分器41
に入力し、2次積分されて出力される。The quantizer 42 quantizes the output of the second-order integrator 41 by a quantization unit L and outputs the result. The quantized output value passes through a feedback circuit 43, is multiplied by a quantization unit L in a multiplier 47, is added to an input value in an adder 48, and is added to a secondary integrator 41.
, And the result is secondarily integrated and output.

【００６５】2次積分器41をz変換でA(z)とすると、A(z)
=z-1/(1-z-1)2である。また、フィードバック回路43をz
変換でB(z)とすると、B(z)=[(1-z-1)2-1]/z-1である。
ここで、z-1は1クロック遅延素子を意味し、Dフリップ
フロップで実現できる。量子化器42は入力値を量子化単
位Lで除算し、余りが負にならないように商の整数部を
出力する。例えば、L=1の場合、3.1,1.1,0.3,-0.2,-2.2
に対してそれぞれ3,1,0,-1,-3を出力する。除算は量子
化単位L以上の桁のみを出力することで実現でき、乗算
器47での量子化単位Lの乗算と加算器48での加算は単純
に上位ビットとしてフィードバック回路43の出力を入力
値の上位ビットとすることで実現できる。Assuming that the secondary integrator 41 is A (z) by z conversion, A (z)
= z -1 / (1-z -1 ) 2 . Also, the feedback circuit 43
Assuming that B (z) is used in the conversion, B (z) = [(1-z -1 ) 2 -1] / z -1 .
Here, z −1 means a one-clock delay element, and can be realized by a D flip-flop. The quantizer 42 divides the input value by the quantization unit L and outputs an integer part of the quotient so that the remainder does not become negative. For example, if L = 1, 3.1, 1.1, 0.3, -0.2, -2.2
Output 3,1,0, -1, -3 respectively. The division can be realized by outputting only the digits that are equal to or greater than the quantization unit L. The multiplication of the quantization unit L by the multiplier 47 and the addition by the adder 48 simply take the output of the feedback circuit 43 as the upper bit as the input value. Can be realized by setting the upper bits of

【００６６】図４(b)は2次積分器41の構成例を示す。加
算器51と遅延回路52は1次積分器を構成する。入力値X1
は加算器51で遅延回路52の出力を加算され、加算器51の
出力は遅延回路52に入力する。この1次積分器はz変換で
1/(1-z-1)で表される。同様に、加算器53と遅延回路54
は1次積分器を構成する。加算器51の出力は加算器53に
入力して遅延回路54の出力を加算され、加算器53の出力
は遅延回路54に入力する。遅延回路54の出力は2次積分
器の出力値X2となる。遅延回路52及び54は入力値を1ク
ロック遅延させて出力する。2次積分器の出力に遅延回
路54の出力を用いているため、2次積分器全体の回路はz
変換でz-1/(1-z-1)2となる。FIG. 4B shows a configuration example of the secondary integrator 41. The adder 51 and the delay circuit 52 constitute a primary integrator. Input value X1
Is added by the adder 51 to the output of the delay circuit 52, and the output of the adder 51 is input to the delay circuit 52. This primary integrator is a z-transform
It is represented by 1 / (1-z -1 ). Similarly, adder 53 and delay circuit 54
Constitutes a first-order integrator. The output of the adder 51 is input to the adder 53 and the output of the delay circuit 54 is added, and the output of the adder 53 is input to the delay circuit 54. The output of the delay circuit 54 is the output value X2 of the secondary integrator. The delay circuits 52 and 54 delay the input value by one clock and output it. Since the output of the delay circuit 54 is used as the output of the secondary integrator, the circuit of the entire secondary integrator is z
The conversion yields z −1 / (1-z −1 ) 2 .

【００６７】ここで、図４(a)の入力値をF、出力をYと
すると、図４(a)の構成は、Y=F/L・z- 1+(1-z-1)2Qで示さ
れる。これは２次のシグマデルタ変調器として動作する
ことを意味する。なお、A(z)=1/(1-z-1)2 、B(z)=[(1-
z-1)2-1]となるような構成の場合は、Y=F/L+(1-z-1)2Q
となって、出力が１クロックずれるだけで同様のシグマ
デルタ変調器として動作する。[0067] Here, F input value of FIG. 4 (a), when the output and Y, the configuration of FIG. 4 (a), Y = F / L · z - 1 + (1-z -1) 2 Indicated by Q. This means that it operates as a second-order sigma-delta modulator. A (z) = 1 / (1-z -1 ) 2 , B (z) = [(1-
z -1 ) 2 -1], then Y = F / L + (1-z -1 ) 2 Q
As a result, the same sigma-delta modulator operates only by shifting the output by one clock.

【００６８】一方、|1-z-1|に対する周波数特性は、|2s
in(πf/fs)|で示される。ここで、f sはクロックの周波
数である。図4の構成では量子化雑音Qに|2sin(πf/fs)|
2の周波数特性が乗算されることになる。On the other hand, | 1-z-1The frequency response for | is | 2s
in (πf / fs) |. Where f sIs the frequency of the clock
Is a number. In the configuration of FIG. 4, | 2sin (πf / fs) |
TwoAre multiplied.

【００６９】なお、ここでは量子化器が入力値を量子化
単位Lで除算する場合を説明したが、入力値が０以上の
場合は+1、負の場合は-1とする動作とすれば、出力とし
て2値の出力を得ることができる。Here, the case where the quantizer divides the input value by the quantization unit L has been described, but if the input value is 0 or more, the operation is +1; if the input value is negative, the operation is -1. As a result, a binary output can be obtained.

【００７０】図５に、２次のシグマデルタ変調器の別の
構成例を示す。図５において、141、142、144、145は加
算器、143、146、148は遅延回路、149は乗算器、147は
量子化器である。FIG. 5 shows another configuration example of the second-order sigma-delta modulator. In FIG. 5, 141, 142, 144, and 145 are adders, 143, 146, and 148 are delay circuits, 149 is a multiplier, and 147 is a quantizer.

【００７１】量子化器147は加算器145の出力を量子化単
位Lで量子化して出力する。加算器142と遅延回路143は
第1の一次積分器を構成し、加算器145と遅延回路146は
第2の1次積分器を構成する。量子化器147の出力は遅延
回路148を通り、乗算器149で量子化単位Lを乗算され、
加算器141および加算器144に入力する。加算器141に入
力された乗算器149の出力はシグマデルタ変調器の入力
値Fから減算され、加算器142で遅延回路143の出力と加
算され、加算器144及び遅延回路143に入力する。加算器
144に入力した加算器142の出力は乗算器149の出力を減
算され、加算器145で遅延回路146の出力と加算され、遅
延回路146及び量子化器147に入力する。図５の構成で出
力Yと入力値Fの関係は、Y=F/L+(1-z-1)2Qとなり、図4と
同様の特性を示す。The quantizer 147 quantizes the output of the adder 145 in the quantization unit L and outputs the result. The adder 142 and the delay circuit 143 constitute a first primary integrator, and the adder 145 and the delay circuit 146 constitute a second primary integrator. The output of the quantizer 147 passes through a delay circuit 148, and is multiplied by a quantization unit L by a multiplier 149,
Input to adder 141 and adder 144. The output of the multiplier 149 input to the adder 141 is subtracted from the input value F of the sigma-delta modulator, added to the output of the delay circuit 143 by the adder 142, and input to the adder 144 and the delay circuit 143. Adder
The output of the adder 142 input to 144 is subtracted from the output of the multiplier 149, added to the output of the delay circuit 146 by the adder 145, and input to the delay circuit 146 and the quantizer 147. In the configuration of FIG. 5, the relationship between the output Y and the input value F is Y = F / L + (1−z −1 ) 2 Q, which shows the same characteristics as FIG.

【００７２】図６は図４のシグマデルタ変調器を２段用
いたシグマデルタ変調器の構成を示す。図６において、
200は第1の2次シグマデルタ変調器、220は第2の2次シグ
マデルタ変調器、230は2次微分回路である。第1の2次シ
グマデルタ変調器200は、2次積分器201、量子化器202、
フィードバック回路203、乗算器207、加算器208から構
成され、フィードバック回路203は遅延回路204、2倍回
路205、加算器206から構成される。第2の2次シグマデル
タ変調器220は、2次積分器221、量子化器222、フィード
バック回路223、乗算器227、加算器228から構成され、
フィードバック回路223は遅延回路224、2倍回路225、加
算器226から構成される。第1の2次シグマデルタ変調器2
00及び第2の2次シグマデルタ変調器220は、図５(a)と同
じ構成であり、詳細な説明は省略する。FIG. 6 shows a configuration of a sigma-delta modulator using two stages of the sigma-delta modulator of FIG. In FIG.
200 is a first secondary sigma delta modulator, 220 is a second secondary sigma delta modulator, and 230 is a secondary differentiator. The first secondary sigma-delta modulator 200 includes a secondary integrator 201, a quantizer 202,
The feedback circuit 203 includes a feedback circuit 203, a multiplier 207, and an adder 208. The feedback circuit 203 includes a delay circuit 204, a doubling circuit 205, and an adder 206. The second secondary sigma-delta modulator 220 includes a secondary integrator 221, a quantizer 222, a feedback circuit 223, a multiplier 227, and an adder 228,
The feedback circuit 223 includes a delay circuit 224, a doubling circuit 225, and an adder 226. First 2nd-order sigma-delta modulator 2
The 00 and the second secondary sigma delta modulator 220 have the same configuration as in FIG. 5A, and a detailed description is omitted.

【００７３】図6に示す構成では、外部より入力した分
数部データは第1の2次シグマデルタ変調器200に入力す
る。第1の2次シグマデルタ変調器200の量子化器202の出
力は遅延回路209に接続する。加算器210は第1の2次シグ
マデルタ変調器200の量子化器202の入力から出力を減算
し、乗算器211に出力する。乗算器211は加算器210の出
力に量子化単位Lを乗算し、第2の2次シグマデルタ変調
器220の入力とする。第2の2次シグマデルタ変調器220の
量子化器222の出力は2次微分回路230に入力する。2次微
分回路230は遅延回路231、加算器232、遅延回路233、加
算器234から構成される。遅延回路231と加算器232、遅
延回路233と加算器234はそれぞれ1次の微分回路を構成
する。2次微分回路230の入力は遅延回路231と加算器232
に入力する。加算器232は2次微分回路230の入力から遅
延回路231の出力を減算し、次段の遅延回路233及び加算
器234に接続する。加算器234は前段の出力である加算器
232の出力から遅延回路233の出力を減算して出力する。
加算器240は遅延回路209の出力と2次微分回路230の出力
を加算し、回路全体の出力とする。In the configuration shown in FIG. 6, fractional part data input from the outside is input to the first secondary sigma delta modulator 200. The output of the quantizer 202 of the first secondary sigma delta modulator 200 is connected to a delay circuit 209. The adder 210 subtracts the output from the input of the quantizer 202 of the first second-order sigma-delta modulator 200, and outputs the result to the multiplier 211. The multiplier 211 multiplies the output of the adder 210 by the quantization unit L, and uses the result as the input of the second secondary sigma delta modulator 220. The output of the quantizer 222 of the second secondary sigma delta modulator 220 is input to the secondary differentiator 230. The secondary differentiating circuit 230 includes a delay circuit 231, an adder 232, a delay circuit 233, and an adder 234. The delay circuit 231 and the adder 232, and the delay circuit 233 and the adder 234 each constitute a primary differentiating circuit. The input of the second differentiating circuit 230 is a delay circuit 231 and an adder 232.
To enter. The adder 232 subtracts the output of the delay circuit 231 from the input of the secondary differentiating circuit 230, and connects it to the next-stage delay circuit 233 and adder 234. The adder 234 is the adder which is the output of the previous stage.
The output of the delay circuit 233 is subtracted from the output of 232 and output.
The adder 240 adds the output of the delay circuit 209 and the output of the second-order differentiating circuit 230 to obtain an output of the entire circuit.

【００７４】以上のように構成されたシグマデルタ変調
器について、以下、その動作を述べる。第1の2次シグマ
デルタ変調器200は、出力をY1、量子化器202で加わる量
子化誤差をQ1とすると、z変換では、Y1= z-1F/L+(1-
z-1)2Q1で示される。第2の2次シグマデルタ変調器220
は、入力をF2、出力をY2、量子化器222で加わる量子化
誤差をQ2とすると、Y2= z-1F2/L+(1-z-1)2Q2で示され
る。ここで、F2=-LQ1なので、Y 2=- z-1Q1+(1-z-1)2Q2で
ある。また、2次微分回路230は(1-z-1)2であるので、2
次微分回路の出力Y3は、Y3=(1-z-1)2Y2=-z-1(1-z-1)2Q1
+(1-z-1)4Q2となる。従って加算器240の出力Y4は、Y4=z
-1Y1+Y3=-z-2F/L+(1-z-1)4Q2となる。これは4次のシグ
マデルタ変調器として動作することを意味する。The sigma-delta modulation configured as described above
The operation of the device will be described below. First secondary sigma
Delta modulator 200 outputs Y1, The amount added by the quantizer 202
Q1Then, in the z-transform, Y1= z-1F / L + (1-
z-1)TwoQ1Indicated by Second second-order sigma-delta modulator 220
Enter FTwo, Output YTwo, Quantization added by the quantizer 222
Error QTwoThen YTwo= z-1FTwo/ L + (1-z-1)TwoQTwoIndicated by
You. Where FTwo= -LQ1So Y Two=-z-1Q1+ (1-z-1)TwoQTwoso
is there. Also, the second differentiating circuit 230 is (1-z-1)TwoSo, 2
Output Y of next differentiatorThreeIs YThree= (1-z-1)TwoYTwo= -z-1(1-z-1)TwoQ1
+ (1-z-1)FourQTwoBecomes Therefore, the output Y of the adder 240FourIs YFour= z
-1Y1+ YThree= -z-2F / L + (1-z-1)FourQTwoBecomes This is the fourth sig
It means to operate as a ma-delta modulator.

【００７５】前述したように、|1-z-1|に対する周波数
特性は、|2sin(πf/fs)|で示される。ここで、fsはクロ
ックの周波数である。従って、図6の4次のシグマデルタ
変調器では量子化雑音Qに|2sin(πf/fs)|4の周波数特性
が乗算されることになる。従って、先述の2次のシグマ
デルタ変調器における量子化雑音Qの係数に比べて、低
い周波数領域での量子化雑音の抑圧度がさらに大きくな
る。[0075] As described above, | 1-z -1 | frequency characteristic for the, | 2sin (πf / f s ) | represented by. Here, f s is the frequency of the clock. Therefore, the quantization noise Q is a fourth-order sigma-delta modulator of Figure 6 | so that the fourth frequency characteristic is multiplied | 2sin (πf / f s) . Therefore, the degree of suppression of the quantization noise in a low frequency region is further increased as compared with the coefficient of the quantization noise Q in the above-described second-order sigma-delta modulator.

【００７６】なお、一般的には、１以上のn,mについ
て、第1のn次シグマデルタ変調器と第2のm次シグマデル
タ変調器を組み合わせるとき、第2のm次シグマデルタ変
調器の出力にn次微分回路を設け、第1のn次シグマデル
タ変調器の出力の遅延を合わせることで、全体として(n
+m)次のシグマデルタ変調器とすることができる。３つ
以上のくみあわせについても同様にできることは明らか
である。Generally, when the first n-th order sigma delta modulator and the second m-th order sigma delta modulator are combined for one or more n, m, the second m-th order sigma delta modulator Is provided with an nth-order differentiating circuit, and by adjusting the delay of the output of the first nth-order sigma-delta modulator, (n
+ m) The following sigma-delta modulator can be used. It is clear that the same can be done for three or more combinations.

【００７７】図７は５次のシグマデルタ変調器の構成例
を示す。図7において、251、252、253、254、255は１次
積分器、258、259、260は加算器、256、257、261、26
2、263、264、265は係数器、267は量子化器、268は乗算
器である。FIG. 7 shows a configuration example of a fifth-order sigma-delta modulator. In FIG. 7, 251, 252, 253, 254, and 255 are first-order integrators, 258, 259, and 260 are adders, 256, 257, 261, and 26.
2, 263, 264, and 265 are coefficient units, 267 is a quantizer, and 268 is a multiplier.

【００７８】量子化器267は加算器266の出力を量子化
し、量子化器268で量子化単位Lを乗算した値を加算器25
8に出力する。加算器258はシグマデルタ変調器の入力値
から量子化器267の出力を減算する。１次積分器251は加
算器258の出力を1次積分する。加算器259は１次積分器2
51の出力と係数器256の出力を加算する。1次積分器252
は加算器259の出力を１次積分する。１次積分器252の出
力は１次積分器253で１次積分され、係数器256で係数を
乗算される。加算器260は1次積分器253の出力と係数器2
57の出力を加算する。1次積分器254は加算器260の出力
を1次積分する。１次積分器254の出力は１次積分器255
で1次積分され、係数器257で係数を乗算される。1次積
分器251、1次積分器252、1次積分器253、1次積分器25
4、1次積分器255の出力はそれぞれ係数器261、係数器26
2、係数器263、係数器264、係数器265で係数を乗算され
て、加算器266で加算され、量子化器267に入力される。
この構成によれば、各係数器の係数を任意に設定するこ
とにより、シグマデルタ変調の周波数特性を任意に変化
させることができる。The quantizer 267 quantizes the output of the adder 266, and multiplies the quantization unit L by the quantization unit L, and
Output to 8. The adder 258 subtracts the output of the quantizer 267 from the input value of the sigma-delta modulator. The primary integrator 251 performs primary integration on the output of the adder 258. The adder 259 is a primary integrator 2
The output of 51 and the output of coefficient unit 256 are added. Primary integrator 252
Performs first-order integration of the output of the adder 259. The output of the primary integrator 252 is first-order integrated by the primary integrator 253, and multiplied by a coefficient by the coefficient unit 256. The adder 260 is connected to the output of the primary integrator 253 and the coefficient unit 2
Add 57 outputs. Primary integrator 254 performs primary integration on the output of adder 260. The output of the primary integrator 254 is the primary integrator 255
, And is multiplied by a coefficient by a coefficient unit 257. Primary integrator 251, primary integrator 252, primary integrator 253, primary integrator 25
4.The output of the primary integrator 255 is the coefficient unit 261 and the coefficient unit 26, respectively.
2. The coefficients are multiplied by the coefficient units 263, 264, and 265, added by the adder 266, and input to the quantizer 267.
According to this configuration, the frequency characteristic of the sigma-delta modulation can be arbitrarily changed by arbitrarily setting the coefficient of each coefficient unit.

【００７９】図８にシグマデルタ変調器の次数に対する
量子化雑音の周波数特性例を示す。図８に示すように、
次数が高くなるにつれて、低周波数域の量子化雑音レベ
ルが低減される。即ち、入力値よりも粗いビット数の出
力でも、低周波数域では量子化雑音の増加を抑えた出力
を得ることができる。また、クロック周波数を高くする
ことで、改善度を上げることができる。FIG. 8 shows an example of frequency characteristics of quantization noise with respect to the order of the sigma-delta modulator. As shown in FIG.
As the order increases, the quantization noise level in the low frequency band decreases. That is, even with an output having a bit number coarser than the input value, an output in which an increase in quantization noise is suppressed in a low frequency band can be obtained. Further, the improvement can be increased by increasing the clock frequency.

【００８０】（実施の形態２）図9は本発明による送信
回路装置の別の実施形態を示す。図9は図1の送信回路装
置の周波数変調器と振幅変調器の間を光ファイバで接続
した場合に相当する構成である。図2〜図7に示した内容
は同様に適用できるので詳細な説明は省略する。図９に
おいて、301はデータ発生器、302は周波数変調器、303
はシグマデルタ変調器、304、305はE/O変換器、306は合
波器、307は分波器、308、309はO/E変換器、310は振幅
変調器、311は帯域通過フィルタ、312はアンテナ、313
は光ファイバである。周波数変調器302、シグマデルタ
変調器303の出力はそれぞれE/O変換器304、305で光信号
に変換される。E/O変換器304、305はレーザダイオード
であり、それぞれ波長の異なる光を出力する。(Embodiment 2) FIG. 9 shows another embodiment of the transmission circuit device according to the present invention. FIG. 9 shows a configuration corresponding to a case where the frequency modulator and the amplitude modulator of the transmission circuit device of FIG. 1 are connected by an optical fiber. Since the contents shown in FIGS. 2 to 7 can be similarly applied, detailed description will be omitted. 9, 301 is a data generator, 302 is a frequency modulator, 303
Is a sigma-delta modulator, 304 and 305 are E / O converters, 306 is a multiplexer, 307 is a demultiplexer, 308 and 309 are O / E converters, 310 is an amplitude modulator, 311 is a bandpass filter, 312 is an antenna, 313
Is an optical fiber. Outputs of the frequency modulator 302 and the sigma-delta modulator 303 are converted into optical signals by E / O converters 304 and 305, respectively. The E / O converters 304 and 305 are laser diodes and output light having different wavelengths.

【００８１】データ発生器301から出力された周波数変
調データは周波数変調器302で周波数変調されてE/O変換
器304に入力する。また、データ発生器301から出力され
た振幅変調データはシグマデルタ変調器303でシグマデ
ルタ変調されてデジタル振幅データとなりE/O変換器305
に入力する。E/O変換器304及び305の出力は合波器306で
合波され、光ファイバ313内を伝送し、分波器307によ
り、波長ごとに分波され、それぞれO/E変換器308、309
に入力する。The frequency-modulated data output from data generator 301 is frequency-modulated by frequency modulator 302 and input to E / O converter 304. Further, the amplitude modulation data output from the data generator 301 is subjected to sigma delta modulation by a sigma delta modulator 303 to become digital amplitude data, and the E / O converter 305
To enter. The outputs of the E / O converters 304 and 305 are multiplexed by the multiplexer 306, transmitted through the optical fiber 313, and demultiplexed by the wavelength by the demultiplexer 307.
To enter.

【００８２】O/E変換器308、309はフォトダイオードで
あり、それぞれに入力した光信号を電気信号である周波
数変調信号、デジタル振幅データに変換する。周波数変
調信号は振幅変調器310でデジタル振幅データによって
振幅変調され、帯域通過フィルタ311で不要な周波数成
分を低減されて、アンテナ312から出力される。The O / E converters 308 and 309 are photodiodes, and convert the optical signals input to the photodiodes into frequency modulation signals, which are electrical signals, and digital amplitude data. The frequency-modulated signal is amplitude-modulated by digital amplitude data by the amplitude modulator 310, unnecessary frequency components are reduced by the band-pass filter 311, and output from the antenna 312.

【００８３】以上の構成によれば、光信号の伝送部にお
いては定包絡線の周波数変調信号とデジタル信号の伝送
となる。そのため、E/O変換器からO/E変換器に至る光伝
送部での歪特性に対する許容度を広くすることができ
る。また、振幅変調データをビット数の多いベースバン
ドデジタル信号のまま伝送するのではなく、シグマデル
タ変調を行ってから伝送することにより、電気信号に戻
した後の信号処理を最小限にすることができる。さら
に、実施の形態１と同様に振幅変調器の消費電力は小さ
くできるので、小型で低消費電力の光基地局システムを
実現できる。According to the above arrangement, the transmission section of the optical signal transmits the constant-envelope frequency-modulated signal and the digital signal. Therefore, it is possible to broaden the tolerance for distortion characteristics in the optical transmission unit from the E / O converter to the O / E converter. Also, instead of transmitting amplitude-modulated data as a baseband digital signal with a large number of bits, sigma-delta modulation is performed before transmission, minimizing signal processing after returning to electrical signals. it can. Furthermore, since the power consumption of the amplitude modulator can be reduced as in the first embodiment, a small-sized optical base station system with low power consumption can be realized.

【００８４】図10は図9の構成に対して、光信号の伝送
方法が異なる構成を示す。図９と同一の個所には同一の
番号を付して詳細な説明は省略する。図10において、32
1は合成器、322はE/O変換器、323はO/E変換器、324は分
波器である。周波数変調器302の出力信号とシグマデル
タ変調器303の出力信号であるデジタル振幅データは合
成器321で合成されてE/O変換器322で光信号に変換され
る。変換された光信号は光ファイバ313を通って伝送さ
れ、O/E変換器323で電気信号に変換される。O/E変換器3
23の出力は分波器324で周波数変調信号とデジタル振幅
データに分離される。周波数変調信号は振幅変調器310
でデジタル振幅データによって振幅変調され、帯域通過
フィルタ311で不要な周波数成分を低減されて、アンテ
ナ312から出力される。FIG. 10 shows a configuration different from the configuration of FIG. 9 in the method of transmitting an optical signal. The same parts as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted. In FIG. 10, 32
1 is a synthesizer, 322 is an E / O converter, 323 is an O / E converter, and 324 is a duplexer. The digital amplitude data, which is the output signal of the frequency modulator 302 and the output signal of the sigma-delta modulator 303, are combined by the combiner 321 and converted into an optical signal by the E / O converter 322. The converted optical signal is transmitted through the optical fiber 313, and is converted into an electric signal by the O / E converter 323. O / E converter 3
The output of 23 is separated by a splitter 324 into a frequency modulation signal and digital amplitude data. The frequency modulation signal is the amplitude modulator 310
Are amplitude-modulated by digital amplitude data, and unnecessary frequency components are reduced by the band-pass filter 311, and output from the antenna 312.

【００８５】この構成によれば、O/E変換器及びE/O変換
器が１つで実現できる。また、周波数変調信号とデジタ
ル振幅データは周波数が大きく異なるので、分波器324
は簡易なフィルタで実現できる。According to this configuration, one O / E converter and one E / O converter can be realized. Since the frequency modulation signal and the digital amplitude data have significantly different frequencies, the
Can be realized with a simple filter.

【００８６】このように本実施の形態によれば、周波数
変調器で周波数変調された搬送波を出力し、シグマデル
タ変調器で振幅変調データをシグマデルタ変調し、振幅
変調器で周波数変調された搬送波をシグマデルタ変調さ
れた信号で振幅変調して出力することにより、低消費電
力で線形性のよい送信回路装置を実現することができ
る。As described above, according to the present embodiment, the carrier modulated by the frequency modulator is output, the sigma-delta modulator modulates the amplitude modulated data, and the carrier modulated by the amplitude modulator is frequency-modulated. Is amplitude-modulated with a sigma-delta-modulated signal and output, whereby a transmission circuit device with low power consumption and good linearity can be realized.

【００８７】[0087]

【発明の効果】以上説明したところから明らかなように
本発明は、線形性がよく、送信出力電力効率が高く、消
費電力の小さな送信回路装置を提供することが出来る。As apparent from the above description, the present invention can provide a transmission circuit device having good linearity, high transmission output power efficiency, and low power consumption.

【００８８】また、本発明は上記効果とともに以下の効
果をも得ることが出来る。The present invention can provide the following effects in addition to the above effects.

【００８９】すなわち、本発明は、振幅変調データが、
多値の離散的な値をとるものであり、シグマデルタ変調
器が、振幅変調データを２値の離散的な値をとる振幅デ
ータに変調する場合には、最も送信出力電力効率が高
く、最も消費電力が小さな送信回路装置を提供すること
が出来る。That is, according to the present invention, the amplitude modulation data
When the sigma-delta modulator modulates the amplitude modulation data into binary discrete amplitude data, the transmission output power efficiency is highest, and A transmission circuit device with low power consumption can be provided.

【００９０】また、本発明は、シグマデルタ変調器が、
少なくとも２次以上のシグマデルタ変調器である場合に
は、その次数に応じて量子化雑音の増加の程度を制御す
ることが出来る送信回路装置を提供することが出来る。Further, according to the present invention, the sigma-delta modulator
In the case of a sigma-delta modulator of at least second order, it is possible to provide a transmission circuit device capable of controlling the degree of increase in quantization noise according to the order.

【００９１】また、本発明は、振幅変調器の出力信号の
送信周波数帯域外の不要信号を低減して出力する帯域通
過フィルタを備えた場合には、シグマデルタ変調器器特
有の量子化雑音に起因する不要周波数成分を低減するこ
とが出来る送信回路装置を提供することが出来る。Further, when the present invention is provided with a band-pass filter for reducing and outputting an unnecessary signal outside the transmission frequency band of the output signal of the amplitude modulator, quantization noise peculiar to the sigma-delta modulator is reduced. It is possible to provide a transmission circuit device capable of reducing unnecessary frequency components caused.

【００９２】また、本発明は、振幅変調器が、電力増幅
器を有し、シグマデルタ変調器の出力信号に基づいて電
力増幅器の電源を制御することによって、振幅変調する
場合には、さらに高効率化された送信回路装置を提供す
ることが出来る。Further, according to the present invention, when the amplitude modulator has a power amplifier and controls the power supply of the power amplifier based on the output signal of the sigma-delta modulator to perform amplitude modulation, the efficiency can be further improved. It is possible to provide a simplified transmission circuit device.

【００９３】また、本発明は、振幅変調器の出力にＢ級
またはＣ級の電力増幅器を備えた場合には、さらに高効
率化された送信回路装置を提供することが出来る。Further, according to the present invention, when a class B or class C power amplifier is provided at the output of the amplitude modulator, a transmission circuit device with higher efficiency can be provided.

【００９４】また、本発明は、周波数変調器は、少なく
とも可変分周器を含む位相同期発振器と第２のシグマデ
ルタ変調器とを有し、第２のシグマデルタ変調器は、周
波数変調データと搬送波周波数データとを加算したデー
タを２次以上のシグマデルタ変調した値を可変分周器の
分周数として出力し、位相同期発振器から周波数変調さ
れた搬送波が出力される場合には、精度のよい周波数変
調出力を得る送信回路装置を提供することが出来る。Further, according to the present invention, the frequency modulator has a phase locked oscillator including at least a variable frequency divider and a second sigma-delta modulator. When the data obtained by adding the carrier frequency data and the sigma-delta modulated signal of the second or higher order is output as the frequency division number of the variable frequency divider, and when the frequency-modulated carrier wave is output from the phase locked oscillator, the accuracy is reduced. A transmission circuit device that obtains a good frequency modulation output can be provided.

【００９５】また、本発明は、周波数変調器は、位相比
較器とループフィルタと電圧制御発振器とミキサとＩＦ
変調器とを有し、ＩＦ変調器は、周波数変調データで周
波数変調された中間周波数の変調波信号を出力し、ミキ
サは、電圧制御発振器の出力信号を、チャネル選択信号
によって中間周波数に周波数変換し、位相比較器は、そ
の周波数変換された信号を中間周波数の変調波信号と位
相比較し、ループフィルタは、その位相比較された信号
から不要な信号を低減し、電圧制御発振器は、その発信
周波数が前記不要な信号が低減された信号によって制御
されることによって、周波数変調された搬送波を出力す
る場合には、一般的な直交変調器を用いても周波数変換
による雑音特性の劣化を防ぐことが出来る送信回路装置
を提供することが出来る。Further, according to the present invention, the frequency modulator comprises a phase comparator, a loop filter, a voltage controlled oscillator, a mixer, and an IF.
An IF modulator outputs a modulated wave signal of an intermediate frequency frequency-modulated with the frequency modulation data, and the mixer frequency-converts an output signal of the voltage controlled oscillator to an intermediate frequency by a channel selection signal. The phase comparator compares the phase of the frequency-converted signal with the modulated signal of the intermediate frequency, the loop filter reduces unnecessary signals from the phase-compared signal, and the voltage-controlled oscillator generates When the frequency is controlled by the signal in which the unnecessary signal is reduced, when a frequency-modulated carrier is output, it is possible to prevent noise characteristics from being deteriorated due to frequency conversion even when using a general quadrature modulator. Can be provided.

【００９６】また、本発明は、周波数変調された搬送波
を電気信号から光信号に変換する第１のＥ／Ｏ変換器
と、第１のＥ／Ｏ変換器と光ファイバで接続され、第１
のＥ／Ｏ変換器で変換された光信号を電気信号に変換す
る第１のＯ／Ｅ変換器と、シグマデルタ変調器の出力信
号を第１のＥ／Ｏ変換器の出力と波長が異なる光信号に
変換する第２のＥ／Ｏ変換器と、第２のＥ／Ｏ変換器と
光ファイバで接続され、第２のＥ／Ｏ変換器で変換され
た光信号を電気信号に変換する第２のＯ／Ｅ変換器とを
有し、第２のＥ／Ｏ変換器の出力信号は、第１のＥ／Ｏ
変換器の出力信号と合成されて、光ファイバを伝送した
後に分波されて第２のＯ／Ｅ変換器で光信号から電気信
号に変換され、振幅変調器は、第１のＯ／Ｅ変換器の出
力信号を第２のＯ／Ｅ変換器の出力信号で振幅変調する
場合には、光ファイバでの歪み特性に対する許容度を広
くすることが出来ると共に、１本の光ファイバで光信号
を伝送することが出来る送信回路装置を提供することが
出来る。The present invention also provides a first E / O converter for converting a frequency-modulated carrier from an electric signal to an optical signal, the first E / O converter being connected to the first E / O converter by an optical fiber, and
A first O / E converter for converting an optical signal converted by the E / O converter into an electric signal, and an output signal of the sigma-delta modulator having a wavelength different from that of the output of the first E / O converter. A second E / O converter for converting the optical signal into an optical signal; an optical fiber connected to the second E / O converter for converting the optical signal converted by the second E / O converter into an electric signal; A second O / E converter, and an output signal of the second E / O converter is a first E / O converter.
The signal is combined with the output signal of the converter, transmitted through the optical fiber, demultiplexed, and converted from the optical signal to the electric signal by the second O / E converter. The amplitude modulator performs the first O / E conversion. In the case where the output signal of the optical modulator is amplitude-modulated by the output signal of the second O / E converter, the tolerance for the distortion characteristic in the optical fiber can be widened and the optical signal can be converted by one optical fiber. A transmission circuit device capable of transmitting can be provided.

【００９７】また、本発明は、周波数変調器で周波数変
調された搬送波と、シグマデルタ変調器の出力信号であ
る離散的な値をとる振幅データとが合成された信号を電
気信号から光信号に変換するＥ／Ｏ変換器と、Ｅ／Ｏ変
換器に光ファイバで接続され、その変換された信号を光
信号から電気信号に変換するＯ／Ｅ変換器とを有し、Ｏ
／Ｅ変換器によって変換された信号は、フィルタによっ
て周波数変調された搬送波と振幅データとに分離され、
振幅変調器は、分離された周波数変調された搬送波を分
離された振幅データで振幅変調する場合には、Ｏ／Ｅ変
換器及びＥ／Ｏ変換器がそれぞれ１つ用いるだけで光信
号を伝送することが出来る送信回路装置を提供すること
が出来る。Further, according to the present invention, a signal obtained by combining a carrier frequency-modulated by a frequency modulator and amplitude data having a discrete value which is an output signal of a sigma-delta modulator is converted from an electric signal to an optical signal. An O / E converter that is connected to the E / O converter by an optical fiber and converts the converted signal from an optical signal to an electrical signal;
The signal converted by the / E converter is separated into a carrier frequency-modulated by a filter and amplitude data,
When the amplitude modulator modulates the amplitude of the separated frequency-modulated carrier with the separated amplitude data, the O / E converter and the E / O converter each transmit only one optical signal. It is possible to provide a transmission circuit device capable of performing the above.

【００９８】また、本発明は、シグマデルタ変調器は、
振幅変調データをｎ次積分するｎ次積分器と、ｎ次積分
された信号をデジタル値に量子化する量子化器と、量子
化された値をシグマデルタ変調器の入力値にフィードバ
ックするフィードバック回路とを有し、量子化されたデ
ジタル値はシグマデルタ変調器の出力となり、フィード
バックされた値は、シグマデルタ変調器の入力値に加算
されてｎ次積分器に入力される場合には、周波数特性を
任意に変化させることが出来る送信回路装置を提供する
ことが出来る。Further, according to the present invention, a sigma-delta modulator
An n-order integrator for integrating the n-th order amplitude modulation data, a quantizer for quantizing the n-order integrated signal to a digital value, and a feedback circuit for feeding back the quantized value to an input value of the sigma-delta modulator And the quantized digital value becomes the output of the sigma-delta modulator, and the fed-back value is added to the input value of the sigma-delta modulator and input to the n-th integrator. A transmission circuit device whose characteristics can be arbitrarily changed can be provided.

【００９９】また、本発明は、シグマデルタ変調器は、
多段に接続された複数の低次シグマデルタ変調器を有
し、複数の低次シグマデルタ変調器の出力はそれぞれ前
段までの次数ｍに対してＺ変換で(1-z-1)mで示される構
成を含む微分器に接続して合成される場合には、全体と
してより高次のシグマデルタ変調器を実現することが出
来、従ってより量子化のノイズに起因する歪み成分が低
減された送信回路装置を提供することが出来る。Further, according to the present invention, a sigma-delta modulator
It has a plurality of low-order sigma-delta modulators connected in multiple stages, and outputs of the plurality of low-order sigma-delta modulators are indicated by (1-z -1 ) m in the Z-transform with respect to the order m up to the previous stage. When connected to a differentiator including a configuration that is combined, a higher-order sigma-delta modulator can be realized as a whole, and thus a transmission component with reduced distortion components due to quantization noise can be realized. A circuit device can be provided.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の実施の形態１における送信回路装置の
構成図FIG. 1 is a configuration diagram of a transmission circuit device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】（ａ）本発明の実施の形態１における送信回路
装置の振幅変調器の構成図 （ｂ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の振
幅変調器の上記とは異なった構成図 （ｃ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の振
幅変調器の上記とは異なった構成図 （ｄ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の振
幅変調器の上記とは異なった構成図FIG. 2A is a configuration diagram of an amplitude modulator of a transmission circuit device according to the first embodiment of the present invention; FIG. (C) Configuration diagram of the amplitude modulator of the transmission circuit device according to the first embodiment of the present invention which is different from the above. (D) Different configuration of the amplitude modulator of the transmission circuit device according to the first embodiment of the present invention. Configuration diagram

【図３】（ａ）本発明の実施の形態１における送信回路
装置の周波数変調器の構成図 （ｂ）本発明の実施の形態１における送信回路装置の周
波数変調器の上記とは異なった構成図3A is a configuration diagram of a frequency modulator of the transmission circuit device according to the first embodiment of the present invention. FIG. 3B is a configuration different from the above-described configuration of the frequency modulator of the transmission circuit device according to the first embodiment of the present invention. Figure

【図４】（ａ）本発明の実施の形態１における送信回路
装置のシグマデルタ変調器の構成図 （ｂ）本発明の実施の形態１におけるシグマデルタ変調
器で用いられる２次積分器の構成図FIG. 4A is a configuration diagram of a sigma-delta modulator of a transmission circuit device according to the first embodiment of the present invention. FIG. 4b is a configuration of a second-order integrator used in the sigma-delta modulator according to the first embodiment of the present invention. Figure

【図５】本発明の実施の形態１における送信回路装置の
シグマデルタ変調器の別の構成図FIG. 5 is another configuration diagram of the sigma-delta modulator of the transmission circuit device according to the first embodiment of the present invention.

【図６】本発明の実施の形態１における送信回路装置
の、図４のシグマデルタ変調器を２段用いたシグマデル
タ変調器の構成図FIG. 6 is a configuration diagram of a sigma-delta modulator using two stages of the sigma-delta modulator of FIG. 4 in the transmission circuit device according to the first embodiment of the present invention.

【図７】本発明の一実施の形態１における送信回路装置
の、５次のシグマデルタ変調器の構成図。FIG. 7 is a configuration diagram of a fifth-order sigma-delta modulator of the transmission circuit device according to the first embodiment of the present invention.

【図８】シグマデルタ変調器の次数に対する量子化雑音
の周波数特性例を示すシグマデルタ変調器の周波数特性
図FIG. 8 is a frequency characteristic diagram of the sigma-delta modulator showing an example of frequency characteristics of quantization noise with respect to the order of the sigma-delta modulator.

【図９】本発明の実施の形態２における送信回路装置の
構成図FIG. 9 is a configuration diagram of a transmission circuit device according to a second embodiment of the present invention.

【図１０】本発明の実施の形態２における送信回路装置
の別の構成図FIG. 10 is another configuration diagram of the transmission circuit device according to the second embodiment of the present invention.

【図１１】（ａ）本発明の実施の形態１における周波数
変調器の出力信号の一例を示す図 （ｂ）本発明の実施の形態１における振幅変調データの
一例を示す図 （ｃ）本発明の実施の形態１におけるシグマデルタ変調
器の出力信号の一例を示す図11A is a diagram illustrating an example of an output signal of a frequency modulator according to the first embodiment of the present invention. FIG. 11B is a diagram illustrating an example of amplitude modulation data according to the first embodiment of the present invention. Showing an example of an output signal of the sigma-delta modulator according to the first embodiment

【図１２】（ａ）本発明の実施の形態１におけるアナロ
グ信号を非線形な特性をもつ増幅器で増幅する場合を説
明する概念図 （ｂ）本発明の実施の形態１におけるデジタル信号を非
線形な特性をもつ増幅器で増幅する場合を説明する概念
図12A is a conceptual diagram illustrating a case where an analog signal according to the first embodiment of the present invention is amplified by an amplifier having nonlinear characteristics. FIG. 12B is a conceptual diagram illustrating a case where a digital signal according to the first embodiment of the present invention has nonlinear characteristics. Conceptual diagram explaining the case of amplifying with an amplifier having

【図１３】本発明の実施の形態１における搬送波の例を
示す図FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a carrier wave according to the first embodiment of the present invention.

【図１４】従来の送信回路装置の構成図FIG. 14 is a configuration diagram of a conventional transmission circuit device.

【図１５】従来の送信回路装置の構成図FIG. 15 is a configuration diagram of a conventional transmission circuit device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１、３０２ 周波数変調器 ２ ３１０ 振幅変調器 ３、３５、３０３ シグマデルタ変調器 ４、３１１、４０４ 帯域通過フィルタ ５、３０１ データ発生器 ２１ 増幅器 ２２ 電源制御器 ２３ 振幅変調器 ２５ デュアルゲートFET ３１ 電圧制御発振器 ３２ 可変分周器 ３３ 位相比較器 ３４ ループフィルタ ３６ ミキサ ３７ 局部発振器 ３８ IF変調器 ４１、２０１、２２１ ２次積分器 ４２、１４７、２０２、２２２、２６７ 量子化器 ４３、２０３、２２３ フィードバック回路 ４７、１４９、２０７、２１１、２２７、２６８ 乗算
器 ４６、４８、５１、５３、１４１、１４２、１４４、１
４５、２０６、２０８、２１０、２２６、２２８、２３
２、２３４、２４０、２５８、２５９、２６０、２６６
加算器 ４４、５２、５４、１４３、１４６、１４８、２０４、
２０９、２２４、２３１、２３３ 遅延回路 ４５、２０５、２２５ ２倍回路 ２００ 第1の２次シグマデルタ変調器 ２２０ 第2の２次シグマデルタ変調器 ２３０ ２次微分回路 ２５６、２５７、２６１、２６２、２６３、２６４、２
６５ 係数器 ３０４、３０５、３２２、４２３ E/O変換器 ３０６ 合波器 ３０７ 分波器 ３０８、３０９、３２３、４２４ O/E変換器 ３１２ ４２０ アンテナ ３１３、４２５ 光ファイバ ４２１ 親局 ４２２ 子局 ４０５ IQ信号発生器 ４０６ 局部発振器 ４０７ 移相器 ４０８、４０９ ミキサ ４１０ 合成器 ４１１ 電力増幅器1, 302 Frequency modulator 2 310 Amplitude modulator 3, 35, 303 Sigma delta modulator 4, 311, 404 Band pass filter 5, 301 Data generator 21 Amplifier 22 Power supply controller 23 Amplitude modulator 25 Dual gate FET 31 Voltage Control oscillator 32 Variable frequency divider 33 Phase comparator 34 Loop filter 36 Mixer 37 Local oscillator 38 IF modulator 41, 201, 221 Secondary integrator 42, 147, 202, 222, 267 Quantizer 43, 203, 223 Feedback Circuits 47, 149, 207, 211, 227, 268 Multipliers 46, 48, 51, 53, 141, 142, 144, 1
45, 206, 208, 210, 226, 228, 23
2,234,240,258,259,260,266
Adders 44, 52, 54, 143, 146, 148, 204,
209, 224, 231, 233 Delay circuit 45, 205, 225 Double circuit 200 First second-order sigma-delta modulator 220 Second second-order sigma-delta modulator 230 Second-order differentiation circuit 256, 257, 261, 262, 263, 264, 2
65 Coefficient unit 304, 305, 322, 423 E / O converter 306 Combiner 307 Demultiplexer 308, 309, 323, 424 O / E converter 312 420 Antenna 313, 425 Optical fiber 421 Master station 422 Slave station 405 IQ signal generator 406 Local oscillator 407 Phase shifter 408, 409 Mixer 410 Combiner 411 Power amplifier

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 朝倉 宏之 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5J064 AA00 BA03 BC08 BC09 BC10 BC11 BC14 BC16 BC19 BD02 5K004 AA03 AA04 DD00 DF00 EE00 EG00  ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Hiroyuki Asakura 1006 Kazuma Kadoma, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. F term (reference) 5J064 AA00 BA03 BC08 BC09 BC10 BC11 BC14 BC16 BC19 BD02 5K004 AA03 AA04 DD00 DF00 EE00 EG00

Claims (12)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 周波数変調データで搬送波を周波数変調
して周波数変調された搬送波を出力する周波数変調器
と、 振幅変調データをシグマデルタ変調するシグマデルタ変
調器と、 前記周波数変調された搬送波を前記シグマデルタ変調器
の出力信号で振幅変調して出力する振幅変調器とを備え
た送信回路装置。A frequency modulator that frequency-modulates a carrier with frequency-modulated data and outputs a frequency-modulated carrier; a sigma-delta modulator that modulates amplitude-modulated data with sigma-delta; A transmission circuit device comprising: an amplitude modulator that amplitude-modulates and outputs an output signal of a sigma-delta modulator. 【請求項２】 前記振幅変調データは、多値の離散的な
値をとるものであり、 前記シグマデルタ変調器は、前記振幅変調データを２値
の離散的な値をとる振幅データに変調する請求項１記載
の送信回路装置。2. The amplitude modulation data has a multi-valued discrete value, and the sigma-delta modulator modulates the amplitude modulation data into amplitude data having a binary discrete value. The transmission circuit device according to claim 1. 【請求項３】 前記シグマデルタ変調器は、少なくとも
２次以上のシグマデルタ変調器である請求項１または２
に記載の送信回路装置。3. The sigma-delta modulator according to claim 1, wherein the sigma-delta modulator is a sigma-delta modulator of at least second order.
3. The transmission circuit device according to claim 1. 【請求項４】 前記振幅変調器の出力信号の送信周波数
帯域外の不要信号を低減して出力する帯域通過フィルタ
を備えた請求項１〜３のいずれかに記載の送信回路装
置。4. The transmission circuit device according to claim 1, further comprising a band-pass filter configured to reduce and output an unnecessary signal outside the transmission frequency band of the output signal of the amplitude modulator. 【請求項５】 前記振幅変調器は、電力増幅器を有し、
前記シグマデルタ変調器の出力信号に基づいて前記電力
増幅器の電源を制御することによって、振幅変調する請
求項１〜４のいずれかに記載の送信回路装置。5. The amplitude modulator has a power amplifier,
The transmission circuit device according to claim 1, wherein amplitude modulation is performed by controlling a power supply of the power amplifier based on an output signal of the sigma-delta modulator. 【請求項６】 前記振幅変調器の出力にＢ級またはＣ級
の電力増幅器を備えた請求項１〜５のいずれかに記載の
送信回路装置。6. The transmission circuit device according to claim 1, further comprising a class B or class C power amplifier at the output of said amplitude modulator. 【請求項７】 前記周波数変調器は、少なくとも可変分
周器を含む位相同期発振器と第２のシグマデルタ変調器
とを有し、 前記第２のシグマデルタ変調器は、前記周波数変調デー
タと搬送波周波数データとを加算したデータを２次以上
のシグマデルタ変調した値を前記可変分周器の分周数と
して出力し、 前記位相同期発振器から前記周波数変調された搬送波が
出力される請求項１〜６のいずれかに記載の送信回路装
置。7. The frequency modulator includes a phase-locked oscillator including at least a variable frequency divider and a second sigma-delta modulator, wherein the second sigma-delta modulator includes the frequency-modulated data and a carrier wave. A frequency-added data obtained by performing sigma-delta modulation of second or higher order as a frequency division number of the variable frequency divider is output, and the frequency-modulated carrier is output from the phase-locked oscillator. 7. The transmission circuit device according to any one of 6. 【請求項８】 前記周波数変調器は、位相比較器とルー
プフィルタと電圧制御発振器とミキサとＩＦ変調器とを
有し、 前記ＩＦ変調器は、前記周波数変調データで周波数変調
された中間周波数の変調波信号を出力し、 前記ミキサは、前記電圧制御発振器の出力信号を、チャ
ネル選択信号によって中間周波数に周波数変換し、 前記位相比較器は、その周波数変換された信号を前期中
間周波数の変調波信号と位相比較し、 前記ループフィルタは、その位相比較された信号から不
要な信号を低減し、 前記電圧制御発振器は、その発信周波数が前記不要な信
号が低減された信号によって制御されることによって、
前記周波数変調された搬送波を出力する請求項１〜７の
いずれかに記載の送信回路装置。8. The frequency modulator includes a phase comparator, a loop filter, a voltage controlled oscillator, a mixer, and an IF modulator, wherein the IF modulator has an intermediate frequency modulated by the frequency modulation data. Outputting a modulated wave signal, wherein the mixer frequency-converts the output signal of the voltage-controlled oscillator to an intermediate frequency according to a channel selection signal, and wherein the phase comparator converts the frequency-converted signal to an intermediate frequency modulated wave. A phase comparison with a signal, the loop filter reduces an unnecessary signal from the phase-compared signal, and the voltage-controlled oscillator has a transmission frequency controlled by the signal with the unnecessary signal reduced. ,
The transmission circuit device according to claim 1, wherein the transmission circuit device outputs the frequency-modulated carrier wave. 【請求項９】 前記周波数変調された搬送波を電気信号
から光信号に変換する第１のＥ／Ｏ変換器と、 前記第１のＥ／Ｏ変換器と光ファイバで接続され、前記
第１のＥ／Ｏ変換器で変換された光信号を電気信号に変
換する第１のＯ／Ｅ変換器と、 前記シグマデルタ変調器の出力信号を前記第１のＥ／Ｏ
変換器の出力と波長が異なる光信号に変換する第２のＥ
／Ｏ変換器と、 前記第２のＥ／Ｏ変換器と前記光ファイバで接続され、
前記第２のＥ／Ｏ変換器で変換された光信号を電気信号
に変換する第２のＯ／Ｅ変換器とを有し、 前記第２のＥ／Ｏ変換器の出力信号は、前記第１のＥ／
Ｏ変換器の出力信号と合成されて、前記光ファイバを伝
送した後に分波されて前記第２のＯ／Ｅ変換器で光信号
から電気信号に変換され、 前記振幅変調器は、前記第１のＯ／Ｅ変換器の出力信号
を前記第２のＯ／Ｅ変換器の出力信号で振幅変調する請
求項１〜８のいずれかに記載の送信回路装置。9. A first E / O converter for converting the frequency-modulated carrier from an electric signal to an optical signal, the first E / O converter being connected to the first E / O converter by an optical fiber, A first O / E converter for converting the optical signal converted by the E / O converter into an electric signal, and an output signal of the sigma-delta modulator for the first E / O
A second E for converting the output from the converter to an optical signal having a different wavelength
An I / O converter, the second E / O converter and the optical fiber,
A second O / E converter that converts the optical signal converted by the second E / O converter into an electric signal, wherein the output signal of the second E / O converter is 1 E /
The signal is combined with the output signal of the O converter, transmitted through the optical fiber, demultiplexed, and converted from an optical signal to an electric signal by the second O / E converter. 9. The transmission circuit device according to claim 1, wherein an output signal of the O / E converter is amplitude-modulated by an output signal of the second O / E converter. 【請求項１０】 前記周波数変調器で前記周波数変調さ
れた搬送波と、前記シグマデルタ変調器の出力信号であ
る離散的な値をとる振幅データとが合成された信号を電
気信号から光信号に変換するＥ／Ｏ変換器と、 前記Ｅ／Ｏ変換器に光ファイバで接続され、その変換さ
れた信号を光信号から電気信号に変換するＯ／Ｅ変換器
とを有し、 前記Ｏ／Ｅ変換器によって変換された信号は、フィルタ
によって前記周波数変調された搬送波と前記振幅データ
とに分離され、 前記振幅変調器は、分離された前記周波数変調された搬
送波を分離された前記振幅データで振幅変調する請求項
１〜８のいずれかに記載の送信回路装置。10. A signal obtained by combining a carrier wave frequency-modulated by the frequency modulator and amplitude data having a discrete value, which is an output signal of the sigma-delta modulator, from an electric signal to an optical signal. And an O / E converter connected to the E / O converter via an optical fiber and converting the converted signal from an optical signal to an electric signal. The signal converted by the modulator is separated into the frequency-modulated carrier and the amplitude data by a filter, and the amplitude modulator modulates the separated frequency-modulated carrier with the separated amplitude data. The transmission circuit device according to claim 1. 【請求項１１】 前記シグマデルタ変調器は、前記振
幅変調データをｎ次積分するｎ次積分器と、 前記ｎ次積分された信号をデジタル値に量子化する量子
化器と、 前記量子化された値を前記シグマデルタ変調器の入力値
にフィードバックするフィードバック回路とを有し、 前記量子化されたデジタル値は前記シグマデルタ変調器
の出力となり、 前記フィードバックされた値は、前記シグマデルタ変調
器の入力値に加算されて前記ｎ次積分器に入力される請
求項１〜１０のいずれかに記載の送信回路装置。11. The sigma-delta modulator, an n-order integrator that integrates the amplitude modulation data into an n-order, a quantizer that quantizes the n-order integrated signal into a digital value, A feedback circuit that feeds back the input value to the input value of the sigma-delta modulator, wherein the quantized digital value is an output of the sigma-delta modulator, and the fed-back value is the sigma-delta modulator. The transmission circuit device according to any one of claims 1 to 10, wherein the input value is added to the input value and input to the n-th integrator. 【請求項１２】 前記シグマデルタ変調器は、多段に接
続された複数の低次シグマデルタ変調器を有し、 前期複数の低次シグマデルタ変調器の出力はそれぞれ前
段までの次数ｍに対してＺ変換で(1-z-1)mで示される構
成を含む微分器に接続して合成される請求項１〜１１の
いずれかに記載の送信回路装置。12. The sigma-delta modulator has a plurality of low-order sigma-delta modulators connected in multiple stages, wherein the outputs of the plurality of low-order sigma-delta modulators are each with respect to the order m up to the previous stage. The transmission circuit device according to any one of claims 1 to 11, wherein the transmission circuit device is connected to a differentiator including a configuration represented by (1-z- 1 ) m and synthesized by Z-transform.
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