JP2002218512A - テレホニー加入者ループのためのスイッチト・モード電流フィード方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ケーブル・モデムに関連するコストを低下さ
せるための低電力の加入者ループ・インターフェース回
路（ＳＬＩＣ）を提供する。 【解決手段】 加入者ループ・インターフェース回路
は、高効率の定ＤＣ電流ソースを用い、この電流ソース
は、スイッチト・モード電流ブースト・コンバータまた
はスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータ１
００のいずれかを使用して実現する。この定ＤＣ電流ソ
ースは、定電圧ソースを使用して実現可能なものよりも
高い効率を提供する一方で、ボイス・バンド信号に対し
高インピーダンスを呈する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、概してテレホニー
加入者ループに関し、より詳細には加入者ライン・イン
ターフェース回路（ＳＬＩＣ）を実現するためのスイッ
チト・モード電流フィード技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】加入者ライン・インターフェース回路
（ＳＬＩＣ）は、標準的な電話、ファックス機器、モデ
ム、自動応答マシン等をインターフェースするために、
ＰＢＸ環境だけでなくセントラル・オフ（ＣＯ：centra
l off）において使用されている。ボイス−オーバ（voi
ce-over）・インターネット・プロトコル（ＶｏＩＰ）
に進展により、ケーブル・モデム（ＣＭ）は現在、ボイ
ス電話サービスを提供しており、そしてＳＬＩＣは、今
は、加入者の敷地自体内に常駐している。進展しつつあ
る標準は、各ケーブル・モデム内において４つのテレホ
ニー接続（すなわち、４ＳＬＩＣ）を推奨している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このＳＬＩＣの最も重
要な機能のうちの１つは、それがＣＯ、ＣＭあるいは任
意のその他のＶｏＩＰ環境（ボイス−オーバＤＳＬに似
たもの）のいずれにあろうとも、“バッテリ・フィード
（battery feed）”であり、これは、レガシーの電話デ
バイスに対し電話ケーブルを介してＤＣ電力を供給する
こと以外の何物でもない。ＣＯ環境においてこのことを
行うのに多くの方法が存在している。しかし、このＣＯ
とは異なり、ＣＭ環境においては、電力消費は、キー・
ファクタであり、その理由は、ケーブルが電力をＣＭ内
のデバイスの全て（例えば、ＲＦチューナ、ＤＳＰ、ア
ナログ・フロントエンド等）に対し供給しなければなら
ないからである。インフラストラクチャ・コストは分配
すべき電力１ワット当たり約＄２０と見積もられる。今
日のＳＬＩＣは、そのようなものとして使用した場合に
は、（全てのラインがアクティブである場合）４×２．
５Ｗ＝１０Ｗも消費し得ることになる。それよりましな
ものであれば、４×０．８Ｗ＝３．２Ｗを消費する。Ｓ
ＬＩＣのコストは、４×＄４＝＄１６の範囲にあるが、
電力インフラストラクチャのコストは、図１に示したよ
うに、３．２×＄２０＝＄６４ものかなりの大きさとな
る。このコストは、最終的には、消費者が、より高い月
額の使用料の形で吸収されねばならない。

【０００４】重要なことに、ＳＬＩＣは、ケーブル・モ
デム内における電力の大半を消費する。さらに、ＳＬＩ
Ｃは、これまで、電力を低減するという意図のものでみ
られたことは決してなく、それは、これらが、ＣＯおよ
びＰＢＸ環境において伝統的に配置されているからであ
る。これら環境においては、全体の電力消費は、ＳＬＩ
Ｃ電力が支配的なものとはならない。しかし、ＣＭ環境
においては、その状況は、図２から分かるように、非常
に全く異なってなる。図２は、ＳＬＩＣがケーブル・モ
デムにおいてたった１つの最も大きな電力消費者である
ことを示している。ここに提示したデータは、節電の１
００ｍＷ毎に＄２の電力コスト節約に換算されることを
示している。以上のことに鑑み、ケーブル・モデムに関
連するコストを低下させるための低電力ＳＬＩＣに対す
るニーズが存在している。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記およびその他の目的
を達成するため、本発明は、低電力ＳＬＩＣであって、
ボイス・テレホニー・サービスを実現するのに使用する
ケーブル・モデムに関連したコストをダウンさせるのに
特に有用なものに向けたものである。その加入者ループ
においては、ループ電流は、ＡＣ成分だけでなくＤＣ成
分も有する。このＤＣ成分（ＤＣループ電流）は、電力
を電話に分配する機能を実行する。ＡＣ成分は、スピー
チ信号である。しかし、それらの電力レベルは、大きく
異なったものである。ＤＣ電力は、数百ミリワットであ
るのに対し、ＡＣ成分は、わずか数ミリワットである。
したがって、電力フィードを効率的にしようとする場
合、効率的としなければならないのは、ＤＣ電流フィー
ドである。これと同時に、そのような実装は、ＡＣボイ
ス・バンド信号の性能を妨げないようにしなければなら
ない。低電力ＳＬＩＣの１つの実施形態は、図１０に示
すように２つの電流ソースを並列にすることにより（一
方は高効率で、他方は高忠実度のもの）実現することが
できる。そのＤＣ電流ソースは、高い効率とそしてボイ
ス・バンドにおいて高いインピーダンスを有する一方
で、ＡＣ電流ソースは、６００オーム（代表的）終端を
合成し、そして高忠実度のスピーチ送受（ハイブリッ
ド）機能を果たす。ＤＣ電流ソースは、次に、効率のた
めに最適化する一方で、ＡＣ電流ソースは、忠実さ（ボ
イス・バンド性能）のために最適化する。ＤＣ電流ソー
スは、スイッチト・モード技術を使用して実現する。

【０００６】本発明の１つの面においては、加入者ライ
ン・インターフェース回路は、スイッチト・モード技術
を使用して実現することによって、高効率を有ししかも
ボイス・バンド信号に対し高インピーダンスを呈する低
電流ソースを提供する。

【０００７】１実施形態によれば、加入者ライン・イン
ターフェース回路は、電圧ブースト・コンバータの“Ｄ
ＵＡＬ（二重体）”を使用して実現することにより、高
効率を有ししかもボイス・バンド信号に対し高インピー
ダンスを呈する電流ブースト・コンバータ定電流ソース
を提供する。

【０００８】さらに別の実施形態によれば、加入者ライ
ン・インターフェース回路は、スイッチト・モード電流
−電圧トランスコンバータの“ＤＵＡＬ”を使用して実
現することにより、高効率を有ししかもボイス・バンド
信号に対し高インピーダンスを呈するスイッチト・モー
ド電圧−電流トランスコンバータ定電流ソースを提供す
る。

【０００９】本発明の他の面および特徴並びに本発明の
付随する効果の多くは、添付の図面を参照しての以下の
詳細な説明から理解されれば容易に認識されることにな
る。尚、図面において、同一の部品には図面全体に渡っ
て同一の参照番号で指示している。

【００１０】尚、図面には、特定の実施形態を記載して
いるが、説明から分かるように本発明の他の実施形態も
考えられる。その全ての場合において、本開示は、本発
明の例示の実施形態を描写のために提示したものであっ
て、限定するためではない。当業者であれば、種々の他
の変更例、実施形態を考え出すことは、本発明の原理の
要旨および範囲から逸脱せずに可能である。

【００１１】

【実施の形態】本発明の最良の理解は、最初に、電話の
ＤＣ電力要求、加入者ライン・インターフェース回路か
らの電力フィードの効率、特定の加入者ループに関連し
た浪費電力のコストに関する詳細な説明をすることによ
って得られる。まず最初に、ＤＣ電力要求について以下
で考察する。

【００１２】電話のＤＣ電力要求 ＳＬＩＣの主要な機能のうちの１つは、ＤＣ電力をレガ
シー電話機器に対し供給することである。数十年前は、
初期の世代の電話は、カーボン・マイクロホンに給電す
るためにループ電流（代表的には、３０ｍＡ以上）を使
用していた。今日のスピーチ回路ＩＣは、それより遙か
に少ない電流しか必要とせず、そして２０ｍＡが、電子
的な電話の満足な動作のためには十分以上であると考え
られる。電話のＤＣのＶ−Ｉ特性は、ノンリニアである
が、図３にグラフ（４０ｍＡ以下の電流に対してのみ）
で示したEIA-470規格の特性を満たすことが求められ
る。この規格に関係する重要な問題には、１）電話の性
能が２０ｍＡ未満の電流に対しては保証されないこと、
２）４００オームが、電話が２０ｍＡ−３０ｍＡの範囲
内で有することがある最大の抵抗であること、３）１０
０オームが、電話が２０ｍＡ−３０ｍＡの範囲内で有す
ることがある最小の抵抗であること、が含まれる。ルー
プ電流評価並びにそのためのバッテリ・フィード構成の
設計の目的のため、電話は、２０ｍＡ−３０ｍＡの電流
範囲内で１００オームと４００オームとの間の抵抗を有
することが前提である。

【００１３】ＳＬＩＣは、現在、電話をパワーアップす
ることによって、この台形領域１０で動作するようにし
なければならない。このことは、電圧ソースまたは電流
ソースいずれかによって行うことができる。いずれの方
法でも、そのソースのＶ−Ｉ特性は、図４に示したBell
coreリミット内に入らなければならない。電流ソース
は、その固有の短絡保護（電流の値が２０ｍＡと３０ｍ
Ａとの間にある）のために好ましい。ケーブル・モデム
の場合では、２０ｍＡのループ電流を選ぶことができ
る。この場合、電話の動作は、図３に示した１００オー
ムと４００オームの抵抗ライン間の２０ｍＡの垂直のラ
インに制限される。とりわけ、電力消費は、この制限さ
れた動作領域に関して調べることができる。

【００１４】ＳＬＩＣからの電流フィードの効率 図５は、上述の条件を受ける加入者ライン・インターフ
ェース回路に関連したオフフック定電流（ＣＣ）バッテ
リ・フィードＶ−Ｉ特性を示す図である。この特性は、
２つの区別できる領域を有するとみることができる。す
なわち、定電流（ＣＣ）領域１２と、電圧制限（ＶＬ）
領域１４（ここでは電流が降下する）。ソースがそのよ
うな特性を有し、かつ電話が図３および図４に示した特
性を有する場合、電話自体は、そのようなソースに接続
したときは、ＣＣ領域においてバイアスされることにな
る。しかし、抵抗（ライン／ループ抵抗を表す）が直列
に配置されると、動作点は、抵抗の値に依存して、ＶＬ
領域１４内に十分にあり得ることになる。ループが長く
なるにつれ、このループ電圧が大きくなり、したがって
ライン抵抗が上昇するにつれ、動作点がＣＣ領域１２か
らＶＬ領域１４へと右に動く。このソースは、サービス
すべき全てのループ長値に対してＣＣ領域１２内で動作
するように設計する。ケーブル・モデムの場合、ライン
抵抗の最大値は、約１６オームである（AWG22ワイヤの
１５０メートルまたは５００フィートの最大ループ長に
対応）。これには、以下が加わる。すなわち、１）４０
０オームの最大電話抵抗、２）３０オームの規格ＩＥＥ
Ｅホーム・ワイヤリング抵抗、３）１００オームの保護
抵抗、であり、全部で５４６オームとなる。この値に基
づき、ＳＬＩＣは、５５０オームの流抵抗を満たすよう
に設計する。電話抵抗は、１００オームから４００オー
ムまで変化し得るため、実際のループ抵抗は、ほとんど
２００オームから５５０オームまで変化し得る。この範
囲のループ抵抗に渡り、バッテリ・フィード・ソース
は、ＣＣ領域内に留まることになる。ＳＬＩＣの電力消
費パターンおよび効率は、図６に示した簡単な電流フィ
ード回路モデル２０（ほとんどのＣＣＶＬ実現に対し適
用可能）をみることによって調べることができる。回路
２０において消費される電力は、１）電源電圧、２）ル
ープ抵抗、３）ループ電流の定電流値、に依存する。オ
フフック定電流フィードの間における回路２０で消費さ
れる電力は、以下の式で見積もられる。

【００１５】

【数１】 式（１）は、次のように書き直すことができる。

【数２】 ここで、Ｉ_Lはループ電流であり、Ｒ_Lはループ抵抗（電
話とケーブル、ワイヤリングおよび保護の抵抗）であ
り、Ｐ_CONは電源電圧Ｖ_SSからの消費電力１.１Ｉ_LＶ_SS
であり、Ｐ_LOOPは、ループ（すなわち、電話とケーブル
の全体）に分配される電力（＝Ｉ_L ²Ｒ_L）である。１.１
の係数は、バイアス電流および他の雑多な電流引き出し
を考慮するため、Ｐ_CON内に組み込まれる。Ｖ_SSの値
は、以下のように見積もられる。

【００１６】

【数３】 ここで、Δは、ライン上の最も大きなスピーチ信号に対
して必要なスイングである。Ｖ_SSのこの見積もり値は、
Ｒ_Lの最も大きな値をサーブすることに基づく。興味あ
ることに、Ｉ_LとＶ_SSのある与えられた値に対して、回
路２０内で消費される電力Ｐ_Dはループ電流Ｉ_Lとループ
抵抗Ｒ_Lとに依存する。短いループ（Ｒ_Lの小さな値）で
は、より多くの電力が回路２０内で消費されそしてより
少ない電力がループ内で消費される。長いループ（Ｒ_L
の大きな値）では、ループ電力が増大し、回路２０内で
消費される電力が減少する。バッテリから引き出される
全電力（Ｐ_CON）は、一定に留まり、そしてループ抵抗
（Ｒ_L）にしたがって変化しないが、その理由は、Ｉ_Lと
Ｖ_SSとにのみ依存するからである。

【００１７】図７には、消費電力を表す式（１）と、異
なったループ電流に対しループ長によるその変動とを示
している（４つのオフフックのラインに対し４を乗算し
た後のもの）。このプロットは、Ｒ_Lのある一定の値に
おいて、２０ｍＡ電流に対し回路２０において消費され
る電力Ｐ_Dは、２４ｍＡに対するよりも実際にはより高
い、ということを示している。このことは、勿論、消費
電力Ｐ_DがＩ_L ²のレートで降下することに起因する。こ
のことの意味は、バッテリ・フィードが、ある一定のル
ープ長においてはより高い値のループ電流では実際には
より効率的となり得ることである。以上の式を使用する
ことにより、電力フィードの効率を見積もり、そして在
来の方法が図８を参照して分かるように、全く非効率で
あることを示すことができる。尚、図８は、ループ抵抗
の大きな範囲に対して、効率が実際には５０％未満であ
ることを示している。

【００１８】浪費電力のコスト 電力消費を最小限にすることは、可能な最も低い電流、
すなわち２０ｍＡを選ぶことにより例示することができ
る。明らかに、この選んだループ電流においては、効率
ηは、非常に悪い（４００オームでは５６％、３００オ
ームでは４４％、２００オームではちょうど３１％）。
低電力の電話は、小さな電話だけ降下し、そしてループ
に対しより低い抵抗を示し（例えば３００オームまたは
２００オーム）、したがってより少ない電力しか消費し
ない。しかし、電話はより少ない電力しか消費しない
が、ＳＬＩＣが消費する電力は、同じままである。これ
は、電話が利用しない電力をＳＬＩＣが消費するからで
ある。

【００１９】ループ（電話またはより小さなワイヤリン
グ抵抗等の任意の他のコンポーネント）の低減した電力
消費から利益を受けるためには、一定の効率のバッテリ
・フィード機構が必要である。これは、本質的には、よ
り少ない電力を送るべきこと、したがってより少ない電
力しか実際に消費されないことを意味する。この特性
は、ＤＣ−ＤＣコンバータまたはスイッチト・モード電
力変換においては固有のものである。このような電力フ
ィード方法の利点は、例えば約８５％の一定の効率ηを
実現できることを仮定することによって調べることがで
きる。しかし、テキサス・インスツルメンツ社（Texas
Instruments Incorporated of Dallas, Texas）から入
手可能なモデルTPS5102のような多くのＤＣ−ＤＣコン
バータは、９０％以上の効率を達成することができる。
コスト上の利益は、以下のテーブル１に示しており、こ
れは、ＤＣ−ＤＣコンバータを使用して一定効率のバッ
テリ・フィード機構を実装することによる電力およびコ
ストの節約を示している。

【００２０】

【表１】

【００２１】上のテーブル１に示した電力レベルは、図
９に示したプロットから理解でき、この図において明か
となるように、得られる利点は、ループ長に依存する。
どの場合においても、ＤＣ−ＤＣコンバータは常により
効率的である。

【００２２】加入者ループにおいては、上述したよう
に、ループ電流は、ＡＣ成分だけでなくＤＣ成分も有す
る。このＤＣ成分（ＤＣループ電流）は、電話に対し電
力を分配する機能を実行する。ＡＣ成分は、スピーチ信
号である。しかし、それらの電力レベルは、大きく異な
っている。ＤＣ電力は、数百ミリワットであるのに対
し、ＡＣ電力は、数ミリワットである。したがって、電
力フィードを効率的にしようとする場合、効率的としな
ければならないのは、ＤＣ電流フィードである。これと
同時に、そのような実装は、ＡＣボイス・バンド信号の
性能を妨げないようにしなければならない。このこと
は、図１０に示すように２つの電流ソースを並列にする
ことにより実現することができ、その図１０において
は、ＤＣ電流ソース２２は、好ましくは、８５％と９０
％との間の高い効率（η）だけでなく、ボイス・バンド
において高いインピーダンスを有する。ＡＣ電流ソース
２４は、６００オーム（代表的）終端を合成し、そして
高忠実度のスピーチ送受機能（ハイブリッド機能）に対
応する。ＤＣ電流ソース２２は、次に、効率のために最
適化する一方で、ＡＣ電流ソース２４は、忠実さ（ボイ
ス・バンド性能）のために最適化する。以上に鑑み、Ｄ
Ｃ電流ソース２２は、最も好ましくは、スイッチト・モ
ード技術を使用して実現する。

【００２３】上記文献に開示されたスイッチト・モード
・コンバータの基本的な構造は、電圧コンバータに向け
たものであり、これは、１）図１１に示したＢＵＣＫ
（これでは、出力電圧は常に、入力電圧よりも小さ
い）、２）図１２に示したＢＯＯＳＴ（これでは、出力
電圧は常に、入力電圧よりも大きい）、３）図１３に示
したＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ（これでは、出力電圧は、入
力電圧よりも小さくなったりあるいはそれより大きくな
ったりする）。これら基本回路トポロジーのどれも、所
望の定ＤＣ電流ソースを実現するためには２つの理由か
ら適している。すなわち、第１は、それらが、定電圧ソ
ースであり、そして第２（それよりも重要）は、それら
は全て、ボイス・バンド信号に対し低インピーダンスを
示す出力において大きなキャパシタを有する。しかし、
２つのスイッチト・モード・スキームは、電圧ＢＯＯＳ
Ｔコンバータの二重体およびスイッチト・モード電圧−
電流トランスコンバータを含むが、これを実装すること
により、所望の高い効率を実現することができる一方
で、ボイス・バンド信号に対し高いインピーダンスを示
す。

【００２４】電圧ＢＯＯＳＴコンバータの二重体は、図
１１−図１３に示した基本トポロジーのうちの１つをそ
のそれぞれの“ＤＵＡＬ”に変換することにより到達す
ることができる。回路トポロジーの“ＤＵＡＬ”は、
“ミラー・イメージ”に似ており、これは、概して、
１）インダクタをキャパシタで置き換えることによりあ
るいはこれの逆を行うこと、２）電流ソースを電圧ソー
スと置き換えることあるいはこれと逆を行うこと、３）
直列エレメントを分流形式の同一エレメントの二重体と
置き換えること、４）分流エレメントを直列での同一エ
レメントの二重体と置き換えること、５）閉成スイッチ
を開成スイッチと置き換えることまたはこれと逆を行う
こと、によって達する。一旦、これら変形が完成する
と、この二重体の電流式（または波形）は、電圧式（ま
たは波形）またはその元のものと似ている。これは、こ
こで図１４を参照することにより例示することができ、
この図１４は、電圧ブースト・コンバータ３０とその二
重体（電流ブースト・コンバータ）３２を示し、この二
重体は、上記の二重性規則を適用することにより得られ
る。直列インダクタ３４が出力にあるため、ボイス・バ
ンドにおいて高インピーダンスを実現できる可能性があ
ること、が分かる。（これは、単にインダクタのインピ
ーダンスだけでなく、定電流を維持するフィードバック
によっても実現される）。

【００２５】コンバータ３０の一次分析は、例えば、
１）定常状態においてはインダクタ３４およびキャパシ
タ３６に、正味の増加したエネルギまたはエネルギのロ
スがないこと、２）インダクタ３４は非常に低い（〜１
％）電流リップルしか有しない程十分大きいこと、を仮
定することによって実現することができる。コンバータ
３０は、２つの区別できる状態を有し、これは、状態１
（この状態ではスイッチＳ１が開きスイッチＳ２が閉じ
ている）と、状態２（この状態では、スイッチＳ１は閉
じそしてスイッチＳ２は開いている）とを含む。これら
２つの状態に対応する等価回路は、図１５に示してい
る。この分析はまた、スイッチングのデューティー比が
δであり、時間周期がＴ_Pであることを仮定する。した
がって、状態１は、δＴ_P秒の間続き、そして状態２
は、（１−δ）Ｔ_P秒の間続く。状態１では、キャパシ
タ３６は、入力電流が充電しており、そして増加した電
圧は、以下で与えられる。

【００２６】

【数４】 これは、以下のように書き直すことができる。

【数５】 ΔＶ_C1は正であるため、キャパシタ３６のエネルギは増
加する。状態２では、定常状態の仮定のため、キャパシ
タ３６は、減少しなければならない。このため、ΔＶ_C2
は、負でなければならない。このことは、正味の電流
が、キャパシタ３６外へと流れなければならないことを
意味し、そして電圧放電は、ΔＶ_C2＜０であるため、以
下で与えられる。

【００２７】

【数６】 したがって、Ｉ_OUTは、Ｉ_INよりも大きく、これは、電
流ソースのＢＯＯＳＴ動作を証明している。さらに、Δ
Ｖ_C1の大きさは、ΔＶ_C2の大きさに等しく、これは、以
下を意味する。

【数７】 これは、以下のように書き直すことができる。

【数８】 したがって、以下となる。

【数９】

【００２８】電流ブースト・コンバータ（ＣＢＣ）の波
形は、電圧ブースト・コンバータ（ＶＢＣ）が生成する
波形とは非常に類似しており、それは、ＣＢＣにおける
キャパシタ電圧波形がＶＢＣにおけるインダクタ電流が
似ているという点である。さらに、ＶＢＣにおけるイン
ダクタ電流は、互いに等しい＋Ｖｅ領域および−Ｖｅ領
域を有しているが、ＣＢＣにおけるキャパシタ電圧は、
互いに等しい＋Ｖｅ領域および−Ｖｅ領域を有してい
る。電流ブースト・コンバータのキャパシタの電流およ
び電圧の波形は、δ＝０．３３または１．５のブースト
・レシオに対し、図１６に示している。

【００２９】図１７には、電流ブースト回路４０の１つ
の好ましい実施形態を示している。電圧コンバータにお
いては、スイッチのうちの１つは、制御を簡単化するよ
うにするため通常はダイオードである。次に、スイッチ
Ｓ２は、単に高速回復（fastrecovery）ダイオード４２
であり、これは、スイッチＳ１（トランジスタＭ１）４
４がターンオンされるときは常にターンオフすることに
なる。コンバータ４０が状態１にある時間のパーセンテ
ージは、上述したようにδで示す。これは、Ｓ１（トラ
ンジスタＭ１）４４がオフである状態である。トランジ
スタＭ２（４６）は、トランジスタＭ１（４４）を制御
するのに使用する。したがって、トランジスタＭ２（４
６）に対する駆動信号は、（１−δ）のデューティー比
を有するようにすべきである。認識することができるよ
うに、このδは、動的に変更することによって、その出
力電流を一定に保つようにしなければならない。これは
ように実現されるが、それは、テキサス・インスツルメ
ンツ社から市販されたTPS5102またはTPS6734のような、
任意の工業標準のＰＷＭコントローラを使用することに
より行える。

【００３０】上述の図１７に示した電流ブースト・コン
バータは、利用可能な電流ソースがあることを条件とし
て効率的である。しかし、一次電力ソースは、ほとんど
常に電圧ソースであって、電流ソースではない。電流ソ
ースの場合においては、入力電流ソースは、電圧ソース
から構成する必要がある。これは、一般には、オペアン
プまたは（リニア領域で動作する）トランジスタのよう
なリニア・エレメントで行われる。このような技法を使
用するシステムの全体の効率は、電圧−電流コンバータ
（リニア）の効率と電流−電流コンバータ（スイッチト
・モード）の効率の積となり、そしてそれら個々の効率
は、常に１００％より低いため、結果としての効率は、
それら２つの効率のうちの低い方よりも小さくなる。例
えば基本的な電流ソースがη１＝５０％（リニア・ブロ
ックに対しては良好）を有し、しかもスイッチト・モー
ド電流ソースがη２＝９０％を有する場合、ηoverall
＝０．５×０．９＝０．４５または４５％である。この
とき、そのシステム非効率を克服するため、電圧を電流
に変換する効率的な方法がなければならない。電圧を電
流に変化する１つの好ましい実施形態は、スイッチト・
モードの電圧−電流トランスコンバータを用いる。この
スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータの動
作原理は、スイッチト・モード電流−電圧トランスコン
バータの動作原理を最初に調べることによって理解する
ことができる。このトランス変換は、キャパシタおよび
インダクタの周知の基本特性を、Ｖ＝Ｌ（ｄＩ／ｄ
ｔ）、Ｉ＝Ｃ（ｄＶ／ｄｔ）の回路エレメントとして採
用することにより実現される。これら基本的関係を使用
すると、スイッチト・モード技術を使用するだけで、電
流ソースから電圧ソースを得ることまたこの逆を行うこ
とができる。このアプローチは、確実に、最小の電力し
か失われないようにし、またηが最大限となるようにす
る。

【００３１】電流−電圧トランス変換は、最初に、関係

【数１０】 を使用して、キャパシタ内へ流れる電流を蓄積（積分）
することにより電流を電圧に変換すると見なすことによ
り調べる。その負荷は、定電圧であることを要し、した
がって図１８に示したＬＣフィルタを負荷の前に挿入す
ることによって、どのような電圧変動も平滑化すること
ができる。したがって、図１８内のポイント“Ａ”と
“Ｂ”の両端間に印加される変動電圧は、Ｒ_LOADの両端
間にフィルタされて現れることになる。電流ソースをキ
ャパシタに周期的にスイッチングすることによって変動
する電圧を生成する場合、これは次に、図１８に示した
もののようなＬＣフィルタを使用してフィルタすること
ができる。１つのこのようなフィルタ形電流ソースは、
図１９に示しており、これは、簡単化したスイッチト・
モードの電流−電圧トランスコンバータ５０を図示して
いる。ここで、キャパシタＣ１は、２つのスイッチ、す
なわちＳＷ１，ＳＷ２と一緒に配置することによって、
電流を積分しそしてこれを変動電圧に変換し、そしてこ
の変動電圧は、後で図１８のフィルタ（Ｌ１とＣ２によ
り形成）によってフィルタする。認識することができる
ように、キャパシタＣ１は、実際の電流−電圧変換を実
行するの使用するが、キャパシタＣ２は、ＬＣフィルタ
の一部である。トランスコンバータ５０は、スイッチＳ
Ｗ１とＳＷ２を交互にしかも相補的様式で作動する（一
方がオンのとき他方がオフ）。これは、図２０に示した
２つの状態として表すことができる。状態２ではキャパ
シタＣ１の電圧の増加があり、そして状態１においては
キャパシタＣ１の電圧の減少がある。そのデューティー
比は、（当業者には馴染みの誤差増幅器およびＰＷＭコ
ントローラを使用して）調節をすることによって、負荷
の電圧がＲ_LOADの値に無関係に一定に留まるようにする
ことができる。

【００３２】スイッチト・モード・トランスコンバータ
５０の分析は、ＬＣフィルタの機能が単にキャパシタ上
の電圧リップルをフィルタで除去することであり、また
これが電流−電圧変換において何等役割を果たさないこ
と、を認識することにより良く理解できる。そのこと
は、ＬＣフィルタのカットオフ周波数をスイッチング周
波数よりもかなり低くすることによって確保される。し
たがって、トランスコンバータ５０を分析するため、Ｌ
Ｃフィルタを無視することは好都合である。状態１にお
いては、キャパシタＣ１は、負荷電流を供給する。これ
は、それの電圧を量ΔＶ_Cだけ垂下させる。状態２で
は、キャパシタＣ１は、これと同じ量だけ充電する（エ
ネルギの正味の増加もしくは正味の減少がない定常状態
を仮定する）。キャパシタ上の電圧は、蓄積されたエネ
ルギを表すため、量ΔＶ_Cの電圧変化はまた、エネルギ
変化ΔＥ_Cも表している。例えば、電圧Ｖ₁から電圧Ｖ₂
まで充電中のキャパシタを考慮することにより、Ｖ₂＝
（Ｖ₁＋ΔＶ_C）であるとすると、これに対応するエネル
ギ変化は、以下となる。

【００３３】

【数１１】 さらに、Ｖ₁＞＞ΔＶ_Cである低リップル条件を考慮する
と、エネルギ変化は、以下のように書くことができる。

【数１２】 ここで、Ｖ₀は平均出力電圧であり≒Ｖ₁，Ｖ₂である。
項ΔＥ_Cは、状態２におけるエネルギ増加だけでなく、
状態１におけるエネルギ減少も表す。状態１において
は、持続期間（１−δ）Ｔ_Fの間、抵抗器Ｒ_Lは、エネル
ギＥ_Rを消費し、そしてこのエネルギは、キャパシタＣ
１から来なければならないが、それは、そのソースが切
り離されているからである。このエネルギに対する式
は、以下のように書ける。

【００３４】

【数１３】 したがって、以下となる。

【数１４】

【００３５】電圧リップルΔＶ_Cは、キャパシタが状態
２において電流ソースＩ_Sにより充電中のとき、図２１
に示したテブナンの等価回路を考察することにより見積
もることができる。ここで、図２１に示したテブナンの
等価回路を参照すると、キャパシタ電圧は、以下のよう
に書くことができる。

【数１５】 ここで、Ｖ_f＝Ｉ_SＲ_Lである。リップルΔＶ_Cの見積もり
すなわち、キャパシタＣ１がインターバルδＴ_Pにおい
て充電される量の見積もりは、図２２に示したように、
キャパシタＣ１がｔ₁のｖ₁からｔ₂のｖ₂に充電されるこ
とを考慮することにより行うことができる。このリップ
ルは、以下を認識することにより、

【数１６】 また、

【数１７】 であるため、見積もることができる。

【００３６】

【数１８】 ｔ＝ｔ₁において式１５を評価し、そしてΔｔ＝δＴ_P，
τ＝Ｒ_LＣ，Ｖ_f＝Ｉ_SＲ_L，Ｖ₁＝Ｖ₀とすると、

【数１９】 式１６を式１３中に代入すると、以下が示され、

【数２０】 これは簡単化すると、以下となる。

【数２１】 または、

【数２２】

【００３７】式１７が示す関係はまた、直観的に正しい
とみることができるが、それは、トランスコンバータが
継続して状態２にあった場合、すなわちδ＝１の場合、
キャパシタＣ１がＶ₀＝Ｉ_SＲ_Lの定常状態に充電される
からである。認識することができるように、式１７は、
実際の応用例において使用するスイッチの有限のオン電
圧に因りわずかに修正しなければならない。１つのその
ような実際の応用例は、図２３に示しており、これは、
スイッチト・モード電流−電圧トランスコンバータの実
現例を示している。この実現例では、スイッチＳ１はト
ランジスタＭ１で実現し、スイッチＳ２はダイオードＤ
２で実現している。トランジスタＭ１がターンオンされ
ているときは常に、ダイオードＤ２は、逆バイアスさ
れ、したがってそのオフ状態にある。しかし、キャパシ
タＣ２が電流ソースＩ₁（２０ｍＡ）により充電中のと
き、ダイオードＤ２は、

【外１】 の電圧降下を有することになる。式１７が示す関係は、
次にその電圧降下も考慮するように変更することによ
り、以下となる。

【００３８】

【数２３】 リップルは、別の次元なしの量であり、これは、出力電
圧の小さな部分として定義することができ、そしてこれ
は、以下のように書くことができる。

【数２４】 （直観的に）分かるように、キャパシタ電圧が垂下し始
める状態１の時間インターバルに比べての時定数が大き
くなるにつれ、リップルが小さくなる。図２３に示した
トランスコンバータの“ＤＵＡＬ”の性能は、上述の次
元なしのリップル量を使用することにより、図２３に示
したトランスコンバータ自体と比べ以下の通りとなる。
本願発明者は、上記の式１８が、δが小さい場合を除
き、実際の回路シミュレーション結果と緊密に一致する
ことを見い出したが、それは、ダイオードＤ２降下もま
た変化するからである。テーブル２は、その比較を示し
ている。

【００３９】

【表２】

【００４０】ほとんどの電力ソースは電圧ソースである
ため、また加入者ループに必要とされるものが定電流源
であるため、電圧−電流トランスコンバータを有するこ
とがより有用である。このようなトランスコンバータ
は、図１８〜図２３を参照して上述した電流−電圧トラ
ンスコンバータの二重体とすることができる。容易に確
かめることができるように、この“二重性”原理のた
め、全ての式および波形は、電流−電圧トランスコンバ
ータのものと類似している。スイッチト・モード電圧−
電流トランスコンバータの分析は、最初に以下の関係を
考慮することによって達成することができ、

【００４１】

【数２５】 これは、インダクタの両端間の電圧を積分している。キ
ャパシタが電圧リップル（変動する電圧）を有すること
があるのと同じように、インダクタは、電流リップル
（変動する電流）を有することがある。この電流リップ
ルは、図１８に示したフィルタの二重体によってフィル
タすることができ、これは、図２４に示している。変動
電流ソースを図２４内のポイント“Ａ”と“Ｂ”との間
に適用した場合、負荷Ｒ_Lを通る電流がフィルタされ
る。これと同様の様式で、基本の電圧−電流トランスコ
ンバータは、図２５に示したもののような、図１９に示
した回路の二重体を使用して実現することができ、そし
てその図２５は、スイッチト・モード電圧−電流トラン
スコンバータ６０を示している。

【００４２】図２５に示したトランスコンバータ６０
は、スイッチＳ１およびＳＷ２を交互かつ相補的様式
（一方がオンのときは他方がオフ）で作動する。これ
は、図２６に示した２つの状態として表すことができ
る。状態２ではインダクタＬ１における電流の増大、そ
して状態１ではインダクタＬ１の電流の減少がある。こ
のデューティー比は、（当該分野で周知の誤差増幅器お
よびＰＷＭコントローラによって）その調節をすること
により、負荷Ｒ_Lを通る電流がＲ_Lの値に拘わらず一定に
留まるようにすることができる。

【００４３】図２４に示したＬＣフィルタの機能は、単
にインダクタの電流リップルをフィルタリングによって
除去することであり、そしてこれは、電流−電圧変換に
おいては何等役割を果たさない。これは、ＬＣフィルタ
のカットオフ周波数をそのスイッチング周波数よりもか
なり小さくすることにより確保される。したがって、こ
のＬＣフィルタは、図２６に示していないが、それは、
これを本分析において考慮する必要がないからである。

【００４４】次に、図２６を続いて参照すると、インダ
クタは、状態２において負荷電流Ｉ ₀を供給する。これ
は、インダクタを通る電流を、ある量ΔＩ_Lだけ垂下さ
せる。状態１では、インダクタ電流は、その同じ量だけ
増加する（エネルギの正味の増加または正味の減少のい
ずれもない定常状態を仮定する）。インダクタを通る電
流は、蓄積されたエネルギを表しているため、インダク
タを通る電流の変化は、蓄積されたエネルギを表す。ま
た、量ΔＩ_Lによるインダクタ電流の変化は、量ΔＥ_Lの
エネルギ変化も表す。このことの例証は、Ｉ₁から値Ｉ₂
へ増加してＩ₂＝（Ｉ₁＋ΔＩ_L）となる電流を有するイ
ンダクタを考えることによって行うことができる。これ
に対応するエネルギの変化は、このとき以下となる。

【００４５】

【数２６】 さらに低リップル条件Ｉ₁＞＞ΔＩ_Lが存在すると仮定す
ると、エネルギ変化は、以下のように近似することがで
きる。

【数２７】 ここで、Ｉ₀は、平均出力電流であり、≒Ｉ₁，Ｉ₂であ
る。ΔＥ_L項は、状態１におけるエネルギ増加と状態２
におけるエネルギ減少の両方を表す。状態２では、持続
期間（１−δ）Ｔ_Pの間、抵抗器Ｒ_Lは、エネルギＥ_Rを
消費し、そしてこのエネルギは、インダクタが供給しな
ければならないが、それは、そのソースが切り離されて
いるからである。このとき、以下を示すことができ、

【００４６】

【数２８】 これは、以下を示すように変形することができる。

【数２９】 電流リップルΔＩ_Lは、図２７に示した等価回路を考察
することによって見積もることができ、その図２７は、
インダクタが状態１において電圧ソースにより充電され
ていることを示している。このインダクタ電流は、以下
のように書ける。

【００４７】

【数３０】 ここで、Ｉ_f＝Ｖ_S／Ｒ_Lである。電流リップルΔＩ_L（イ
ンターバルδＴ_Pにおいてインダクタが充電して増加す
る量）の見積もりは、図２８に示したように、インダク
タがｔ₁におけるＩ₁からｔ₂におけるＩ₂へ充電すると仮
定することにより行うことができ、そしてその図２８
は、状態１において電圧ソースによるインダクタの充電
により生ずるインダクタ電流波形を示している。以上の
仮定を使用すると、ここで、電流リップルΔＩ_Lは、以
下を認識することによって見積もることができる。

【００４８】

【数３１】 ｔ＝ｔ₁において式２４を評価し、そしてΔｔ＝δＴ_P，
τ_RL＝Ｌ／Ｒ_L，Ｉ_f＝Ｖ _S／Ｒ_L，Ｉ₁＝Ｉ₀とおくと、以
下となる。

【数３２】 式２５を式２３に代入すると、以下となり、

【数３３】 これは、簡単化すると、以下となる。

【００４９】

【数３４】 式２６を整理すると、最後に以下となる。

【数３５】

【００５０】容易に理解することができるように、式２
７が示す関係は、直観的に正しいが、それは、図２７に
示した回路が継続的に状態１にあるとした場合、すなわ
ちδ＝１の場合、インダクタは、Ｉ₀＝Ｉ_f＝Ｖ_S／Ｒ_Lの
定常状態電流へと充電することになるからである。式２
７が明記するこの関係は、図２９に示したような実際の
スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータ１０
０において、用いるスイッチの有限のオン電圧に因り、
わずかに修正しなければならない。この場合、トランジ
スタＭ８のオン電圧が、Ｖ_Sの実効値を低減させて以下
のようにする。

【００５１】

【数３６】 このため、以下となる。

【数３７】 次元なしの量Ｎ_RIPは、この場合における出力電圧の小
さな部分として表されるリップルであるが、これは、以
下の通り表すことができる。

【数３８】

【００５２】以上に鑑み、（直観的に）理解することが
できるように、インダクタ電流が垂下し始める状態２の
時間インターバルに比較して時定数が大きくなるにつ
れ、リップルは小さくなる。図２９に示した電圧−電流
トランスコンバータ１００を実装すると、図１８〜図２
３を参照して上述した電流−電圧トランスコンバータ実
現例に対し顕著な差異を生じる。例えば高い値のインダ
クタンスを得ることはより困難であるため、より大きな
値のＮ_RIPを許容し、またフィルタがそのリップルを除
去するようにすることがより好ましい。さらに、トラン
ジスタＭ８を、誘導性の高い負荷で十分高速にターンオ
ン／ターンオフするようにすることが困難な場合があ
る。したがって、この場合においては、その駆動回路を
簡単なものとするためにより低い周波数で動作するよう
にすることが好ましい。本願発明者は、式２９が提供す
る出力電流結果が、δが小さい場合において、図２９に
示した電圧−電流トランスコンバータのシミュレートし
た実現例からの結果とほぼ同じものを提供することを見
い出したが、それは、τ_RL＞＞（１−δ）Ｔ_Pの条件を
実現することがより困難だからである。この比較は、以
下のテーブル３に示している。

【００５３】

【表３】

【００５４】図３０は、図２９に示した電圧−電流トラ
ンスコンバータ１００のシミュレートした実現例に対す
るδ＝０．５での電流波形（Ｉ₀）を示し、他方、図３
１は、図２９に示した電圧−電流トランスコンバータ１
００のシミュレートした実現例に対するδ＝０．５での
電流リップル波形ΔＩ₀を示している。

【００５５】以上に鑑みて分かるように、本発明は、テ
レホニー用途において用いられる加入者ループに対する
スイッチト・モード電流フィード技術の分野においてか
なりの進歩をもたらすものである。さらに、本発明をか
なりの詳細さで説明することによって、データ通信分野
の当業者に対し、この新規な原理を適用しまたそのよう
な特殊なコンポーネントを必要に応じて構成しかつ使用
するために必要な情報を提供するようにした。以上の説
明に鑑みてさらに明かなように、本発明は、従来技術の
ものとはその構成および動作において顕著な発展を示し
ている。しかし、本発明の特定の実施形態について詳細
に記述したが、理解されるように、特許請求の範囲に定
めた種々の修正例、変更例、代替例が、本発明の要旨お
よび範囲から逸脱せずに行うことができる。例えば、種
々の実施形態について特定のトランジスタ・タイプを参
照して提示したが、本発明の構造および特性は、本文で
用いた特定のトランジスタ・タイプまたは特性の組に必
ずしも限定されない。理解されるように、上述の実施形
態は、多くの様々のトランジスタ・タイプを、その組み
合わせが以上に記載の本発明の原理にしたがって低電力
ＳＬＩＣを実現することができる限り、それらを使用し
て容易に実現することができる。

【００５６】以上の説明に関して更に以下の項を開示す
る。 （１） 加入者ループ・インターフェース回路であっ
て、ＡＣ電流ソースであって、所望のインピーダンス終
端を合成し、さらに高忠実度のスピーチ送受信機能を実
現するように構成した前記のＡＣ電流ソースと、該ＡＣ
電流ソースと並列の定ＤＣ電流ソースであって、少なく
とも８０％の効率を有し、さらにボイス・バンド信号に
対し高インピーダンスを呈するように構成した前記の定
ＤＣ電流ソースと、から成る加入者ループ・インターフ
ェース回路。 （２） 第１項記載の回路において、前記ＤＣ電流ソー
スは、スイッチト・モード電流ブースト・コンバータか
ら成ること、を特徴とする加入者ループ・インターフェ
ース回路。 （３） 第２項記載の回路において、前記スイッチト・
モード電流ブースト・コンバータは、第１の半導体スイ
ッチと第２の半導体スイッチとから成り、前記第１およ
び第２の半導体スイッチを構成することによって、前記
第１半導体スイッチが開のとき、前記第２半導体スイッ
チが閉となって第１の状態を実現し、さらに、前記第１
半導体スイッチが閉のとき、前記第２半導体スイッチが
開となって第２の状態を実現すること、を特徴とする加
入者ループ・インターフェース回路。 （４） 第３項記載の回路において、前記スイッチト・
モード電流ブースト・コンバータは、さらに、キャパシ
タを含み、該キャパシタは、前記第１および第２の半導
体スイッチが前記第１状態にあるとき、電流ソースによ
って充電され、そして前記第１および第２の半導体スイ
ッチが前記第２状態にあるときに放電するように構成し
たこと、を特徴とする加入者ループ・インターフェース
回路。 （５） 第４項記載の回路において、前記スイッチト・
モード電流ブースト・コンバータは、さらに、直列のイ
ンダクタをその出力に含み、前記インダクタは、加入者
ライン・ボイス・バンドにおいて前記高インピーダンス
を実現するように動作可能であり、さらに、前記インダ
クタは、コンバータ出力電流リップルを約１％未満に制
限するのに十分なインダクタンスを有すること、を特徴
とする加入者ループ・インターフェース回路。 （６） 第５項記載の回路において、前記第１半導体ス
イッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トランジ
スタは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前記ス
イッチト・モード電流ブースト・コンバータにその第１
状態と第２状態との間でスイッチングさせて定出力電流
を維持させるように動作可能であること、を特徴とする
加入者ループ・インターフェース回路。 （７） 第６項記載の回路において、前記第２半導体ス
イッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオード
は、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、前記
ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でスイッ
チングするように動作可能であること、を特徴とする加
入者ループ・インターフェース回路。 （８） 第１項記載の回路において、前記ＤＣ電流ソー
スは、スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバー
タから成ること、を特徴とする加入者ループ・インター
フェース回路。 （９） 第８項記載の回路において、前記スイッチト・
モード電圧−電流トランスコンバータは、第１の半導体
スイッチと第２の半導体スイッチとから成り、前記第１
および第２の半導体スイッチを構成することによって、
前記第１半導体スイッチが開のとき、前記第２半導体ス
イッチが閉となって第１の状態を実現し、さらに、前記
第１半導体スイッチが閉のとき、前記第２半導体スイッ
チが開となって第２の状態を実現すること、を特徴とす
る加入者ループ・インターフェース回路。 （１０） 第９項記載の回路において、前記スイッチト
・モード電圧−電流コンバータは、さらに、直列のイン
ダクタをその出力に含み、前記インダクタは、加入者ラ
イン・ボイス・バンドにおいて前記高インピーダンスを
実現するように動作可能であり、さらに、前記インダク
タは、トランスコンバータ出力電流リップルを約１％以
上とならないよう制限するのに十分なインダクタンスを
有すること、を特徴とする加入者ループ・インターフェ
ース回路。 （１１） 第１０項記載の回路において、前記第１半導
体スイッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トラ
ンジスタは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前
記スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータに
その第１状態と第２状態との間でスイッチングさせて定
出力電流を維持させるように動作可能であること、を特
徴とする加入者ループ・インターフェース回路。 （１２） 第１１項記載の回路において、前記第２半導
体スイッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオ
ードは、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、
前記ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でス
イッチングするように動作可能であること、を特徴とす
る加入者ループ・インターフェース回路。

【００５７】（１３） 加入者ループ・インターフェー
ス回路であって、加入者ラインに対し定ＤＣ電流フィー
ドを提供するように構成したスイッチト・モード電流ブ
ースト・コンバータから成り、該コンバータが、少なく
とも１つのキャパシタと、少なくとも１つの出力直列イ
ンダクタと、第１のスイッチと、第２のスイッチであっ
て、前記第１および第２のスイッチが、動的に時間変動
する入力信号に応答して、交互にしかも相補的様式でス
イッチングすることにより、第１の状態および第２の状
態を実現し、これによって、前記少なくとも１つのキャ
パシタが、前記第１状態にある間において電流ソースに
よって充電されるようにする一方で、前記第２状態にあ
る間において前記少なくとも１つの出力直列インダクタ
を介して放電されるようにすることにより、前記定ＤＣ
電流フィードを生成する、前記の第２のスイッチと、を
含むこと、を特徴とする加入者ループ・インターフェー
ス回路。 （１４） 第１３記載の回路であって、さらに、ＡＣ電
流ソースを含み、該ＡＣ電流ソースは、加入者ライン終
端インピーダンスを合成し、さらに加入者ライン高忠実
度スピーチ送受信機能を実現するように構成したこと、
を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。 （１５） 第１３項記載の回路において、前記第１スイ
ッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トランジス
タは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前記スイ
ッチト・モード電流ブースト・コンバータにその第１状
態と第２状態との間でスイッチングさせて定ＤＣ出力電
流を維持させるように動作可能であること、を特徴とす
る加入者ループ・インターフェース回路。 （１６） 第１５項記載の回路において、前記第２スイ
ッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオード
は、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、前記
ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でスイッ
チングするように動作可能であること、を特徴とする加
入者ループ・インターフェース回路。 （１７） 第１３項記載の回路において、前記動的に時
間変動する入力信号は、パルス幅変調コントローラを介
して生成すること、を特徴とする加入者ループ・インタ
ーフェース回路。

【００５８】（１８） 加入者ループ・インターフェー
ス回路であって、加入者ラインに対し定ＤＣ電流フィー
ドを提供するように構成したスイッチト・モード電圧−
電流トランスコンバータから成り、該コンバータが、少
なくとも１つの出力直列インダクタと、第１のスイッチ
と、第２のスイッチであって、前記第１および第２のス
イッチが、動的に時間変動する入力信号に応答して、交
互にしかも相補的様式でスイッチングすることにより、
第１の状態および第２の状態を実現し、これによって、
前記少なくとも１つの出力直列インダクタが、前記第１
状態にある間において電圧ソースによって充電されるよ
うにする一方で、前記第２状態にある間において前記加
入者ラインを介して放電されるようにすることにより、
前記定ＤＣ電流フィードを生成する、前記の第２のスイ
ッチと、を含むこと、を特徴とする加入者ループ・イン
ターフェース回路。 （１９） 第１８項記載の回路であって、さらに、ＡＣ
電流ソースを含み、該ＡＣ電流ソースは、加入者ライン
終端インピーダンスを合成し、さらに加入者ライン高忠
実度スピーチ送受信機能を実現するように構成したこ
と、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回
路。 （２０） 第１８項記載の回路において、前記第１スイ
ッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トランジス
タは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前記スイ
ッチト・モード電圧−電流トランスコンバータにその第
１状態と第２状態との間でスイッチングさせて定ＤＣ出
力電流を維持させるように動作可能であること、を特徴
とする加入者ループ・インターフェース回路。 （２１） 第２０項記載の回路において、前記第２スイ
ッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオード
は、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、前記
ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でスイッ
チングするように動作可能であること、を特徴とする加
入者ループ・インターフェース回路。 （２２） 第１８項記載の回路において、前記動的に時
間変動する入力信号は、パルス幅変調コントローラを介
して生成すること、を特徴とする加入者ループ・インタ
ーフェース回路。 （２３） 加入者ライン定ＤＣ電流フィードを生成する
方法であって、（ａ）スイッチト・モード電流ブースト
・コンバータを提供するステップであって、前記コンバ
ータが充電／放電キャパシタと、さらに前記加入者ライ
ンに結合した直列出力インダクタとを有する、前記のス
テップと（ｂ）動的に時間変動可能の入力信号に応答し
て、第１の時間の間電流ソースを介して前記キャパシタ
を充電するステップと、（ｃ）前記動的に時間変動可能
の入力信号に応答して、第２の時間の間、前記キャパシ
タを前記直列出力インダクタを介して放電することによ
り、前記インダクタおよび前記キャパシタにおいてエネ
ルギの正味の増加または正味の減少がないようにし、ま
たさらに、前記加入者ラインに対し定ＤＣ出力電流を生
成するステップであって、前記ＤＣ出力電流が、前記キ
ャパシタを充電するよう動作する前記ソース電流よりも
大きな値のものである、前記のステップと、から成る方
法。 （２４） 加入者ライン定ＤＣ電流フィードを生成する
方法であって、（ａ）スイッチト・モード電圧−電流ト
ランスコンバータを提供するステップであって、前記コ
ンバータが前記加入者ラインに結合した直列出力インダ
クタを有する、前記のステップと（ｂ）動的に時間変動
可能の入力信号に応答して、第１の時間の間、電圧ソー
スを介して前記インダクタを充電するステップと、
（ｃ）前記動的に時間変動可能の入力信号に応答して、
第２の時間の間、前記インダクタを前記加入者ラインを
介して放電することにより、前記インダクタにおいてエ
ネルギの正味の増加または正味の減少がないようにし、
またさらに、前記加入者ラインに対し定ＤＣ出力電流を
生成することによって、前記ＤＣ出力電流が加入者ライ
ン・インピーダンスが変化する際に一定に留まる大きさ
を有するようにする、前記のステップと、から成る方
法。 （２５） 加入者ループ・インターフェース回路であっ
て、加入者ライン終端インピーダンスを合成し、さらに
高忠実度のスピーチ送受信機能を実現する手段と、加入
者ライン定ＤＣ電流を生成し、また加入者ライン・ボイ
ス・バンド信号に対し高インピーダンスを示す手段であ
って、少なくとも８０％の効率を有する、前記の手段
と、から成る加入者ループ・インターフェース回路。

【００５９】（２６） 加入者ループ・インターフェー
ス回路は、高効率の定ＤＣ電流ソースを用い、この電流
ソースは、スイッチト・モード電流ブースト・コンバー
タまたはスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバ
ータ１００のいずれかを使用して実現する。この定ＤＣ
電流ソースは、定電圧ソースを使用して実現可能なもの
よりも高い効率を提供する一方で、ボイス・バンド信号
に対し高インピーダンスを呈する。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、ケーブル・モデム内の加入者ライン・
インターフェース回路のコストを示す図。

【図２】図２は、ケーブル・モデムにおける加入者ライ
ン・インターフェース回路の電力消費を示す図。

【図３】図３は、電話特性に関連したEIA-470規格リミ
ットのおよその近似を示す図。

【図４】図４は、電圧−電流特性に対するBellcore TA9
09リミットを示す図。

【図５】図５は、加入者ライン・インターフェース回路
に関連するオフフック定電流バッテリ・フィード特性を
示す図。

【図６】図６は、加入者ライン・インターフェース回路
に関連した電流フィードを示す簡単化した回路図。

【図７】図７は、異なったループ長に対するＳＬＩＣ電
力消費を示す図。

【図８】図８は、異なったループ長およびループ電流に
対する加入者ライン・インターフェース回路に関連する
電力フィードの効率を示す図。

【図９】図９は、加入者ライン・インターフェース回路
に対し、在来のバッテリ・フィードを使用することに対
するＤＣ−ＤＣコンバータ・アプローチを使用すること
の電力における効果を示す図。

【図１０】図１０は、本発明の１実施形態による加入者
ライン・インターフェース回路に関連した、ＡＣ電流源
と並列のＤＣ電流源を示す簡単化した図。

【図１１】図１１は、従来技術において知られた電圧バ
ック・コンバータを示す簡単化した回路図。

【図１２】図１２は、従来技術において知られた電圧ブ
ースト・コンバータを示す簡単化した回路図。

【図１３】図１３は、従来技術において知られた電圧バ
ック−ブースト・コンバータを示す簡単化した回路図。

【図１４】図１４は、電圧ブースト・コンバータとその
二重体の電流ブースト・コンバータを示す簡単化した回
路図。

【図１５】図１５は、図１４において示した電流ブース
ト・コンバータの２つの状態を示す簡単化した回路図。

【図１６】図１６は、図１４において示した電流ブース
ト・コンバータのキャパシタ電流および電圧を示す図。

【図１７】図１７は、本発明の１実施形態による、電流
ブースト・コンバータを示す回路図。

【図１８】図１８は、負荷の両端間の電圧変動を低減す
るために実装した簡単なＬＣフィルタを示す簡単化した
回路図。

【図１９】図１９は、スイッチト・モード形の電流−電
圧トランスコンバータ回路を示す簡単化した回路図。

【図２０】図２０は、図１９に示したスイッチト・モー
ド形電流−電圧トランスコンバータ回路の２つの状態
（充電／放電）を示す回路図。

【図２１】図２１は、図１９に示したスイッチト・モー
ド電流−電圧トランスコンバータ回路のその充電段階に
対するノートン−テブナン等価回路を示す回路図。

【図２２】図２２は、図１９に示したスイッチト・モー
ド電流−電圧トランスコンバータ回路についての、キャ
パシタ充電／放電波形およびリップルを示す図。

【図２３】図２３は、本発明の１実施形態によるスイッ
チト・モード電流−電圧トランスコンバータ回路を示す
回路図。

【図２４】図２４は、負荷の両端間の電流変動を低減す
るのに実装する簡単なＬＣフィルタを示す回路図。

【図２５】図２５は、スイッチト・モード電圧−電流ト
ランスコンバータを示す簡単化した回路図。

【図２６】図２６は、図２５に示したスイッチト・モー
ド電圧−電流トランスコンバータの２つの状態（充電／
放電）を示す図。

【図２７】図２７は、図２５に示したスイッチト・モー
ド電圧−電流トランスコンバータについて、電圧源によ
るインダクタの充電を示す簡単化した回路図。

【図２８】図２８は、図２５に示したスイッチト・モー
ド電圧−電流トランスコンバータに関連するインダクタ
充電波形を示す図。

【図２９】図２９は、本発明の１実施形態によるスイッ
チト・モード電圧−電流トランスコンバータを示す回路
図。

【図３０】図３０は、図２９に示したスイッチト・モー
ド電圧−電流トランスコンバータに関連する出力電流波
形を示す。

【図３１】図３１は、図２９に示したスイッチト・モー
ド電圧−電流トランスコンバータに対する出力電流リッ
プルを示す波形図。

【符号の説明】

１２ 定電流（ＣＣ）領域 １４ 電圧制限（ＶＬ）領域 ２０ 電流フィード回路モデル ３０ 電圧ブースト・コンバータ ３２ 電圧ブースト・コンバータの二重体（電流ブース
ト・コンバータ） ４０ 電流ブースト回路 ５０ スイッチト・モードの電流−電圧トランスコンバ
ータ ６０ スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバー
タ １００ スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバ
ータ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 加入者ループ・インターフェース回路で
   あって、 ＡＣ電流ソースであって、所望のインピーダンス終端を
   合成し、さらに高忠実度のスピーチ送受信機能を実現す
   るように構成した前記のＡＣ電流ソースと、 該ＡＣ電流ソースと並列の定ＤＣ電流ソースであって、
   少なくとも８０％の効率を有し、さらにボイス・バンド
   信号に対し高インピーダンスを呈するように構成した前
   記の定ＤＣ電流ソースと、から成る加入者ループ・イン
   ターフェース回路。
2. 【請求項２】 加入者ライン定ＤＣ電流フィードを生成
   する方法であって、 （ａ）スイッチト・モード電流ブースト・コンバータを
   提供するステップであって、前記コンバータが充電／放
   電キャパシタと、さらに前記加入者ラインに結合した直
   列出力インダクタとを有する、前記のステップと （ｂ）動的に時間変動可能の入力信号に応答して、第１
   の時間の間電流ソースを介して前記キャパシタを充電す
   るステップと、 （ｃ）前記動的に時間変動可能の入力信号に応答して、
   第２の時間の間、前記キャパシタを前記直列出力インダ
   クタを介して放電することにより、前記インダクタおよ
   び前記キャパシタにおいてエネルギの正味の増加または
   正味の減少がないようにし、またさらに、前記加入者ラ
   インに対し定ＤＣ出力電流を生成するステップであっ
   て、前記ＤＣ出力電流が、前記キャパシタを充電するよ
   う動作する前記ソース電流よりも大きな値のものであ
   る、前記のステップと、から成る方法。