JP2002158552A - 利得制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 可変利得回路の低利得時における消費電流を
低減させて、消費電力効率を改善する。 【解決手段】 制御電圧供給回路１で、外部から与えら
れる利得制御電圧Ｖgcを変換して、一定の利得制御幅を
有する３段縦続接続された可変利得回路２〜４に、制御
電圧Ｖgchを供給する。この利得で、入力電圧Ｖinを増
幅して、出力電圧Ｖoutとして出力する。電流制御回路
５で、利得制御電圧Ｖgcに応じて、可変利得回路２〜４
に供給する電流を制御する。低利得時には、消費電流を
低減させて、消費電力効率を高めることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、利得制御回路に関
し、特に、携帯電話などの移動体通信端末の出力電力を
制御する自動利得制御装置に用いられる利得制御回路に
関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散方式を用いたＣＤＭＡ
（Code Division Multiple Access：符号分割多元接
続）方式の移動体通信システムでは、加入者容量増加の
目的のために、同一周波数帯に拡散符号の異なる複数の
移動局を割り当てて送信を行ない、受信機側では、送信
時と同一の拡散符号を重畳して信号を復元する。この様
な移動体通信システムでは、基地局へ到達する各移動局
からの送信出力の電界強度が同一になるように、各移動
局の出力電力を送信系の無線部で制御する必要がある。
また、移動局のベースバンド信号処理部に入力する受信
信号振幅が、移動局が受信する電波の電界強度の強弱に
よらず一定となる様に、受信系の無線部で利得制御する
必要がある。一般に、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、
送信系、受信系の各無線部で、それぞれ80ｄＢ程度の利
得制御幅が要求される。

【０００３】近年、移動機においては、小型化、軽量
化、低コスト化に加え、低消費電力化が強く要望されて
いる。特に、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、前述のよ
うに、送信信号や受信信号の電力制御を頻繁に行なうた
め、利得制御回路の高効率化が、通話及び待ち受け時間
を延ばす大きな要となる。

【０００４】図８は、従来の利得制御回路の一例を示す
ブロック図である。この利得制御回路では、所望の利得
制御幅と制御直線性を得るために、制御幅が数十ｄＢの
可変利得回路26〜28を３段縦続に接続している。また、
この利得制御回路では、各制御電圧Ｖgch1〜Ｖgch3にオ
フセットをもたせることにより、各段の可変利得回路26
〜28の動作範囲をずらし、全体として広い制御範囲と高
い直線性を得ている。

【０００５】第１の可変利得回路26の出力端子ＯＵＴ,
ＯＵＴＸは、第２の可変利得回路27の入力端子ＩＮ,Ｉ
ＮＸに接続されている。同様にして、第３の可変利得回
路28まで接続されている。また、第１の可変利得回路26
の入力端子ＩＮ,ＩＮＸには、利得制御回路の入力信号
Ｖinが入力される。第３の可変利得回路28の出力端子Ｏ
ＵＴ,ＯＵＴＸからは、利得制御回路の出力信号Ｖoutが
出力される。制御電圧供給回路29は、利得制御電圧Ｖgc
を、制御感度等に応じた制御電圧Ｖgch1〜Ｖgch3に変換
し、第１の可変利得回路26から第３の可変利得回路28の
各制御端子ＶＣ,ＶＣＸに供給する。

【０００６】図９は、従来の可変利得回路の一例を示す
回路図である。図９において、可変利得回路は、エミッ
タ間をエミッタ抵抗ＲＥ3で結合したトランジスタＱ3
7，Ｑ38からなる第１の差動対30と、エミッタ間をエミ
ッタ抵抗ＲＥ4で結合したトランジスタＱ39,Ｑ40からな
る第２の差動対31とを備えている。トランジスタＱ37〜
Ｑ40のコレクタはそれぞれ、電流切換回路32を構成する
４つの差動対の共通エミッタが接続されている。４つの
差動対は、トランジスタＱ41,Ｑ42と、トランジスタＱ4
3,Ｑ44と、トランジスタＱ45,Ｑ46と、トランジスタＱ4
7,Ｑ48とで、それぞれ構成されている。電流切換回路32
は、第１の差動対30と第２の差動対31の電流を、制御電
圧Ｖc,Ｖcxにより切り換えて、利得を制御する機能を有
している。すなわち、負荷抵抗ＲＬに流れる電流のう
ち、第１の差動対と第２の差動対に流れる比率を、制御
電圧Ｖc,Ｖcxにより制御して、全体の利得を制御してい
る。

【０００７】また、第１の差動対30と第２の差動対31を
構成するトランジスタＱ37〜Ｑ40のエミッタには、それ
ぞれ定電流回路33〜36が接続されている。定電流回路33
〜36のトランジスタＱ49〜Ｑ52のベースには、一定電圧
Ｖbbが印加されている。トランジスタＱ49〜Ｑ52のエミ
ッタには、それぞれエミッタ抵抗Ｒ19〜Ｒ22が接続さ
れ、エミッタ抵抗Ｒ19〜Ｒ22は接地されている。

【０００８】トランジスタＱ37,Ｑ39のベースは共通
で、正相信号の入力端子ＩＮに接続されている。トラン
ジスタＱ38,Ｑ40のベースは共通で、逆相信号の入力端
子ＩＮＸに接続されている。トランジスタＱ41,Ｑ44,Ｑ
46,Ｑ47のベースは共通で、制御電圧Ｖcの入力端子ＶＣ
に接続されている。トランジスタＱ42,Ｑ43,Ｑ45,Ｑ48
のベースは共通で、制御電圧Ｖcxの入力端子ＶＣＸに接
続されている。

【０００９】トランジスタＱ44,Ｑ48のコレクタは共通
で、負荷抵抗ＲＬを介して電源に接続されている同時
に、正相信号の出力端子ＯＵＴに接続されている。トラ
ンジスタＱ41,Ｑ45のコレクタは共通で、負荷抵抗ＲＬ
を介して電源に接続されていると同時に、逆相信号の出
力端子ＯＵＴＸに接続されている。また、トランジスタ
Ｑ42,Ｑ43,Ｑ46,Ｑ47のコレクタは、電源に直接接続さ
れている。

【００１０】ここで、第１の差動対30の利得Ａvhと第２
の差動対31の利得Ａvlを、Ａvh＞Ａvlとなる関係にする
ために、それぞれの差動対を構成するエミッタ抵抗を、
ＲＥ3＜ＲＥ4に設定する。（ＲＥ3は、抵抗ＲＥ3の抵抗
値を表わす。他も同様に表わす。）例えば、利得制御幅
を30ｄＢ程度にするためには、ＲＥ3：ＲＥ4を約１：32
に設定すれば良い。

【００１１】可変利得回路の利得Ｇは一般に、 Ｇ＝20log(ＲＬ×(Ｍ×ｇｍ3＋ｇｍ4)／(１＋Ｍ)) …（１） で表わせる。但し、 ｇｍ3＝１／(Ｖt／Ｉ3＋ＲＥ3／２) …（２） ｇｍ4＝１／(Ｖt／Ｉ4＋ＲＥ4／２) …（３） Ｍ＝exp(Ｖd／Ｖt) …（４） である。Ｖdは、制御電圧ＶcとＶcxの電位差である。Ｉ
3は、定電流回路33，34に流れる電流である。Ｉ4は、定
電流回路35,36に流れる電流である。また、Ｖt＝ｋＴ／
ｑであり、ｑは電子電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶
対温度である。

【００１２】よって、可変利得回路の利得を変化させる
ためには、制御電圧の入力端子ＶＣ,ＶＣＸに印加する
制御電圧Ｖc,Ｖcxの電位差Ｖdを変化させればよい。最
大出力振幅を得るためには、Ｖd≫０に設定し、最小出
力振幅を得るためにはＶd≪０に設定する。

【００１３】以上説明したように、従来の利得制御回路
では、外部から印加した利得制御電圧Ｖgcが、オフセッ
トを有した制御電圧Ｖgch1〜Ｖgch3に変換されて、各可
変利得回路に供給されることで、利得制御電圧Ｖgcに応
じた80ｄＢ程度の利得切換えを、ほぼ線形に行なうこと
ができる。

【００１４】図10は、従来の利得制御回路の利得制御電
圧Ｖgcに対する利得制御特性及び歪み（３次相互変調歪
ＩＭ３）特性及び電流特性を示す説明図である。図10に
おいて、利得制御特性は、利得制御電圧Ｖgcに対してほ
ぼ直線的に遷移しており、高い線形性が得られている。
また、歪み特性は、低利得時には比較的良好なレベルに
確保できるのに対して、高利得時には劣化する。更に、
電流特性は、利得によらず一定である。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の利得制
御回路を用いた移動体通信システム移動機では、出力電
力によらず利得制御回路の消費電力が一定であるため
に、低出力電力時に消費電力効率が低下してしまうとい
う問題があった。

【００１６】本発明は、上記従来の問題を解決して、利
得制御回路の低利得時における消費電流を低減させ、低
出力電力時にも消費電力効率を高くできる利得制御回路
を提供することを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明では、利得制御回路を、一定の利得制御幅
を有しカスケード接続された複数段の可変利得回路と、
外部から与えられる利得制御電圧を変換して各可変利得
回路に制御電圧を供給する制御電圧供給回路と、利得制
御電圧を、可変利得回路の各段の電流を制御する電流に
変換する電流制御回路とを具備する構成とした。

【００１８】このように構成したことにより、利得制御
回路で利得を制御するとともに、利得に応じた最適な電
流を流すことができ、消費電力効率を高めることができ
る。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について、図
１〜図７を参照しながら詳細に説明する。

【００２０】（第１の実施の形態）本発明の第１の実施
の形態は、利得に応じた電流を可変利得回路に供給する
利得制御回路である。

【００２１】図１は、本発明の第１の実施の形態におけ
る利得制御回路の機能ブロック図である。図１におい
て、制御電圧供給回路１は、外部から供給される利得制
御電圧を、制御電圧に変換して、可変利得回路の利得を
制御する回路である。可変利得回路２〜４は、利得を数
十ｄＢの幅で制御できる増幅回路である。電流制御回路
５は、利得制御電圧に応じた電流を可変利得回路に供給
するように制御する回路である。

【００２２】図２は、本発明の第１の実施の形態におけ
る利得制御回路の可変利得回路の回路図である。図２に
おいて、差動対６，７は、エミッタ帰還抵抗に応じて異
なる増幅度を有する増幅回路である。電流切換回路８
は、制御信号に応じて差動対６，７に流れる電流を切り
換える回路である。定電流回路９〜12は、差動対６，７
に所定のエミッタ電流を流すための回路である。可変電
流回路13〜16は、差動対６，７に制御電流に応じたエミ
ッタ電流を流すための回路である。

【００２３】図３は、本発明の第１の実施の形態におけ
る利得制御回路の電流制御回路の回路図である。図３に
おいて、不平衡平衡変換回路17は、利得制御電圧Ｖgcを
平衡変換する回路である。オフセット制御電圧発生回路
18,19は、可変利得回路の差動対に流れる電流を制御す
る回路である。電流供給回路20〜25は、可変電流回路13
〜16を制御する制御電流を生成する回路である。

【００２４】図４は、本発明の第１の実施の形態におけ
る利得制御回路の利得制御電圧Ｖgcに対する利得制御特
性及び歪み（３次相互変調歪）特性及び電流特性を示す
説明図である。

【００２５】上記のように構成された本発明の第１の実
施の形態における利得制御回路の動作を説明する。最初
に、利得制御回路の全体の動作を説明する。図１に示す
ように、利得制御回路は、所望の利得制御幅と制御直線
性を得るために、利得制御幅が数十ｄＢの可変利得回路
２〜４を、３段カスケード接続している。また、この利
得制御回路では、各制御電圧Ｖgch1〜Ｖgch3にオフセッ
トをもたせることにより、各段の可変利得回路２〜４の
動作範囲をずらし、全体として広い利得制御範囲と高い
直線性を得る構成としている。

【００２６】第１の可変利得回路２の出力端子ＯＵＴ,
ＯＵＴＸは、第２の可変利得回路３の入力端子ＩＮ,Ｉ
ＮＸに接続されている。同様にして、第３の可変利得回
路４までカスケード接続されている。また、第１の可変
利得回路２の入力端子ＩＮ,ＩＮＸには、利得制御回路
の入力信号Ｖinが入力される。第３の可変利得回路４の
出力端子ＯＵＴ,ＯＵＴＸからは、利得制御回路の出力
信号Ｖoutが出力される。制御電圧供給回路１は、利得
制御電圧Ｖgcを、制御感度等に応じた、それぞれオフセ
ットを有する制御電圧Ｖgch1〜Ｖgch3に変換し、第１の
可変利得回路２から第３の可変利得回路４の利得を制御
する制御電圧として供給する。利得制御回路のここまで
の動作は、従来の利得制御回路と同じである。

【００２７】各可変利得回路２〜４に流れる電流は、利
得制御電圧Ｖgcによる利得制御に応じて、電流制御回路
５から出力電流Ｉch1〜Ｉch3とＩcl1〜Ｉcl3が供給され
て、電力効率が最適となるように制御される。

【００２８】第２に、可変利得回路の動作を説明する。
図２の可変利得回路の回路図に示すように、可変利得回
路２〜４は、それぞれ、エミッタ間をエミッタ負帰還抵
抗ＲＥ1で結合されたトランジスタＱ1,Ｑ2とからなる第
１の差動対６と、エミッタ間をエミッタ負帰還抵抗ＲＥ
2で結合されたトランジスタＱ3,Ｑ4とからなる第２の差
動対７とを備えている。トランジスタＱ1〜Ｑ4のコレク
タはそれぞれ、電流切換回路８を構成する４つの差動対
の共通エミッタが接続されている。４つの差動対は、ト
ランジスタＱ5,Ｑ6と、トランジスタＱ7,Ｑ8と、トラン
ジスタＱ9,Ｑ10と、トランジスタＱ11,Ｑ12とで、それ
ぞれ構成されている。電流切換回路８は、第１の差動対
６と第２の差動対７の電流を、制御電圧Ｖc,Ｖcxにより
切り換えて、利得を制御する機能を有している。すなわ
ち、負荷抵抗ＲＬに流れる電流のうち、第１の差動対と
第２の差動対に流れる比率を、制御電圧Ｖc,Ｖcxにより
制御して、全体の利得を制御している。例えば、可変利
得回路２〜４の利得制御幅を30ｄＢ程度得るためには、
ＲＥ1：ＲＥ2を、約１：32に設定する。

【００２９】トランジスタＱ1,Ｑ3のベースは共通に接
続されて、正相信号の入力端子ＩＮとなっている。トラ
ンジスタＱ2,Ｑ4のベースは共通に接続されて、逆相信
号の入力端子ＩＮＸとなっている。トランジスタＱ5,Ｑ
8,Ｑ10,Ｑ11のベースは共通に接続されて、制御電圧Ｖc
の入力端子ＶＣとなっている。トランジスタＱ6,Ｑ7,Ｑ
9,Ｑ12のベースは共通に接続されて、制御電圧Ｖcxの入
力端子ＶＣＸとなっている。

【００３０】トランジスタＱ8,Ｑ12のコレクタは共通に
接続されて、負荷抵抗ＲＬを介して電源と接続されてお
り、正相信号の出力端子ＯＵＴとなっている。トランジ
スタＱ5,Ｑ9のコレクタは共通に接続されて、負荷抵抗
ＲＬを介して電源と接続されており、逆相信号の出力端
子ＯＵＴＸとなっている。トランジスタＱ6,Ｑ7,Ｑ10,
Ｑ11のコレクタは、電源に直接接続されている。可変利
得回路のここまでの動作は、従来の可変利得回路と同じ
である。

【００３１】第１の差動対６と第２の差動対７を構成す
るトランジスタＱ1〜Ｑ4のエミッタには、定電流回路９
〜12が接続されている。さらに、電流制御回路５からの
信号に応じて電流を変えることができる可変電流回路13
〜16も接続されている。

【００３２】可変電流回路13,14は、電流制御回路と、
任意に設定可能な所定のミラー比を有するカレントミラ
ーの関係にあるため、制御電流Ｉchに応じた電流を得る
ことができる。同様に、可変電流回路15,16は、電流制
御回路と、任意に設定可能な所定のミラー比を有するカ
レントミラーの関係にあるため、制御電流Ｉclに応じた
電流を得ることができる。

【００３３】第３に、電流制御回路の動作を説明する。
図３の電流制御回路の回路図に示すように、電流制御回
路５は、利得制御電圧Ｖgcを平衡変換する不平衡平衡変
換回路17と、第１のオフセット制御電圧発生回路と18
と、第２のオフセット制御電圧発生回路19と、第１から
第６の電流供給回路20〜25を備えている。第１のオフセ
ット制御電圧発生回路18と、第１から第３の電流供給回
路20〜22は、可変利得回路２〜４の第１の差動対６に流
れる電流を制御し、第２のオフセット制御電圧発生回路
19と第４から第６の電流供給回路23〜25は、可変利得回
路２〜４の第２の差動対７に流れる電流を制御する。

【００３４】利得制御電圧Ｖgcは、平衡変換された後、
第１及び第２のオフセット制御電圧発生回路18,19で、
第１から第３の電流供給回路20〜22及び第４から第６の
電流供給回路23〜25を制御するためのオフセット電圧を
発生させる。第１から第３の電流供給回路20〜22及び第
４から第６の電流供給回路23〜25は、オフセット電圧に
応じた出力電流Ｉch1からＩch3及びＩcl1からＩcl3を生
成する。

【００３５】電流Ｉch1〜Ｉch3と電流Ｉcl1〜Ｉcl3は、
逆相の関係にある。即ち、電流が制御されることによ
り、可変利得回路の第１の差動対６に流れる電流が比較
的大きい時、第２の差動対７に流れる電流が比較的小さ
くなる。逆に、第１の差動対６に流れる電流が比較的小
さい時、第２の差動対７に流れる電流が比較的大きくな
る。

【００３６】第４に、可変利得回路を最適制御する方法
を説明する。可変利得回路の利得Ｇは、一般に、 Ｇ＝20log(ＲＬ×(Ｍ×ｇｍ1＋ｇｍ2)／(１＋Ｍ)) …（５） で表わせる。但し、 ｇｍ1＝１／(Ｖt／Ｉ1＋ＲＥ1／２) …（６） ｇｍ2＝１／(Ｖt／Ｉ2＋ＲＥ2／２) …（７） Ｍ＝exp(Ｖd／Ｖt) …（８） である。Ｖdは、制御電圧ＶcとＶcxの差電圧である。Ｉ
1は、定電流回路９に流れる電流Ｉcs1と、可変電流回路
13に流れる電流Ｉvs1の総和電流である。定電流回路10
に流れる電流Ｉcs1と、可変電流回路14に流れる電流Ｉv
s1の総和電流でもある。Ｉ2は、定電流回路11に流れる
電流Ｉcs2と、可変電流回路15に流れる電流Ｉvs2の総和
電流である。定電流回路12に流れる電流Ｉcs2と、可変
電流回路16に流れる電流Ｉvs2の総和電流でもある。更
に、 Ｖt＝ｋＴ／ｑ であり、ｑは電子電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度である。

【００３７】可変電流回路13,14（又は15,16）に流れる
電流Ｉvs1（又はＩvs2）は、電流制御回路５の出力電流
Ｉch（又はＩcl）と所定のミラー比を有するカレントミ
ラーの関係にあり、Ｉch（又はＩcl）の電流増減に応じ
て、その比電流が流れる可変電流である。また、Ｉch
（又はＩcl）は、電流供給回路に印加される制御電圧Ｖ
oh,Ｖohx（又はＶol,Ｖolx）によって決定される。ここ
で、Ｉch（及びＩcl）は、Ｉch1〜Ｉch3（及びＩcl1〜
Ｉcl3）のいずれかであり、Ｖoh,Ｖohx（及びＶol,Ｖol
x）は、Ｖoh1〜Ｖoh3,Ｖoh1x〜Ｖoh3x（及びＶol1〜Ｖo
l3,Ｖol1x〜Ｖol3x）のいずれかであることを示してい
る。

【００３８】例えば、第１の電流供給回路20と第４の電
流供給回路23に注目すると、第１の電流供給回路20を構
成する差動対の電流をＩ1とし、第４の電流供給回路23
を構成する差動対の電流をＩ4とすると、電流制御回路
５の出力電流Ｉch1及びＩcl1は、 Ｉch1＝Ｉ1／(１＋exp(−Ｖohd1／Ｖt)) ・・・（９） Ｉcl1＝Ｉ4／(１＋exp(Ｖold1／Ｖt)) ・・・（10） と表わされる。ここで、Ｖohd1及びＶold1は、 Ｖohd1＝Ｖoh3−Ｖoh1x ・・・（11） Ｖold1＝Ｖol3−Ｖol1x ・・・（12） である。

【００３９】式（９）と式（10）は、Ｉch1とＩcl1が逆
相電流であることを示しており、利得制御電圧Ｖgcが最
大の時、可変利得回路の第１の差動対６に流れる電流は
最大となり、第２の差動対７に流れる電流は最少とな
る。同様に、利得制御電圧Ｖgcが最少の時、可変利得回
路の第１の差動対６に流れる電流は最少となり、第２の
差動対７に流れる電流は最大となる。

【００４０】以上の原理により、可変利得回路の利得
が、第１の差動対６の利得で支配されている時は、第１
の差動対６に電流を多く供給して、第２の差動対７の電
流は少なくする制御を行ない、逆に、可変利得回路の利
得が第２の差動対７の利得で支配されている時は、第２
の差動対７に電流を多く供給して、第１の差動対６の電
流は少なくする制御を行なう。

【００４１】更に、各可変利得回路の線形動作範囲は、
エミッタ負帰還抵抗と電流の積でほぼ表わせる。例え
ば、第１の差動対６で考えた場合、その線形動作範囲は
ほぼ２Ｉ1×ＲＥ1となる。即ち、各可変利得回路の信号
入力レベルに応じて線形動作範囲を変化させることで、
歪みレベルを一定とした電流制御が可能になる。これら
の電流制御は、各可変利得回路に入力する信号レベルに
応じて細かく行なうことによって、利得制御回路の高効
率化が実現できる。

【００４２】第５に、利得制御回路の特性を説明する。
図４は、利得制御回路の利得制御電圧Ｖgcに対する利得
制御特性及び歪み（３次相互変調歪）特性及び電流特性
を示す図である。図４に示すように、利得制御特性は、
利得制御電圧Ｖgcに対してほぼ直線的に遷移しており、
高い線形性が得られている。また、歪み特性は利得によ
らず一定である。更に、電流特性は、低利得時に低く、
高利得時に高くなっており、低利得における消費電力効
率の低下を抑えている。

【００４３】なお、電流制御回路の各出力電流と利得制
御回路を構成する各可変利得回路の結合とをそれぞれ割
り当てて説明したが、これらの結合の組み合わせは可変
利得回路の制御順番等によって任意に変えられるもので
ある。

【００４４】このような利得制御回路を、ＣＤＭＡ方式
の無線送受信手段を有する移動端末に適用して、基地局
での電界強度が一定となるように送信電力を制御する送
信利得制御手段と、受信信号の振幅が一定となるように
利得制御する受信利得制御手段で、利得に応じた消費電
力となるように制御すれば、電力効率が最適化されて、
通話時間や待受け時間を延ばすことができる。この移動
端末と無線通信する基地局を含む移動通信システム全体
の通信の効率と利便性が高まる。

【００４５】上記のように、本発明の第１の実施の形態
では、利得制御回路を、利得に応じた電流を可変利得回
路に供給する構成としたので、消費電力効率を高めるこ
とができる。

【００４６】（第２の実施の形態）本発明の第２の実施
の形態は、可変利得回路の第１の差動対のエミッタを直
結し、第２の差動対のエミッタを抵抗で結合して、利得
に応じた電流を供給する利得制御回路である。

【００４７】図５は、本発明の第２の実施の形態におけ
る利得制御回路の可変利得回路の回路図である。図５に
おいて、可変利得回路の基本的な構成は、図２と同じで
ある。可変利得回路の第１の差動対のエミッタを直接接
続した点と、定電流回路を少なくした点が異なる。

【００４８】上記のように構成された本発明の第２の実
施の形態における利得制御回路の動作を説明する。図５
に示すように、可変利得回路は、エミッタ間を結合した
トランジスタＱ1,Ｑ2とからなる第１の差動対６と、エ
ミッタ間をエミッタ負帰還抵抗ＲＥ2で結合したトラン
ジスタＱ3,Ｑ4とからなる第２の差動対７とを備えてい
る。

【００４９】第１の差動対６を構成するトランジスタＱ
1,Ｑ2の共通エミッタと、第２の差動対７を構成するト
ランジスタＱ3,Ｑ4のエミッタには、定電流回路９〜11
が接続されている。さらに、電流制御回路５からの信号
に応じて電流を変えることができる可変電流回路13〜15
も接続されている。

【００５０】可変電流回路13は、電流制御回路と、任意
に設定可能な所定のミラー比を有するカレントミラーの
関係にあるため、制御電流Ｉchに応じた電流を得ること
ができる。同様に、可変電流回路15,16は、電流制御回
路と、任意に設定可能な所定のミラー比を有するカレン
トミラーの関係にあるため、制御電流Ｉclに応じた電流
を得ることができる。その他の回路の構成と動作は、第
１の実施の形態と同じである。

【００５１】この可変利得回路を用いることで、第１の
差動対６の利得を大きくすることができるため、より広
い範囲の利得制御幅を得ることができる。

【００５２】上記のように、本発明の第２の実施の形態
では、利得制御回路を、可変利得回路の第１の差動対の
エミッタを直結し、第２の差動対のエミッタを抵抗で結
合して、利得に応じた電流を供給する構成としたので、
消費電力効率を高めることができるとともに、利得制御
幅を広くできる。

【００５３】（第３の実施の形態）本発明の第３の実施
の形態は、可変利得回路の差動対のエミッタを２つの抵
抗で接続し、抵抗の中点から利得に応じたエミッタ電流
を供給する利得制御回路である。

【００５４】図６は、本発明の第３の実施の形態におけ
る利得制御回路の可変利得回路の回路図である。図６に
おいて、可変利得回路の基本的構成は、図２と同じであ
る。可変利得回路の差動対のエミッタの抵抗の中点から
エミッタ電流を供給する点と、定電流回路を少なくした
点が異なる。

【００５５】上記のように構成された本発明の第３の実
施の形態における利得制御回路の動作を説明する。図６
に示すように、可変利得回路は、エミッタ間をエミッタ
負帰還抵抗ＲＥ1とＲＥ2（ＲＥ1＝ＲＥ2）の直列接続で
結合したトランジスタＱ1,Ｑ2とからなる第１の差動対
６と、エミッタ間をエミッタ負帰還抵抗ＲＥ3とＲＥ4
（ＲＥ3＝ＲＥ4）の直列接続で結合したトランジスタＱ
3,Ｑ4とからなる第２の差動対７とを備えている。例え
ば、可変利得回路の利得制御幅を30ｄＢ程度得るために
は、ＲＥ1：ＲＥ3を約１：32に設定する。

【００５６】エミッタ負帰還抵抗ＲＥ1とＲＥ2の接続点
には、定電流回路９が接続されている。さらに、電流制
御回路５からの信号に応じて電流を変えられる可変電流
回路13も接続されている。同様に、エミッタ負帰還抵抗
ＲＥ3とＲＥ4の接続点には、定電流回路10が接続されて
いる。さらに、電流制御回路５からの信号に応じて電流
を変えられる可変電流回路14も接続されている。

【００５７】可変電流回路13は、電流制御回路と、任意
に設定可能な所定のミラー比を有するカレントミラーの
関係にあるため、制御電流Ｉchに応じた電流を得ること
ができる。同様に、可変電流回路14は、電流制御回路
と、任意に設定可能な所定のミラー比を有するカレント
ミラーの関係にあるため、入力電流Ｉclに応じた電流を
得ることができる。その他の回路の構成と動作は、第１
の実施の形態と同じである。

【００５８】この可変利得回路を用いることで、定電流
回路と可変電流回路を、第１の実施の形態と比較して半
分にでき、回路構成を簡素化することができる。

【００５９】上記のように、本発明の第３の実施の形態
では、利得制御回路を、可変利得回路の差動対のエミッ
タを２つの抵抗で接続し、抵抗の中点から利得に応じた
エミッタ電流を供給する構成としたので、消費電力効率
を高めることができるとともに、回路構成を簡素化でき
る。

【００６０】（第４の実施の形態）本発明の第４の実施
の形態は、可変利得回路の差動対のエミッタ負帰還抵抗
に並列にコンデンサを接続し、利得に応じたエミッタ電
流を供給する利得制御回路である。

【００６１】図７は、本発明の第４の実施の形態におけ
る利得制御回路の可変利得回路の回路図である。図７に
おいて、可変利得回路の基本的構成は、図２と同じであ
る。可変利得回路の差動対のエミッタの抵抗に並列にコ
ンデンサを接続した点が異なる。

【００６２】上記のように構成された本発明の第４の実
施の形態における利得制御回路の動作を説明する。図７
に示すように、可変利得回路は、エミッタ間をエミッタ
負帰還抵抗ＲＥ1とエミッタ負帰還コンデンサＣ1の並列
接続で結合したトランジスタＱ1,Ｑ2とからなる第１の
差動対６と、エミッタ間をエミッタ負帰還抵抗ＲＥ2と
エミッタ負帰還コンデンサＣ2の並列接続で結合したト
ランジスタＱ3,Ｑ4とからなる第２の差動対７とを備え
ている。例えば、可変利得回路の利得制御幅を30ｄＢ程
度得るためには、ＲＥ1：ＲＥ2を約１：32に設定する。

【００６３】第１の差動対６と第２の差動対７を構成す
るトランジスタＱ1〜Ｑ4のエミッタには、定電流回路９
〜12が接続されている。さらに、電流制御回路５からの
信号に応じて電流を変えることができる可変電流回路13
〜16も接続されている。

【００６４】可変電流回路13,14は、電流制御回路と、
任意に設定可能な所定のミラー比を有するカレントミラ
ーの関係にあるため、制御電流Ｉchに応じた電流を得る
ことができる。同様に、可変電流回路15,16は、電流制
御回路と、任意に設定可能な所定のミラー比を有するカ
レントミラーの関係にあるため、入力電流Ｉclに応じた
電流を得ることができる。その他の回路の構成と動作
は、第１の実施の形態と同じである。

【００６５】この可変利得回路を用いることで、第１の
差動対６と第２の差動対７を構成するトランジスタのエ
ミッタ間に挿入したエミッタ負帰還コンデンサによっ
て、低周波領域での利得を低減させることができる。

【００６６】上記のように、本発明の第４の実施の形態
では、利得制御回路を、可変利得回路の差動対のエミッ
タ負帰還抵抗に並列にコンデンサを接続し、利得に応じ
たエミッタ電流を供給する構成としたので、消費電力効
率を高めることができるとともに、低域の利得を低減し
た増幅特性とすることができる。

【００６７】なお、第１〜４の実施の形態においては、
可変利得回路を３段カスケード接続した利得制御回路に
ついて説明したが、カスケード接続する段数に制約は無
く、何段でも同様の構成により実現できる。

【００６８】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
では、利得制御電圧に基づいて、可変利得回路の電流
を、歪特性を考慮して最適に制御する構成としたので、
最適なダイナミックレンジを得ることができるととも
に、利得に応じた最適な電流を流すことができ、消費電
力効率を高めることができるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態における利得制御回
路の機能ブロック図、

【図２】本発明の第１の実施の形態における利得制御回
路の可変利得回路の具体的な回路構成を示す回路図、

【図３】本発明の第１の実施の形態における利得制御回
路の電流制御回路の具体的な回路構成を示す回路図、

【図４】本発明の第１の実施の形態における利得制御回
路の利得制御電圧Ｖgcに対する利得制御特性及び歪み
（３次相互変調歪ＩＭ３）特性及び電流特性を示す説明
図、

【図５】本発明の第２の実施の形態における利得制御回
路の可変利得回路の具体的な回路構成を示す回路図、

【図６】本発明の第３の実施の形態における利得制御回
路の可変利得回路の具体的な回路構成を示す回路図、

【図７】本発明の第４の実施の形態における利得制御回
路の可変利得回路の具体的な回路構成を示す回路図、

【図８】従来の利得制御回路の機能ブロック図、

【図９】従来の利得制御回路の回路図、

【図１０】従来の利得制御回路の利得制御電圧Ｖgcに対
する利得制御特性及び歪み（３次相互変調歪ＩＭ３）特
性及び電流特性を示す説明図である。

【符号の説明】

１,29 制御電圧供給回路 ２〜４,26〜28 可変利得回路 ５ 電流制御回路 ６,７,30,31 差動対 ８,32 電流切換回路 ９〜12,33〜36 定電流回路 13〜16 可変電流回路 17 不平衡平衡変換回路 18,19 オフセット電圧発生回路 20〜25 電流供給回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一定の利得制御幅を有しカスケード接続
   された複数段の可変利得回路と、外部から与えられる利
   得制御電圧を変換して前記各可変利得回路に制御電圧を
   供給する制御電圧供給回路と、前記利得制御電圧を前記
   可変利得回路の各段の電流を制御する電流に変換する電
   流制御回路とを具備することを特徴とする利得制御回
   路。
2. 【請求項２】 前記可変利得回路は、互いのベースを信
   号の正相及び逆相の入力端子とし互いのエミッタを第１
   のエミッタ負帰還抵抗を介して接続した第１，第２のト
   ランジスタからなる第１の差動対と、前記第１，第２の
   トランジスタのベースとそれぞれのベースが共通で互い
   のエミッタを第２のエミッタ負帰還抵抗を介して接続し
   た第３，第４のトランジスタからなる第２の差動対と、
   前記第１及び第２の差動対のコレクタに接続され前記第
   １の差動対と前記第２の差動対の電流比を前記制御電圧
   に基づいて制御する電流切換回路と、前記第１，第２の
   トランジスタ及び前記第３，第４のトランジスタの各エ
   ミッタにそれぞれ接続した可変電流回路とを備え、前記
   電流制御回路は、前記第１，第２の差動対に流れる電流
   が前記可変利得回路の利得に対応した最適値となるよう
   に前記可変電流回路を制御する手段を備えたことを特徴
   とする請求項１記載の利得制御回路。
3. 【請求項３】 前記可変利得回路は、互いのベースを信
   号の正相及び逆相の入力端子とし互いのエミッタを接続
   した第１，第２のトランジスタからなる第１の差動対
   と、前記第１，第２のトランジスタのベースとそれぞれ
   のベースが共通で互いのエミッタを第１のエミッタ負帰
   還抵抗を介して接続した第３，第４のトランジスタから
   なる第２の差動対と、前記第１及び第２の差動対のコレ
   クタに接続され前記第１の差動対と前記第２の差動対の
   電流比を前記制御電圧に基づいて制御する電流切換回路
   と、前記第１，第２のトランジスタの共通エミッタ及び
   第前記３，第４のトランジスタの各エミッタにそれぞれ
   接続した可変電流回路とを備え、前記電流制御回路は、
   前記第１，第２の差動対に流れる電流が前記可変利得回
   路の利得に対応した最適値となるように前記可変電流回
   路を制御する手段を備えたことを特徴とする請求項１記
   載の利得制御回路。
4. 【請求項４】 前記可変利得回路は、互いのベースを信
   号の正相及び逆相の入力端子とし互いのエミッタを第１
   のエミッタ負帰還抵抗と第２のエミッタ負帰還抵抗とを
   介して接続した第１，第２のトランジスタからなる第１
   の差動対と、前記第１，第２のトランジスタのベースと
   それぞれのベースが共通で互いのエミッタを第３のエミ
   ッタ負帰還抵抗と第４のエミッタ負帰還抵抗とを介して
   接続した第３，第４のトランジスタからなる第２の差動
   対と、前記第１及び第２の差動対のコレクタに接続され
   前記第１の差動対と前記第２の差動対の電流比を前記制
   御電圧に基づいて制御する電流切換回路と、前記第１，
   第２のエミッタ負帰還抵抗の接続点及び前記第３，第４
   のエミッタ負帰還抵抗の接続点にそれぞれ接続した可変
   電流回路とを備え、前記電流制御回路は、前記第１，第
   ２の差動対に流れる電流が前記可変利得回路の利得に対
   応した最適値となるように前記可変電流回路を制御する
   手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の利得制御
   回路。
5. 【請求項５】 前記可変利得回路は、互いのベースを信
   号の正相及び逆相の入力端子とし互いのエミッタを第１
   のエミッタ負帰還抵抗と第1のエミッタ負帰還コンデン
   サの並列接続を介して接続した第１，第２のトランジス
   タからなる第１の差動対と、前記第１，第２のトランジ
   スタのベースとそれぞれのベースが共通で互いのエミッ
   タを第２のエミッタ負帰還抵抗と第２のエミッタ負帰還
   コンデンサの並列接続を介して接続した第３，第４のト
   ランジスタからなる第２の差動対と、前記第１及び第２
   の差動対のコレクタに接続され前記第１の差動対と前記
   第２の差動対の電流比を前記制御電圧に基づいて制御す
   る電流切換回路と、前記第１，第２のトランジスタ及び
   前記第３，第４のトランジスタの各エミッタにそれぞれ
   接続した可変電流回路とを備え、前記電流制御回路は、
   前記第１，第２の差動対に流れる電流が前記可変利得回
   路の利得に対応した最適値となるように前記可変電流回
   路を制御する手段を備えたことを特徴とする請求項１記
   載の利得制御回路。
6. 【請求項６】 前記電流制御回路は、前記可変電流回路
   とで所定のミラー比を有するカレントミラー回路を形成
   する回路と、前記利得制御電圧に応じて前記各差動対に
   対して最適な電流が供給される様に出力電流を制御する
   手段とを備えたことを特徴とする請求項２〜５のいずれ
   かに記載の利得制御回路。
7. 【請求項７】 外部から与えられる利得制御電圧を制御
   電圧供給回路で制御電圧に変換し、一定の利得制御幅を
   有しカスケード接続された複数段の可変利得回路に前記
   制御電圧を供給し、前記各可変利得回路で前記制御電圧
   に従って前記利得制御電圧に応じた利得で入力信号を増
   幅する利得制御方法において、前記利得制御電圧を電流
   制御回路で制御電流に変換して、前記可変利得回路の各
   段の電流を制御することを特徴とする利得制御方法。
8. 【請求項８】 前記可変利得回路では、第１，第２のト
   ランジスタからなる第１の差動対で第１の利得で増幅
   し、第３，第４のトランジスタからなる第２の差動対で
   第２の利得で増幅し、前記第１の差動対と前記第２の差
   動対の電流比を前記制御電圧に基づいて制御し、前記電
   流制御回路で、前記第１，第２の差動対に流れる電流が
   前記可変利得回路の利得に対応した最適値となるよう
   に、前記第１，第２の差動対に接続した可変電流回路を
   制御することを特徴とする請求項７記載の利得制御方
   法。
9. 【請求項９】 ＣＤＭＡ方式の無線送受信手段と、基地
   局での電界強度が一定となるように送信電力を制御する
   送信利得制御手段と、受信信号の振幅が一定となるよう
   に利得制御する受信利得制御手段とを具備する移動端末
   において、前記送信利得制御手段と前記受信利得制御手
   段に、請求項１〜６のいずれかに記載の利得制御回路を
   用いたことを特徴とする移動端末。
10. 【請求項１０】 請求項９記載の移動端末と、前記移動
    端末と無線通信する基地局とを具備することを特徴とす
    る移動通信システム。