JP2001526019A - Method and circuit for resonance inversion - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 共振反転のための方法と回路 技術の分野 本発明は、請求項１の導入部分に定義されている通りの共振インバータに関し 、また請求項６の導入部分に定義されている通りの共振インバータの共振回路に おける振動を維持する方法に関する。 米国特許明細書第５，１１１，３７４号は、短絡タイプの共振インバータを開 示している。この特許明細書に記述されている共振インバータは付随する共振回 路を有する電源またはＤＣバスを備えており、これは次いで、各々が逆並列の結 合ダイオードを有する複数のパワースイッチより成る付属のスイッチ回路に送電 する、或いは送電される。 しかしながら、上述の回路は、回路の共振部分における共振振動の維持が複雑 かつ不便であるという欠点を有している。かくしてこの共振振動は、共振キャパ シタの短絡によって初期化され、維持される。第１に、パワースイッチにストレ スが掛かる。これは振動が初期化される際に特に明白であり、他の条件が同じで あるとするとインバータの寿命に影響する。第２に、達成可能な最大電圧に関連 して適用範囲が限定される。第３に、使用される短絡方法は、共振回路における 振動状態の包括的な電流制御を必要とする。 スイッチを通じた０Ｖ等の所与の限界基準値が関連の全振動過程において達成 されることが仮定されていないため、この接続においては、共振インバータのス イッチの開閉時点を決定するという他の問題点が発生する。従って、スイッチ制 御と共振回路の振動との同期は極めて困難であり、煩わしい。 発明の要約 請求項１に記述されているように、共振インバータが、共振回路の少なくとも １つのインダクタンスに誘導的に結合された少なくとも１つの制御インダクタン スを有するパルス発生回路を追加的に備えている場合は、エネルギーはパルス発 生回路から誘導的カップリングを介して共振回路へと供給され得ることが保証さ れる。この結果、共振回路は、共振回路における振動の開始が所望されるか、或 いは簡単に維持されるかに関わらず、所望される振動過程に極めて特定的に初期 化され制御されることが可能である。 本発明は、こうして共振回路が簡単に制御されることを可能にし、これにより 、構成要素のストレス、頻繁な電力停止及びこれに続く回路の再始動を不要にす る。 さらに、短絡等に起因する突然の電圧ジャンプが発生しないため、望ましくな い過渡現象は最適な方法で減衰される、或いは完全に回避されることが可能であ る点に注目しなければならない。 また、共振回路における振動はいわゆる自己調整式に作られることが可能であ るため、共振回路の振動状態を制御する制御回路は大幅に単純化されることが可 能である点に注目しなければならない。 従って、本発明によれば、振動はその下位の振動状態において０Ｖまでは下が らないため、共振回路における振動が完全に止まるといった状況を回避すること が可能である。 さらに、共振回路の非常に単純な制御は共振回路の極めて予測可能かつ均一な 再生可能出力を提供し、従ってスイッチ回路用の制御アルゴリズムは単純化され ることが可能である点に注目しなければならない。その理由の１つは、共振回路 の出力のゼロ交差が検出及び制御のための非常に単純な基礎を提供することにあ る。 さらに、本発明は、制御回路のインバータにおける共振回路自体からの電気的 絶縁を可能にする。 パルス生成回路が共振回路に誘導的に結合されると、さらに、パルスの発生を 振動回路におけるインダクタンスの電圧の符号に依存させること等により共振回 路の物理的特性がパルスの発生を制御できることが保証される。 従って本発明によれば、スイッチ回路内のスイッチが最小の振動損失を有する ように共振回路を最適に適用することが可能であって、各スイッチの最小のｄｖ ／ｄｔを取得可能であると同様にオン−オフ切換が最適には０Ｖで実行可能であ るために、非常に高い効率を達成可能である。 従って本発明は、エネルギーを共振回路に誘導的に供給することにより共振回 路における抵抗損の補償を可能にする。 本発明によれば、回路の共振振動の「ソフト」スタートを実行することもまた 可能であって、適正な時間の後には好ましくない過度現象またはオーバーシュー トなしに所望の共振振動が達成され、また同じく最小のエネルギー供給によって 振動を維持することが可能である。 さらに、原則的には、共振インバータは双方向性に配置可能であることに注目 しなければならない。 電力用電子部品は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＧＴＯ、ＩＧＴＢまた はこれらに類似するものによって形成されることが可能である。 請求項２に記述されているように、共振インバータの電力用電子部品が少なく とも１つのダイオードに逆並列に結合されている場合には、逆並列に結合された ダイオードが双方向性特性をシステムに分与することから、本発明の特に効果的 な実施形態が達成される。 請求項３に記述されているように、回路が少なくとも１つの電力用電子部品を 有するスイッチ回路を追加的に備え、前記スイッチ回路が共振インバータの共振 回路に電気接続されていて共振回路が少なくとも２つの回路に接続され、前記共 振回路がまた少なくとも１つのＤＣ集電キャパシタンスを備えている場合には、 それ自体周知の方法で２つのＡＣネットワークまたは発生器をＤＣ集電キャパシ タンスを介して双方向的に接続することのできるＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器が達成 される。 従って、本発明によれば、２つのＡＣネットワーク間の過渡現象のない、或い はほとんど過渡現象のない動的な結合を達成することが可能である。 各ＡＣサイド間の双方向的接続が所望される場合には、スイッチ回路内の個々 のスイッチは双方向性でなければならないことが理解されるであろう。 請求項４に記述されているように、周波数発生回路が制御インダクタンス及び ／または共振回路の少なくとも１つのインダクタンスの何れかの電圧の符号を検 出するための手段を備えていて、前記周波数発生回路が少なくとも１つの制御イ ンダクタンスにおいて電流パルスを発生させ、１つまたは複数の制御インダクタ ンスにおける電流及び電圧が完全に或いは部分的に同相にある場合には、共振回 路固有の振動特性及び特に共振回路の実際の振動状態が共振回路のインダクタン スとパルス発生回路のインダクタンスとの間の誘導的結合を介して過渡現象を決 定することから、共振回路における振動を単純な方法で開始し、制御し、維持す ることが可能である。 従ってエネルギーは、振動期間の少なくとも一部において、パルス発生回路か ら共振回路へと移動されることが決定的事項である。 パルス発生回路が上述のインダクタンスの１つを通じた電圧相に依存して電流 を発生させる場合は、パルス発生回路と共振回路との間の結合された二重のフィ ードフォワード及びフィードバックが取得される結果となる。 さらに本発明によれば、制御インダクタンス上の電圧の符号を検出するための 手段の構築は、これを制御インダクタンスの巻線に接続された単一の比較器によ って簡単に製造できることから、極めて簡単である点にも注目しなければならな い。 さらに、本実施形態が共振回路から専ら電気的に絶縁されて構築される場合に は、これが低電圧によってのみ負荷される低電力において製造されることが可能 であるため、本実施形態は極めて単純かつ洗練されている点にも注目しなければ ならない。 任意の回路においては、本発明に一致して、正電圧で制御インダクタンスに同 相電流が供給され、制御インダクタンスを通じた電圧が負であれば電流が供給さ れず、これにより制御インダクタンスから共振インダクタンスへの全エネルギー 移動が実際に実行されることが好適であろう。 請求項５に記述されているように、共振回路の出力上の電圧がゼロまたはほぼ ゼロであることを検出するための手段を共振インバータが備えていて、前記手段 が制御回路に電気接続され、電圧がゼロまたはほぼゼロであることを検出手段が 検出すれば前記制御回路がスイッチ回路にオン／オフ制御信号を発生するように のみ適合化されている場合には、スイッチ回路の制御は共振回路の振動に簡単に 同期されることが可能であるため、本発明の効果的な実施形態が達成される。 この場合もやはり、共振回路における振動状態は極めて予測性が高くかつ均一 であって、共振回路の出力上の単純なゼロ交差が制御回路の十分な入力パラメー タとなることが多く、次いで制御回路は個々のスイッチを開閉することが可能で あるため、検出及び制御回路は極めて単純な方法で構築されることが可能である 点に注目しなければならない。 制御回路は、必ずしも共振回路の出力上にゼロ電圧が検出される度に発信され る必要のないことは理解されるであろう。 また本発明によれば、制御インダクタンスと共振インダクタンスとの間の誘導 的結合を介してゼロ交差を検出することが可能であるが、これは、共振回路の高 電圧部分におけるゼロ交差は制御インダクタンス上の電流検出及び共振回路の認 識から演繹されることが可能であることから元来独自的である。これによりシス テム全体はさらに単純化され、共振回路と周波数発生回路との間の誘導的結合の 一次側またはより特定的には低電圧側に全ての検出回路を供給することが可能で あるため、さらに頑丈でまたさらに安価なインバータ設計が可能になる。 請求項６に記述されているように、エネルギーが共振回路の少なくとも１つの インダクタンスとの誘導的結合を介して共振回路へと移動される場合には、共振 回路における共振振動の効果的な制御及び維持が達成される。 請求項７に記述されているように、共振回路のインダクタンスに移動されるエ ネルギーが実質的に共振回路の抵抗損に対応している場合には、本発明は、共振 回路における振動の維持に実際に必要な特定量のエネルギー供給を可能にするこ とから、本発明の特に効果的な実施形態が達成される。 実際には、多くの接続において、抵抗損に対応するエネルギーよりも大きいエ ネルギーを供給することが必要であり、或いは効果的である。 図面 以下、図面を参照して本発明を詳細に説明する。 図１は、本発明に一致するＤＣ−ＡＣ共振インバータの説明的スケッチである 。 図２は、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ共振インバータの形式である本発明のさらなる実施 形態を示している。 図３は、本発明に一致するＤＣ−ＡＣ共振変換器のより詳細な構成を示してい る。 図４は、本発明に一致する図３が示す共振変換器に対応する共振変換器の過渡 現象を示している。 実施例 図１は、本発明に一致する実施形態の説明的なスケッチを示している。 図１に示された実施形態は、三相出力を有するＤＣ−ＡＣ共振インバータであ る。 この共振インバータはＤＣ電圧源１０によって形成されており、ＤＣ電圧源１ ０の一方の端子はアース１１に接続され、他方の端子はインダクタンス１２によ って形成される共振回路の入力に接続され、インダクタンス１２は抵抗器１３に 直列に接続され、抵抗器１３は共振キャパシタ１４を介してアース１１に接続さ れている。 このように、図示されたインバータにおける共振回路はインダクタンス１２と これに接続されたキャパシタ１４とによって形成され、抵抗器１３は回路におけ る減衰を形成している。 共振回路のゲートＡは、６つの１ＧＢＴ２１〜２６及び付属の逆並列に結合さ れたダイオード２１’〜２６’より成るスイッチ回路に接続されている。この接 続においては、他の多くのタイプのパワースイッチを使用可能であり、図示され ている回路も、所望される任意の位相数によって周知の方法で構成されることが 可能である点は指摘されなければならない。 スイッチ回路の全てのＩＧＢＴ２１〜２６は制御回路（図示されていない）に 接続されており、制御回路は、所与の制御アルゴリズムに従って個々のＩＧＢＴ を開閉する。但し、スイッチ回路のスイッチ２１〜２６の開閉は、電力ロス及び 構成要素のストレスが回避されるようにこれらに電圧が通じていないときに実行 することが望ましい点は理解されるであろう。 図示されている共振インバータは、追加的に３つの出力１６、１７及び１８を 有しており、これらは希望に応じて外的に接続することができる。 インダクタンス１２は最終的に、パルス発生器１５によって電力を供給される インダクタンス１２’を介してパルス発生回路に誘導的に接続される。 図示されている例は、例えば誘導モータ用の制御パルスの発生の制御装置であ ることが可能である。 従って前記回路は、電圧源１０が所与のＤＣ電圧を供給し、このＤＣ電圧が、 インダクタンス１２と抵抗１３とキャパシタンス１４とから成る共振回路を介し て、振動回路の共振周波数に対応する周波数及びＤＣ電圧に対応するオフセット を有するＡＣ電圧に変換されるという機能を有している。 次にスイッチ回路は、制御回路（図示されていない）に依存して、ゲートＡ上 のＡＣ電圧を出力１６、１７及び１８上の三相の脈動電圧に分断する。 上述のように、スイッチ回路のスイッチ２１〜２６は、望ましくはこれらに電 圧が通じていないときに開閉され、これによって電力ロス及び構成要素のストレ スを未然に防止する。ゲートＡ上のＡＣ振動は本発明に従って極めて良好に限定 され、従って切換回数は複雑かつ高価な測定回路なしに簡単な方法で最適に決定 可能であるため、この制御は本発明によれば特に単純であることは指摘されるべ きであり、本発明によれば、理論上はＡＣ電圧に共振回路の固有周波数によって 決定される良好に限定された時間で電圧０Ｖを供給可能であることから、スイッ チ２１〜２６において損失なしに切換を行うことが可能である。 また、本発明によれば、概してパルス生成回路と共振回路との間に直流分離を 取得することが可能であって、これにより概して構成要素の選定、構成要素のス トレス、構成要素の寿命及び寸法取りに関して多大な効果が達成されることが認 められる。 図２は、本発明に一致するさらなる実施形態を示している。 図示されている実施形態は、三相ＡＣ−三相ＡＣ変換器、またはより特定的に は並列共振ＤＣリンク変換器である。 本発明によるインバータは、３つのステージ１００、２００及び３００を含ん でいる。 このインバータの第１のステージ１００は整流スイッチセット４４，４４’； ４５，４５’；４６，４６’によって形成されており、これらは、例えば付属の 逆並列に結合されたダイオードを有しているバイポーラトランジスタによって形 成可能である。これらは、接続部４７、４８、４９及びインダクタンス４７’、 ４８’、４９’を介してＡＣネットワークに接続される。 インバータの第２のステージ２００は共振キャパシタンス３４を有する共振回 路を備えており、共振キャパシタンス３４は、共振インダクタンス３２と中間回 路キャパシタンス３０との直列結合に対して並列に結合されている。従って、こ の共振回路はインバータの第１のステージ１００とは並列に結合されている。 共振キャパシタンス３４と共振インダクタンス３２は、周知の方法で共振回路 の共振周波数、即ちステージ１から印加されたＤＣ電圧が共振回路によって変換 された後の周波数を限定する。 中間回路キャパシタンス３０は、ダイオードが導電されると回路の第１及び第 ３のステージ１００及び３００における逆並列に結合されたダイオードと共にダ イオードからの電荷を受容することから、第２のステージ２００のＤＣ要素とし て作用する。 インバータの第３のステージ３００はスイッチセット４１，４１’；４２，４ ２’；４３，４３’によって形成されており、これらは、例えば付属の逆並列に 結合されたダイオードを有しているバイポーラトランジスタによって形成可能で ある。これらは、例えばインダクタンス３６’、３７’、３８’及び接続部３６ 、３７、３８を介して三相モータに接続される。 電流が第２のステージ２００から第３のステージ３００に向けて流れる場合に は、第２のステージのキャパシタンス３０は接続部３６、３７及び３８上に電荷 を供給し、これが第３のステージのスイッチによって変調される。この場合は、 上述のように、キャパシタンス３０には、接続部４７、４８及び４９によって、 インダクタンス４７’、４８’及び４９’、及び逆並列に結合されたダイオード 、並びにスイッチ４４、４４’、４５、４５’、４６及び４６’を介して通常形 の能動整流回路のように電流が供給される。 電流が第２のステージ２００から第１のステージ１００に向けて流れる場合に は、第２のステージのキャパシタンス３０は、接続部４７、４８及び４９上に電 荷を供給する。この場合、キャパシタンス３０は、接続部３６、３７及び３８に よって、インダクタンス３６’、３７’及び３８’（これらは例えば三相インダ クタンスモータとすることができる）、及び逆並列に結合されたダイオード、並 びにスイッチ４１、４１’、４２、４２’、４３及び４３’を介して通常形のイ ンバータ回路のように電流を供給される。 スイッチにおける上述の電流経路は、スイッチ回路に組み込まれたスイッチに よって周知の方法で能動的に制御されることは理解されるであろう。 従って、以上の記述から、図示された並列共振リンクが双方向性であることが 分かる。 共振インダクタンス３２はインダクタンス３２’に誘導的に結合され、インダ クタンス３２’は電流源３１と共に閉じた共振制御回路２００’を形成している 。従って、実共振回路或いは第２のステージ２００は共振制御回路２００’から 直流的に分離されていることが理解されるであろう。電流源３１は、第２のステ ージにおいて低電圧回路から比較的高い電圧及び電流を有する回路への誘導的な エネルギー移動を介して共振振動を開始し、制御し、維持できるように、単純な 法で構築されることが可能である。 従って、第２のステージ２００における共振回路の共振振動は、中間回路キャ パシタンス３０によって供給され、共振回路のＡＣ振動が初期化され、維持され る。 図３は、本発明に一致するＤＣ−ＡＣ共振変換器のさらに詳細な構造を示して いる。 ＤＣ−ＡＣ変換器の基本形態は図１に図示されている通りである。 この共振インバータはＤＣ電圧源６０によって形成されており、ＤＣ電圧源６ ０の一方の端子はアース６１に接続され、他方の端子はインダクタンス６２によ って形成される共振回路の入力に接続され、インダクタンス６２は共振キャパシ タ６４を介してアース６１に接続された抵抗器６４に直列に接続されている。 インダクタンス６２は例えば値１５０μＨを有し、キャパシタンス６４は値１ ００ｎＦを有する。 このように、図示されたインバータにおける共振回路はインダクタンス６２と これに接続されたキャパシタ６４とによって形成され、抵抗器６３は振動回路に おける抵抗損を構成している。 共振回路のゲートＡはさらに、６つのＩＧＢＴ８１〜８６及び付属の逆並列に 結合されたダイオード８１’〜８６’より成るスイッチ回路に接続されている。 この接続においては、他の多くのタイプのパワースイッチを使用可能であり、図 示されている回路も所望される任意の位相数によって周知の方法で製造されるこ とか可能である点は指摘されなければならない。 スイッチ回路のＩＧＢＴ８１〜８６は全て制御回路（図示されていない）に接 続されており、制御回路は、所与の制御アルゴリズムに従って個々のＩＧＢＴを 開閉する。但し、スイッチ回路のスイッチ８１〜８６は、これらに電圧が通じて いない場合に開閉され、これにより電力損失及び構成要素のストレスを未然に防 止することが望ましい点は理解されるであろう。 図示された共振回路はさらに、三相インダクタンスモータに接続された３つの 出力６６、６７及び６８を有している。 インダクタンス６２は最終的に、パルス発生器１０１によって電力を供給され るインダクタンス６２’を介してパルス発生回路に誘導的に接続される。 図示されている例は、例えば誘導モータ用の制御パルスの生成の制御装置とす ることが可能である。 インダクタンス６２’を供給するパルス発生回路は次のように構成される。 共振回路のインダクタンス６２に誘導エネルギーを供給するインダクタンス６ ２’は、６２及び６２’間の相互結合における分散インダクタンスを表すインダ クタンス１０２に直列に接続されている。 さらにインダクタンス１０２及び６２’の端子は、各々比較器１０９用の入力 抵抗１０５及び１０８に接続されている。 比較器の入力は各々、キャパシタ１０３及び抵抗器１０４、並びにキャパシタ １０６及び抵抗器１０７を介して接地されている。 比較器１０９はＬＭ３１１型であることが可能であり、キャパシタ１０３及び １０６は値１ｎＦを仮定することが可能であり、抵抗１０４及び１０７は値１ｋ Ωを仮定することが可能であり、また入力抵抗器１０５、１０８は値５０ｋΩを 仮定することが可能である。 比較器の出力は、入力電圧の符号に依存して値０Ｖまたは５Ｖを仮定すること が可能である。従って値５Ｖはインダクタンス１０２及び６２’間の正電圧にお いて仮定され、値０Ｖは同インダクタンス間の負電圧において仮定される。 比較器１０９の出力は、続いてＮＡＮＤゲート１１０に供給され、ＮＡＮＤゲ ート１１０の出力は、追加のＮＡＮＤゲート１１１、及びデジタル信号トランス フォーマ１２１を介してスイッチ１１２の制御入力１１２’に電気的に接続され ている。 追加のＮＡＮＤゲート１１１からの出力は、デジタル信号トランスフォーマ１ ２０を介して追加のスイッチ１１３の制御入力１１３’に電気的に接続されてい る。 ＮＡＮＤ回路は、例えばＴｅｘａｓ７４ １３２型とすることが可能である。 デジタル信号トランスフォーマは例えばＴＬＰ２５０型（東芝）とすることが 可能であり、入力信号の電圧が例えば本出願においては約１５Ｖの高電圧に変換 されるという機能を有する。 スイッチ１１３の入力は、一部が電流源１０１の一方の端子に接続され、また 一部が補償抵抗器１１４を介して比較器の入力抵抗器１０８に接続されている。 補償抵抗器１１４の機能は、トランスフォーマにおける有害なキャパシタンス を補償することにある。 スイッチ１１３の出力は、一部が電流発生器１０１の他方の端子に接続され、 また一部が信号トランスフォーマ１１２の出力端子に接続されている。 スイッチ１１２の入力端子はさらに、比較器１０９の入力抵抗１０５及び分散 インダクタンス１０２に電気的に接続されている。 こうして前記回路は、比較器１０９及びインダクタンス６２’及び１０２によ って実行される符号の検出の関数として電流をインダクタンス６２’に供給する 。 図示された回路は、インダクタンス６２’に負電圧（インバータの共振回路に おけるインダクタンス６２から誘導される）が通じるとインダクタンス６２’に 供給される電流がゼロまたはほぼゼロとなり、これによりエネルギーはインダク タンス６２’と６２の間で移動しないように配置されている。 インダクタンス６２’に正電圧（同じくインバータの共振回路におけるインダ クタンス６２から誘導される）が通じると、インダクタンス６２’には正の電流 パルスが供給され、従ってエネルギーはインダクタンス６２’から６２へと移動 される。この電流パルスは、インダクタンス６２’に再度負の電圧が出現すると 中断される。 従って、本発明に一致する適切な構造のパルス発生回路は、共振回路の振動に 依存して、エネルギー（誘導エネルギー）が主としてパルス発生回路から共振回 路へと移動する、即ちエネルギーは６２’から６２へと移動するという結果を有 することが分かるであろう。 従って実際には、パルスを発生させる低出力回路から共振回路の高出力回路に 十分な補償エネルギーを供給することが可能であろう。 この補償エネルギーはこうして非常に高い全体効率を達成するために移動され 、回路は過不足のないエネルギーを移動するように適切に配置されている。この ため、構成要素のストレス及び高い電力消費に繋がる回路構成要素の突然の起動 にもエネルギーは使用されない。 さらに実際には、小さな振動が非常に短時間、例えば１ミリ秒で安定した振動 状態にまで増大することができるため、共振回路の振動状態における突然の干渉 を用いることなく、図示された低出力回路によって振動を開始することが可能で ある。図４は、これについて示したものである。このように、周波数発生回路に 少量の不均衡な信号が供給されるだけで始点振動状態が開始され、電流発生器は 上述の通り、インダクタンス６２を通じる電圧が正であれば僅かではであるが十 分なエネルギーを電流発生器１０１からインダクタンス６２’を介して共振回路 に加えることから、この状態は各固有の振動が実行される度に徐々に上方向に励 起される。 また、パルス発生回路は共振回路から直流的に分離されていることにも注目し なければならない。 図４ａ及び４ｂは、本発明に一致する図３に示されたものに対応する共振コン バータの過渡現象を示している。 図４ｂは、共振回路のキャパシタ６４を通じた電圧を示している。 振動は、時間ｔ＝０の時点でパルス発生回路に導入される少量の不均衡によっ て励起され、続いてエネルギーがパルス発生回路からの振動へと徐々に供給され る。次いで、振動はＶｐｐ値１ｋｖへと徐々に接近していき、約１ミリ秒後には 既にこれが達成される。 低い方の電圧ピークは、徐々に０Ｖに接近する。低い方のピークが０Ｖに到達 すると、逆並列に結合されたダイオード８１’〜８６’は導電を開始し、次いで 平衡状態が想定される。平衡状態では、共振回路における共振振動は、やはりパ ルス発生回路からの最小エネルギーの供給によって維持される。 図４ａはスイッチを通る対応する電流経路を示しており、これは、約０．６ミ リ秒から１．０ミリ秒の間に０Ａから約１３〜１５Ａにまで徐々に増大している 。 スイッチの制御は適切なアルゴリズムに従って実行され、共振キャパシタ６４ を通る電圧がゼロであることが検出された場合には、こうしたスイッチが起動さ れても電圧ジャンプが発生しないことが保証されている。 本発明は、説明された実施例に限定されるものではなく、本発明は既存の構造 または機能への組み込み、或いはこれらとの一体的な構築が可能であることは理 解されるであろう。こうした機能の一例として、例えば米国特許第４，８６４， ４８３号に記述されている能動または受動クランピングは本発明の範囲において 共振インバータ内で実施することができる。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Method and circuit for resonance inversion Field of technology The present invention Resonant inverter as defined in the introductory part of claim 1 , Also, in the resonance circuit of the resonance inverter as defined in the introductory part of claim 6, The method of maintaining vibrations in vibration. U.S. Pat.No. 5, 111, No. 374, Open short-circuit type resonant inverter Is shown. The resonant inverter described in this patent specification has an associated resonant circuit. A power or DC bus having a path, This then Each is anti-parallel Power to an attached switch circuit consisting of multiple power switches with integrated diodes Do Or it is transmitted. However, The above circuit is Complicated maintenance of resonance oscillation in the resonance part of the circuit It has the disadvantage of being inconvenient. Thus, this resonance vibration Resonant capacity Initialized by a short circuit in the Will be maintained. First, Strain to power switch Hangs. This is especially evident when the vibration is initialized, Other conditions are the same If so, it affects the life of the inverter. Second, Related to maximum achievable voltage Thus, the scope of application is limited. Third, The short-circuit method used is In a resonant circuit Requires comprehensive current control of the oscillating state. A given limit criterion, such as 0V through a switch, is achieved in the relevant whole oscillation process Is not assumed to be In this connection, The resonance inverter Another problem arises in determining when to open and close the switch. Therefore, Switch system It is extremely difficult to synchronize the control with the vibration of the resonant circuit, troublesome. Summary of the Invention As described in claim 1, Resonant inverter, At least in the resonant circuit At least one control inductor inductively coupled to one inductance If an additional pulse generation circuit with Energy is pulsed Guaranteed to be supplied from the raw circuit to the resonant circuit via inductive coupling It is. As a result, The resonance circuit is Whether the onset of oscillation in the resonant circuit is desired, Some Or whether it is easily maintained, Very specific to the desired oscillation process And can be controlled. The present invention This allows the resonance circuit to be easily controlled, This , Component stress, Eliminates frequent power outages and subsequent circuit restarts You. further, Because there is no sudden voltage jump due to short circuit, etc. Desirable Transients are damped in an optimal way, Or it can be completely avoided It must be noted that Also, Vibrations in the resonant circuit can be made in a so-called self-adjusting manner Because The control circuit for controlling the vibration state of the resonance circuit can be greatly simplified. It must be noted that it is capable. Therefore, According to the present invention, Vibration is below 0V in the lower vibration state Not Avoid situations where vibration in the resonant circuit stops completely Is possible. further, Very simple control of a resonant circuit is very predictable and uniform Provides reproducible output, Therefore, the control algorithm for the switch circuit is simplified. It should be noted that it is possible to One of the reasons is Resonance circuit The output zero crossing provides a very simple basis for detection and control. You. further, The present invention Electricity from the resonance circuit itself in the inverter of the control circuit Enables insulation. When the pulse generation circuit is inductively coupled to the resonance circuit, further, Pulse generation The resonance circuit is made dependent on the sign of the voltage of the inductance in the oscillation circuit. It is ensured that the physical characteristics of the path can control the generation of the pulse. Therefore, according to the present invention, Switch in switch circuit has minimal vibration loss It is possible to apply the resonance circuit optimally, Minimum dv of each switch / Dt can be optimally executed at 0 V as well as / dt can be obtained. In order to Very high efficiencies can be achieved. Therefore, the present invention By inductively supplying energy to the resonance circuit, resonance Enables compensation for ohmic losses in roads. According to the present invention, Performing a “soft” start of the resonant oscillation of the circuit is also Is possible, Unwanted transients or overshoes after a reasonable amount of time Desired resonance vibration is achieved without And also with minimal energy supply Vibration can be maintained. further, In principle, Note that resonant inverters can be arranged bidirectionally Must. Power electronic components For example, Bipolar transistors, GTO, IGTB also Can be formed by something similar to these. As described in claim 2, Less power electronic components for resonant inverter If both are coupled anti-parallel to one diode, Antiparallel coupled Because the diodes provide bidirectional characteristics to the system, Particularly effective of the present invention Embodiments are achieved. As described in claim 3, The circuit includes at least one power electronic component Additionally equipped with a switch circuit having The switch circuit is a resonant inverter A resonant circuit is electrically connected to the circuit and the resonant circuit is connected to at least two circuits; Said If the oscillation circuit also comprises at least one DC collecting capacitance, The two AC networks or generators are connected in a manner known per se to a DC collecting capacity. AC-DC-AC converter which can be connected bi-directionally via a switch Is done. Therefore, According to the present invention, No transients between the two AC networks, Some Can achieve dynamic coupling with almost no transients. If a bi-directional connection between each AC side is desired, Individual in switch circuit It should be understood that the switches of the present must be bidirectional. As described in claim 4, The frequency generation circuit has control inductance and And / or detecting the sign of any voltage of at least one inductance of the resonant circuit. Have the means to get out, The frequency generation circuit has at least one control input. Generate a current pulse in the conductance, One or more control inductors If the current and voltage in the sense are completely or partially in phase, Resonance times The inherent vibration characteristics of the road and especially the actual vibration state of the resonant circuit Transients via inductive coupling between the To determine Start the oscillation in the resonant circuit in a simple way, Control and Maintain It is possible to So the energy is During at least part of the vibration period, Pulse generation circuit Is transferred to the resonant circuit. The pulse generating circuit determines the current depending on the voltage phase through one of the above mentioned inductances If you want Coupled double filter between the pulse generation circuit and the resonance circuit The result is that forward and feedback are obtained. Further according to the invention, To detect the sign of the voltage on the control inductance Construction of the means This is achieved by a single comparator connected to the control inductance winding. Can be easily manufactured, It's very easy to keep in mind No. further, When the present embodiment is constructed by being exclusively electrically insulated from the resonance circuit, Is It can be manufactured at low power only loaded by low voltage Because It is important to note that this embodiment is extremely simple and sophisticated. No. In any circuit, Consistent with the present invention, Same as control inductance at positive voltage Phase current is supplied, If the voltage through the control inductance is negative, Not This gives the total energy from the control inductance to the resonance inductance Preferably, the movement is actually performed. As described in claim 5, The voltage on the output of the resonant circuit is zero or nearly The resonant inverter has means for detecting zero, The means Is electrically connected to the control circuit, The detection means detects that the voltage is zero or almost zero. Upon detection, the control circuit generates an on / off control signal to the switch circuit. If only adapted, The control of the switch circuit is easily controlled by the vibration of the resonance circuit. Because they can be synchronized, An advantageous embodiment of the present invention is achieved. Again, in this case, Vibration state in a resonant circuit is very predictable and uniform And A simple zero crossing on the output of the resonant circuit is sufficient Often become The control circuit can then open and close individual switches Because Detection and control circuits can be constructed in a very simple way You have to pay attention to the point. The control circuit is Not necessarily emitted whenever a zero voltage is detected on the output of the resonant circuit It will be appreciated that there is no need to do this. According to the present invention, Induction between control inductance and resonance inductance It is possible to detect the zero crossing via a statistical connection, this is, Resonant circuit height The zero crossing in the voltage section indicates that the current sensing on the control inductance and the resonance circuit It is inherently unique in that it can be deduced from knowledge. This allows The whole system is further simplified, Inductive coupling between the resonant circuit and the frequency generation circuit It is possible to supply all detection circuits on the primary side or more specifically on the low voltage side Because A more robust and cheaper inverter design is possible. As described in claim 6, Energy is at least one of the resonance circuits When moved to the resonant circuit through inductive coupling with the inductance, resonance Effective control and maintenance of resonant oscillations in the circuit is achieved. As described in claim 7, The energy transferred to the inductance of the resonant circuit If the energy substantially corresponds to the resistance loss of the resonant circuit, The present invention resonance To provide the specific amount of energy actually required to maintain vibration in the circuit. And from A particularly advantageous embodiment of the invention is achieved. actually, For many connections, Energy greater than the energy corresponding to the ohmic loss It is necessary to supply energy, Or it is effective. Drawing Less than, The present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 3 is an illustrative sketch of a DC-AC resonant inverter consistent with the present invention. . FIG. Further implementation of the invention in the form of an AC-DC-AC resonant inverter The form is shown. FIG. Fig. 3 shows a more detailed configuration of a DC-AC resonance converter according to the present invention. You. FIG. FIG. 3 shows a transient of a resonant converter corresponding to the resonant converter shown in FIG. Indicates a phenomenon. Example FIG. Figure 3 shows an illustrative sketch of an embodiment consistent with the present invention. The embodiment shown in FIG. A DC-AC resonant inverter having a three-phase output. You. This resonant inverter is formed by a DC voltage source 10, DC voltage source 1 One terminal of 0 is connected to ground 11, The other terminal is Connected to the input of the resonant circuit formed by Inductance 12 is connected to resistor 13 Connected in series, The resistor 13 is connected to the ground 11 via the resonance capacitor 14. Have been. in this way, The resonant circuit in the illustrated inverter has an inductance 12 Formed by the capacitor 14 connected thereto, Resistor 13 is placed in the circuit Decay. The gate A of the resonance circuit is Six 1GBTs 21-26 and attached anti-parallel Connected to a switch circuit composed of the diodes 21 'to 26'. This connection In the continuation, Many other types of power switches are available, Illustrated The circuit that Any desired number of phases can be configured in a well-known manner. It must be pointed out that this is possible. All IGBTs 21 to 26 of the switch circuit are connected to a control circuit (not shown). Connected The control circuit is Individual IGBTs according to a given control algorithm Open and close. However, Opening and closing of the switches 21 to 26 of the switch circuit Power loss and Runs when these are not energized to avoid component stress It will be appreciated that it is desirable to do so. The resonant inverter shown is: Three additional outputs 16, 17 and 18 Have These can be connected externally if desired. The inductance 12 is finally Powered by pulse generator 15 It is inductively connected to the pulse generation circuit via the inductance 12 '. The example shown is For example, a control device for generating a control pulse for an induction motor. It is possible to Thus, the circuit A voltage source 10 provides a given DC voltage, This DC voltage is Through a resonance circuit consisting of an inductance 12, a resistor 13, and a capacitance 14. hand, Frequency corresponding to the resonance frequency of the oscillation circuit and offset corresponding to the DC voltage Has the function of being converted into an AC voltage having Next, the switch circuit Depending on the control circuit (not shown) Above gate A Output the AC voltage of 16, Break into three-phase pulsating voltages on 17 and 18. As mentioned above, The switches 21 to 26 of the switch circuit are Preferably, these It opens and closes when pressure is not passed, This results in power loss and component stress. To prevent accidents. AC oscillation on gate A is very well defined according to the invention And The number of switching is therefore optimally determined in a simple way without complicated and expensive measuring circuits Because it is possible, It should be pointed out that this control is particularly simple according to the invention. And According to the present invention, Theoretically, the AC voltage depends on the natural frequency of the resonant circuit. Because the voltage of 0 V can be supplied for a limited time that is determined, Switch Switching can be performed without loss in the switches 21-26. Also, According to the present invention, Generally, a DC separation is provided between the pulse generation circuit and the resonance circuit. Can be obtained, This generally leads to component selection, Component Torres, Significant effects on component life and dimensioning have been found to be achieved. Can be FIG. 5 shows a further embodiment consistent with the present invention. The embodiment shown is: Three-phase AC-three-phase AC converter, Or more specifically Is a parallel resonant DC link converter. The inverter according to the present invention comprises: Three stages 100, Including 200 and 300 In. The first stage 100 of this inverter comprises a commutation switch set 44, 44 '; 45, 45 '; 46, 46 '. They are, For example, attached Formed by bipolar transistors having diodes coupled in anti-parallel It is possible. They are, Connection part 47, 48, 49 and inductance 47 ', 48 ', 49 'to the AC network. The second stage 200 of the inverter has a resonant circuit having a resonant capacitance 34. Road, The resonance capacitance 34 is Resonance inductance 32 and intermediate turn Coupled in parallel with the series coupling with the path capacitance 30. Therefore, This Are coupled in parallel with the first stage 100 of the inverter. The resonance capacitance 34 and the resonance inductance 32 are Resonant circuit in well-known manner Resonance frequency of That is, the DC voltage applied from the stage 1 is converted by the resonance circuit. Frequency after being performed. The intermediate circuit capacitance 30 is When the diode conducts, the first and second With the anti-parallel coupled diodes in the third stage 100 and 300 From accepting the charge from the iodo, As the DC element of the second stage 200 Act. The third stage 300 of the inverter includes the switch set 41, 41 '; 42, 4 2 '; 43, 43 '. They are, For example, in the attached antiparallel Formable by a bipolar transistor having a coupled diode is there. They are, For example, inductance 36 ', 37 ', 38 'and connecting portion 36 , 37, It is connected to a three-phase motor via. When a current flows from the second stage 200 to the third stage 300 Is The second stage capacitance 30 includes a connection 36, Charge on 37 and 38 Supply, This is modulated by a third stage switch. in this case, As mentioned above, The capacitance 30 includes Connection part 47, By 48 and 49, Inductance 47 ', 48 'and 49', And anti-parallel coupled diodes , And the switch 44, 44 ', 45, 45 ', Normal form via 46 and 46 ' Current is supplied like the active rectifier circuit of FIG. When a current flows from the second stage 200 to the first stage 100, Is The capacitance 30 of the second stage is Connection part 47, 48 and 49 Supply the load. in this case, The capacitance 30 is Connection part 36, At 37 and 38 Therefore, Inductance 36 ', 37 'and 38' (these are, for example, three-phase inductors). Can be a motor of the motor) And a diode coupled in anti-parallel, common Switch 41, 41 ', 42, 42 ', 43 and 43 'through the normal The current is supplied like an inverter circuit. The above current path in the switch is For switches embedded in switch circuits Thus, it will be appreciated that it is actively controlled in a known manner. Therefore, From the above description, The illustrated parallel resonant link is bidirectional I understand. Resonant inductance 32 is inductively coupled to inductance 32 ', Indah The conductance 32 'forms a closed resonance control circuit 200' with the current source 31. . Therefore, The actual resonance circuit or the second stage 200 is provided from the resonance control circuit 200 '. It will be appreciated that they are galvanically separated. The current source 31 The second stage Inductive switching from low voltage circuits to circuits with relatively high voltage and current Initiate resonance oscillations through energy transfer, Control and To be able to maintain Simple It can be built by law. Therefore, The resonance vibration of the resonance circuit in the second stage 200 is Intermediate circuit cap Supplied by the pacitance 30; The AC oscillation of the resonance circuit is initialized, Maintained You. FIG. FIG. 3 shows a more detailed structure of a DC-AC resonant converter according to the present invention; I have. The basic form of the DC-AC converter is as shown in FIG. This resonant inverter is formed by a DC voltage source 60, DC voltage source 6 0 is connected to ground 61, The other terminal is Connected to the input of the resonant circuit formed by Inductance 62 is the resonance capacity The resistor 64 is connected in series to a resistor 64 connected to the earth 61 via a resistor 64. The inductance 62 has a value of, for example, 150 μH, The capacitance 64 has the value 1 00nF. in this way, The resonant circuit in the illustrated inverter has an inductance 62 Formed by a capacitor 64 connected thereto; The resistor 63 is used for the oscillation circuit. The resistance loss. The gate A of the resonance circuit further includes Six IGBTs 81-86 and the attached anti-parallel It is connected to a switch circuit consisting of coupled diodes 81'-86 '. In this connection, Many other types of power switches are available, Figure The circuit shown can also be manufactured in a known manner with any desired number of phases. It must be pointed out that this is possible. The IGBTs 81 to 86 of the switch circuits are all connected to a control circuit (not shown). Has been continued, The control circuit is Individual IGBTs according to a given control algorithm Open and close. However, The switches 81 to 86 of the switch circuit Voltage is passed through these Will be opened and closed if not This prevents power loss and component stress. It will be appreciated that stopping is desirable. The illustrated resonant circuit further comprises Three connected to a three-phase inductance motor Output 66, 67 and 68. The inductance 62 eventually becomes Powered by the pulse generator 101 Is inductively connected to a pulse generating circuit via an inductance 62 '. The example shown is For example, a control device for generating a control pulse for an induction motor may be used. It is possible to The pulse generation circuit that supplies the inductance 62 'is configured as follows. Inductance 6 for supplying induced energy to inductance 62 of the resonance circuit 2 ' Inductor representing the distributed inductance in the mutual coupling between 62 and 62 ' Is connected in series to the conductance 102. Furthermore, the terminals of the inductances 102 and 62 ' Input for each comparator 109 It is connected to resistors 105 and 108. The comparator inputs are A capacitor 103 and a resistor 104, And capacitors It is grounded via 106 and a resistor 107. Comparator 109 can be of type LM311; Capacitor 103 and 106 can assume a value of 1 nF; Resistors 104 and 107 have value 1k Ω can be assumed, Also, the input resistor 105, 108 has a value of 50 kΩ It is possible to make assumptions. The output of the comparator is Assuming a value of 0 V or 5 V depending on the sign of the input voltage Is possible. Thus, a value of 5V is a positive voltage between the inductances 102 and 62 '. Is assumed The value 0V is assumed at a negative voltage between the same inductances. The output of the comparator 109 is Subsequently, it is supplied to the NAND gate 110, NAND game The output of port 110 is Additional NAND gate 111, And digital signal transformer Electrically connected to the control input 112 'of the switch 112 via the former 121 ing. The output from the additional NAND gate 111 is Digital signal transformer 1 20 to the control input 113 'of the additional switch 113 You. The NAND circuit is For example, Texas 74 132 type can be used. The digital signal transformer may be, for example, TLP250 type (Toshiba) Is possible, The voltage of the input signal is converted to a high voltage of about 15 V in the present application. It has the function of being done. The input of the switch 113 is A part is connected to one terminal of the current source 101, Also One part is connected to the input resistor 108 of the comparator via the compensation resistor 114. The function of the compensation resistor 114 is Harmful capacitance in transformers Is to compensate. The output of switch 113 is A part is connected to the other terminal of the current generator 101, A part is connected to the output terminal of the signal transformer 112. The input terminal of the switch 112 Input resistance 105 of comparator 109 and dispersion It is electrically connected to the inductance 102. Thus, the circuit The comparator 109 and the inductances 62 'and 102 Current to the inductance 62 'as a function of the sign detection performed by . The circuit shown is A negative voltage is applied to the inductance 62 '(in the resonance circuit of the inverter). (Inducted from the inductance 62 in the figure) leads to the inductance 62 ' The supplied current is zero or almost zero, As a result, energy is inducible It is arranged so as not to move between the distances 62 'and 62. A positive voltage is applied to the inductance 62 '(also the inductance in the resonance circuit of the inverter). Conductance 62) leads to The inductance 62 'has a positive current Pulse is supplied, So energy moves from inductance 62 'to 62 Is done. This current pulse When a negative voltage appears again in the inductance 62 ', Interrupted. Therefore, A pulse generating circuit having a suitable structure according to the present invention includes: For vibration of resonance circuit Depending on Energy (induction energy) is mainly from the pulse generation circuit to resonance Moving to the street, That is, the energy moves from 62 'to 62. You will see that So in practice, From low-power circuits that generate pulses to high-power circuits in resonant circuits It would be possible to supply sufficient compensation energy. This compensation energy is thus transferred to achieve a very high overall efficiency , The circuits are properly arranged to transfer no more than just enough energy. this For, Sudden activation of circuit components leading to component stress and high power consumption No energy is used. More actually, Small vibrations for a very short time, For example, stable vibration in 1 millisecond Because it can increase to the state Sudden interference in the vibrational state of a resonant circuit Without using Vibration can be initiated by the low power circuit shown is there. FIG. This is shown. in this way, For frequency generation circuit Only a small amount of imbalanced signal is supplied to initiate the starting point vibration condition, The current generator is As mentioned above, If the voltage through the inductance 62 is positive, it is slight but sufficient. A sufficient energy from the current generator 101 via the inductance 62 ' From adding This state is gradually raised upwards as each unique vibration is executed. Is awakened. Also, Also note that the pulse generation circuit is DC separated from the resonance circuit. There must be. 4a and 4b A resonance capacitor corresponding to that shown in FIG. It shows the transient phenomenon of the barta. FIG. The voltage across the capacitor 64 of the resonance circuit is shown. The vibration is Due to the small imbalance introduced into the pulse generation circuit at time t = 0, Excited Subsequently, energy is gradually supplied to the vibration from the pulse generation circuit. You. Then The vibration gradually approaches Vpp value 1kv, After about a millisecond This is already achieved. The lower voltage peak is It gradually approaches 0V. Lower peak reaches 0V Then The diodes 81'-86 'coupled in antiparallel start conducting, Then An equilibrium state is assumed. At equilibrium, The resonance oscillation in the resonance circuit is After all It is maintained by the supply of minimum energy from the loose generation circuit. FIG. 4a shows the corresponding current path through the switch, this is, About 0. 6 mi From reseconds 1. Gradually increases from 0A to about 13-15A in 0ms . The control of the switch is performed according to an appropriate algorithm, These switches are actuated if the voltage through the switch is detected to be zero. It is guaranteed that no voltage jump will occur. The present invention is not limited to the described embodiments, but the invention Or it can be integrated into a function or integrated with them. Will be understood. As an example of such a function, for example, US Pat. Active or passive clamping described in US Pat. No. 483 is within the scope of the present invention. It can be implemented in a resonant inverter.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ， ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，Ｌ Ｓ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ， ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，Ｅ Ｅ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，Ｍ Ｄ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ， ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，Ｕ Ｚ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (81) Designated country EP (AT, BE, CH, CY, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, I T, LU, MC, NL, PT, SE), OA (BF, BJ , CF, CG, CI, CM, GA, GN, ML, MR, NE, SN, TD, TG), AP (GH, GM, KE, L S, MW, SD, SZ, UG, ZW), EA (AM, AZ , BY, KG, KZ, MD, RU, TJ, TM), AL , AM, AT, AU, AZ, BA, BB, BG, BR, BY, CA, CH, CN, CU, CZ, DE, DK, E E, ES, FI, GB, GE, GH, GM, GW, HU , ID, IL, IS, JP, KE, KG, KP, KR, KZ, LC, LK, LR, LS, LT, LU, LV, M D, MG, MK, MN, MW, MX, NO, NZ, PL , PT, RO, RU, SD, SE, SG, SI, SK, SL, TJ, TM, TR, TT, UA, UG, US, U Z, VN, YU, ZW
Claims (1)
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DK58397 | 1997-05-21 | ||
| DK0583/97 | 1997-05-21 | ||
| PCT/DK1998/000200 WO1998053550A1 (en) | 1997-05-21 | 1998-05-19 | A method and a circuit for resonance inversion |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001526019A true JP2001526019A (en) | 2001-12-11 |
| JP3974663B2 JP3974663B2 (en) | 2007-09-12 |
Family
ID=8095210
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54982298A Expired - Fee Related JP3974663B2 (en) | 1997-05-21 | 1998-05-19 | Method and circuit for resonance inversion |
Country Status (14)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6236576B1 (en) |
| EP (1) | EP1012957B1 (en) |
| JP (1) | JP3974663B2 (en) |
| CN (1) | CN1120565C (en) |
| AT (1) | ATE422724T1 (en) |
| AU (1) | AU7424998A (en) |
| CA (1) | CA2290807C (en) |
| DE (1) | DE69840545D1 (en) |
| DK (1) | DK1012957T3 (en) |
| EA (1) | EA001842B1 (en) |
| ES (1) | ES2322407T3 (en) |
| HK (1) | HK1025847A1 (en) |
| NO (1) | NO318837B1 (en) |
| WO (1) | WO1998053550A1 (en) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DK174165B1 (en) * | 2000-10-13 | 2002-08-05 | American Power Conversion Denm | resonance |
| US7327168B2 (en) | 2002-11-20 | 2008-02-05 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor device and driving method thereof |
| JP4344698B2 (en) | 2002-12-25 | 2009-10-14 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | DIGITAL CIRCUIT HAVING CORRECTION CIRCUIT AND ELECTRONIC DEVICE HAVING THE SAME |
| CN101523710B (en) * | 2006-06-06 | 2014-03-05 | 威廉·亚历山大 | Universal power converter |
| US8514601B2 (en) | 2009-08-17 | 2013-08-20 | Ideal Power Converters, Inc. | Power conversion with added pseudo-phase |
| US7881079B2 (en) * | 2008-03-24 | 2011-02-01 | American Power Conversion Corporation | UPS frequency converter and line conditioner |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5513237B2 (en) * | 1973-12-07 | 1980-04-07 | ||
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| US5559685A (en) | 1994-10-12 | 1996-09-24 | Electronic Power Conditioning, Inc. | Voltage clamped parallel resonant converter with controllable duty cycle |
-
1998
- 1998-05-19 JP JP54982298A patent/JP3974663B2/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-05-19 CN CN98805273A patent/CN1120565C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-05-19 EP EP98921366A patent/EP1012957B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-19 AU AU74249/98A patent/AU7424998A/en not_active Abandoned
- 1998-05-19 CA CA002290807A patent/CA2290807C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-05-19 DE DE69840545T patent/DE69840545D1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-19 EA EA199901052A patent/EA001842B1/en not_active IP Right Cessation
- 1998-05-19 DK DK98921366T patent/DK1012957T3/en active
- 1998-05-19 ES ES98921366T patent/ES2322407T3/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-19 US US09/424,047 patent/US6236576B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-19 WO PCT/DK1998/000200 patent/WO1998053550A1/en active Application Filing
- 1998-05-19 AT AT98921366T patent/ATE422724T1/en not_active IP Right Cessation
-
1999
- 1999-11-19 NO NO19995688A patent/NO318837B1/en not_active IP Right Cessation
-
2000
- 2000-07-04 HK HK00104038.6A patent/HK1025847A1/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU7424998A (en) | 1998-12-11 |
| DE69840545D1 (en) | 2009-03-26 |
| EA199901052A1 (en) | 2000-06-26 |
| US6236576B1 (en) | 2001-05-22 |
| EP1012957B1 (en) | 2009-02-11 |
| CA2290807C (en) | 2004-08-10 |
| HK1025847A1 (en) | 2000-11-24 |
| NO995688L (en) | 2000-01-21 |
| EA001842B1 (en) | 2001-08-27 |
| JP3974663B2 (en) | 2007-09-12 |
| EP1012957A1 (en) | 2000-06-28 |
| ES2322407T3 (en) | 2009-06-19 |
| DK1012957T3 (en) | 2009-03-30 |
| WO1998053550A1 (en) | 1998-11-26 |
| CN1120565C (en) | 2003-09-03 |
| CN1257617A (en) | 2000-06-21 |
| NO318837B1 (en) | 2005-05-09 |
| ATE422724T1 (en) | 2009-02-15 |
| NO995688D0 (en) | 1999-11-19 |
| CA2290807A1 (en) | 1998-11-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050318 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061205 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070302 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070417 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070420 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070612 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070615 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100622 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100622 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110622 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120622 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130622 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
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