JP2001506447A

JP2001506447A - Error correction decoder for vocoding system

Info

Publication number: JP2001506447A
Application number: JP52779798A
Authority: JP
Inventors: クハイララ，アリ，エス．; トイ，レイモンド，エル．; チェンナケシュ，サンディープ
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-12-18
Filing date: 1997-12-15
Publication date: 2001-05-15
Also published as: ID22139A; WO1998027659A1; US5968199A; EP1237284A1; CN1247648A; AU731218B2; AU5597498A; CN1100392C; EP0947052B1; HK1026529A1; BR9713761A; CA2275488A1; DE69720260D1; EE9900253A; EP0947052A1; KR20000069575A

Abstract

(57)【要約】誤り制御復号器は復号化すべき受信ベクトルを受信する。次にこの復号器は、誤り推定値として選択コードワードと受信ベクトルとの間のユークリッド距離を計算する。出力誤り推定値は復号器によって処理される特定の符号に従って正しくスケーリングされ、量子化される。短縮ゴレイ符号の復号化に関連して使用するために、効率的なコンウェイ−スローンアルゴリズムが拡張される。各短縮符号に対してユニークな変形生成マトリックスを作成するように、ゴレイ符号に対する生成マトリックスに対して変形を行う。次に、コンウェイ−スローンアルゴリズム内でこの変形生成マトリックスを使用し、対応する情報ビットに変換するための最良のコードワードを識別し、出力する。改善されたマルチバンド励振ボコーディングシステムのためのものである。 (57) [Summary] An error control decoder receives a reception vector to be decoded. The decoder then calculates the Euclidean distance between the selected codeword and the received vector as an error estimate. The output error estimate is correctly scaled and quantized according to the particular code processed by the decoder. An efficient Conway-Sloan algorithm is extended for use in connection with the decoding of shortened Golay codes. The transformation is performed on the generation matrix for the Golay code so as to create a unique transformation generation matrix for each shortened code. The deformation generator matrix is then used within the Conway-Sloan algorithm to identify and output the best codeword to convert to the corresponding information bits. For an improved multi-band excitation vocoding system.

Description

【発明の詳細な説明】ボコーディングシステムのための誤り訂正復号器発明の背景発明の技術分野本発明はボコーディングシステムに関し、詳細には、改良されたマルチバンド励振（ＩＭＢＥ）ボコーディングシステムにおいて復号化方法および誤り推定方法を高性能で実現することに関する。関連技術の説明ＩＭＢＥボコーディングシステム次の参考文献を参照することによって、ＩＭＢＥボコーディングシステムだけでなく他の音声通信システムに関する情報を更に得ることができる。「音声処理のために位相合成するための方法および装置」を発明の名称とする米国特許第5,081,681号。「音声量子化および誤り訂正方法」を発明の名称とする米国特許第5,226,084 号。「音声送信のための方法」を発明の名称とする米国特許第5,247,579号。「音声送信のための方法」を発明の名称とする米国特許第5,491,772号。これら参考文献の開示内容を本明細書で参考資料として引用する。次に図１を参照すると、ここには改良されたマルチバンド励振（ＩＭＢＥ）ボコーディングシステムのための送信機側１０のブロック図が示されている。符号化すべき（Ｌ個の高調波を有する）音声の各２０ｍｓのセグメントに対し、量子化器１２は複数の量子化値ｂ₀〜_L+2を発生する。量子化値ｂ₀は音声セグメントのピッチを含む。量子化値ｂ₁は音声セグメントの有声／無声ビットベクトルを含み、量子化値ｂ₂は音声セグメントの利得を含む。最後に、量子化値ｂ₃〜ｂ_L+ ₂ は音声セグメントのＬ個の高調波の残りのスペクトル振幅を含む。送信機側１０のビットベクトル優先順位決定ユニット１４は複数の量子化値b₀ 〜ｂ_L+2を受け、これら値をｐ個の優先順位の決定されたビットベクトルｕ₀〜ｕ_pの一組となるようにこれら値を並べ直す。このような優先順位の決定は、ビットの重要度に従って行われる。これに関連し、重要なビットとは、このビットが正しく受信されなかった場合、再構成された音声で大きな歪みを生じさせるようなビットである。従って、音声の各２０ｍｓのセグメントはビットベクトル優先順位決定ユニットによりビットベクトルｕ₀〜ｕ_pを含むｎ個の優先順位の決定されたビットに圧縮される。送信機側１０はビットベクトルｕ₀〜ｕ_pを符号化されたベクトルｖ₀〜ｖ_pへ変換するための異なる能力の誤り制御符号を実現する複数の順方向誤り訂正(FＥＣ）符号化器１６を更に含む。符号化されたベクトルｖ₀〜ｖ_pを出力するのに、ビットベクトルｕ₀〜ｕ_pを含むｎ’の優先順位の決定された音声ビットに対し、ＦＥＣ符号化器１６によって更なるｍ’個のパリティおよび／または誤り訂正ビットが追加される。ビットベクトルｕ₀〜ｕ_pにおける音声ビットの重要度が低下するにつれ、それに対応し、ＦＥＣ符号化器１６により符号化されたベクトルｖ₀ 〜ｖ_p _で得られる誤り制御能力も低下する。従来の６.４ｋｂｐsのＩＭＢＥ音声コーダ、例えばインマルサット−Ｍの衛星通信システム用の標準化された音声コーダでは、ｎ’＝８３、ｍ’＝４５およびｐ＝７となっている。ビットベクトルｕ₀およびｕ₁は第１ＦＥＣ符号化器１６（１）および第２ＦＥＣ符号化器１６（２）によってそれぞれ符号化され、各各の符号化器はそれぞれ符号化されたベクトルｖ₀およびｖ₁を発生するように、（２４、１２）の拡張ゴレイ（Ｇｏｌａｙ）符号を使用する。ビットベクトルｕ₂〜ｕ₆はそれぞれ第３ＦＥＣ符号化器１６（３）〜第７ＦＥＣ符号化器１６（７）によって符号化され、各符号化器は符号化されたベクトルｖ₂およびｖ₆を発生するように（１５、１１）のハミング符号を使用する。残りのビットベクトルｕ₇ は符号化されず、よって符号化されたベクトルｖ₇として送られる。エリクソン社のＤＬＭＲ通信システム（特に図１に示されているシステムを参照）で使用されるように提案されている７.１kｂｐｓのＩＭＢＥ音声コーダでは、２つの作動モードが提案されている。第１モードではｎ’＝８８、ｍ’＝５４およびｐ＝６である。ビットベクトルｕ₀は符号化されたベクトルｖ₀を発生するように（１９、７）の短縮ゴレイ符号を使用する第１ＦＥＣ符号化器１６（１）によって符号化される。ビットベクトルｕ₁は符号化されたベクトルｖ₁ を発生するように（２４、１２）の拡張ゴレイ符号を使用する第２ＦＥＣ符号化器１６（２）によって符号化される。ビットベクトルｕ₂およびｕ₃は符号化されたベクトルｖ₂およびｖ₃を発生するように各々（２３、１２）のゴレイ符号を使用する第３ＦＥＣ符号化器１６（３）および第４ＦＥＣ符号化器１６（４）によって符号化される。最後に、ビットベクトルｕ₄およびｕ₅は符号化されたベクトルｖ₄およびｖ₅を発生するように各々（１５、１１）のハミング符号を使用する第５ＦＥＣ符号化器１６（５）および第６ＦＥＣ符号化器１６（６）によって符号化される。残りのビットベクトルｕ₆は符号化されず、よって符号化されたベクトルｖ₆として送られる。第２モードではｎ’＝７４、ｍ’＝６８およびｐ＝６である。ビットベクトルｕ₀は符号化されたベクトルｖ₀を発生するように（１９、７）の短縮ゴレイ符号を使用する第１ＦＥＣ符号化器１６（１）によって符号化される。ビットベクトルｕ₁は符号化されたベクトルｖ₁を発生するように（１８、６）の短縮ゴレイ符号を使用する第２ＦＥＣ符号化器１６（２）によって符号化される。ビットベクトルｕ₂、ｕ₃およびｕ₄は符号化されたベクトルｖ₂、ｖ₃およびｖ₄を発生するように各々（１８、７）の短縮ゴレイ符号を使用する第３ＦＥＣ符号化器１６（３）、第４ＦＥＣ符号化器１６（４）および第５ＦＥＣ符号化器１６（５）によって符号化される。最後に、ビットベクトルｕ₅は符号化されたベクトルｖ₅を発生するように各々（２３、１２）のゴレイ符号を使用する第６ＦＥＣ符号化器１６（６）によって符号化される。残りのビットベクトルｕ₆は符号化されず、よって符号化されたベクトルｖ₆として送られる。ＩＭＢＥ音声コーダのいずれに対しても、送信機側１０で発生された符号化されたベクトルｖ₀〜ｖ_pはインターリーブユニット２０によってインターリーブされ、次に変調器２２によつて変調され、通信チャンネル２４を通して（ベクトルｃとして）送信される。かかる変調器２２の一例は、（直交振幅変調（ＱＡＭ）または位相シフトキーイング（ＰＳＫ）のような）Ｍ進法の信号配座を有する任意の公知の変調器である。インターリーブされ、変調された符号ベクトルｖ₀〜ｖ_pが送信される際に通過する通信チャンネル２４は、インターリーブされ、変調された符号ベクトルｚを発生する多数のランダムおよび／またはバーストエラーを発生させることがある。次に図２を参照する。ここには改良されたマルチバンド励振（ＩＭＢＥ）ボコーダシステムのための受信機側３０のブロック図が示されている。通信チャンネル２４を通して送信された通信ベクトルｚを復調し、ライン３４上に受信された符号ベクトルｚ₀〜ｚ_p内のビットの推定値を出力するための適当な復調器32が設けられている。この復調器３２は受信された符号ベクトルｚ₀〜ｚ_p内の各ビットに対する信頼値を含む、対応する信頼性ベクトルｒを更に出力する。この信頼値は特定の受信され、復調されたビットの推定値内に復調器３２によって表された秘密のレベルを示す。従って、ベクトルｒ内の信頼値が高くなればなるほど、受信された符号ベクトルｚ内の対応するビットが正しく推定される可能性が高くなることを示している。上記のように、ビット推定値および信頼値を発生する上記のような復調器については周知であるので、これ以上説明しない。次に、受信された符号ベクトルｚおよび対応する信頼性ベクトルｒは逆インターリーユニット３８により逆インターリーブされ、符号化されたベクトルｖ₀〜ｖ_pを発生する。受信機側３０は符号化されたベクトルｖ₀〜ｖ_pをビットベクトルｕ₀〜ｕ_pに変換するための複数の誤り制御復号器４０を含む。例えば６.４ｋｂｐｓのＩＭＢＥ音声符号化システムに対しては、ビットベクトルｕ₀〜ｕ₇を含む８３個の優先順位の決定された音声ビットを回復するよう、符号化されたベクトルｖ₀〜ｖ₇内の増加した４５個の誤り訂正ビットが除かれる。特に図２に示された７.１ｋｂｐｓＩＭＢＥ音声符号化システムの実現例を参照すると、第１モードでは、ビットベクトルｕ₀〜ｕ₆を含む８８個の優先順位の決定された音声ビットを回復するよう、符号化されたベクトルｖ₀〜ｖ₆内の増加した５４個のパリティビットが除かれる。他方、第２モードでは、ビットベクトルｕ₀〜ｕ₆を含む７４個の優先順位の決定された音声ビットを回復するよう、符号化されたベクトルｖ₀〜ｖ₆内の増加した６８個のパリティビットが除かれる。所定の符号によって訂正できるビット数ｔは固定されている。例えばハミング符号に対しては１つのビットしか訂正できない。他方、ゴレイ符号、拡張ゴレイ符号および短縮ゴレイ符号に対しては３つのビットを訂正できる。誤り制御復号器４０は復号化すべき復号化されたベクトルｖ₀〜ｖ_pのうちの適当なベクトルを受信するだけでなく、信頼性ベクトルｒからの対応するそれらのビット信頼値も受信する。当業者に知られている多数の復号化技術の任意のものを使用できる。例えば信頼性ベクトルｒを無視し、ハードによる判断復号化方法を使って受信されたベクトルｖを復号化してもよい。このような復号化技術は比較的複雑度の低い実現例であり、これとは別に信頼性ベクトルｒを使って受信されたベクトルｖのソフト判断タイプの復号化（おそらく誤りおよび消去部分の復号化を含む）を実施してもよい。このような復号化技術は複雑度が比較的中程度の実現例である。更に、信頼性ベクトルｒを使って受信されたベクトルｖの最尤復号化を実行してもよい。この復号化技術は複雑度が比較的高い実現方法である。更に、誤り制御復号器４０は（選択された出力ビットベクトルｕに対応する）最も近い候補ベクトルと受信されたベクトルｖとの間のハミング距離ｄ_Hをビットベクトルｕと共に出力するよう更に計算を行う。このハミング距離は候補ベクトルのビットと受信されたベクトルｖのビットが異なり、よってビットベクトルｕと共に出力するための誤り推定値を発生する場所の数を識別する値である。符号化されたベクトルｖ_pに対する誤り制御復号器が必要とされない実現例では、符号化されたベクトルｖ_pはビットベクトルｕ_pとして送られることが、この点で更に認識される。受信機側３０は更にビットベクトル再構成ユニット４４を含み、この再構成ユニット４４は決定されたハミング距離ｄ_Hによって与えられる対応する誤り推定情報と共に優先順位の決定されたビットベクトルｕ₀〜ｕ_pを受信し、音声の２０ｍｓのセグメントに関連する複数の量子化値ｂ₀〜ｂ_L+2を出力する。これらハミング距離ｄ_Hは優先順位の決定されたビットベクトルｕ₀〜ｕ_pの信頼性を識別するよう、誤り推定情報としてユニット４４によって処理される。ビットベクトルｕが信頼できるものと見なされる場合、これらビットベクトルは音声の対応する２０ｍｓセグメントに関連する量子化値ｂ₀〜ｂ_L+2を再構成するのに使用される。逆にビットベクトルｕが信頼できないものと見なされる場合、これらは廃棄され、音声の対応する２０ｍｓセグメントに関連する量子化値ｂ₀〜ｂ_L+2が補間法によって再構成され、発生された量子化値ｂ₀〜ｂ_L+2は逆量子化器４６により処理され、出力する音声を発生する。復号化動作における潜在的誤りを探すための手段として（選択された出力ビットベクトルｕに対応する）最も近い候補ベクトルと受信されたベクトルｖとの間のハミング距離ｄ_Hを使用することは好ましくない。その理由は、計算によって利用可能な重要情報が過度の量廃棄される傾向があるからである。また、計算は利用可能なチャンネルタップ推定情報も利用しない。よってユークリッド距離計算を好ましく実行する良好な誤り推定技術が求められている。コンウェイースローン復号化受信機側３０では実現例の複雑度の問題によりシステム１０の誤り制御復号器４０の各々はソフト判断復号器（および特に誤りおよび消去部分の復号器）を一般に含む。かかる復号器は送信されたコードワードを推定する際に（信頼性ベクトルｒからの）信頼値を利用する。フェージングがなく、ガウスノイズが存在する場合、最適なソフト判断復号器は最尤復号器である。このソフト判断復号器は一般に（フェージングの良好な推定値を利用できると仮定する）フェージングが存在する場合の最良の復号器でもある。しかしながら、図１に示されているような一般的ブロックコードに対しては、最尤復号化方法は実現が期待できないほど複雑となり得る。従って、復号化方法にはソフト判断復号化方法が好ましいが、あまり複雑でない最尤復号化方式が望まれている。先に述べたＩＭＢＥボコーディングシステムに対しては復号器１６は、あるケースでは（２４、１２）の拡張ゴレイ符号および（２３、１２）のゴレイ符号を使用し、（２４、１２）の拡張ゴレイ符号および（２３、１２）のゴレイ符号の特殊なケースに対しては、コンウェイおよびスローン氏（ＩＥＥＥトランザクション、情報理論、第３２巻、４１〜５０ページ、１９８６年を参照）によって極めて低い複雑度の最尤復号器が考案されている。処理上の複雑度があまり高くならない状態で性能が改善しているので、これらケースに対しコンウェイースローン復号器を使用することが望ましい。コンウェイースローンの復号化方法では、受信されたベクトルｖと、それに対応する信頼性ベクトルｒとを組み合わせ、変更された受信ベクトルｗを発生する。このベクトルｗのｉ番目の成分は次のように示される。ここで、Ｖ₁はｖのｉ番目の成分であり、ｒ₁はｒのｉ番目の成分である。次に、受信されたベクトルｒの代わりに変更された受信ベクトルｗについて最尤復号化を実行する。（ｎ、ｋ）の二進法リニア符号Λに対し（ｙ＝（ｙ１....ｙｎ）はΛにおけるコードワードを示すものとする。ここで、ｙ₁∈｛０，1)であり、１＝１、.... とする。よって示される最大の内積を有することと同じである。次に（ｎ、ｋ）の二進リニア符号Λに対する生成マトリックスＧを検討する。このマトリックスは次のように上部マトリックスＧ’と下部マトリックスＧ”を有するものとして扱うことが有効である。ここで、Ｇ’はｋ’個の行を有し、Ｇ”はｋ”個の行を有する。またΛ’はＧ ’によって生成されるコードワードｙ₁’の組（ここでｊ＝０、....、２^K'−１）を示すものとし、更にｙ₁”はＧ”によって発生されるコードワード（ｉ＝０、....２^K"−₁）を示すものとする。をΛにおけるΛ’の剰余類と称す。これら剰余類Λ₂’は素であるが、これらの和は符号Λに等しい。要素とを比較することと等価的である。ここで、ｙ^*のサーチを行い、ｙ_i”について外側ループを実行し、Λ’の要素に対して内側ループを実行する。（２４、１２）の拡張ゴレイ符号に対する生成マトリックスＧは次のように上部マトリックスＧ’として、下部マトリックスＧ”としてと便宜的に表示できる。上部マトリックスＧ’は極めて簡単な構造となっていることに気づくであろう。実際にΛ’は４回繰り返される偶数のパリティ符号であり、６つの４項組の和（ｉ〜ｖｉ）を形成することによって、Λ’に対するベクトルｗの最尤復号化を行う。負のα_N’の数が奇数であれば、最小の大きさを有するα_Nを探し、その符号を変える。次に、次のように見なす。次のように最尤コードワードを示す。内積はであり、サーチの内側ループと置換する。外側ループに関し、式（９）の和を生成するには、ｗの１２８個の変更したバージョンを計算する必要がある。下部マトリックスＧ”を検討すると、ｗ₁〜ｗ₆ の全ての可能な符号の組み合わせが生じることが判る。ｗ₁₂、ｗ₁₆、ｗ₂₀およびｗ₂₄が、符号を変えないことを除けば、残りの５つの４項組の各々に対しても同じことが言える。この場合、全ての符号の組み合わせの元で、α_I〜α_IVを予め計算することにより効率が得られ、次に６つの表（σ_I〜σ_IVと称す）にこれら結果を記憶することにより効率が得られる。外側ループの各ステップでは６つの表からの適当な項目を抽出する。外側ループの演算処理を更に改善するには３回の加算／減算の代わりに１回の減算を使用して、先の和から現在の和を見つけるようなグレー符号の順序で６つの表に対する項目を計算する。復号化アルゴリズムを実現するために、あるやり方で複数のｙ₁”のアイテムの順序を定め、次にｙ_i”ごとにそれらのグレー符号番号Ｙ_N ⁱで４項組をマッピングする。復号器のリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）内にグレー符号番号の表を記憶する。ｗを受信すると、６つの和の表σ_Nを予め計算する。（２４、１２）の拡張ゴレイ符号のこの例では、和のテーブルσ_Iおよびσ_IIの各々は１６個の項目を有し、他の和のテーブルσ_III〜σ_VIは８個の項目をそれぞれ有する。次に、次のようにこのプロセスのメインループを実行する。・ｐ’＝０、ｉ’＝０およびδ＝（δ₁、....δ_n）＝（０、....０）とする。・ｉ＝０〜１２７に対し、・α_I＝σ_I（Ｙ_I ⁱ），....，α_VI＝σ_vI（Ｙ_VI ⁱ）とし、・ｐ＝｜α_I｜＋....＋｜α_VI｜とする。・負のα_N’Ｓが奇数であれば、・最小の大きさα_Nの符号を変え、・ｐ＝ｐ−２ｍｉｎ_N｜α_N｜とし、・β_I＝ｓｉｇｎ（α_I），....，β_VI＝ｓｉｇｎ（α_VI）を計算する。・ｐ＞ｐ’であれば、ｐ’＝ｐ，ｉ’＝ｉ，とする。 δ’＝（β_Iβ_Iβ_Iβ_I，....β_VIβ_VIβ_VIβ_VI）・正反対形の最尤コードワードは次のとおりとなる。または二進法ではであり、対応する情報ビットはｕ^*と示される。要約すれば、ｙ^*は、変更され、受信されたコードワードｗの最尤推定値となる。これまで（２３、１２）のゴレイ符号を復号化するのに使用するのに、これまでの手法が拡張されていた。（２３、１２）のゴレイ符号に対する生成マトリックスＧ₁は式（７）および（８）に対し、それぞれ上部マトリックスＧ’および下部またはＧ”から第１コラムを除くことによって見つけられる。次に、（２４、１２）の拡張ゴレイ符号に対し使用される上記アルゴリズムを使って変更され、受信されたベクトルｗを復号化することもできる。これを行うには、受信されたベクトルｗにゼロを添付する。受信されたベクトルｗは公称的には正反対形であるので、ゼロの値は消去部分に等価的である。（２４、１２）の拡張ゴレイ符号または（２３、１２）ゴレイ符号のいずれかの復号時にコンウェイースローンアルゴリズムを使用すると、他の公知の技術（特に「ブルート力」サーチ方法を実施する技術）を使用するよりも顕著な改善が得られる。しかしながら、多くのＩＭＢＥ音声符号化システム（例えば７.１ｋｂｐｓＩＭＢＥ音声符号化システム）における受信機側３０は、多数の個々の誤り制御復号器４０を含み、これら復号器４０は（１９、７）のゴレイ符号、（１８、７）のゴレイ符号および（１８、６）のゴレイ符号のような種々の短縮ゴレイ符号を復号化しなければならない。現在ではこれら短縮ゴレイ符号のために必要な復号化演算を実行するのに（誤りおよび消去部分の復号器を含むアルゴリズムのような）コンウェイ−スローンアルゴリズムほど効率的ではない復号器アルゴリズムが使用されている。しかしながら、かかる短縮ゴレイ符号の復号化に関連して使用するために、効率的なコンウェイースローンアルゴリズムを拡張できれば、利点が得られるであろう。発明の概要復号化されたビットベクトルのための改良された誤り推定値の計算に関連した上記要望を解決するために、本発明の誤り制御復号器は、復号化すべき受信ベクトルを受信する。この復号器はコードワード選択と受信ベクトルとの間のユークリッド距離を誤り推定値として処理し、計算する。出力される誤り推定値は復号器により実施される特定の符号に従って適当にスケール化され、量子化される。短縮ゴレイ符号の復調に関連して使用するための効率的なコンウェイースローンアルゴリズムの拡張に関する上記要望を解決するために、本発明は各短縮符号の復調に固有であり、かつそれに適合された、変更生成マトリックスをゴレイ符号が発生するために、生成マトリックスを変更している。この変更された生成マトリックスはコンウェイースローンアルゴリズムで効率的に使用され、出力のための対応する情報ビットに変換するための最良のコードワードを識別する。特にこの変更された生成マトリックスは、特別に選択された行と削除された列を備えたゴレイ符号生成マトリックスを含む。図面の簡単な説明添付図面を参照し、本発明のこれまでの背景技術および下記の詳細な説明を参照することにより、本発明の方法および装置をより完全に理解できる。図１は、改良されたマルチバンド励振（ＩＭＢＥ）ボコーディングシステムのための送信機側のブロック図である。図２は、改良されたマルチバンド励振（ＩＭＢＥ）ボコーディングシステムのための受信機側のブロック図である。図３は、短縮ゴレイ符号化された情報を復号化するためにコンウェイースローンアルゴリズムを使用する、本発明の復調器のブロック図である。図４は、ユークリッド距離に基づく誤り推定判断を実行する、本発明の復調器のブロック図である。発明の詳細な説明次に図３を参照する。ここには本発明の復調器のブロック図が示されており、（１９、７）の短縮ゴレイ符号で符号化されたベクトルを復号化する際に、復調器４０のうちの適当な復調器で使用するためにコンウェイ−スローン技術が拡張される。（２４、１２）の拡張ゴレイ符号のための生成マトリックスＧは（１９、７）の拡張ゴレイ符号を復調するのに使用するための変更された生成マトリックスＧ₂１００を発生するように操作される。特に生成マトリックスＧからは列２０、２１、２２、２３および２４が除かれ、生成マトリックスの行１、２、３、６、７、８および９しか維持されない。この結果、（１９、７）の拡張ゴレイ符号のための生成マトリックスＧ₂は、次のような上部マトリックスＧ₂’をとして、更に下部マトリックスＧ₂”をとして適宜表示できる。コンウェイ−スローンアルゴリズムにおける（１９、７）の拡張後符号のための生成マトリックスＧ₂を使用することに関し、３つの処理効率が得られる。第１に、上部マトリックスＧ₂’における最後の３つの列はゼロであるので、受信ベクトルｗに応答し、最初の４つの和のテーブルσ_N１０２だけを予め計算し、記憶するだけでよい。第２に、下部マトリックスＧ₂”は、下部マトリックスＧ ”の最初の４つの行を共用しているので、アルゴリズムのループサイブは１２８でなく、１６となる。第３に、実際にはアルゴリズムによって４つの和のテーブルσ_Nにおける偶数項目しか使用されないので、これらを予め計算し、記憶するだけでよい。グレー符号の値１０４も記憶される。次に、生成マトリックスＧ₂ _に鑑み、受信ベクトルｗ（またはベクトルｖ）に対し、コンウェイ−スローンアルゴリズムを実施（１０６）する。このプロセスのメインループは次のように実行される。・ｐ’＝０、ｉ’＝０およびδ＝（δ₁、....δ_n）＝（０、....０）とする。・ｉ＝０，８，１６，....，１２０に対し、・α_I＝σ_I（Ｙ_I ⁱ），....α_IV＝σ_IV（Ｙ_IV ⁱ）とし、・ｐ＝｜α_I｜＋....＋｜α_IV｜とする。・負のα_N’Ｓが奇数であれば、・最小の大きさα_Nの符号を変え、・ｐ＝ｐ−２ｍｉｎ_N｜α_N｜とし、・β_I＝ｓｉｇｎ（α_I），....，β_IV＝ｓｉｇｎ（α_IV）を計算する。・ｐ＞ｐ’であれば、ｐ’＝ｐ，ｉ’＝ｉ，とする。 δ′＝（β_Iβ_Iβ_Iβ_I，....，β_IVβ_IVβ_IVβ_IV，＋１，＋１，＋１）・正反対形の最尤コードワードは次のとおりとなる。または二進法ではであり、対応する情報ビットはｕ^*と示される。要約すれば、ｙ^*は、変更され、受信されたコードワードｗの最尤推定値となる。次に図３を参照する。本発明によれば、（１８、６）の短縮ゴレイ符号で符号化されたベクトルを復号化する際に、復調器40のうちの適当な復調器で使用するためにコンウェイ−スローン技術が拡張される。（２４、１２）の拡張ゴレイ符号のための生成マトリックスＧは（１８、６）の拡張ゴレイ符号を復調するのに使用するための変更された生成マトリックスＧ₃１００を発生するように操作される。特に生成マトリックスＧからは列１６、２０、２１、２２、２３および２４が除かれ、生成マトリックスの行１、２、３、６、７、８および９しか維持されない。この結果、（１８、６）の拡張ゴレイ符号のための生成マトリックスＧ₃は、次のような上部マトリックスＧ₃’ として、更に下部マトリックスＧ₃”をとして適宜表示できる。コンウェイ−スローンアルゴリズムにおける（１８、６）の拡張後符号のための生成マトリックスＧ₃を使用することに関し、３つの処理効率が得られる。第１に、上部マトリックスＧ₃’における最後の３つの列はゼロであるので、受信ベクトルｗに応答し、最初の３つの和のテーブルσ_N１０２だけを予め計算し、記憶するだけでよい。第２に、下部マトリックスＧ₃”は、下部マトリックスＧ ”の最初の４つの行を共用しているので、アルゴリズムのループサイブは１２８でなく、１６となる。第３に、実際にはアルゴリズムによって４つの和のテーブルσ_Nにおける偶数項目しか使用されないので、これらを予め計算し、記憶するだけでよい。グレー符号の値１０４も記憶される。次に、生成マトリックスＧ₃に鑑み、受信ベクトルｗ（またはベクトルｖ）に対し、コンウェイ−スローンアルゴリズムを実施（１０６）する。このプロセスのメインループは次のように実行される。・ｐ’＝０、ｉ’＝０およびδ＝（δ₁、....δｎ）＝（０、....０）とする。・ｉ＝０、８、１６、〜１２０に対し、・α_I＝σ_I（Ｙ_I ⁱ），....，α_III＝σ_III（Ｙ_III ⁱ）とし、・ｐ＝｜α_I｜＋....＋｜α_III｜とする。・負のα_NＳが奇数であれば、・最小の大きさα_Nの符号を変え、・ｐ＝ｐ−２ｍｉｎ_N｜α_N｜とし、・β_I＝ｓｉｇｎ（α_I），....，β_III＝ｓｉｇｎ（α_III）を計算する。・ｐ＞ｐ’であれば、ｐ’＝ｐ，ｉ’＝ｉ，とする。 δ′＝（β_Iβ_Iβ_Iβ_I，....，β_IIIβ_IIIβ_IIIβ_III，＋１，.. ..，＋１）・正反対形の最尤コードワードは次のとおりとなる。または二進法ではであり、対応する情報ビットはｕ^*と示される。要約すれば、ｙ^*は、変更され、受信されたコードワードｗの最尤推定値となる。次に図３を参照する。本発明によれば、（１８、７）の短縮ゴレイ符号で符号化されたベクトルを復号化する際に、復調器４０のうちの適当な復調器で使用するためにコンウェイ−スローン技術が拡張される。（２４、１２）の拡張ゴレイ符号のための生成マトリックスＧは（１８、７）の拡張ゴレイ符号を復調するのに使用するための変更された生成マトリックスＧ₄１００を発生するように操作される。特に生成マトリックスＧからは列１、２０、２１、２２、２３および２４が除かれ、生成マトリックスの行１、２、３、６、７、８および９しか維持されない。この結果、（１８、７）の拡張ゴレイ符号のための生成マトリックスＧ₄は、次のような上部マトリックスＧ₄’ として、更に下部マトリックスＧ₄”としてとして適宜表示できる。コンウェイ−スローンアルゴリズムにおける（１８、７）の拡張後符号のための生成マトリックスＧ₄を使用することに関し、３つの処理効率が得られる。第１に、上部マトリックスＧ₄’における最後の３つの列はゼロであるので、受信ベクトルｗに応答し、最初の４つの和のテーブルσ_N１０２だけを予め計算し、記憶するだけでよい。第２に、下部マトリックスＧ₄”は、下部マトリックスＧ ”の最初の４つの行を共用しているので、アルゴリズムのループサイブは１２８でなく、１６となる。第３に、実際にはアルゴリズムによって４つの和のテーブルσ_Nにおける偶数項目しか使用されないので、これらを予め計算し、記憶するだけでよい。グレー符号の値１０４も記憶される。次に、生成マトリックスＧ₄に鑑み、受信ベクトルｗ（またはベクトルｖ）に対し、コンウェイ−スローンアルゴリズムを実施（１０６）する。このプロセスのメインループは次のように実行される。・ｐ’＝０、ｉ’＝０およびδ＝（δ₁、....δ_n）＝（０、....０）とする。・ｉ＝０、８、１６〜１２０に対し、・α_I＝σ_I（Ｙ_I ⁱ），....，α_IV＝σ_IV（Ｙ_IV ⁱ）とし、・ｐ＝｜α_I｜＋....＋｜α_IV｜とする。・負のα_N’Ｓが奇数であれば、・最小の大きさα_Nの符号を変え、・ｐ＝ｐ−２ｍｉｎ_N｜α_N｜とし、・β_I＝ｓｉｇｎ（α_I），....，β_IV＝ｓｉｇｎ（α_IV）を計算し、・ｐ＞ｐ’であれば、ｐ’＝ｐ，ｉ’＝ｉ，とする。 δ’＝（β_Iβ_Iβ_Iβ_I，....β_IVβ_IVβ_IVβ_IV，＋１，＋１，＋１）・正反対形の最尤コードワードは次のとおりとなる。または二進法ではであり、対応する情報ビットはｕ^*と示される。要約すれば、ｙ^*は、変更され、受信されたコードワードｗの最尤推定値となる。要するに、別の方法として受信ベクトルｗにゼロを添付することによって、上記（１９、７）の拡張ゴレイ符号に対して使用したものと同じ処理アルゴリズムを再び使用できる。上記のように、従来の誤り制御復号器４０は（選択された最も近いビットベクトルｕに対応する）候補ベクトルと受信されたベクトルｖとの間のハミング距離ｄ_Hを計算する。このハミング距離は候補ベクトルのビットと受信されたベクトルｖのビットが異なり、よってビットベクトルｕと共に出力するための誤り推定値を発生する場所の数を識別する値である。しかしながら、ハミング距離を使用することは好ましくない。その理由は、計算によって利用可能な重要情報が過度の量廃棄される傾向があるからである。また、計算は利用可能なチャンネルタップ推定情報も利用しない。ハミング距離よりもユークリッド距離計算のほうが結果が良好となろう。次に図４を参照する。ここにはユークリッド距離に基づく誤り推定判断を実行形の選択されたコードワード選択ｙ^*１１０を示すものとし、受信ベクトルｗと復号操作のための誤り推定値を決定する。次に、発行時のコードタイプに従って、この誤り推定値ｅを適当にスケーリングし、量子化（１１６）する。例えばハミング符号を復号化するエラー制御復号器４０に対してｅをスケーリングし、ゼロまたは１に量子化する。他方、ゴレイに対してはｅをスケーリングし、０、１、２または３に量子化する。逆インターリーブユニット３８、復号器４０（図３および４に示されたそれらの機能的構成部品も含む）およびビットベクトル再構成ユニット４４は、全て特別なデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）として、またはアプリケーション特定集積回路（ＡＳＩＣ）内に実現することが好ましい。当然ながら、これとは異なり、ディスクリート部品および恐らく分散処理を使ってこれら逆インターリーブユニット３８、復号器４０（図３および４に示された機能的構成部品を含む）およびビットベクトル再構成ユニット４４を実現してもよい。いずれの場合にせよ、逆インターリーブユニット３８、復号器４０（図３および４に示された機能的構成部品を含む）およびビットベクトル再構成ユニット４４の各々は、これまで述べた機能的操作を実行する。本発明の好ましい実施例を添付図面に示し、これまでの詳細な説明に記載したが、本発明はここに開示した実施例のみに限定されるものでなく、次の請求の範囲に記載した発明の精神から逸脱することなく、多数の再配置、変更および置換が可能であることが理解できよう。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Error correction decoder for vocoding system Background of the Invention TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to vocoding systems and, in particular, to improved multiband Decoding method and error estimation method in excitation (IMBE) vocoding system The realization of the law with high performance. Description of related technology IMBE vocoding system By reference to the following references, only the IMBE vocoding system In addition, information on other voice communication systems can be further obtained. Title of the Invention "Method and Apparatus for Phase Synthesis for Speech Processing" U.S. Pat. No. 5,081,681. US Patent 5,226,084 entitled "Speech Quantization and Error Correction Method" issue. US Patent No. 5,247,579 entitled "Method for Voice Transmission". US Patent No. 5,491,772 entitled "Method for Voice Transmission". The disclosures of these references are cited herein as references. Referring now to FIG. 1, there is shown an improved multi-band excitation (IMBE) button. A block diagram of the transmitter side 10 for the coding system is shown. Sign For each 20 ms segment of speech to be digitized (with L harmonics), The quantizer 12 generates a plurality of quantized values b₀~_{L + 2}Occurs. Quantized value b₀Is the audio segment Including pitch. Quantized value b₁Is the voiced / unvoiced bit vector of the speech segment Including the quantized value b_TwoIncludes the gain of the audio segment. Finally, the quantized value b_Three~ B_{L +} _Two Contains the remaining spectral amplitudes of the L harmonics of the audio segment. The bit vector priority determining unit 14 of the transmitter side 10 outputs a plurality of quantized values b₀ ~ B_{L + 2}And assign these values to p prioritized bit vectors u₀~ U_pReorder these values to be a set of. Such prioritization is , According to the significance of the bits. In this context, the important bits are If the unit is not received correctly, it will cause significant distortion in the reconstructed speech. It is a bit like Thus, each 20 ms segment of audio is a bit vector The bit vector u by the₀~ U_pOf n priorities including It is compressed to the determined bit. The transmitter 10 has a bit vector u₀~ U_pThe encoded vector v₀~ V_pChange to Multiple forward error correction (FEC) to achieve error control codes of different capacities for ) Further includes an encoder 16. The encoded vector v₀~ V_pTo output U₀~ U_pFor n 'prioritized speech bits containing EC encoder 16 provides an additional m 'parity and / or error correction bits. Is added. Bit vector u₀~ U_pOf audio bits at The corresponding vector v encoded by the FEC encoder 16₀ ~ V_p _soThe resulting error control capability is also reduced. Conventional 6.4 kbps IMBE speech coder, such as a satellite from Inmarsat-M For a standardized speech coder for a communication system, n '= 83, m' = 45 and p = 7. Bit vector u₀And u₁Is the first FEC encoder 16 ( 1) and the second FEC encoder 16 (2). The encoders each encode an encoded vector v₀And v₁(2) 4, 12), using an extended Golay code. Bit vector u_Two~ u₆Are the third FEC encoder 16 (3) to the seventh FEC encoder 16 (7), respectively. And each encoder is an encoded vector v_TwoAnd v₆Generate (15, 11) Hamming code is used. Remaining bit vector u₇ Is not encoded, and thus the encoded vector v₇Sent as Ericsson's DLMR communication system (see especially the system shown in Figure 1) The 7.1 kbps IMBE voice coder proposed to be used in Two operating modes have been proposed. In the first mode, n '= 88, m' = 54 And p = 6. Bit vector u₀Is the encoded vector v₀Generate FEC encoder 16 using the shortened Golay code of (19, 7) Encoded by (1). Bit vector u₁Is the encoded vector v₁ FEC encoding using the extended Golay code of (24,12) to generate Is encoded by the unit 16 (2). Bit vector u_TwoAnd u_ThreeIs encoded Vector v_TwoAnd v_ThreeUse the (23,12) Golay codes to generate The third FEC encoder 16 (3) and the fourth FEC encoder 16 (4) Is encoded. Finally, the bit vector u_FourAnd u_FiveIs the encoded vector Le v_FourAnd v_FiveUse the (15,11) Hamming codes to generate The fifth FEC encoder 16 (5) and the sixth FEC encoder 16 (6) Is encoded. Remaining bit vector u₆Are not coded, and thus Kutor v₆Sent as In the second mode, n '= 74, m' = 68 and p = 6. Bit vector u₀Is the encoded vector v₀(19, 7) shortened Golay code to generate Are encoded by a first FEC encoder 16 (1) using Bit vector U₁Is the encoded vector v₁(18, 6) shortened Golay to generate The signal is encoded by a second FEC encoder 16 (2) that uses the signal. Bit vector Tol u_Two, U_ThreeAnd u_FourIs the encoded vector v_Two, V_ThreeAnd v_FourWill cause The third FEC encoder 16 (3) using the shortened Golay code of (18, 7) ), The fourth FEC encoder 16 (4) and the fifth FEC encoder 16 (5). Is encoded. Finally, the bit vector u_FiveIs the encoded vector v_FiveOccurs A sixth FEC encoder 16 using (23,12) Golay codes each to (6). Remaining bit vector u₆Is not encoded, Encoded vector v₆Sent as For any of the IMBE audio coders, the encoded Vector v₀~ V_pAre interleaved by the interleave unit 20 And then modulated by modulator 22 through communication channel 24 (vector c). One example of such a modulator 22 is (Quadrature Amplitude Modulation (QAM) Or any signal having an M-ary signal constellation (such as phase shift keying (PSK)) A known modulator. Interleaved and modulated code vector v₀~ v_pThe communication channel 24 through which is transmitted is interleaved. A number of random and / or bursts to generate a modulated code vector z Error may occur. Next, reference is made to FIG. Here is an improved multi-band excitation (IMBE) Boko A block diagram of the receiver side 30 for a radar system is shown. Communication channel Demodulates the communication vector z transmitted through the Sign vector z₀~ Z_pA suitable demodulator 32 is provided to output an estimate of the bits in Have been killed. The demodulator 32 receives the received code vector z₀~ Z_pEach bit in And outputs a corresponding confidence vector r containing the confidence values for. This confidence value Is represented by the demodulator 32 in the estimate of the particular received and demodulated bits. Indicates the level of secrecy. Therefore, the higher the confidence value in the vector r, the higher the confidence It is more likely that the corresponding bit in the transmitted code vector z will be correctly estimated. Which indicates that. As described above, generating a bit estimate and a confidence value Such a demodulator is well known and will not be described further. Then the received The encoded code vector z and the corresponding reliability vector r are inverse interleaved units Vector v, which is deinterleaved and encoded by 38₀~ V_pOccurs. The receiver side 30 receives the encoded vector v₀~ V_pTo the bit vector u₀~ U_pStrange And a plurality of error control decoders 40 for the conversion. For example, 6.4kbps IMB For an E speech coding system, the bit vector u₀~ U₇83 priorities including Encoded vector v to recover the ordered speech bits₀~ V₇Inside The 45 error correction bits that have been increased are removed. In particular, the 7.1 kb shown in FIG. Referring to the implementation of the psIMBE speech coding system, in the first mode, Vector u₀~ U₆Recover 88 prioritized speech bits, including The encoded vector v₀~ V₆The increased 54 parity bits in I will On the other hand, in the second mode, the bit vector u₀~ U₆74 priorities including Encoded vector v to recover the determined speech bits₀~ V₆Inside The increased 68 parity bits are removed. The number of bits t that can be corrected by a predetermined code is fixed. For example humming Only one bit can be corrected for the code. On the other hand, Golay code, extended Golay For codes and shortened Golay codes, three bits can be corrected. Error control decoding The unit 40 decodes the decoded vector v₀~ V_pA suitable vector of Not only receive, but also their corresponding bit confidence values from the confidence vector r Receive. Any of a number of decoding techniques known to those skilled in the art can be used. For example, ignoring the reliability vector r and receiving it using a hard decision decoding method. The decoded vector v may be decoded. Such decoding techniques have relatively low complexity. In this case, the vector v received separately using the reliability vector r Soft-decision-type decoding (possibly including decoding of errors and erasures) May be implemented. Such a decoding technique is an implementation with a relatively medium complexity . Further, perform maximum likelihood decoding of the received vector v using the reliability vector r. You may. This decoding technique is an implementation method with relatively high complexity. Furthermore, the error system The decoder 40 determines the closest candidate vector (corresponding to the selected output bit vector u). Hamming distance d between the vector and the received vector v_HAnd the bit vector u Perform further calculations to output them together. This Hamming distance is determined by the bits of the candidate vector. The bits of the received vector v are different and therefore output together with the bit vector u. This is a value that identifies the number of locations where error estimates are generated. Encoded vector Torr v_pIn implementations where no error control decoder is required for Kutor v_pIs a bit vector u_pWill be further recognized in this regard . The receiver side 30 further includes a bit vector reconstruction unit 44, The knit 44 has the determined Hamming distance d_HThe corresponding error estimate given by Bit vector u prioritized with information₀~ U_pAnd receive the audio 20 ms associated with a segment of ms₀~ B_{L + 2}Is output. These hami Distance d_HIs the prioritized bit vector u₀~ U_pIdentify the reliability of Is processed by the unit 44 as error estimation information. Bit vector If u is considered reliable, these bit vectors are Quantized value b associated with the 20 ms segment₀~ B_{L + 2}Used to reconstruct the . Conversely, if the bit vectors u are considered unreliable, they are discarded. And the quantized value b associated with the corresponding 20 ms segment of speech₀~ B_{L + 2}Is the interpolation method And the generated quantized value b₀~ B_{L + 2}Is the inverse quantizer 4 6 to generate a sound to be output. As a means to look for potential errors in the decoding operation (selected output bit Between the closest candidate vector (corresponding to the vector u) and the received vector v Hamming distance d_HIs not preferred. The reason is that This is because the available important information tends to be discarded in an excessive amount. The calculation is It does not use available channel tap estimation information. Therefore Euclid distance meter There is a need for a good error estimation technique that preferably performs the calculations. Conway Sloan Decryption On the receiver side 30, the error control decoder of the system 10 is subject to complexity issues of the implementation. Each of the 40 includes a soft decision decoder (and especially a decoder for error and erasure parts). Generally included. Such a decoder may use (reliability vector) in estimating the transmitted codeword. (From r). No fading, Gaussian noise present If so, the optimal soft decision decoder is the maximum likelihood decoder. This soft decision decoder In general, fading (assuming a good estimate of fading is available) It is also the best decoder when present. However, as shown in FIG. For general block codes, the maximum likelihood decoding method cannot be implemented. Can be complicated. Therefore, although the soft decision decoding method is preferable as the decoding method, A less complex maximum likelihood decoding scheme is desired. For the IMBE vocoding system described above, the decoder 16 In the source, the extended Golay code of (24, 12) and the Golay code of (23, 12) are Using the extended Golay code of (24,12) and the Golay code of (23,12). For special cases, Conway and Sloan (IEEE Transactions) , Vol. 32, pp. 41-50, 1986). First, a low complexity maximum likelihood decoder has been devised. Processing complexity is too high Performance has improved in the absence of a conway throw for these cases. It is desirable to use a decoder. In the conway loan decoding method, the received vector v and the Combine with the corresponding reliability vector r to generate a modified received vector w . The i-th component of this vector w is shown as follows. Where V₁Is the ith component of v and r₁Is the i-th component of r. next , Maximum likelihood decoding for the modified received vector w instead of the received vector r Perform the conversion. (Y = (y1... Yn) is the binary linear code of (n, k) Indicates a codeword. Where y₁∈ ｛0,1) and 1 = 1, ... And Thus, it is the same as having the largest dot product shown. Next, consider the generator matrix G for the (n, k) binary linear code 検討. This matrix consists of an upper matrix G 'and a lower matrix G " It is effective to treat as having. Here, G 'has k' rows and G "has k" rows. Λ is G ’Generated codeword y₁’(Where j = 0,..., 2^{K '}-1 ) And y₁"Is the codeword generated by G" (i = 0 , .... 2^{K "}−₁).Is called the coset of Λ in Λ. These cosetsΛ_Two’Is prime, but these The sum is equal to the sign Λ. It is equivalent to comparing the element. here, y^*Search for y_iExecute outer loop for "" and inner Execute the side loop. The generation matrix G for the extended Golay code of (24, 12) is as follows. As the partial matrix G ', As the lower matrix G " Can be displayed for convenience. The upper matrix G 'has a very simple structure You will notice that. Actually, 'is an even parity code repeated four times. By forming the sum of the six quaternions (i-vi), Perform maximum likelihood decoding of Torr w. Negative α_N′ Is odd, α having the smallest magnitude_NAnd find its sign Change. Next, consider as follows. The maximum likelihood codeword is shown as follows. Dot product To replace the inner loop of the search. For the outer loop, to generate the sum of equation (9), 128 modified buffers of w Version needs to be calculated. Considering the lower matrix G ",₁~ W₆ It can be seen that all possible code combinations occur. w₁₂, W₁₆, W₂₀and w_{twenty four}Is the same for each of the remaining five quaternions, except that the sign is not changed. The same can be said. In this case, under all combinations of codes, α_I~ Α_IVIn advance The efficiency is obtained by the calculation, and then the six tables (σ_I~ Σ_IVThese) Efficiency is obtained by storing the results. Six steps in each step of the outer loop Extract the appropriate items from the table. 3 times to further improve the operation of the outer loop Find current running from previous sum using one subtraction instead of addition / subtraction of The entries for the six tables are calculated in the order of the gray codes. To implement the decoding algorithm, multiple y₁Items , Then y_iEach of those gray code numbers Y_N ⁱMap the 4-tuple with To run. A table of gray code numbers in the read-only memory (ROM) of the decoder Remember. When w is received, a table σ of six sums_NIs calculated in advance. (24, 12) In this example of the extended Golay code of_IAnd σ_IIEach of the 16 Table of other sums with items_III~ Σ_VIHas eight items each. Next, the main loop of this process is executed as follows. P ′ = 0, i ′ = 0 and δ = (δ₁, .... δ_n) = (0, ... 0) . -For i = 0 to 127, ・ Α_I= Σ_I(Y_I ⁱ), ...., α_VI= Σ_vI(Y_VI ⁱ)age, ・ P = | α_I| + .... + | α_VI| ・ Negative α_NIf 'S is odd, ・ Minimum size α_NChange the sign of ・ P = p-2min_N｜ α_N| ・ Β_I= Sign (α_I), ...., β_VI= Sign (α_VI) Is calculated. If p> p ', then p' = p, i '= i. δ ′ = (β_Iβ_Iβ_Iβ_I, .... β_VIβ_VIβ_VIβ_VI) -The most likely codeword of the opposite form is as follows. Or in binary And the corresponding information bit is u^*Is shown. In summary, y^*Is changed, This is the maximum likelihood estimate of the received codeword w. Until now it has been used to decode the Golay code of (23,12). The method at was extended. Generation matrices for Golay codes of (23, 12) Kusu G₁With respect to equations (7) and (8), respectively, It can be found by removing the first column from the bottom or G ". , 12) modified using the above algorithm used for the extended Golay code of , Can also decode the received vector w. To do this, And appends zero to the vector w. The received vector w is nominally the opposite As such, a value of zero is equivalent to an erasure. Either the (24,12) extended Golay code or the (23,12) Golay code The use of the Conway Sloan algorithm when decrypting Especially the technology that implements the “brute force” search method). can get. However, many IMBE speech coding systems (eg, 7.1k The receiver side 30 in the bpsIMBE speech coding system) has a large number of individual errors. Control decoders 40, which are Golay codes of (19, 7), (1 Various shortened Gore codes such as Golay codes of 8, 7) and (18, 6) A code must be decoded. At present, it is indispensable for these shortened Golay codes. (Including algorithms for error and erasure decoders) to perform the necessary decoding operations Decoder not as efficient as Conway-Sloan algorithm Algorithms are used. However, decoding of such shortened Golay codes Enhanced efficient Conway loan algorithm for use in conjunction with If possible, benefits would be obtained. Summary of the Invention Related to the calculation of an improved error estimate for the decoded bit vector In order to solve the above demand, the error control decoder of the present invention provides a receiving vector to be decoded. Receive the toll. This decoder performs the UX between codeword selection and the received vector. Treat and calculate the lid distance as an error estimate. The output error estimate is decoded And is appropriately scaled and quantized according to the particular code implemented by the device. Efficient Conway throw for use in connection with demodulation of shortened Golay codes In order to solve the above-mentioned demands regarding the extension of the Golay marks the change generation matrix that is specific to and adapted to the demodulation of In order for the signal to occur, the generator matrix has been modified. This modified generator The trick is used efficiently by the Conway Sloan algorithm, Identify the best codeword to convert to the corresponding information bits. In particular This modified generator matrix has specially selected rows and deleted columns Golay code generation matrix. BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES With reference to the accompanying drawings, refer to the background art so far of the present invention and the following detailed description. By reference, the method and apparatus of the present invention can be more fully understood. FIG. 1 shows an improved multi-band excitation (IMBE) vocoding system. Is a block diagram on the transmitter side. FIG. 2 shows an improved multi-band excitation (IMBE) vocoding system. FIG. 2 is a block diagram on the receiver side for the following. FIG. 3 shows a Conway throw to decode the shortened Golay encoded information. FIG. 2 is a block diagram of the demodulator of the present invention using an algorithm. FIG. 4 is a demodulator of the present invention that performs error estimation decisions based on Euclidean distance. It is a block diagram of. Detailed description of the invention Next, reference is made to FIG. Here, a block diagram of the demodulator of the present invention is shown. When decoding a vector encoded by the shortened Golay code of (19, 7), demodulation is performed. Conway-Sloan Technology Expands for Use with Appropriate Demodulator of Unit 40 Is done. The generator matrix G for the extended Golay code of (24, 12) is (19) , 7) a modified generation matrix for use in demodulating the extended Golay code of Kusu G_TwoOperated to generate 100. In particular, from the generator matrix G 20, 21, 22, 23 and 24 are removed and rows 1, 2, 3 of the generator matrix , 6, 7, 8 and 9 are maintained. As a result, the extended Golay of (19, 7) Generation matrix G for codes_TwoIs the upper matrix G as follows:_Two’ And the lower matrix G_Two"Can be displayed as appropriate. Due to the extended code of (19,7) in the Conway-Sloan algorithm Generation matrix G_TwoThere are three processing efficiencies associated with using. No. 1, the upper matrix G_Two', Since the last three columns are zero, In response to the vector w, a table σ of the first four sums_NPrecalculate only 102, Just remember it. Second, the lower matrix G_Two"Means lower matrix G , The algorithm's loop sieve is 128 Instead of 16. Third, in practice, the algorithm sums the four sums Bull σ_NBecause only the even items in are used, they are pre-calculated and stored. You just need to The gray code value 104 is also stored. Next, the generation matrix G_Two _ToIn view of the received vector w (or vector v) On the other hand, the Conway-Sloan algorithm is performed (106). This process Is executed as follows. P ′ = 0, i ′ = 0 and δ = (δ₁, .... δ_n) = (0, ... 0) . ・ For i = 0, 8, 16,..., 120, ・ Α_I= Σ_I(Y_I ⁱ), .... α_IV= Σ_IV(Y_IV ⁱ)age, ・ P = | α_I| + .... + | α_IV| ・ Negative α_NIf 'S is odd, ・ Minimum size α_NChange the sign of ・ P = p-2min_N｜ α_N| ・ Β_I= Sign (α_I), ...., β_IV= Sign (α_IV) Is calculated. If p> p ', then p' = p, i '= i. δ '= (β_Iβ_Iβ_Iβ_I, ...., β_IVβ_IVβ_IVβ_IV, + 1, + 1, +1) -The most likely codeword of the opposite form is as follows. Or in binary And the corresponding information bit is u^*Is shown. In summary, y^*Is changed, This is the maximum likelihood estimate of the received codeword w. Next, reference is made to FIG. According to the present invention, a code is used in the shortened Golay code of (18, 6). Used in the appropriate one of the demodulators 40 when decoding the Conway-Sloan technology has been extended. (24,12) extended Golay The generator matrix G for the signal is used to demodulate the (18,6) extended Golay code. Modified generator matrix G for use_ThreeOperate to generate 100 Is done. In particular, from the generator matrix G, columns 16, 20, 21, 22, 23 and 24 is removed and only rows 1, 2, 3, 6, 7, 8 and 9 of the generator matrix are retained Not done. As a result, a generator matrix for the extended Golay code of (18, 6) G_ThreeIs the upper matrix G as follows:_Three’ And the lower matrix G_Three" Can be displayed as appropriate. For the extended code of (18,6) in the Conway-Sloan algorithm Generation matrix G_ThreeThere are three processing efficiencies associated with using. No. 1, the upper matrix G_Three', Since the last three columns are zero, In response to the vector w, a table σ of the first three sums_NPrecalculate only 102, Just remember it. Second, the lower matrix G_Three"Means lower matrix G , The algorithm's loop sieve is 128 Instead of 16. Third, a table of four sums is actually used by the algorithm. Le σ_NCalculate and store these in advance because only the even items in are used Just need. The gray code value 104 is also stored. Next, the generation matrix G_ThreeGiven the received vector w (or vector v) On the other hand, the Conway-Sloan algorithm is performed (106). This process Is executed as follows. P ′ = 0, i ′ = 0 and δ = (δ₁,... Δn) = (0,... 0) You. ・ For i = 0, 8, 16, to 120, ・ Α_I= Σ_I(Y_I ⁱ), ...., α_III= Σ_III(Y_III ⁱ)age, ・ P = | α_I| + .... + | α_III| ・ Negative α_NIf S is odd, ・ Minimum size α_NChange the sign of ・ P = p-2min_N｜ α_N| ・ Β_I= Sign (α_I), ...., β_III= Sign (α_III) Calculate . If p> p ', then p' = p, i '= i. δ '= (β_Iβ_Iβ_Iβ_I, ...., β_IIIβ_IIIβ_IIIβ_III, + 1, .. .., +1) -The most likely codeword of the opposite form is as follows. Or in binary And the corresponding information bit is u^*Is shown. In summary, y^*Is changed, This is the maximum likelihood estimate of the received codeword w. Next, reference is made to FIG. According to the present invention, the code is represented by the shortened Golay code of (18, 7). When decoding the decoded vector, the appropriate vector of the demodulators 40 is used for decoding. Conway-Sloan technology is extended for this. (24,12) Extended Golay The generator matrix G for the code demodulates the (18,7) extended Golay code. Modified generator matrix G for use in_FourOperate to generate 100 Is done. In particular, from the generator matrix G, columns 1, 20, 21, 22, 23 and 24 is removed and only rows 1, 2, 3, 6, 7, 8 and 9 of the generator matrix are retained Not done. As a result, a generator matrix for the extended Golay code of (18, 7) G_FourIs the upper matrix G as follows:_Four’ And the lower matrix G_FourAs " Can be displayed as appropriate. For the extended code of (18,7) in the Conway-Sloan algorithm Generation matrix G_FourThere are three processing efficiencies associated with using. No. 1, the upper matrix G_Four', Since the last three columns are zero, In response to the vector w, a table σ of the first four sums_NPrecalculate only 102, Just remember it. Second, the lower matrix G_Four"Means lower matrix G , The algorithm's loop sieve is 128 Instead of 16. Third, a table of four sums is actually used by the algorithm. Le σ_NCalculate and store these in advance because only the even items in are used Just need. The gray code value 104 is also stored. Next, the generation matrix G_FourGiven the received vector w (or vector v) On the other hand, the Conway-Sloan algorithm is performed (106). This process Is executed as follows. P ′ = 0, i ′ = 0 and δ = (δ₁, .... δ_n) = (0, ... 0) . -For i = 0, 8, 16 to 120, ・ Α_I= Σ_I(Y_I ⁱ), ...., α_IV= Σ_IV(Y_IV ⁱ)age, ・ P = | α_I| + .... + | α_IV| ・ Negative α_NIf 'S is odd, ・ Minimum size α_NChange the sign of ・ P = p-2min_N｜ α_N| ・ Β_I= Sign (α_I), ...., β_IV= Sign (α_IV) If p> p ', then p' = p, i '= i. δ ′ = (β_Iβ_Iβ_Iβ_I, .... β_IVβ_IVβ_IVβ_IV, + 1, + 1, + 1) -The most likely codeword of the opposite form is as follows. Or in binary And the corresponding information bit is u^*Is shown. In summary, y^*Is changed, This is the maximum likelihood estimate of the received codeword w. In short, receive as an alternative By appending zero to the vector w, the extended Golay code of (19, 7) above The same processing algorithm used for can be used again. As described above, the conventional error control decoder 40 (the selected nearest bit vector) Hamming distance between the candidate vector (corresponding to the torque u) and the received vector v d_HIs calculated. This Hamming distance is determined by the bits of the candidate vector and the received vector. Error estimation for output with bit vector u A value that identifies the number of places where the value occurs. However, use Hamming distance Is not preferred. The reason is that the calculation makes available important information excessive. Because there is a tendency to be discarded. Also, the calculation is based on the available channel It does not use loop estimation information. Euclidean distance calculation is better than Hamming distance The fruit will be good. Next, reference is made to FIG. Perform error estimation judgment based on Euclidean distance here Selected codeword selection y^*110, the received vector w and Determine an error estimate for the decoding operation. Next, the error estimation value e is appropriately scaled according to the code type at the time of issuance. And quantized (116). Error control decoding for decoding Hamming codes, for example E is scaled to unit 40 and quantized to zero or one. On the other hand, Gorei Is scaled and quantized to 0, 1, 2, or 3. Deinterleaving unit 38, decoder 40 (these shown in FIGS. 3 and 4) And the bit vector reconstruction unit 44 are all special features. As a separate digital signal processor (DSP) or application specific Preferably, it is implemented in an integrated circuit (ASIC). Of course, unlike this Deinterleaving, using discrete components and possibly distributed processing Knit 38, decoder 40 (including the functional components shown in FIGS. 3 and 4) and And the bit vector reconstruction unit 44 may be realized. In any case, Deinterleaving unit 38, decoder 40 (functional structure shown in FIGS. 3 and 4) Components) and bit vector reconstruction unit 44 are described above. Perform solid functional operations. Preferred embodiments of the present invention are illustrated in the accompanying drawings and described in the foregoing detailed description. However, the invention is not limited to only the embodiments disclosed herein, but rather by the following claims. Numerous rearrangements, changes and substitutions without departing from the spirit of the enclosed invention You can see that is possible.

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１０年１１月１６日（１９９８．１１．１６）【補正内容】しかしながら、多くのＩＭＢＥ音声符号化システム（例えば７.１ｋｂｐｓＩＭＢＥ音声符号化システム）における受信機側３０は、多数の個々の誤り制御復号器４０を含み、これら復号器４０は（１９、７）のゴレイ符号、（１８、７）のゴレイ符号および（１８、６）のゴレイ符号のような種々の短縮ゴレイ符号を復号化しなければならない。現在ではこれら短縮ゴレイ符号のために必要な復号化演算を実行するのに（誤りおよび消去部分の復号器を含むアルゴリズムのような）コンウェイ−スローンアルゴリズムほど効率的ではない復号器アルゴリズムが使用されている。しかしながら、かかる短縮ゴレイ符号の復号化に関連して使用するために、効率的なコンウェイ−スローンアルゴリズムを拡張できれば、利点が得られるであろう。最も近い従来技術は、ハードウィック外に発行された米国特許第５、５１７、５５５号およびフォーニーに発行された同第４、９３３、９５６号である。前者のハードウィック特許はノイズの多くチャンネルを通して送信される際に音声または他の信号の質を維持するための方法および装置を開示しており、更にハミング符号および［２３、１２］ゴレイ符号を使用することによりこれを行っている。後者のフォーニー特許は信号を示す一連のＮ個の実数値ｒである所定のＮ項組に近いコードワードを選択するための２段復号器を開示している。発明の概要復号化されたビットベクトルのための改良された誤り推定値の計算に関連した上記要望を解決するために、本発明の誤り制御復号器は、復号化すべき受信ベクトルを受信する。この復号器はコードワード選択と受信ベクトルとの間のユークリッド距離を誤り推定値として処理し、計算する。出力される誤り推定値は復号器により実施される特定の符号に従って適当にスケール化され、量子化される。短縮ゴレイ符号の復調に関連して使用するための効率的なコンウェイ−スローンアルゴリズムの拡張に関する上記要望を解決するために、本発明は各短縮符号の復調に固有であり、かつそれに適合された、変更生成マトリックスをゴレイ符号が発生するために、生成マトリックスを変更している。この変更された生成マトリックスはコンウェイ−スローンアルゴリズムで効率的に使用され、出力のための対応する情報ビットに変換するための最良のコードワードを識別する。特にこの変更された生成マトリックスは、特別に選択された行と削除された列を備えたゴレイ符号生成マトリックスを含む。請求の範囲１．受信したベクトルに最も近い選択コードワードを決定するための手段と、受信したベクトルと選択コードワードとの間のユークリッド距離を決定するための手段とを備え、受信し、復号化したベクトルに対する誤り推定値として決定されたユークリッド距離を出力する、短縮ゴレイ符号に従って符号化された復号化すべき受信ベクトルを受信するための復号器。２．短縮ゴレイ符号に従って誤り推定値をスケーリングし、量子化するための手段を更に含む、請求項１記載の復号器。３．誤り推定値をスケーリングし、ゼロ、１、２または３のいずれかの値に量子化する、請求項２記載の復号器。４．正反対形の受信ベクトルと更に正反対形の選択コードワードとの間のユークリッド距離を計算する、請求項１記載の復号器。５．復号器が、受信ベクトルに最も近い選択コードワードを識別するよう、受信ベクトルに対し、コンウェイ−スローンアルゴリズムを実行し、実行されるコンウェイ−スローンアルゴリズムが短縮ゴレイ符号に対する生成マトリックスＧ_m を利用しており、該生成マトリックスＧ_mが（ｎ、ｋ）のゴレイ符号（ここで、ｎ’＞ｎおよびｋ’＞ｋである）に対し、生成マトリックスＧの変形を含み、生成マトリックスＧが複数の行と複数の列を含み、生成マトリックスＧ_mを生成するための生成マトリックスＧの変形が生成マトリックスＧの行および列の双方の複数の所定のものを除去することを含む、（ｎ’、ｋ’）の短縮ゴレイ符号に従って符号化された受信ベクトルを復号化するための復号器。６．（ｎ、ｋ）のゴレイ符号が（２４、１２）のゴレイ符号を含み、（ｎ’、ｋ’）の短縮ゴレイ符号が（１９、７）の短縮ゴレイ符号を含む、請求項５記載の復号器。７．生成マトリックスＧが１２の行と２４の列を含み、生成マトリックスＧ_m を生成する変形が行２０、２１、２２、２３および２４を除去し、列４、５、１０、１１および１２を除去することを含む、請求項６記載の復号器。８．（ｎ、ｋ）のゴレイ符号が（２４、１２）のゴレイ符号を含み、（ｎ’、ｋ’）の短縮ゴレイ符号が（１８、６）の短縮ゴレイ符号を含む、請求項５記載の復号器。９．生成マトリックスＧが１２の行と２４の列を含み、生成マトリックスＧ_m を生成する変形が行１６、２０、２１、２２、２３および２４を除去し、列３、４、５、１０、１１および１２を除去することを含む、請求項８記載の復号器。１０．（ｎ、ｋ）のゴレイ符号が（２４、１２）のゴレイ符号を含み、（ｎ’ 、ｋ’）の短縮ゴレイ符号が（１８、７）の短縮ゴレイ符号を含む、請求項５記載の復号器。１１．生成マトリックスＧが１２の行と２４の列を含み、生成マトリックスＧ_m を生成する変形が行１、２０、２１、２２、２３および２４を除去し、列４、５、１０、１１および１２を除去することを含む、請求項１０記載の復号器。１２．生成マトリックスＧが１２の行と２４の列を含み、生成マトリックスＧ_m を生成する変形が行２０、２１、２２、２３および２４を除去し、列４、５、１０、１１および１２を除去することを含み、更にコンウェイ−スローンアルゴリズムを実行する前に受信ベクトルにゼロを添付することを含む、請求項１０記載の復号器。[Procedure of Amendment] Article 184-8, Paragraph 1 of the Patent Act [Submission date] November 16, 1998 (November 16, 1998) [Correction contents] However, many IMBE speech coding systems (eg, 7.1 kbps IM) The receiver side 30 in the BE speech coding system) has a large number of individual error control decodings. The decoder 40 includes a Golay code of (19, 7) and a decoder of (18, 7). A variety of shortened Golay codes, such as Golay codes and (18, 6) Golay codes, are decoded. Must be encoded. Currently, the decoding required for these shortened Golay codes To perform operations (such as algorithms involving error and erasure decoders) ) A decoder algorithm that is not as efficient as the Conway-Sloan algorithm It is used. However, it is used in connection with the decoding of such shortened Golay codes. To extend the efficient Conway-Sloan algorithm to Will be obtained. The closest prior art is U.S. Pat. No. 5,517, issued outside of Hardwick. No. 555 and No. 4,933,956 issued to Forney. former Hardwick patents use audio when transmitted over a noisy channel. Or other methods and apparatus for maintaining signal quality. This is done by using the G.G. code and [23,12] Golay code. . The latter Forney patent discloses a predetermined set of N terms, which is a series of N real values r representing the signal. Discloses a two-stage decoder for selecting a codeword close to. Summary of the Invention Related to the calculation of an improved error estimate for the decoded bit vector In order to solve the above demand, the error control decoder of the present invention provides a receiving vector to be decoded. Receive the toll. This decoder performs the UX between codeword selection and the received vector. Treat and calculate the lid distance as an error estimate. The output error estimate is decoded And is appropriately scaled and quantized according to the particular code implemented by the device. Efficient Conway-Throw for use in connection with demodulation of shortened Golay codes In order to solve the above-mentioned demands regarding the extension of the Golay marks the change generation matrix that is specific to and adapted to the demodulation of In order for the signal to occur, the generator matrix has been modified. This modified generator The trick is used efficiently in the Conway-Sloan algorithm, Identify the best codeword to convert to the corresponding information bits. In particular This modified generator matrix has specially selected rows and deleted columns Golay code generation matrix. The scope of the claims 1. Means for determining a selected codeword closest to the received vector; Determine the Euclidean distance between the received vector and the selected codeword. Means for determining an error estimate for the received and decoded vector. Output encoded Euclidean distance, decoded according to shortened Golay code A decoder for receiving a received vector to be converted. 2. For scaling and quantizing the error estimate according to the shortened Golay code The decoder of claim 1, further comprising means. 3. Scaling the error estimate and quantifying it to any value of zero, one, two or three 3. The decoder according to claim 2, wherein the decoder performs child decoding. 4. The user between the diametrically received vector and the more diametrically selected codeword 2. The decoder according to claim 1, wherein the decoder calculates a grid distance. 5. A decoder is used to identify the selected codeword closest to the received vector. Execute the Conway-Sloan algorithm on the Matrix for the shortened Golay code_m And the generation matrix G_mIs a Golay code of (n, k) (where, n ′> n and k ′> k). Generating matrix G includes a plurality of rows and a plurality of columns;_mGenerate The transformation of the generator matrix G for According to a shortened Golay code of (n ', k'), including removing a plurality of predetermined ones. For decoding the received vector encoded according to the above. 6. The Golay code of (n, k) includes the Golay code of (24, 12), and (n ′, The shortened Golay code of (k ') comprises the shortened Golay code of (19, 7). Decoder. 7. The generator matrix G includes 12 rows and 24 columns, and the generator matrix G_m Transforms rows 20, 21, 22, 23 and 24 and removes columns 4, 5, 1 7. The decoder of claim 6, comprising removing 0, 11 and 12. 8. The Golay code of (n, k) includes the Golay code of (24, 12), and (n ′, 6. The shortened Golay code of k ') comprises a shortened Golay code of (18,6). Decoder. 9. The generator matrix G includes 12 rows and 24 columns, and the generator matrix G_m Removes rows 16, 20, 21, 22, 23, and 24, and removes columns 3, 9. The decoder of claim 8, comprising removing 4, 5, 10, 11 and 12. 10. The Golay code of (n, k) includes the Golay code of (24, 12), and (n ′) , K ′) comprises the (18, 7) shortened Golay code. On-board decoder. 11. The generator matrix G includes 12 rows and 24 columns, and the generator matrix G_m Transform removes rows 1, 20, 21, 22, 23, and 24, and removes columns 4, 11. The decoder of claim 10, comprising removing 5, 10, 11 and 12. 12. The generator matrix G includes 12 rows and 24 columns, and the generator matrix G_m Transforms rows 20, 21, 22, 23 and 24 and removes columns 4, 5, 10, 11 and 12 and further removing the Conway-Sloan algorithm 11. The method of claim 10, comprising appending a zero to the received vector before performing the rhythm. On-board decoder.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者チェンナケシュ，サンディープアメリカ合衆国，ノースカロライナ，ケアリイ，グレンアベイドライブ 311────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (81) Designated countries EP (AT, BE, CH, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, IT, L U, MC, NL, PT, SE), OA (BF, BJ, CF) , CG, CI, CM, GA, GN, ML, MR, NE, SN, TD, TG), AP (GH, GM, KE, LS, M W, SD, SZ, UG, ZW), EA (AM, AZ, BY) , KG, KZ, MD, RU, TJ, TM), AL, AM , AT, AU, AZ, BA, BB, BG, BR, BY, CA, CH, CN, CU, CZ, DE, DK, EE, E S, FI, GB, GE, GH, GM, GW, HU, ID , IL, IS, JP, KE, KG, KP, KR, KZ, LC, LK, LR, LS, LT, LU, LV, MD, M G, MK, MN, MW, MX, NO, NZ, PL, PT , RO, RU, SD, SE, SG, SI, SK, SL, TJ, TM, TR, TT, UA, UG, UZ, VN, Y U, ZW (72) Chenakesh, Sandeep United States, North Carolina, Care Lee, Glen Abbey Drive 311

Claims

[Claims] 1. Means for determining a selected codeword closest to the received vector; Determine the Euclidean distance between the received vector and the selected codeword Means for determining an error estimate for the received and decoded vector. To output the received Euclidean distance and to receive the received vector to be decoded Decoder. 2. Scale and quantize error estimates according to a predetermined type of code. 2. The decoder of claim 1, further comprising means for: 3. The predetermined type of code includes a Hamming code, scales the error estimate, 3. The decoder of claim 2, wherein the decoder quantizes to a value of zero or one. 4. Certain types of codes include Golay codes, scale error estimates, and 3. The decoder according to claim 2, wherein the decoder quantizes the value to one of 1, 2, and 3. 5. The user between the diametrically received vector and the more diametrically selected codeword 2. The decoder according to claim 1, wherein the decoder calculates a grid distance. 6. A decoder is used to identify the selected codeword closest to the received vector. Execute the Conway-Sloan algorithm on the Matrix for the shortened Golay code_m And the generation matrix G_mIs a Golay code of (n, k) (where, n ′> n and k ′> k). Generating matrix G includes a plurality of rows and a plurality of columns;_mGenerate The transformation of the generator matrix G for According to a shortened Golay code of (n ', k'), including removing a plurality of predetermined ones. For decoding the received vector encoded according to the above. 7. The Golay code of (n, k) includes the Golay code of (24, 12), and (n ′, 7. The shortened Golay code of (k ') comprises the shortened Golay code of (19, 7). Decoder. 8. The generator matrix G includes 12 rows and 24 columns, and the generator matrix G_m Transforms rows 20, 21, 22, 23 and 24 and removes columns 4, 5, 1 The decoder of claim 7, comprising removing 0, 11 and 12. 9. The Golay code of (n, k) includes the Golay code of (24, 12), and (n ′, 7. The shortened Golay code of (k ') comprises a shortened Golay code of (18,6). Decoder. 10. The generator matrix G includes 12 rows and 24 columns, and the generator matrix G_m Transforms rows 16, 20, 21, 22, 23, and 24, and removes columns 3 10. The decoder of claim 9, comprising removing 4, 5, 10, 11, and 12. . 11. The Golay code of (n, k) includes the Golay code of (24, 12), and (n ′) , K ′) comprises the (18, 7) shortened Golay code. On-board decoder. 12. The generator matrix G includes 12 rows and 24 columns, and the generator matrix G_m Transform removes rows 1, 20, 21, 22, 23, and 24, and removes columns 4, The decoder of claim 11, comprising removing 5, 10, 11 and 12. 13. The generator matrix G includes 12 rows and 24 columns, and the generator matrix G_m Transforms rows 20, 21, 22, 23 and 24 and removes columns 4, 5, 10, 11 and 12 and further removing the Conway-Sloan algorithm 12. The method of claim 11, comprising appending zeros to the received vector before performing the rhythm. On-board decoder.