JP2001356157A - 相関性演算処理装置及び音源方向判定演算処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 少ないサンプル数で相関性を判別し、わずか
な時間遅延差の音源の方向を容易に判定できるようにす
る。 【解決手段】 ２つのマイクロフォン１０１Ｒ，１０１
Ｌを介して入力された２信号について、位相操作回路１
１０により遅延し相互に減算し、相関係数演算処理回路
１２０により相関係数演算処理を行うとともに、レベル
比較回路１３０によりレベル比較し、上記相関係数演算
処理回路１２０による相関係数演算処理結果と上記レベ
ル比較回路１３０によるレベル比較結果に基づいて、方
向判定演算回路１４０により上記２つのマイクロフォン
へ入力する音源方向を判定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、映像信号や音声信
号のデジタル信号処理において、ある２信号間の波形の
相関性を判断するための相関性演算処理装置及びこの相
関性演算処理装置を用いた音源方向判定演算処理装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、映像信号や音声信号のデジタ
ル信号処理において、ある２信号間の波形の近似性を評
価する場合に相関係数が利用されている。

【０００３】例えば図１１に示す音源方向判定装置で
は、２本のマイクロホン２０１Ｒ，２０１Ｌに入力する
音声信号から相関係数を利用してその音源の入力方向を
判別する。

【０００４】図１１に示す音源方向判定装置において、
マイクロホン２０１Ｒ，２０１Ｌは、ある任意の間隔ｄ
を離しておかれた無指向性マイクを想定しており、さら
に間隔ｄより十分に長い距離を離した場所に音源を置く
ものとし、右方向から入力する音源をＲｓ、センター方
向から入力する音源をＣｓ、左方向から入力する音源を
Ｌｓとする。また、音源はＲｓとＬｓの間を移動する
が、図１２に示すように音源Ａｓから入射角θで入射し
た場合を考えると、先に述べたように間隔ｄと比較して
音源Ａｓが十分に遠ければ、マイクロホン２０１Ｒ及び
マイクロホン２０１Ｌに到達する音はほぼ平行と考えら
れ、マイクロホン２０１Ｒ及びマイクロホン２０１Ｌに
は距離差Ｓで音が到達することになる。したがって距離
差Ｓは、間隔ｄとθの関数になり、逆に距離差Ｓが求め
られるとθが算出でき、音源方向が判定できる。

【０００５】この音源方向判定装置において、マイクロ
ホン２０１Ｒ及びマイクロホン２０１Ｌからの音声出力
信号Ｒ，Ｌは相関係数演算処理回路２１０に入力され
る。ここで、音声信号のように振幅の平均値がゼロとお
ける信号に対しては以下の演算式にしたがって相関係数
ρが算出できる。

【０００６】

【数１】

【０００７】上記演算式により算出される相関係数ρの
演算量は、一般的に演算総サンプル数Ｎに対して乗算及
び加算回数がＮ² に比例して増加することが知られてい
る。

【０００８】ここで図１１における信号Ｌ，Ｒの信号波
形例を図１３に示す。

【０００９】図１３の（Ａ）は音源Ｃｓから音声が入力
した場合の信号波形を示しており、この時の信号Ｒ及び
信号Ｌはマイクロホン１及びマイクロホン２が音源Ｃｓ
から等距離にあるため同位相になる。

【００１０】また、図１３の（Ｂ）は音源Ｒｓがら音声
が入力した場合の信号波形を示しており、信号Ｌが信号
Ｒより距離ｄの音速の時間遅延分φだけ位相が遅れて発
生している。

【００１１】さらに、図１３の（Ｃ）は、音源Ｌｓから
音声が入力した場合の信号波形を示しており、逆に信号
Ｒが信号Ｌより距離ｄの音速の時間遅延分φだけ位相が
遅れて発生している。

【００１２】また、これ以外の音源方向でも図１２にお
ける距離差Ｓに応じて、時間遅延分φを最大とする時間
遅延が生ずる。

【００１３】したがって、このような信号Ｒ，Ｌについ
て図１１における相関係数演算処理回路２１０により相
関係数ρを算出すると、係数値が大きいところでは音源
Ｃｓ方向から入力しており、比較的係数値が小さいとこ
ろでは音源Ｒｓ若しくは音源Ｌｓ方向から入力している
と判断できる。

【００１４】ここで距離ｄが小さい場合を考えてみる
と、ｄに相当する遅延分φが小さくなり、信号Ｒと信号
Ｌの位相差がなくなるため、相関係数ρが１に近づいて
しまい、結果的に従来においては位相差の判別ができな
くなってしまい、さらにこの現象は入力する音声信号の
周波数が低いほど波長に対するｄの影響が小さくなるた
め顕著になるという欠点になっていた。

【００１５】また音源Ｒｓから入力しているか、音源Ｌ
ｓから入力しているかの方向判別は相関係数値が同じに
なるため、信号Ｒ，Ｌの時間差から判断する必要がある
が音声が時間的に連続して入力する場合や周辺ノイズが
多い場合には有効な判断ができなかった。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】一般的に、上記演算式
により算出される相関係数ρは、−１≦ρ≦１の範囲の
値をとり、１に近いほど相関性が高く、ゼロで無相関、
−１に近いほど負（逆相）の相関性が高いという性質を
持つ。しかしその２信号の波形のずれ（時間遅延τによ
るずれ）が比較的に僅差である場合には相関係数の係数
感度が低くなり、数値に明確な差が現れにくいため、相
関性の判定が難しかった。

【００１７】また時間遅延τを可変して、波形の一致を
観察する場合においては、やはりそのτが僅差である場
合には可変ステップを細かくしてピークを検出する必要
があり演算量の増大につながっていた。

【００１８】さらに、例えば長時間観察すると相関性を
もつような信号でも演算処理に入力する総サンプル数が
少なく比較的短時間になると、相関係数の数値に誤差を
多く含むため、相関性の判断ができなかった。

【００１９】そこで、本発明の目的は、上述の如き従来
の問題点に鑑み、２信号の波形差がわずかである場合に
おいても相関性を判別することができるようにした相関
性演算処理装置を提供することにある。

【００２０】また、本発明の他の目的は、少ないサンプ
ル数で相関性を判別することができるようにした相関性
演算処理装置を提供することにある。

【００２１】また、本発明は、わずかな時間遅延差の音
源の方向を容易に判定することができる音源方向判定演
算処理装置を提供することにある。

【００２２】さらに、本発明は、小型化を可能にした音
源方向判定演算処理装置を提供することにある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明に係る相関性演算
処理装置は、２信号の相関係数演算処理を行う相関係数
演算処理手段と、上記相関係数演算処理手段による相関
係数演算処理の前処理として２信号を遅延し、相互に減
算する位相操作手段とを有することを特徴とする。

【００２４】本発明に係る音源方向判定演算処理装置
は、２つのマイクロフォンと、上記２つのマイクロフォ
ンを介して入力された２信号を遅延し、相互に減算する
位相操作手段と、上記位相操作手段を介して入力された
２信号について相関係数演算処理を行う相関係数演算処
理手段と、上記位相操作手段を介して入力された２信号
についてレベル比較を行うレベル比較手段と、上記相関
係数演算処理手段による相関係数演算処理結果と上記レ
ベル比較手段によるレベル比較結果に基づいて、上記２
つのマイクロフォンへ入力する音源方向を判定する方向
判定演算手段とを有することを特徴とする。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら詳細に説明する。

【００２６】本発明に係る相関性演算処理装置は、例え
ば図１に示すように構成される。この図１に示した相関
性演算処理装置５０は、２本のマイクロホン１Ｒ，１Ｌ
に入力する音声信号から相関係数を利用してその音源の
入力方向を判別するために、相関係数を演算するもので
あって、上記マイクロホン１Ｒ，１Ｌを介して音声信号
Ｒ，Ｌが入力される位相操作回路１０と、この位相操作
回路１０に接続された相関係数演算処理回路２０からな
る。

【００２７】上記位相操作回路１０は、図２に示すよう
に、第１及び第２の加算器１１Ｒ，１１Ｌと第１及び第
２の時間遅延回路１２Ｒ，１２Ｌを備え、音声信号Ｒが
第１の加算器１１Ｒの加算入力端子に直接供給されると
ともに音声信号Ｌが第２の時間遅延回路１２Ｌを介して
上記第１の加算器１１Ｒの減算入力端子に入力され、音
声信号Ｌが第２の加算器１１Ｌの加算入力端子に直接供
給されるとともに音声信号Ｒが第１の時間遅延回路１２
Ｒを介して上記第２の加算器１１Ｌの減算入力端子に入
力されるようになっている。

【００２８】上記第１及び第２の時間遅延回路１２Ｒ，
１２Ｌは、上記各マイクロホン１Ｒ，１Ｌの間隔ｄに相
当する音速の時間遅延分の時間遅延量φを有する。

【００２９】この位相操作回路１０は、入力された音声
信号Ｒ，Ｌに第１及び第２の時間遅延回路１２Ｒ，１２
Ｌにより所定の時間遅延φを与え、この所定の時間遅延
φが与えられた音声信号Ｒ’，Ｌ’を第１及び第２の加
算器１１Ｒ，１１Ｌにより上記入力された音声信号Ｒ，
Ｌから減算し、音声信号Ｒｐ及び音声信号Ｌｐとして出
力する。

【００３０】また、上記相関係数演算処理回路２０は、
図３に示すように、音声信号Ｒｐ及び音声信号Ｌｐがバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１Ｒ，２１Ｌを介して入
力される相関係数算出部２２を備え、この相関係数算出
部２２による相関係数ρの算出結果を検波部２３及び時
定数付加部２４を介して出力するようになっている。

【００３１】すなわち、上記相関係数演算処理回路２０
では、音声信号Ｒｐ，Ｌｐの必要な音声帯域周波数を抽
出するためにＢＰＦ２１Ｌ，２１Ｒを介して相関係数算
出部２２に入力信号Ｒｐ，Ｌｐが入力される。なお、Ｂ
ＰＦ２１Ｌ，２１Ｒは、方向判定する音源の周波数帯域
を抽出するために用いられものであって、音声以外の帯
域でもよい。

【００３２】ここで、一般的にある信号の中に似たよう
な信号がどのくらいあるか、言い換えればある信号の中
にどのぐらい周期性があるかを調べる場合に相関関数を
利用する場合が多い。相関関数の一般的な定義は次式で
表される。

【００３３】Ｒ［τ］＝Σ（ｘ［ｎ］ｘ［ｎ−τ］） 若しくは Ｒ［τ］＝Σ（ｘ［ｎ］ｙ［ｎ‐τ］） この式でｘ［ｎ］とｘ［ｎ−τ］若しくはｘ［ｎ］とｙ
［ｎ−τ］の２信号の時間遅延τを可変して、それぞれ
のΣである積和演算を必要なサンプル数Ｎ分について行
うと波形が最も似ているτで値がピークを示し、その時
のτが求める周期となる。しかしこの式においては、総
数Ｎが増えるとＲ［τ］も無限に増えるため評価値とし
て扱いにくい。これに対して相関係数は上式のとり得る
最大値で割り、正規化し無単位化した次式で表される。

【００３４】Ｐ［τ］＝Σ（ｘ［ｎ］ｘ［ｎ−τ］）／
√（Σｘ［ｎ］²Σｘ［ｎ−τ］²） 若しくは Ｐ［τ］＝Σ（ｘ［ｎ］ｙ［ｎ−τ］）／√（Σｘ
［ｎ］²Σｙ［ｎ−τ］²） この式でＰ［τ］は−１から１に収まるため扱いやす
い。そこで、本発明においては、入力された音声信号
Ｒ，Ｌの信号波形の相関を評価するために相関係数を利
用している。

【００３５】上記相関係数算出部２２は、次の演算式に
したがって両者の相関係数ρを計算する。

【００３６】

【数２】

【００３７】この相関係数演算処理回路２０では、係数
値を整えるために上記相関係数算出部２２から検波部２
３及び時定数付加部２４を介して出力している。上記検
波部２３は、相関係数算出部２２からの−１≦ρ≦１の
範囲の係数値を０≦ρ≦１の範囲の値にするために、−
１≦ρ≦０の値をとる時はすべてρ＝０にすげ替える処
理を行う。この意味は、−１≦ρ０の範囲の係数は、後
述する高域限界処理周波数を超える信号によるものと考
えられ、ρ＝０にして無相関化している。また、時定数
付加部２４は信号入力の急激な変動に対するための処理
を行うもので、相関係数ρをアタック／リカバリ時定数
を持たせて自然に変化するようにしている。これは、例
えばカットオフ周波数を低く設定したローパスフィルタ
やｕｐ側とｄｏｗｎ側のカウント値を変えたｕｐ／ｄｏ
ｗｎカウンタなどで構成される。

【００３８】ここで、上記位相操作回路１０から出力さ
れる音声信号Ｒｐ及び音声信号Ｌｐの波形例を図４の
（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示す。

【００３９】図４の（Ａ）は、センター方向音源Ｃｓか
ら上記マイクロホン１Ｒ，１Ｌを介して音声信号Ｒ，Ｌ
が上記位相操作回路１０に入力された場合の波形例を示
している。この場合には、入力音声信号Ｒ，Ｌから互い
に等量の時間遅延φが与えられた音声信号Ｒ’，Ｌ’を
減算するため、出力音声信号Ｒｐ，Ｌｐはどちらも同じ
波形になる。

【００４０】次に図４の（Ｂ）は、右方向音源Ｒｓから
上記マイクロホン１Ｒ，１Ｌを介して音声信号Ｒ，Ｌが
上記位相操作回路１０に入力された場合の波形例を示し
ている。この場合には、出力音声信号Ｒｐは、間隔ｄの
空間分と第２の時間遅延回路１２Ｌによる時間遅延φに
より結果的に２φの時間遅延が与えられた音声信号Ｌ’
が第１の加算器１１Ｒで入力音声信号Ｒから減算された
出力となる。また、出力音声信号Ｌｐは、間隔ｄの空間
分の時間遅延が与えられた音声信号Ｌから第１の時間遅
延回路１２Ｒによる時間遅延φが与えられた音声信号
Ｒ’が同相の状態で第２の加算器１１Ｌにより減算され
るので、ほぼゼロ（微小振幅信号）の出力となる。

【００４１】さらに図４の（Ｃ）は、左方向音源Ｌｓか
ら上記マイクロホン１Ｒ，１Ｌを介して音声信号Ｒ，Ｌ
が上記位相操作回路１０に入力された場合の波形例を示
している。この場合には、出力音声信号Ｒｐは、間隔ｄ
の空間分の時間遅延が与えられた音声信号Ｒから第２の
時間遅延回路１２Ｌによる時間遅延φが与えられた音声
信号Ｌ’が同相の状態で第１の加算器１１Ｒにより減算
されるので、ほぼゼロ（微小振幅信号）の出力となる。
また、出力音声信号Ｌｐは、間隔ｄの空間分と第１の時
間遅延１２Ｒによる時間遅延φにより結果的に２φの時
間遅延が与えられた音声信号Ｒ’が入力音声信号Ｌから
減算された出力となる。

【００４２】したがって、上記位相操作回路１０から出
力される音声信号Ｒｐ及び音声信号Ｌｐについて、上記
相関係数演算処理回路２０により相関係数ρを算出する
と、音源Ｃｓからの入力した場合の係数値は１で相関性
が最大になり、音源Ｒｓ若しくは音源Ｌｓから入力した
場合には係数値ゼロで無相関性を示すことになり、その
中間方向から入力した場合の係数値は「０」と「１」の
間で、その方向に応じた係数値を示すことになる。

【００４３】このように本発明においては、相関係数演
算処理回路２０の前処理として位相操作回路１０を通す
ことにより、任意の時間遅延差点で無相関化することが
でき、相関係数の感度を上げることができる。

【００４４】ここで、上記相関性演算処理装置５０にお
ける音源の高域処理限界周波数は、音声信号Ｒ，Ｌが入
力される上記マイクロホン１Ｒ，１Ｌのマイク間距離に
依存しており、以下の式で表される。

【００４５】高域限界処理周波数［Ｈｚ］＝３４０００
０［ｍｍ／ｓ］／２ｄ［ｍｍ］ 上記ｄはマイク間距離であり、３４０［ｍ／ｓ］は常温
における音速である。

【００４６】例えば高域限界周波数を音声帯域の８ｋＨ
ｚまで処理するとすれば、マイク間距離ｄは２１［ｍ
ｍ］以下にすればよい。この高域処理限界周波数以上で
はマイクロホン１Ｒ，１Ｌ自身の音響的な影や周辺ノイ
ズの影響を受けやすくなる。また低域には特に限界周波
数はないが、ｄが小さいと低域になるほど位相操作演算
処理回路の出力におけるＬＲ位相差感度が小さくなり本
発明の効果が薄れるため、結果としてｄは先の高域限界
周波数付近にとることになる。

【００４７】また、図３に示した相関係数演算処理回路
２０におけるＢＰＦ２１Ｒ，２１Ｌは、上記相関係数算
出部２２に入力する音声信号Ｒｐ及び音声信号Ｌｐの処
理周波数帯域を決定しており、この帯域を目標音源を含
む狭帯域にすればより一層、周辺ノイズの影響が少なく
なり、音源方向判定の確度を上げることができる。ま
た、上記ＢＰＦ２１Ｒ，２１Ｌは目標音のみを通し、そ
れ以外の音を遮断することで方向判定の確度を上げるた
めに設けられているものであるが、低いと波形がなだら
かになり過ぎて音源方向判定の確度が下がるため、目的
の音が、音声か楽器の音ならば、例えば３ｋＨｚ付近の
数オクターブ幅にすればよい。高域のピーク成分の影響
は、検波方式とアタック／リカバリ時定数の選び方で十
分に除くことができる。

【００４８】本発明の場合、ある一方向からの音源に対
しては、含まれる周波数に関係なく図４の波形の関係が
成り立つので上記ＢＰＦ２１Ｒ，２１Ｌの帯域が広くて
も目標音源のパワーがノイズ（環境音）より大きければ
判定できる。また相関係数演算処理は殆どの場合デジタ
ル処理になるので、ＢＰＦもデジタルフィルタで構成さ
れ、そのサンプリング周波数もその目標音源帯域を含め
ば特に制約はない。また、上記ＢＰＦ２１Ｒ，２１Ｌ
は、位相操作回路１０の前段に入れても良い。

【００４９】次に、本発明に係る音源方向判定演算処理
装置は、例えば図５に示すように構成される。この図５
に示した音源方向判定演算処理装置１００は、２本のマ
イクロホン１０１Ｒ，１０１Ｌに入力する音声信号から
相関係数を利用してその音源の入力方向を判別するため
のものであって、上記マイクロホン１０１Ｒ，１０１Ｌ
から増幅器１０２Ｒ，１０２Ｌを介して音声信号Ｒ，Ｌ
が入力されるＡ／Ｄ変換器１０３Ｒ，１０３Ｌと、Ａ／
Ｄ変換器１０３Ｒ，１０３Ｌによりデジタル化された音
声信号ＤＲ，ＤＬが入力される位相操作回路１１０と、
この位相操作回路１１０の出力信号が供給される相関係
数演算処理回路１２０及びレベル比較回路１３０と、こ
の相関係数演算処理回路１２０及びレベル比較回路１３
０の各出力信号が供給される方向判定演算回路１４０か
らなる。

【００５０】この音源方向判定演算処理装置１００にお
いて、各マイクロホン１０１Ｒ，１０１Ｌは、ある間隔
ｄを置いて設置されており、その出力として得られる音
声信号Ｒ，Ｌを増幅器１０２Ｒ，１０２Ｌに供給する。
上記増幅器１０２Ｒ，１０２Ｌは、各マイクロホン１０
１Ｒ，１０１Ｌにより得られた音声信号Ｒ，Ｌを増幅し
てＡ／Ｄ変換器１０３Ｒ，１０３Ｌに入力する。上記Ａ
／Ｄ変換器１０３Ｒ，１０３Ｌは、入力された音声信号
Ｒ，Ｌをデジタル音声信号ＤＲ，ＤＬに変換して位相操
作回路１１０に入力する。

【００５１】この音源方向判定演算処理装置１００にお
ける位相操作回路１１０は、上述の相関性演算処理装置
５０における位相操作回路１０と同様の位相操作をデジ
タル処理により行い、位相操作済みのデジタル音声信号
ＤＲｐ及びデジタル音声信号ＤＬｐを相関係数演算処理
回路１２０及びレベル比較回路１３０に供給する。

【００５２】また、この音源方向判定演算処理装置１０
０における相関係数演算処理回路１２０は、上記位相操
作回路１１０から供給される位相操作済みのデジタル音
声信号ＤＲｐ及びデジタル音声信号ＤＬｐについて、上
述の相関性演算処理装置５０における位相操作回路１０
と同様の相関係数演算処理をデジタル処理により行い、
相関係数ρを示す信号Ｓρを方向判定演算回路１４０に
供給する。ここで、上記演算式により算出される相関係
数ρの演算量は、一般的に演算総サンプル数Ｎに対して
乗算及び加算回数がＮ² に比例して増加することが知ら
れている。この音源方向判定演算処理装置１００におけ
る相関係数演算処理回路１２０では、演算量を削減する
ため、ニュートン法、チェビシェフ近似法を組み合わ
せ、さらにＮワード分のＲＡＭを利用することでＮに関
係なく１サンプル期間に乗算１５回、加算１３回で演算
を行っている。なお、ニュートン法の演算精度を落とす
ことで更に演算量削減も可能となる。

【００５３】その演算方法について説明する。

【００５４】まず上記相関係数演算式において、分子項
Σのｎ−１サンプル時の累積加算値をＡＬＲ［ｎ−１］
とすれば、ＡＬＲ［ｎ］は以下のよう表される。

【００５５】ＡＬＲ［ｎ］＝ＡＬＲ［ｎ−１］＋Ｌ
［ｎ］Ｒ［ｎ］−Ｌ［ｎ−Ｎ］Ｒ［ｎ−Ｎ］ 同様に分母項のΣのｎ−１サンプル時の累積加算値をそ
れぞれＡＬ［ｎ−１］，ＡＲ［ｎ−１］とすれば、ＡＬ
［ｎ］，ＡＲ［ｎ］は、以下のように表される。

【００５６】 ＡＬ［ｎ］＝ＡＬ［ｎ−１］＋Ｌ［ｎ］−Ｌ［ｎ−Ｎ］ ＡＲ［ｎ］＝ＡＲ［ｎ−１］＋Ｒ［ｎ］−Ｌ［ｎ−Ｎ］ これはそれぞれの累積加算値は、演算総サンプル数Ｎに
対して最新サンプルのデータを加算するとともに、Ｎサ
ンプル前の最旧データを減算していくことで、演算量を
削減しながら、積和演算を実現している。この音源方向
判定演算処理装置１００における相関係数演算処理回路
１２０の具体的な構成例を図６のブロック図に示す。

【００５７】この相関係数演算処理回路１２０は、入力
信号Ｌ［ｎ］が供給される乗算器１２１Ａ、この乗算器
１２１Ａによる乗算出力Ｌ［ｎ］² が供給される１／Ｎ
ビットシフト回路１２２Ａ、この１／Ｎビットシフト回
路１２２Ａの出力（１／Ｎ）Ｌ［ｎ］² が供給されるＲ
ＡＭ１２３Ａ及び加算器１２４Ａ、この加算器１２４Ａ
の出力ＡＬ［ｎ］が供給されるアキュムレータ１２５Ａ
及び加算器１２６Ａを備え、上記加算器１２４Ａにより
１／Ｎビットシフト回路１２２Ａの出力（１／Ｎ）Ｌ
［ｎ］² と上記アキュムレータ１２５Ａの出力ＡＬ［ｎ
−１］を加算し、加算器１２６Ａにより上記加算器１２
４Ａの出力ＡＬ［ｎ］からＲＡＭ１２３Ａの出力（１／
Ｎ）Ｌ［ｎ−Ｎ］² を減算するようになっている。ここ
で、総演算サンプル数ＮをＮ＝２^m の関係に設定する
と、１／Ｎビットシフト回路１２２Ａは、ｍ回のＬＳＢ
側へのビットシフト演算で容易に実現できる。

【００５８】また、この相関係数演算処理回路１２０
は、入力信号Ｒ［ｎ］が供給される乗算器１２１Ｂ、こ
の乗算器１２１Ｂによる乗算出力Ｒ［ｎ］² が供給され
る１／Ｎビットシフト回路１２２Ｂ、この１／Ｎビット
シフト回路１２２Ｂの出力（１／Ｎ）Ｒ［ｎ］² が供給
されるＲＡＭ１２３Ｂ及び加算器１２４Ｂ、この加算器
１２４Ｂの出力ＡＲ［ｎ］が供給されるアキュムレータ
１２５Ｂ及び加算器１２６Ｂを備え、上記加算器１２４
Ｂにより１／Ｎビットシフト回路１２２Ｂの出力（１／
Ｎ）Ｒ［ｎ］² と上記アキュムレータ１２５Ｂの出力Ａ
Ｒ［ｎ−１］を加算し、加算器１２６Ｂにより上記加算
器１２４Ｂの出力ＡＲ［ｎ］からＲＡＭ１２３Ｂの出力
（１／Ｎ）Ｒ［ｎ−Ｎ］² を減算するようになってい
る。

【００５９】また、この相関係数演算処理回路１２０
は、入力信号Ｌ［ｎ］及び入力信号Ｒ［ｎ］が供給され
る乗算器１２１Ｃ、この乗算器１２１Ｃによる乗算出力
Ｌ［ｎ］Ｒ［ｎ］が供給される１／Ｎビットシフト回路
１２２Ｃ、この１／Ｎビットシフト回路１２２Ｃの出力
（１／Ｎ）Ｌ［ｎ］Ｒ［ｎ］が供給されるＲＡＭ１２３
Ｃ及び加算器１２４Ｃ、この加算器１２４Ｃの出力ＡＬ
Ｒ［ｎ］が供給されるアキュムレータ１２５Ｃ及び加算
器１２６Ｃを備え、上記加算器１２４Ｃにより１／Ｎビ
ットシフト回路１２２Ｃの出力（１／Ｎ）Ｌ［ｎ］Ｒ
［ｎ］と上記アキュムレータ１２５Ｃの出力ＡＬＲ［ｎ
−１］を加算し、加算器１２６Ｃにより上記加算器１２
４Ｃの出力ＡＬＲ［ｎ］からＲＡＭ１２３Ｃの出力（１
／Ｎ）Ｌ［ｎ−Ｎ］Ｒ［ｎ−Ｎ］を減算するようになっ
ている。

【００６０】さらに、この相関係数演算処理回路１２０
は、各加算器１２６Ａ，１２６Ｂ，１２６Ｃの各出力ｌ
［ｎ］，ｒ［ｎ］，ｌｒ［ｎ］が供給される相関係数演
算回路１２７を備え、この相関係数演算回路１２７によ
り相関係数ρを計算するようになっている。

【００６１】このような構成の相関係数演算処理回路１
２０では、図７のフローチャートに示す手順に従って相
関係数ρの演算を行う。すなわち、ｎサンプル時のＬ
［ｎ］、Ｒ［ｎ］が入力される（ステップＳ１）。

【００６２】次に、初段の乗算器１２１Ａ，１２１Ｂ，
１２１ＣでＬ［ｎ］² ，Ｒ［ｎ］²，Ｌ［ｎ］Ｒ［ｎ］
をそれぞれ計算する（ステップＳ２）。

【００６３】次に、１／Ｎビットシフト回路１２２Ａ，
１２２Ｂ，１２２Ｃで１／Ｎ処理する（ステップＳ
３）。ここで１／Ｎは、演算時のオーバーフローを防止
するための係数で、Ｎ＝２ｅｘｐＸにとれば１／ＮはＸ
回のビットシフト演算で容易に計算することができる。

【００６４】次に、ｎ−１サンプルまでのアキュムレー
タ内累積加算値（ＡＬ［ｎ−１］，ＡＲ［ｎ−１］，Ａ
ＬＲ［ｎ−１］）を加算器１２４Ａ，１２４Ｂ，１２４
Ｃによりそれぞれに加算し、新たな累積加算値（ＡＬ
［ｎ］，ＡＲ［ｎ］，ＡＬＲ［ｎ］）としてアキュムレ
ータ１２５Ａ，１２５Ｂ，１２５Ｃに入力する（ステッ
プＳ４）。ＡＬ，ＡＲ，ＡＬＲはアキュムレータ１２５
Ａ，１２５Ｂ，１２５Ｃ内のデータを示す。

【００６５】次に、ＲＡＭ１２３Ａ，１２３Ｂ，１２３
Ｃから読み出されたＮサンプル前のデータＭＬ［ｎ−
Ｎ］，ＭＲ［ｎ−Ｎ］，ＭＬＲ［ｎ−Ｎ］を加算器１２
６Ａ，１２６Ｂ，１２６Ｃで減算する（ステップＳ
５）。なお、ＭＬ，ＭＲ，ＭＬＲはＲＡＭ１２３Ａ，１
２３Ｂ，１２３Ｃ内のデータを示す。

【００６６】次に、ステップＳ３で１／Ｎビットシフト
回路１２２Ａ，１２２Ｂ，１２２Ｃにより１／Ｎ処理さ
れた値（１／Ｎ）Ｌ［ｎ］² ，（１／Ｎ）Ｒ［ｎ］² ，
（１／Ｎ）Ｌ［ｎ］Ｒ［ｎ］をＲＡＭ１２３Ａ，１２３
Ｂ，１２３Ｃに書き込む（ステップＳ６）。

【００６７】そして、相関係数演算回路１２７におい
て、ステップＳ５で得られる各加算器１２６Ａ，１２６
Ｂ，１２６Ｃの各出力ｌ［ｎ］，ｒ［ｎ］，ｌｒ［ｎ］
に基づいて、基本演算１／√をニュートン法及びチェビ
シェフ多項式による近似計算により行い、相関係数ρ
［ｎ］を演算する。

【００６８】 ρ［ｎ］＝ｌｒ［ｎ］／√（ｌ［ｎ］ｒ［ｎ］） なお、相関係数演算回路１２７における演算の詳細につ
いては、数学的に周知の解法であるため、説明は省略す
る。

【００６９】以上で相関係数が算出され、この方法であ
れば演算量はさほど増えないため、この相関係数演算処
理回路１２０は、ＤＳＰ及びＬＳＩで容易に実現するこ
とができる。

【００７０】また、この音源方向判定演算処理装置１０
０におけるレベル比較回路１３０は、上記位相操作回路
１１０から供給される位相操作済みのデジタル音声信号
ＤＲｐ及びデジタル音声信号ＤＬｐについてレベル比較
を行う。このレベル比較回路１３０では、例えばそれぞ
れの信号を絶対値化したあとピーク検波し、差分値の符
号を判断することでレベル比較を行う。このレベル比較
回路１３０は、レベル比較出力信号Ｓｃを方向判定演算
回路１４０に供給する。

【００７１】ここで、上記レベル比較回路１３０は、例
えば図８に示すように、上記位相操作回路１１０から供
給される位相操作済みのデジタル音声信号ＤＲｐ及びデ
ジタル音声信号ＤＬｐがバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１３１Ｌ，１３１Ｒを介して供給される絶対値化処理回
路１３２Ｌ，１３２Ｒと、絶対値化処理回路１３２Ｌ，
１３２Ｒの出力が検波処理回路１３３Ｌ，１３３Ｒを介
して供給される加算器１３４と、加算器１３４の出力が
供給されるレベル比較判定回路１３５と、レベル比較判
定回路１３５の出力が供給される時定数付加回路１３６
等からなる。

【００７２】このレベル比較回路１３０では、上記位相
操作回路１１０から供給される位相操作済みのデジタル
音声信号ＤＲｐ及びデジタル音声信号ＤＬｐについてＢ
ＰＦ１３１Ｒ，１３１Ｌにより目的とする音声周波数帯
域の信号成分を抽出し、上記ＢＰＦ１３１Ｒ，１３１Ｌ
により抽出された目的の音声周波数帯域の信号成分につ
いて正負にまたがる信号の符号を絶対値化処理回路１３
２Ｌ，１３２Ｒにより統一する。検波処理回路１３３
Ｌ，１３３Ｒでは、上記絶対値化処理回路１３２Ｌ，１
３２Ｒにより符号が統一された目的の音声周波数帯域の
各信号について、例えばピーク検波や平均値検波等の検
波処理を行い、信号レベルを示す検波出力信号ＤＲde
t，ＤＬdetを得る。

【００７３】上記絶対値化処理回路１３２Ｌ，１３２Ｒ
及び検波処理回路１３３Ｌ，１３３Ｒでは、例えば図９
の左側に示すように上記ＢＰＦ１３１Ｒ，１３１Ｌによ
り抽出された目的の音声周波数帯域の信号成分の信号Ａ
及び信号Ｂとすれば、上記絶対値化処理回路１３２Ｌ，
１３２Ｒにより各信号Ａ，Ｂを絶対値化することで図９
の左側に示す実線のようになり、さらに検波処理回路１
３３Ｌ，１３３Ｒで、例えばピーク検波処理を施すこと
で、破線のようにレベル検出が行われる。

【００７４】加算器１３４では、上記検波処理回路１３
３Ｌ，１３３Ｒによる検波出力信号ＤＲdet，ＤＬdetに
ついて、差分値（ＤＥＦ＝ＤＲdet−ＤＬdet）を演算す
る。レベル比較判定回路１３５では、上記加算器１３４
により得られた差分値ＤＥＦの符号、つまり正、負、ゼ
ロから、目的の音声周波数帯域の各信号についてレベル
の大小関係を判断する。このレベル比較判定回路１３５
では、例えばオーディオサンプリング周波数（３２ｋＨ
ｚ、４４．１ｋＨｚ、４８ｋＨｚ）の周期毎にレベルが
判定される。そして、上記レベル比較判定回路１３５に
よる判定出力は、ノイズ等による誤判定をさけるために
時定数付加回路１３６において例えばローパスフィルタ
ＬＰＦを通すことで変化を滑らかにされ、高域周波数成
分を除去されたレベル比較出力信号Ｓｃとして出力され
る。

【００７５】この音源方向判定演算処理装置１００にお
ける方向判定演算回路１４０では、相関係数演算処理回
路１２０から供給される相関係数Ｓρがマイクロホン１
０１Ｒとマイクロホン１０１Ｌの入射角に対する距離差
Ｓの関数、つまりＳ／ｄに想到することから音源方向と
の成す入射角θが計算できる。また信号レベル比較出力
信号Ｓｃから、当該レベル比較出力信号Ｓｃが正符号の
場合は音源Ｒｓ側、つまり右方向から入力していると判
断でき、負符号の場合は音源Ｌｓ側、つまり左方向から
入力していると判断することができるため、結果的に音
源の入力方向が判定でき、方向判定信号Ｓｄとして出力
する。

【００７６】ここで、上述の図１２においてＳ＝ｄ・ｃ
ｏｓθなる式で方向判定するためにはθを求めることが
必要であるが、本発明ではＳを直接求めずにｃｏｓθ＝
Ｓ／ｄの関係からまずＳ／ｄを求め、その後θ＝ｃｏｓ
−１（Ｓ／ｄ）の逆三角関数演算を行いθを求める。す
なわち、ｃｏｓθ＝Ｓ／ｄ式からｃｏｓθ、つまりＳ／
ｄを求めれば逆三角関数演算θ＝ｃｏｓ−１（Ｓ／ｄ）
から目的とするθが求められる。

【００７７】この音源方向判定演算処理装置１００で
は、位相操作回路１１０のΦはマイク間距離ｄから一義
的に決定され変化はさせない。Ｓ／ｄは、相関係数ρか
ら求める。

【００７８】まず、この位相操作回路１１０を伴った相
関係数ρ出力は、左右方向音源Ｒｓ及びＬｓからの信号
では、非相関が強調されるためゼロに近づき、センター
方向音源Ｃｓからの信号では、相関が強いため１に近づ
きピークを持つ。

【００７９】ｃｏｓθの変化範囲は−１≦ｃｏｓθ≦１
であり、θが−９０°から９０°の範囲では、 ｃｏｓθ＝１のときθ＝０° ｃｏｓθ＝０のときθ＝９０°若しくは−９０° となる。これは、センター方向を０°とした時の相関係
数ρとθの関係に一致するため、θ＝０°及び９０°で
は相関係数ρ＝ｃｏｓθという式がほぼ成り立つ。

【００８０】ここでｃｏｓθは、まずθが０≦θ≦９０
°の範囲を考えると、０≦ｃｏｓθ≦１の値をとり、相
関係数演算処理回路１２０の出力信号の変化範囲と一致
する。

【００８１】つまり、相関係数演算処理回路１２０の出
力信号信号が「１」のときはＬチャンネルとＲチャンネ
ルの相関が大きい場合であり音源方向はセンタ−方向、
つまりθ＝０°（ｃｏｓθ＝１）と判断できる。また、
相関係数演算処理回路１２０の出力信号が「０」のとき
はＬチャンネルとＲチャンネルの相関が小さい場合であ
り音源方向はサイド方向、つまりθ＝９０゜（ｃｏｓθ
＝０）と判断できる。次にθが−９０°≦θ≦０の範
囲、つまり逆サイド側の方向を考えると、同様に０≦ｃ
ｏｓθ≦１の値をとるためサイド側と同様に方向判定が
可能である。またサイド側θ＝９０°と逆サイド側θ＝
−９０°の判別は、レベル比較回路１３０の出力信号で
行い、レベル比較回路１３０の出力信号の符号が正であ
ればサイド側方向、例えば図１における右方向音源Ｒｓ
側、逆に符号が負であれば逆サイド側方向、例えば左方
向音源Ｌｓ側、ゼロであればセンター方向、つまり音源
Ｒｓ方向と判断可能である。

【００８２】ところで図５においてθが−９０°＜θ＜
９０°の範囲で常にｃｏｓθと相関係数演算処理回路１
２０の出力信号（相関係数ρ）の変化曲線が等しいとは
限らない。それは以下の理由による。

【００８３】すなわち、相関係数演算処理回路１２０に
おいて、ＢＰＦ２１Ｒ，２１Ｌで抽出した帯域は、複数
の周波数を含むマルチトーン信号であるため、θが変化
したときに相関係数ρがｃｏｓθの曲線で必ずしも変化
しない。

【００８４】また、相関係数ρを演算式により求めると
きに、分母がゼロとなる場合を処理するための特異点処
理のためや、またデジタル演算の有限語長による丸め誤
差のため、特に相関係数ρがゼロ付近、つまりθ＝９０
°及びθ＝−９０°付近で不惑帯が発生する。言い換え
れば小信号レベルに閾値を設けて、閾値以下の小信号を
回路的にゼロにして相関係数ρを算出する必要があり、
したがってこの付近では不連続となる。

【００８５】そこで、θ＝０°〜９０°の範囲すべてに
おいては 相関係数ρ×補正係数Ｃ＝ｃｏｓθ とし、補正係数Ｃを用いてＳ／ｄに近似させる。この場
合の補正係数Ｃは上記ＢＰＦの帯域及び小信号閾値の設
定により変わるため、あらかじめθと補正係数Ｃの関係
を実験等により求めておき、ｃｏｓθを算出するときに
補正係数ＣをＲＯＭテーブル等から適時読み出して演算
に使用するようにする。またθ＝０°〜−９０°に関し
ては左右対称であるため、負号だけをレベル比較回路１
３０にて判定し、相関係数ρに付加する。

【００８６】すなわち、音源方向判定演算処理装置１０
０において、相関係数演算処理回路１２０の出力は相関
係数ρに相当し、レベル比較回路１３０の出力は正負号
信号に相当し、方向判定演算回路１４０では上記補正係
数Ｃからｃｏｓθを算出して方向判定信号をさらに求め
る処理を行う。

【００８７】このように本発明においては、２つのマイ
クロホン１０１Ｒ，１０１Ｌにより得られた音声信号
Ｒ，Ｌを位相操作回路１１０を通しレベル比較回路１３
０でレベル比較することにより、容易に音源方向判定処
理を行うことができる。

【００８８】なお、この音源方向判定演算処理装置１０
０では、ＬｃｈとＲｃｈの相関係数を音源方向判定のた
めの評価値として利用しているが、図１０に示す音源方
向判定演算処理装置１００’のようにＬＲ間の差分値
（Ｌ−Ｒ）を評価値としても、上述の位相操作処理の利
点がある。つまり位相操作回路１１０からの出力波形に
おいて加算器１２０’で差分をとると、その位相差に応
じて差分信号にレベル差が表れるため、位相差感度が大
きいほどレベル比較回路１１０からの信号とともに方向
判定演算回路１４０にて音源方向の判定が容易にできる
ことになる。

【００８９】しかし実際の音においては、目標の音源に
対して環境ノイズ音が必ず混入することが考えられる。
このような場合の差分値と相関係数による評価値を比較
すると、差分値はノイズも含めてすべての音の振幅差と
位相差の総和が出力されるが、相関係数は比較的に振幅
（パワ−）の大きい音の、しかも位相差のみを評価値の
ターゲットにするためノイズの影響が少なくてすむ。音
源がセンター方向にある場合を考えると、目標音源の振
幅の大小に関係なく差分値はＬＲの信号がキャンセルさ
れ評価値はゼロを出力する。したがってこの時にノイズ
があるとそのノイズの影響をもろに受けるが、相関係数
では目標信号がキャンセルされるようなことはない。こ
のように相関係数の方が実使用環境における騒音や反射
音等による影響が少なくなるといえ、本発明において相
関係数を評価値に採用した理由もここにある。ただし差
分値による演算回路規模は相関係数を算出する場合と比
較して格段に少なく済むため回路規模、コストを重視す
る場合には利用も考えられる。

【００９０】

【発明の効果】本発明によれば、２信号の波形差がわず
かである場合においても、その任意の時間遅延差点にお
いて２信号を無相関化して係数感度を上げられるため、
従来と比較してわずかな波形の差でも相関性を判別する
ことができる。したがって、映像信号や音声信号におい
て、２信号間の波形の相関性を求める場合に、位相操作
回路により、任意の波形ずれ（時間遅延）において無相
関化することができるため、あらかじめ発生する時間遅
延が判明しているようなアプリケーションにおいては、
その感度を最大化することができ、容易に相関性の検出
が可能になる。

【００９１】また、任意の位相差点において感度が上が
ることで、外乱に強くなるため、総サンプル数が多く必
要な波形の相関性判定においても、相関係数感度を上げ
ることで少ない総サンプル数（Ｎ）でも判断することが
でき、演算処理の回路規模が小さくて済み、機器の小型
化、低消費電力化、ローコスト化ができ、さらにＬＳＩ
化する場合においても、チップ面積が少なくて済むた
め、小型化、低消費電力化、ローコスト化ができる。

【００９２】また、本発明によれば、総サンプル数が多
く必要な波形の相関性判定においても、相関係数感度を
上げることで少ない総サンプル数でも判断することがで
き、演算量を少なくすることができるため、相関性演算
処理装置の回路規模を小さくすることができる。

【００９３】さらに、本発明によれば、２つのマイクロ
ホンに入力する音源方向を相関係数演算処理により判定
する場合において、従来は判定できなかったわずかな時
間遅延差の音源の方向を、容易に判定することが可能に
なるとともに、その２つのマイクロホン間隔が小さくて
も判定ができるため、装置の小型化が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る相関性演算処理装置の構成例を示
すブロック図である。

【図２】上記相関性演算処理装置における位相操作回路
の構成例を示すブロック図である。

【図３】上記相関性演算処理装置における相関係数演算
処理回路の構成例を示すブロック図である。

【図４】上記位相操作回路から出力される音声信号の波
形例を示す図である。

【図５】本発明に係る音源方向判定演算処理装置の構成
例を示すブロック図である。

【図６】上記音源方向判定演算処理装置における相関係
数演算処理回路の具体的な構成例を示すブロック図であ
る。

【図７】上記相関係数演算処理回路による相関係数の演
算処理手順を示すフローチャートである。

【図８】上記音源方向判定演算処理装置におけるレベル
比較回路の具体的な構成例を示すブロック図である。

【図９】上記レベル比較回路における絶対値化処理回路
及び検波処理回路の動作を説明するための信号波形図で
ある。

【図１０】上記音源方向判定演算処理装置の変形例を示
すブロック図である。

【図１１】従来の音源方向判定装置を説明するための図
である。

【図１２】音源方向の判定の原理を説明するための図で
ある。

【図１３】従来の音源方向判定装置における信号Ｌ，Ｒ
の信号波形例を示す図である。

【符号の説明】

１Ｒ，１Ｌ，１０１Ｒ，１０１Ｌ マイクロフォン、１
０，１１０ 位相操作回路、１１Ｒ，１１Ｌ 加算器、
１２Ｒ，１２Ｌ 時間遅延回路、２０，１２０相関係数
演算処理回路、２１Ｒ，２１Ｌ ＢＰＦ、２２ 相関係
数算出部、２３ 検波部、２４ 時定数付加部、５０
相関性演算処理装置、１３０ レベル比較回路、１４０
方向判定演算回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２信号の相関係数演算処理を行う相関係
   数演算処理手段と、 上記相関係数演算処理手段による相関係数演算処理の前
   処理として２信号を遅延し、相互に減算する位相操作手
   段とを有することを特徴とする相関性演算処理装置。
2. 【請求項２】 ２つのマイクロフォンと、 上記２つマイクロフォンを介して入力された２信号を遅
   延し、相互に減算する位相操作手段と、 上記位相操作手段を介して入力された２信号について相
   関係数演算処理を行う相関係数演算処理手段と、 上記位相操作手段を介して入力された２信号についてレ
   ベル比較を行うレベル比較手段と、 上記相関係数演算処理手段による相関係数演算処理結果
   と上記レベル比較手段によるレベル比較結果に基づい
   て、上記２つのマイクロフォンへ入力する音源方向を判
   定する方向判定演算手段とを有することを特徴とする音
   源方向判定演算処理装置。