JP2001352790A - Controller for driving motor - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電動機を可変速駆
動する電動機駆動用制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor drive control device for driving a motor at a variable speed.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４は従来の電動機駆動用制御装置とし
てのインバータ装置の構成を示す図である。図におい
て、２１は交流電力を直流電力に変換するコンバータ
部、２２はコンバータ部２１が変換した直流電圧を平滑
する平滑コンデンサ、２３は直流電力を可変周波数、可
変電圧の交流電力に変換するインバータ部、２４は可変
速駆動される電動機である。また、Ｒ，Ｓ，Ｔはインバ
ータ装置の三相入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗはインバータ装置
の三相出力端子である。また、インバータ部２３は、三
相出力の各一相につき２個直列に接続される６個のスイ
ッチング素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６と、
スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のそれぞれに対して逆並列
に接続された６個の還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、
Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６とから構成され、スイッチング素子Ｔ
１〜Ｔ６のスイッチング動作により、直流電力を任意の
周波数、電圧の交流電力に変換する。2. Description of the Related Art FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an inverter device as a conventional motor drive control device. In the figure, 21 is a converter unit for converting AC power to DC power, 22 is a smoothing capacitor for smoothing the DC voltage converted by the converter unit 21, and 23 is an inverter unit for converting DC power to variable frequency and variable voltage AC power. , 24 are motors driven at variable speeds. R, S, and T are three-phase input terminals of the inverter device, and U, V, and W are three-phase output terminals of the inverter device. The inverter unit 23 includes six switching elements T1, T2, T3, T4, T5, and T6 connected in series for each one phase of the three-phase output;
Six freewheel diodes D1, D2, D3, connected in anti-parallel to each of the switching elements T1 to T6,
D4, D5, D6, and the switching element T
DC power is converted into AC power of an arbitrary frequency and voltage by switching operations 1 to T6.
【０００３】また、２５は下側スイッチング素子Ｔ２、
Ｔ４、Ｔ６のエミッタ側となる直流母線の負側に接続さ
れ、インバータ部２３から出力される出力電流を検出す
る電流検出手段である。従来は出力電流を検出するため
に、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２の中間点Ｕと電動機２
４との間、スイッチング素子Ｔ３、Ｔ４の中間点Ｖと電
動機２４との間およびスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６の中
間点Ｗと電動機２４との間に電流検出手段を挿入してい
たが、図４は電流検出手段の個数削減を図ったものであ
る。また、２６は加減速基準周波数、基準減速時間、低
速時周波数、基準電流値など各種データを記憶するデー
タ記憶手段、２７は電流検出手段２５により検出された
出力電流検出値とデータ記憶手段２６に設定された基準
電流値との大小比較を行う電流比較手段である。また、
２８は電流比較手段２７が出力電流検出値が基準電流値
よりも大きいと判定した場合に、インバータ部２３のス
イッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を遮断するスイッチング素子
遮断信号を作成するスイッチング素子遮断信号作成手段
である。[0003] Also, 25 is a lower switching element T2,
A current detecting means which is connected to the negative side of the DC bus on the emitter side of T4 and T6 and detects an output current output from the inverter unit 23. Conventionally, in order to detect the output current, the intermediate point U between the switching elements T1 and T2 and the motor 2
4, the current detecting means is inserted between the intermediate point V of the switching elements T3 and T4 and the motor 24 and between the intermediate point W of the switching elements T5 and T6 and the motor 24. This is to reduce the number of current detecting means. 26 is a data storage means for storing various data such as an acceleration / deceleration reference frequency, a reference deceleration time, a low-speed frequency, a reference current value, and 27 is an output current detection value detected by the current detection means 25 and a data storage means 26. This is current comparing means for comparing the magnitude with a set reference current value. Also,
Reference numeral 28 denotes a switching element cutoff signal generating means for generating a switching element cutoff signal for cutting off the switching elements T1 to T6 of the inverter unit 23 when the current comparing means 27 determines that the output current detection value is larger than the reference current value. is there.
【０００４】また、２９は運転周波数指令３０および電
流比較手段２７からの出力に基き、出力電圧指令を作成
する出力電圧指令作成手段で、三相出力全てスイッチン
グを行う三相変調ＰＷＭ制御と、順次一相はオン状態ま
たはオフ状態を保持し、その間は他の二相出力のみスイ
ッチングを行う二相変調ＰＷＭ制御とを切り替える手段
を備える。また、３１は出力電圧指令の変調を行うため
のキャリア信号を作成するキャリア信号作成手段、３２
は出力電圧指令作成手段２９から出力された出力電圧指
令およびキャリア信号作成手段３１から出力されたキャ
リア信号に基き、インバータ部２３のスイッチング素子
Ｔ１〜Ｔ６を導通、遮断するためのスイッチング信号で
あるＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ信号作成手段である。
また、３３はＰＷＭ信号作成手段から出力されたＰＷＭ
信号に基き、インバータ部２３のスイッチング素子Ｔ１
〜Ｔ６を駆動するスイッチング素子駆動手段である。An output voltage command generating means 29 generates an output voltage command based on the operation frequency command 30 and the output from the current comparing means 27. The output voltage command generating means 29 performs three-phase modulation PWM control in which all three-phase outputs are switched. One phase is maintained in an on-state or an off-state, and means for switching between two-phase modulation PWM control in which only the other two-phase outputs are switched during that time. 31 is a carrier signal generating means for generating a carrier signal for modulating the output voltage command, 32
Is a switching signal PWM for conducting and blocking the switching elements T1 to T6 of the inverter unit 23 based on the output voltage command output from the output voltage command generating means 29 and the carrier signal output from the carrier signal generating means 31. It is a PWM signal creating means for creating a signal.
33 is the PWM output from the PWM signal generation means.
Based on the signal, the switching element T1 of the inverter unit 23
To T6.
【０００５】従来のインバータ装置の過電流保護機能に
ついて説明する。電流比較手段２７は、電流検出手段２
５で検出した出力電流値とデータ記憶手段２５に設定さ
れた基準電流値との大小比較を行い、検出した出力電流
値が基準電流値より大きいと判断した場合（例えば、電
動機２４の負荷が大きくなって、出力電流が大きくなっ
た場合）には、過電流状態であるとしてスイッチング素
子遮断信号作成手段２８に出力する。スイッチング素子
遮断信号作成手段２８は、過電流状態となった場合、ス
イッチング素子遮断信号をスイッチング素子駆動手段３
３に出力する。スイッチング素子駆動手段３３は、スイ
ッチング素子遮断信号作成手段２８からスイッチング素
子遮断信号を入力した場合、インバータ部２３のスイッ
チング素子Ｔ１〜Ｔ６を全て遮断することにより、イン
バータ部２３からの出力を停止して、過電流状態を回避
する。The overcurrent protection function of the conventional inverter device will be described. The current comparing means 27 is a current detecting means 2
5 is compared with the reference current value set in the data storage means 25, and when it is determined that the detected output current value is larger than the reference current value (for example, when the load of the motor 24 is large). When the output current increases, the overcurrent state is output to the switching element cutoff signal generating means 28. When the overcurrent state occurs, the switching element cutoff signal generating means 28 outputs the switching element cutoff signal to the switching element driving means 3.
Output to 3. When the switching element drive signal 33 receives the switching element cutoff signal from the switching element cutoff signal creating means 28, the switching element driving means 33 shuts off all the switching elements T1 to T6 of the inverter section 23 to stop the output from the inverter section 23. Avoid overcurrent conditions.
【０００６】図５は従来のインバータ装置における各種
波形を示す図で、インバータ部出力電圧とインバータ部
出力電流の位相が１８０°ずれている回生状態の例を示
したものである。図において、（ａ）は各相出力電圧指
令とキャリア信号の関係を示す図で、４１ｂはＵ相出力
電圧指令波形、４２ｂはＶ相出力電圧指令波形、４３ｂ
はＷ相出力電圧指令波形、４４ｂはキャリア信号であ
る。また、図では回生エネルギーによりコンデンサ２２
の端子電圧が上昇し、Ｕ相出力電圧指令波形４１ｂ、Ｖ
相出力電圧指令波形４２ｂ、Ｗ相出力電圧指令波形４３
ｂの各相出力電圧指令の振幅がキャリア信号４４ｂの数
周期分キャリア信号４４ｂの振幅よりも大きい状態（以
後、電圧飽和と記す）を示した。また、（ｂ）はＵ相の
スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２の導通／遮断状態とＵ相出
力電流波形との関係を示す図で、４５ｂはスイッチング
素子Ｔ１のスイッチング信号、４６ｂはスイッチング素
子Ｔ２のスイッチング信号、４７ｂはＵ相出力電流波形
である。また、Ｕ相出力電流波形４７ｂにおいて二重線
で示す区間４８ｂは、スイッチング素子Ｔ１が導通し続
けている状態で、スイッチング素子Ｔ２が遮断状態とな
るＵ相出力電流検出不可能区間である。また、（ｃ）は
Ｖ相のスイッチング素子Ｔ３、Ｔ４の導通／遮断状態と
Ｖ相出力電流波形との関係を示す図で、４９ｂはスイッ
チング素子Ｔ３のスイッチング信号、５０ｂはスイッチ
ング素子Ｔ４のスイッチング信号、５１ｂはＶ相出力電
流波形である。また、Ｖ相出力電流波形５1ｂにおいて
二重線で示す区間５2ｂは、スイッチング素子Ｔ３が導
通し続けている状態で、スイッチング素子Ｔ４が遮断状
態となるＶ相出力電流検出不可能区間である。また、
（ｄ）はＷ相のスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６の導通／遮
断状態とＷ相出力電流波形との関係を示す図で、５３ｂ
はスイッチング素子Ｔ５のスイッチング信号、５４ｂは
スイッチング素子Ｔ６のスイッチング信号、５５ｂはＷ
相出力電流波形である。また、Ｗ相出力電流波形５５ｂ
において二重線で示す区間５６ｂは、スイッチング素子
Ｔ５が導通し続けている状態で、スイッチング素子Ｔ６
が遮断状態となるＷ相出力電流検出不可能区間である。FIG. 5 is a diagram showing various waveforms in a conventional inverter device, and shows an example of a regenerative state in which the phase of the inverter output voltage and the phase of the inverter output current are shifted by 180 °. In the figure, (a) is a diagram showing a relationship between each phase output voltage command and a carrier signal, 41b is a U-phase output voltage command waveform, 42b is a V-phase output voltage command waveform, 43b
Is a W-phase output voltage command waveform, and 44b is a carrier signal. Also, in the figure, the capacitor 22
Of the U-phase output voltage command waveform 41b,
Phase output voltage command waveform 42b, W-phase output voltage command waveform 43
The state where the amplitude of each phase output voltage command b is larger than the amplitude of the carrier signal 44b for several periods of the carrier signal 44b (hereinafter, referred to as voltage saturation) is shown. (B) is a diagram showing the relationship between the conduction / cut-off state of the U-phase switching elements T1 and T2 and the U-phase output current waveform, where 45b is a switching signal of the switching element T1, and 46b is a switching signal of the switching element T2. , 47b are U-phase output current waveforms. A section 48b indicated by a double line in the U-phase output current waveform 47b is a U-phase output current undetectable section in which the switching element T2 is in a cut-off state while the switching element T1 is kept conducting. (C) is a diagram showing the relationship between the conduction / cutoff state of the V-phase switching elements T3 and T4 and the V-phase output current waveform, where 49b is a switching signal of the switching element T3, and 50b is a switching signal of the switching element T4. , 51b are V-phase output current waveforms. A section 52b indicated by a double line in the V-phase output current waveform 51b is a V-phase output current undetectable section in which the switching element T3 is kept conducting and the switching element T4 is cut off. Also,
(D) is a diagram showing a relationship between the conduction / interruption state of the W-phase switching elements T5 and T6 and the W-phase output current waveform, 53b.
Is a switching signal of the switching element T5, 54b is a switching signal of the switching element T6, and 55b is W
It is a phase output current waveform. Also, the W-phase output current waveform 55b
In the section 56b indicated by a double line in the figure, the switching element T6 is in a state where the switching element T5 continues to conduct, and the switching element T6
Is a W-phase output current undetectable section in which the cutoff state is established.
【０００７】スイッチング素子駆動手段３３のスイッチ
ング素子Ｔ１〜Ｔ６を駆動する動作について説明する。
スイッチング素子を駆動する動作は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相
とも同様であり、図５（ａ）に示すＵ相の場合について
説明する。Ｕ相出力電圧指令４１ｂの振幅がキャリア信
号４４ｂの振幅よりも大きい場合には、Ｕ相上側スイッ
チング素子Ｔ１のスイッチング信号４５ｂを導通し、Ｕ
相出力電圧指令４１ｂの振幅がキャリア信号４４ｂの振
幅よりも小さい場合には、Ｕ相上側スイッチング素子Ｔ
１のスイッチング信号４５ｂを遮断する。また、Ｕ相下
側スイッチング素子Ｔ２のスイッチング信号４６ｂはＵ
相上側スイッチング信号Ｔ１のスイッチング信号４５ｂ
と相補的に動作し、Ｕ相上側スイッチング素子Ｔ１のス
イッチング信号４５ｂが導通の場合には遮断、Ｕ相上側
スイッチング素子Ｔ１のスイッチング信号４５ｂが遮断
の場合には導通となる。An operation of driving the switching elements T1 to T6 of the switching element driving means 33 will be described.
The operation of driving the switching element is the same for the U phase, V phase, and W phase, and the case of the U phase shown in FIG. When the amplitude of the U-phase output voltage command 41b is larger than the amplitude of the carrier signal 44b, the switching signal 45b of the U-phase upper switching element T1 is made conductive, and
When the amplitude of phase output voltage command 41b is smaller than the amplitude of carrier signal 44b, U-phase upper switching element T
The first switching signal 45b is cut off. The switching signal 46b of the U-phase lower switching element T2 is
Switching signal 45b of phase upper switching signal T1
Complementarily operates when the switching signal 45b of the U-phase upper switching element T1 is conductive, and is conductive when the switching signal 45b of the U-phase upper switching element T1 is conductive.
【０００８】電圧飽和によるＵ相出力電流検出不可能区
間４８ｂ、Ｖ相出力電流検出不可能区間５２ｂ、Ｗ相出
力電流検出不可能区間５６ｂにおける出力電流の経路
を、図６〜図８に示す。FIGS. 6 to 8 show output current paths in the U-phase output current undetectable section 48b due to voltage saturation, the V-phase output current undetectable section 52b, and the W-phase output current undetectable section 56b.
【０００９】図６は従来のインバータ装置においてＵ相
出力電流検出不可能区間４８ｂにおける出力電流の経路
を示す図である。図において、２２、２５、Ｔ１〜Ｔ
６、Ｄ１〜Ｄ６、Ｕ，Ｖ，Ｗは図４に示したものと同様
であり、その説明を省略する。また、ｉ４７ｂはＵ相電
流、ｉ５１ｂはＶ相電流、ｉ５５ｂはＷ相電流である。
Ｕ相出力電流検出不可能区間４８ｂは、スイッチング素
子Ｔ１が導通し続けている状態で、スイッチング素子Ｔ
２が遮断状態の場合であり、インバータ部２３を流れる
電流経路は、Ｕ相電流ｉ４７ｂ、Ｖ相電流ｉ５１ｂ、Ｗ
相電流ｉ５５ｂとなる。下側のスイッチング素子Ｔ２が
遮断状態であるＵ相出力電流検出不可能区間４８ｂは、
電流が上側の還流ダイオードＤ１に流れ込み、下側のス
イッチング素子Ｔ２には電流が流れないため、電流検出
手段２５でＵ相電流を検出することができなかった。FIG. 6 is a diagram showing a path of an output current in the U-phase output current undetectable section 48b in the conventional inverter device. In the figure, 22, 25, T1 to T
6, D1 to D6, U, V, and W are the same as those shown in FIG. 4, and a description thereof will be omitted. Further, i47b is a U-phase current, i51b is a V-phase current, and i55b is a W-phase current.
The U-phase output current undetectable section 48b is a state in which the switching element T1 is continuously conducting and the switching element T
2 is in the cutoff state, and the current paths flowing through the inverter unit 23 are the U-phase current i47b, the V-phase current i51b, and the W-phase current i51b.
The phase current becomes i55b. The U-phase output current undetectable section 48b in which the lower switching element T2 is in the cut-off state is:
Since the current flows into the upper return diode D1 and no current flows through the lower switching element T2, the U-phase current cannot be detected by the current detection unit 25.
【００１０】また、図７は従来のインバータ装置におい
てＶ相出力電流検出不可能区間５２ｂにおける出力電流
の経路を示す図である。図において、２２、２５、Ｔ１
〜Ｔ６、Ｄ１〜Ｄ６、Ｕ，Ｖ，Ｗは図４に示したものと
同様であり、その説明を省略する。また、ｉ４７ｂはＵ
相電流、ｉ５１ｂはＶ相電流、ｉ５５ｂはＷ相電流であ
る。Ｖ相出力電流検出不可能区間５２ｂは、スイッチン
グ素子Ｔ３が導通し続けている状態で、スイッチング素
子Ｔ４が遮断状態の場合であり、インバータ部２３を流
れる電流経路は、Ｕ相電流ｉ４７ｂ、Ｖ相電流ｉ５１
ｂ、Ｗ相電流ｉ５５ｂとなる。下側のスイッチング素子
Ｔ４が遮断状態であるＶ相出力電流検出不可能区間５２
ｂは、電流が上側の還流ダイオードＤ３に流れ込み、下
側のスイッチング素子Ｔ４には電流が流れないため、電
流検出手段２５でＶ相電流を検出することができなかっ
た。FIG. 7 is a diagram showing a path of an output current in a V-phase output current undetectable section 52b in the conventional inverter device. In the figure, 22, 25, T1
T6, D1 to D6, U, V, and W are the same as those shown in FIG. 4, and a description thereof will be omitted. I47b is U
The phase current, i51b is a V-phase current, and i55b is a W-phase current. The V-phase output current undetectable section 52b is a state in which the switching element T3 is kept on and the switching element T4 is in the cut-off state. The current path flowing through the inverter unit 23 includes the U-phase current i47b and the V-phase Current i51
b, W-phase current i55b. V-phase output current undetectable section 52 in which lower switching element T4 is in a cut-off state
In b, the current flows into the upper freewheeling diode D3 and no current flows through the lower switching element T4, so that the V-phase current could not be detected by the current detecting means 25.
【００１１】また、図８は従来のインバータ装置におい
てＷ相出力電流検出不可能区間５６ｂにおける出力電流
の経路を示す図である。図において、２２、２５、Ｔ１
〜Ｔ６、Ｄ１〜Ｄ６、Ｕ，Ｖ，Ｗは図４に示したものと
同様であり、その説明を省略する。また、ｉ４７ｂはＵ
相電流、ｉ５１ｂはＶ相電流、ｉ５５ｂはＷ相電流であ
る。Ｗ相出力電流検出不可能区間５６ｂは、スイッチン
グ素子Ｔ５が導通し続けている状態で、スイッチング素
子Ｔ６が遮断状態の場合であり、インバータ部２３を流
れる電流経路は、Ｕ相電流ｉ４７ｂ、Ｖ相電流ｉ５１
ｂ、Ｗ相電流ｉ５５ｂとなる。下側のスイッチング素子
Ｔ６が遮断状態であるＷ相出力電流検出不可能区間５６
ｂは、電流が上側の還流ダイオードＤ５に流れ込み、下
側のスイッチング素子Ｔ６には電流が流れないため、電
流検出手段２５でＷ相電流を検出することができなかっ
た。FIG. 8 is a diagram showing a path of an output current in a W-phase output current undetectable section 56b in the conventional inverter device. In the figure, 22, 25, T1
T6, D1 to D6, U, V, and W are the same as those shown in FIG. 4, and a description thereof will be omitted. I47b is U
The phase current, i51b is a V-phase current, and i55b is a W-phase current. The W-phase output current undetectable section 56b is a state in which the switching element T5 is kept on and the switching element T6 is in the cut-off state. The current path flowing through the inverter unit 23 includes the U-phase current i47b and the V-phase current. Current i51
b, W-phase current i55b. W-phase output current undetectable section 56 in which lower switching element T6 is cut off
In b, the current flows into the upper freewheel diode D5, and no current flows through the lower switching element T6, so that the W-phase current could not be detected by the current detection unit 25.
【００１２】従来のインバータ装置では、下側スイッチ
ング素子Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６のエミッタ側となる直流母線
の負側に電流検出手段２５を備え、下側スイッチング素
子Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６が導通している（図５で、４６ｂ、
５０ｂ、５４ｂが導通状態となっている）間に、各相の
出力電流を検出していた。しかし、スイッチング素子Ｔ
１、Ｔ３、Ｔ５が導通し続けている状態となる、図５の
Ｕ相出力電流検出不可能区間４８ｂ、Ｖ相出力電流検出
不可能区間５２ｂ、Ｗ相出力電流検出不可能区間５６ｂ
においては、図６〜図８に示すように、出力電流が上側
の還流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ５に流れ、電流検出器
４が備えられている箇所に出力電流が流れないので、出
力電流の検出をすることができなかった。In the conventional inverter device, the current detecting means 25 is provided on the negative side of the DC bus which is the emitter side of the lower switching elements T2, T4, T6, and the lower switching elements T2, T4, T6 are conducting. (In FIG. 5, 46b,
50b and 54b are conducting), the output current of each phase was detected. However, the switching element T
5, the U-phase output current undetectable section 48b, the V-phase output current undetectable section 52b, and the W-phase output current undetectable section 56b of FIG.
In FIG. 6, as shown in FIGS. 6 to 8, the output current flows through the upper freewheel diodes D1, D3, and D5, and the output current does not flow in the portion where the current detector 4 is provided. Couldn't do it.
【００１３】図９は従来の二相変調ＰＷＭ制御を行って
いるインバータ装置における各種波形を示す図で、イン
バータ部出力電圧とインバータ部出力電流の位相が１８
０°ずれている回生状態の例を示したものである。二相
変調ＰＷＭ制御は、スイッチング素子のスイッチングに
より生ずる発熱を抑える目的で、順次一相はオン状態
（またはオフ状態）を保持し、その間は他の二相出力の
みスイッチングを行うという制御を行う。図において、
（ａ）は各相出力電圧指令とキャリア信号の関係を示す
図で、４１ｃはＵ相出力電圧指令波形、４２ｃはＶ相出
力電圧指令波形、４３ｃはＷ相出力電圧指令波形、４４
ｃはキャリア信号である。また、Ｕ相出力電圧指令波形
４１ｃにおいて二重線で示す区間５７ｃはＵ相電圧飽和
区間、Ｖ相出力電圧指令波形４２ｃにおいて二重線で示
す区間５８ｃはＶ相電圧飽和区間、Ｗ相出力電圧指令波
形４３ｃにおいて二重線で示す区間５９ｃはＷ相電圧飽
和区間で、スイッチング素子のオン状態（またはオフ状
態）を保持するために設けた凸部である。FIG. 9 is a diagram showing various waveforms in a conventional inverter device that performs two-phase modulation PWM control. The phase of the inverter output voltage and the inverter output current is 18 points.
It shows an example of a regenerative state shifted by 0 °. In the two-phase modulation PWM control, in order to suppress heat generated by switching of the switching element, one phase is sequentially maintained in an on state (or an off state), and during that time, only the other two-phase outputs are switched. In the figure,
(A) is a diagram showing a relationship between each phase output voltage command and a carrier signal, 41c is a U-phase output voltage command waveform, 42c is a V-phase output voltage command waveform, 43c is a W-phase output voltage command waveform, 44
c is a carrier signal. In the U-phase output voltage command waveform 41c, a section 57c indicated by a double line is a U-phase voltage saturation section, a section 58c indicated by a double line in the V-phase output voltage command waveform 42c is a V-phase voltage saturation section, and a W-phase output voltage. A section 59c indicated by a double line in the command waveform 43c is a W-phase voltage saturation section, and is a projection provided to hold the ON state (or OFF state) of the switching element.
【００１４】また、（ｂ）はＵ相スイッチング素子Ｔ
１、Ｔ２の導通／遮断状態とＵ相出力電流波形との関係
を示す図で、４５ｃはスイッチング素子Ｔ１のスイッチ
ング信号、４６ｃはスイッチング素子Ｔ２のスイッチン
グ信号、４７ｃはＵ相出力電流波形である。また、Ｕ相
出力電流波形４７ｃにおいて二重線で示す区間４８ｃ
は、スイッチング素子Ｔ１が導通し続けている状態でス
イッチング素子Ｔ２が遮断状態となるＵ相出力電流検出
不可能区間である。また、（ｃ）はＶ相スイッチング素
子Ｔ３、Ｔ４の導通／遮断状態とＶ相出力電流波形との
関係を示す図で、４９ｃはスイッチング素子Ｔ３のスイ
ッチング信号、５０ｃはスイッチング素子Ｔ４のスイッ
チング信号、５１ｃはＶ相出力電流波形である。また、
Ｖ相出力電流波形５１ｃにおいて二重線で示す区間５２
ｃは、スイッチング素子Ｔ３が導通し続けている状態で
スイッチング素子Ｔ４が遮断状態となるＶ相出力電流検
出不可能区間である。また、（ｄ）はＷ相スイッチング
素子Ｔ５、Ｔ６の導通／遮断状態とＷ相出力電流波形と
の関係を示す図で、５３ｃはスイッチング素子Ｔ５のス
イッチング信号、５４ｃはスイッチング素子Ｔ６のスイ
ッチング信号、５５ｃはＷ相出力電流波形である。ま
た、Ｗ相出力電流波形５５ｃにおいて二重線で示す区間
５６ｃは、スイッチング素子Ｔ５が導通し続けている状
態でスイッチング素子Ｔ６が遮断状態となるＷ相出力電
流検出不可能区間である。(B) is a U-phase switching element T
1, a diagram showing a relationship between a conduction / cutoff state of T2 and a U-phase output current waveform, wherein 45c is a switching signal of the switching element T1, 46c is a switching signal of the switching element T2, and 47c is a U-phase output current waveform. The section 48c indicated by a double line in the U-phase output current waveform 47c
Is a U-phase output current undetectable section in which the switching element T2 is in the cut-off state while the switching element T1 is continuously conducting. (C) is a diagram showing the relationship between the conduction / cutoff state of the V-phase switching elements T3 and T4 and the V-phase output current waveform, where 49c is a switching signal of the switching element T3, 50c is a switching signal of the switching element T4, 51c is a V-phase output current waveform. Also,
Section 52 indicated by a double line in V-phase output current waveform 51c
c is a V-phase output current undetectable section in which the switching element T4 is in the cut-off state while the switching element T3 is continuously conducting. (D) is a diagram showing the relationship between the conduction / cutoff state of the W-phase switching elements T5 and T6 and the W-phase output current waveform, where 53c is the switching signal of the switching element T5, 54c is the switching signal of the switching element T6, 55c is a W-phase output current waveform. A section 56c indicated by a double line in the W-phase output current waveform 55c is a W-phase output current undetectable section in which the switching element T6 is in a cut-off state while the switching element T5 is kept conducting.
【００１５】二相変調ＰＷＭ制御は、順次一相はオン状
態（またはオフ状態）を保持し、その間は他の二相出力
のみスイッチングを行うことにより、スイッチング素子
のスイッチング回数を減らす制御をするもので、オン状
態（またはオフ状態）を保持するために、図（ａ）に示
すように出力電圧指令波形に凸部（５７ｃ，５８ｃ，５
９ｃ）を形成して、力行運転時においても電圧飽和状態
をつくっている。このため、二相変調ＰＷＭ制御時にお
いては、回生になった場合、Ｕ相出力電流検出不可能区
間４８ｃ、Ｖ相出力電流検出不可能区間５２ｃ、Ｗ相出
力電流検出不可能区間５６ｃという出力電流を検出する
ことができない区間が生じる。In the two-phase modulation PWM control, one phase is sequentially maintained in an on state (or an off state), and during that time, only the other two-phase outputs are switched to thereby reduce the number of switching operations of the switching elements. Then, in order to maintain the ON state (or the OFF state), the output voltage command waveform has convex portions (57c, 58c, 5c) as shown in FIG.
9c) is formed to create a voltage saturated state even during power running operation. For this reason, in the two-phase modulation PWM control, when regeneration occurs, the output currents of the U-phase output current undetectable section 48c, the V-phase output current undetectable section 52c, and the W-phase output current undetectable section 56c are output. Is not detected.
【００１６】[0016]
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ装置
では、直流母線の負側に電流検出手段２５を備え、下側
スイッチング素子Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６が導通している間に
各相の出力電流を検出していたため、回生状態となり、
回生エネルギーによりコンデンッサ２２の端子電圧が上
昇して、図５に示すように上側スイッチング素子Ｔ１、
Ｔ３、Ｔ５が導通し続けている状態になった場合には、
区間４８ｂ、５２ｂおよび５６ｂにおいて、出力電流の
検出ができないという問題点があった。また、二相変調
ＰＷＭ制御においては、出力電圧指令波形の先端部に凸
部を形成するため、回生時には出力電圧指令波形の振幅
が大きくない場合であっても、出力電流の検出ができな
いという問題点があった。In the conventional inverter device, current detecting means 25 is provided on the negative side of the DC bus, and the output current of each phase is output while the lower switching elements T2, T4, T6 are conducting. Because it was detected, it was in a regenerative state,
Due to the regenerative energy, the terminal voltage of the capacitor 22 increases, and as shown in FIG.
If T3 and T5 continue to conduct,
In the sections 48b, 52b and 56b, there is a problem that the output current cannot be detected. Further, in the two-phase modulation PWM control, since a projection is formed at the tip of the output voltage command waveform, the output current cannot be detected during regeneration even if the amplitude of the output voltage command waveform is not large. There was a point.
【００１７】また、電動機を急減速させた場合には、従
来例の図５または図９に示すような回生状態と同様に、
電圧飽和して出力電流の検出ができない区間が生じると
いう問題点があった。Further, when the motor is rapidly decelerated, similarly to the regenerative state shown in FIG. 5 or FIG.
There has been a problem that a section in which the output current cannot be detected due to voltage saturation occurs.
【００１８】この発明は、上述のような課題を解決する
ためになされたもので、第１の目的は、回生時において
も出力電流を検知することができる電動機駆動用制御装
置を得るものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems, and a first object of the present invention is to provide a motor drive control device capable of detecting an output current even during regeneration. .
【００１９】また、第２の目的は、電動機が急減速を行
った場合も、正確に出力電流を検知することができる電
動機駆動用制御装置を得るものである。A second object of the present invention is to provide a motor drive control device capable of accurately detecting the output current even when the motor suddenly decelerates.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】この発明に係る電動機駆
動用制御装置においては、スイッチング素子をスイッチ
ングすることにより、直流電力を任意の周波数、電圧か
らなる交流電力に変換するインバータ部と、前記インバ
ータ部から出力される出力電流を検出する電流検出手段
と、運転周波数指令および前記電流検出手段から検出さ
れた出力電流に基き、出力電圧指令を作成する出力電圧
指令作成手段と、この出力電圧指令とキャリア信号とに
基き作成されたスイッチング信号により前記スイッチン
グ素子をスイッチングするスイッチング素子駆動手段
と、を有した電動機駆動用制御装置において、基準位相
値など各種データを記憶するデータ記憶手段と、前記イ
ンバータ部から出力される出力電流の位相を検出する出
力電流位相検出手段と、検出された出力電流位相を基に
出力電圧指令に対する位相差と進み／遅れとを演算する
位相差演算手段と、この位相差演算手段で演算した位相
差と、前記データ記憶手段に設定された基準位相値とを
比較し、前記位相差演算手段により演算された位相差が
前記データ記憶手段に設定された基準位相値よりも大き
く、かつ遅れている場合に回生状態であると判断する位
相差比較手段と、を備え、前記出力電圧指令作成手段
は、回生状態となった場合で、前記作成した出力電圧指
令の振幅が前記キャリア信号の振幅よりも大きい場合に
は、前記キャリア信号の振幅よりも振幅を小さくなるよ
うに調整した出力電圧指令を作成するようにしたもので
ある。In an electric motor driving control device according to the present invention, an inverter section for converting DC power into AC power having an arbitrary frequency and voltage by switching a switching element; Current detection means for detecting an output current output from the unit, output voltage command creation means for creating an output voltage command based on an operation frequency command and the output current detected from the current detection means, A control device for driving the electric motor, comprising: a switching element driving means for switching the switching element based on a switching signal generated based on the carrier signal; a data storage means for storing various data such as a reference phase value; Current phase detection means for detecting the phase of the output current output from A phase difference calculating means for calculating a phase difference and a lead / lag for an output voltage command based on the detected output current phase; a phase difference calculated by the phase difference calculating means; A phase difference that is compared with a reference phase value and is determined to be in a regenerative state when the phase difference calculated by the phase difference calculation means is larger than the reference phase value set in the data storage means and is delayed. And a comparing means, wherein the output voltage command creating means is in a regenerative state, and when the amplitude of the created output voltage command is larger than the amplitude of the carrier signal, Also, an output voltage command adjusted so as to reduce the amplitude is created.
【００２１】また、前記出力電圧指令作成手段は、三相
分のスイッチング素子全てをスイッチングする三相変調
ＰＷＭ制御と二相分のスイッチング素子をスイッチング
する二相変調ＰＷＭ制御とを切り替える手段を備え、二
相変調ＰＷＭ制御時に回生状態となった場合には、三相
変調ＰＷＭ制御に切り替えるようにしたものである。The output voltage command generating means includes means for switching between three-phase modulation PWM control for switching all three-phase switching elements and two-phase modulation PWM control for switching two-phase switching elements. When the regenerative state is established during the two-phase modulation PWM control, the control is switched to the three-phase modulation PWM control.
【００２２】さらに、前記データ記憶手段は基準電流値
を記憶するようにするとともに、この基準電流値と前記
電流検出手段により検出した出力電流検出値とを比較す
る電流比較手段を備え、前記出力電圧指令作成手段は、
回生状態となった場合で、かつ前記電流比較手段が前記
電流検出手段により検出した出力電流検出値の方が前記
基準電流値よりも大きいと判断した場合に、電圧飽和さ
せないように振幅を調整した出力電圧指令を作成するよ
うにしたものである。Further, the data storage means stores a reference current value, and comprises current comparison means for comparing the reference current value with an output current detection value detected by the current detection means. Command creation means
In the case of the regenerative state, and when the current comparison means determines that the output current detection value detected by the current detection means is larger than the reference current value, the amplitude is adjusted so as not to cause voltage saturation. An output voltage command is created.
【００２３】また、この発明に係る電動機駆動用制御装
置においては、スイッチング素子をスイッチングするこ
とにより、直流電力を任意の周波数、電圧の交流電力に
変換し、三相出力するインバータ部と、前記インバータ
部から出力される出力電流を検出する電流検出手段と、
運転周波数指令および前記電流検出手段から検出された
出力電流に基き、出力電圧指令を作成する出力電圧指令
作成手段と、この出力電圧指令とキャリア信号とに基き
作成されたスイッチング信号により前記スイッチング素
子をスイッチングするスイッチング素子駆動手段と、を
有した電動機駆動用制御装置において、加減速基準周波
数、基準減速時間、減速時間指定値など各種データを記
憶するデータ記憶手段と、前記減速時間指定値による減
速が選択されている場合で、減速停止指令が入力された
時に、減速停止指令入力時の運転周波数、前記加減速基
準周波数および前記基準減速時間より算出した減速時間
と前記減速時間指定値とを比較する減速時間比較手段
と、を備え、この減速時間比較手段が、減速停止指令入
力時の運転周波数、前記加減速基準周波数および前記基
準減速時間より算出した減速時間よりも減速時間指定値
の方が短いと判定した場合に、前記出力電圧指令作成手
段は電圧飽和させないように振幅を調整した出力電圧指
令を作成するようにしたものである。Further, in the motor drive control device according to the present invention, an inverter unit that converts DC power into AC power of an arbitrary frequency and voltage by switching a switching element and outputs a three-phase output; Current detection means for detecting an output current output from the unit,
An output voltage command creating means for creating an output voltage command based on an operation frequency command and an output current detected from the current detecting means, and the switching element is provided by a switching signal created based on the output voltage command and a carrier signal. A switching element driving means for switching, a motor driving control device having: a data storage means for storing various data such as an acceleration / deceleration reference frequency, a reference deceleration time, a deceleration time designation value, and a deceleration by the deceleration time designation value. When a deceleration stop command is input, the deceleration time designated value is compared with the operation frequency at the time of deceleration stop command input, the acceleration / deceleration reference frequency, and the deceleration time calculated from the reference deceleration time. Deceleration time comparison means, the operation frequency at the time of deceleration stop command input, When it is determined that the deceleration time designated value is shorter than the acceleration / deceleration reference frequency and the deceleration time calculated from the reference deceleration time, the output voltage command generation means adjusts the amplitude so that the voltage is not saturated. Is created.
【００２４】[0024]
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１はこの発明の
実施形態１に係る電動機駆動用制御装置としてのインバ
ータ装置の構成を示す図である。図において、２１〜２
５、２７、２８、３０、３１、３３、Ｔ１〜Ｔ６、Ｄ１
〜Ｄ６、Ｒ，Ｓ，Ｔ、Ｕ，Ｖ，Ｗは、従来例である図４
と同様であり、その説明を省略する。また、１は加減速
基準周波数、基準減速時間、低速時周波数、基準電流
値、基準位相値、減速時間指定値、減速時間選択など各
種データを記憶するデータ記憶手段、２は三相出力のう
ち、少なくとも一相の出力電流の位相を検出する出力電
流位相検出手段、３は検出された出力電流位相を基に出
力電圧指令に対する位相差と進み／遅れとを演算する位
相差演算手段、４は位相差演算手段３で演算した位相差
と、データ記憶手段１に設定された基準位相値とを比較
する位相差比較手段である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiment 1 FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an inverter device as a motor drive control device according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, 21-2
5, 27, 28, 30, 31, 33, T1 to T6, D1
ＤD6, R, S, T, U, V, W are shown in FIG.
The description is omitted. 1 is a data storage means for storing various data such as acceleration / deceleration reference frequency, reference deceleration time, low speed frequency, reference current value, reference phase value, deceleration time designation value, deceleration time selection, and 2 is a three-phase output. Output current phase detecting means for detecting at least one phase of the output current; phase difference calculating means for calculating a phase difference with respect to an output voltage command and leading / lagging based on the detected output current phase; The phase difference comparing means compares the phase difference calculated by the phase difference calculating means 3 with the reference phase value set in the data storage means 1.
【００２５】位相差比較手段４は、位相差演算手段３に
より演算された位相差がデータ記憶手段１に設定された
基準位相値よりも大きく、かつ遅れている場合に回生と
判断し、出力電圧指令作成手段５に回生状態である旨出
力する。When the phase difference calculated by the phase difference calculating means 3 is larger than the reference phase value set in the data storage means 1 and lags behind, the phase difference comparing means 4 determines that the power is regenerating. It outputs to the command creation means 5 that it is in the regenerative state.
【００２６】また、５は運転周波数指令３０および電流
比較手段２７からの出力に基き、出力電圧指令を作成す
る出力電圧指令作成手段で、三相出力全てスイッチング
を行う三相変調ＰＷＭ制御と二相出力のみスイッチング
を行う二相変調ＰＷＭ制御とを切り替える手段を備え、
二相変調ＰＷＭ制御時に位相差比較手段４が回生状態と
判断した場合には、三相変調ＰＷＭ制御に切り替える。
また、出力電圧指令作成手段５は、位相差比較手段４が
回生状態と判断した場合で、運転周波数指令３０および
電流比較手段２７からの出力に基き作成した出力電圧指
令の振幅がキャリア信号の振幅よりも大きい場合には、
キャリア信号の振幅よりも小さくなるように振幅を調整
した出力電圧指令を作成する。Reference numeral 5 denotes output voltage command generation means for generating an output voltage command based on the operation frequency command 30 and the output from the current comparison means 27. The output voltage command generation means 5 includes three-phase modulation PWM control for switching all three-phase outputs and two-phase output. Means for switching between two-phase modulation PWM control in which only output is switched,
If the phase difference comparing means 4 determines that the motor is in the regenerative state during the two-phase modulation PWM control, the control is switched to the three-phase modulation PWM control.
The output voltage command creating means 5 determines the amplitude of the output voltage command based on the operation frequency command 30 and the output from the current comparing means 27 when the phase difference comparing means 4 determines that the regenerative state is present. If greater than
An output voltage command whose amplitude has been adjusted so as to be smaller than the amplitude of the carrier signal is created.
【００２７】また、６はスイッチング素子を導通、遮断
するためのＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ信号作成手段で
ある。また、７はあらかじめ設定されている減速時間指
定値による減速を指令する減速時間指定減速指令、８は
減速時間指定減速指令７が入力された場合に減速時間指
定値の大小比較を行う減速時間比較手段である。Reference numeral 6 denotes a PWM signal generating means for generating a PWM signal for turning on and off the switching element. Reference numeral 7 denotes a deceleration time designation deceleration command for instructing deceleration based on a preset deceleration time designation value. Reference numeral 8 denotes a deceleration time comparison for comparing the magnitude of the deceleration time designation value when the deceleration time designation deceleration command 7 is input. Means.
【００２８】電流比較手段２７が、電流検出手段２５で
検出した出力電流値が基準電流値より大きいと判断した
場合に、スイッチング素子遮断信号作成手段２８、スイ
ッチング素子駆動手段３３を経てインバータ部２３のス
イッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を全て遮断することにより、
インバータ部２３からの出力を停止して、過電流状態を
回避する過電流保護機能については、従来のインバータ
装置と同様であり、その説明を省略する。ただし、実施
形態１においては、二相変調ＰＷＭ制御時に位相差比較
手段４が回生状態と判断した場合には、三相変調ＰＷＭ
制御に切り替えることにより、出力電流を検知すること
ができるようにする。さらに、三相変調ＰＷＭ制御時に
おいて、回生状態かつ出力電圧指令の振幅がキャリア信
号の振幅よりも大きい場合には、キャリア信号の振幅よ
りも振幅を小さくなるように調整した出力電圧指令を作
成することにより、回生時においても（スイッチング素
子Ｔ１〜Ｔ６が導通／遮断の状態によらず）、出力電流
を検知することができるようにする。When the current comparing means 27 determines that the output current value detected by the current detecting means 25 is larger than the reference current value, the switching element cut-off signal creating means 28 and the switching element driving means 33 pass through the inverter section 23. By shutting off all the switching elements T1 to T6,
The overcurrent protection function for stopping the output from the inverter unit 23 to avoid an overcurrent state is the same as that of the conventional inverter device, and the description thereof is omitted. However, in the first embodiment, when the phase difference comparing unit 4 determines that the motor is in the regeneration state during the two-phase modulation PWM control, the three-phase modulation PWM
By switching to control, the output current can be detected. Furthermore, in the three-phase modulation PWM control, if the amplitude of the output voltage command is larger than the amplitude of the carrier signal in the regenerative state, an output voltage command adjusted to be smaller than the amplitude of the carrier signal is created. Thus, the output current can be detected even during regeneration (regardless of whether the switching elements T1 to T6 are conductive / interrupted).
【００２９】図２はこの発明の実施形態１に係るインバ
ータ装置における各種波形を示す図で、インバータ部出
力電圧とインバータ部出力電流の位相が１８０°ずれて
いる回生状態の例を示したものである。図において、
（ａ）は各相出力電圧指令とキャリア信号の関係を示す
図で、４１ａはＵ相出力電圧指令波形、４２ａはＶ相出
力電圧指令波形、４３ａはＷ相出力電圧指令波形、４４
ａはキャリア信号である。また、（ｂ）はＵ相スイッチ
ング素子Ｔ１、Ｔ２の導通／遮断状態とＵ相出力電流波
形との関係を示す図で、４５ａはスイッチング素子Ｔ１
のスイッチング信号、４６ａはスイッチング素子Ｔ２の
スイッチング信号、４７ａはＵ相出力電流波形である。
また、（ｃ）はＶ相スイッチング素子Ｔ３、Ｔ４の導通
／遮断状態とＶ相出力電流波形との関係を示す図で、４
９ａはスイッチング素子Ｔ３のスイッチング信号、５０
ａはスイッチング素子Ｔ４のスイッチング信号、５１ａ
はＶ相出力電流波形である。また、（ｄ）はＷ相スイッ
チング素子Ｔ５、Ｔ６の導通／遮断状態とＷ相出力電流
波形との関係を示す図で、５３ａはスイッチング素子Ｔ
５のスイッチング信号、５４ａはスイッチング素子Ｔ６
のスイッチング信号、５５ａはＷ相出力電流波形であ
る。FIG. 2 is a diagram showing various waveforms in the inverter device according to the first embodiment of the present invention, showing an example of a regenerative state in which the phases of the inverter output voltage and the inverter output current are shifted by 180 °. is there. In the figure,
(A) is a diagram showing a relationship between each phase output voltage command and a carrier signal, 41a is a U-phase output voltage command waveform, 42a is a V-phase output voltage command waveform, 43a is a W-phase output voltage command waveform, 44
a is a carrier signal. (B) is a diagram showing the relationship between the conduction / cutoff state of the U-phase switching elements T1 and T2 and the U-phase output current waveform, and 45a shows the switching element T1.
Is a switching signal of the switching element T2, and 47a is a U-phase output current waveform.
FIG. 4C is a diagram showing a relationship between the conduction / cutoff state of the V-phase switching elements T3 and T4 and the V-phase output current waveform.
9a is a switching signal of the switching element T3, 50
a is a switching signal of the switching element T4, 51a
Is a V-phase output current waveform. (D) is a diagram showing the relationship between the conduction / cutoff state of the W-phase switching elements T5 and T6 and the W-phase output current waveform, and 53a shows the switching element T5.
5, the switching signal 54a is a switching element T6.
A switching signal 55a is a W-phase output current waveform.
【００３０】図３はこの発明の実施形態１に係るインバ
ータ装置においてＵ相出力電流が負となる区間（Ｕ相出
力電流波形４７ａの下側部分）にインバータ部２３を流
れる出力電流の経路を示す図である。図において、２
２、２５、Ｔ１〜Ｔ６、Ｄ１〜Ｄ６、Ｕ，Ｖ，Ｗは従来
例である図４に示したものと同様でありその説明を省略
する。また、ｉ４７ａ１，ｉ４７ａ２はＵ相電流、ｉ５
１ａはＶ相電流、ｉ５５ａはＷ相電流である。FIG. 3 shows the path of the output current flowing through inverter unit 23 in the section where the U-phase output current is negative (lower portion of U-phase output current waveform 47a) in the inverter device according to the first embodiment of the present invention. FIG. In the figure, 2
2, 25, T1 to T6, D1 to D6, U, V and W are the same as those shown in FIG. I47a1 and i47a2 are U-phase currents, i5
1a is a V-phase current, and i55a is a W-phase current.
【００３１】出力電流が負となる区間における出力電流
の経路を、図２（ａ），（ｂ）および図３によりＵ相出
力電流の場合について説明する。出力電圧指令作成手段
５は、回生状態となった場合には図２（ａ）に示すよう
に出力電圧指令の振幅をキャリア信号４４ａの振幅より
も小さくして、電圧飽和させないような出力電圧指令を
作成する。このため、Ｕ相出力電流が負となる区間（Ｕ
相出力電流波形４７ａの下側部分）においても、スイッ
チング素子Ｔ１が導通し続ける状態がなくなり、スイッ
チング素子Ｔ１がオン、スイッチング素子Ｔ２がオフで
上側の還流ダイオードＤ１に流れ込む（ｉ４７ａ１）状
態と、スイッチング素子Ｔ１がオフ、スイッチング素子
Ｔ２がオンで下側のスイッチング素子Ｔ２に流れ込む
（ｉ４７ａ２）状態とが発生するので、電流検出手段２
５で出力電流（ｉ４７ａ２）の検出が可能となる。The output current path in the section where the output current is negative will be described with reference to FIGS. 2A, 2B and 3 for the case of the U-phase output current. When the regenerative state is set, the output voltage command creating means 5 sets the amplitude of the output voltage command to be smaller than the amplitude of the carrier signal 44a as shown in FIG. Create Therefore, the section (U) where the U-phase output current is negative
Also in the phase output current waveform 47a (lower part), the state where the switching element T1 continues to be conducted disappears, and the switching element T1 is turned on, the switching element T2 is turned off and flows into the upper freewheel diode D1 (i47a1), and the switching state occurs. The state in which the element T1 is off, the switching element T2 is on, and the current flows into the lower switching element T2 (i47a2) occurs.
5, the output current (i47a2) can be detected.
【００３２】電圧飽和となり易い回生状態となった場合
に、出力電圧指令を変更することにより、図２（ｂ）に
示すように、Ｕ相出力電流が負となるＵ相出力電流波形
４７ａの下側部分においても、スイッチング素子Ｔ１お
よびスイッチング素子Ｔ２はスイッチング信号（４５
ａ、４６ａ）の導通／遮断状態を繰り返すことにより、
出力電流（ｉ４７ａ２）の検出が可能となるので、出力
電流の検出精度を向上させることができる。When a regenerative state occurs in which voltage saturation is likely to occur, by changing the output voltage command, as shown in FIG. 2B, the U-phase output current waveform 47a in which the U-phase output current becomes negative Also in the side part, the switching element T1 and the switching element T2 output the switching signal (45).
a, 46a) by repeating the conducting / cutting state.
Since the output current (i47a2) can be detected, the detection accuracy of the output current can be improved.
【００３３】図２（ｃ）に示したＶ相スイッチング素子
Ｔ３、Ｔ４のスイッチング信号と出力電流が負となる区
間におけるインバータ部２３を流れる出力電流の経路と
の関係、および図２（ｄ）に示したＷ相スイッチング素
子Ｔ５、Ｔ６のスイッチング信号と出力電流が負となる
区間におけるインバータ部２３を流れる出力電流の経路
との関係については、上述の図２（ｂ）に示したＵ相ス
イッチング素子Ｔ１、Ｔ２のスイッチング信号と出力電
流が負となる区間におけるインバータ部２３を流れる出
力電流の経路との関係と同様であり、その説明を省略す
る。FIG. 2D shows the relationship between the switching signals of V-phase switching elements T3 and T4 shown in FIG. 2C and the path of the output current flowing through inverter unit 23 in a section where the output current is negative. Regarding the relationship between the switching signals of the W-phase switching elements T5 and T6 shown and the path of the output current flowing through the inverter unit 23 in the section where the output current is negative, the U-phase switching element shown in FIG. This is the same as the relationship between the switching signals of T1 and T2 and the path of the output current flowing through the inverter unit 23 in the section where the output current is negative, and a description thereof will be omitted.
【００３４】実施の形態２．上述の実施の形態１では、
回生状態となった場合で、運転周波数指令３０および電
流比較手段２７からの出力に基き作成した出力電圧指令
の振幅がキャリア信号の振幅よりも大きい場合に、キャ
リア信号の振幅よりも振幅を小さくなるように調整した
出力電圧指令を作成する例を説明したが、実施の形態２
における出力電圧指令作成手段５は、回生状態で、かつ
電流比較手段２７において電流検出手段２５により検出
した出力電流検出値がデータ記憶手段１に記憶された基
準電流値よりも大きいと判断した場合に、出力電圧指令
作成手段５が電圧飽和させないように振幅を変更した出
力電圧指令を作成するようにしたものである。Embodiment 2 In the first embodiment described above,
In the case of the regeneration state, when the amplitude of the output voltage command created based on the operation frequency command 30 and the output from the current comparing means 27 is larger than the amplitude of the carrier signal, the amplitude becomes smaller than the amplitude of the carrier signal. An example in which an output voltage command adjusted as described above is created has been described.
The output voltage command generation means 5 in the case of determining that the output current detection value detected by the current detection means 25 in the current comparison means 27 is larger than the reference current value stored in the data storage means 1 in the regenerative state. The output voltage command creating means 5 creates an output voltage command whose amplitude is changed so as not to cause voltage saturation.
【００３５】また、上述の実施の形態１では、通常の制
御において電圧飽和状態を有する二相変調ＰＷＭ制御時
に回生状態になった場合、三相変調ＰＷＭ制御に切り替
え、さらに出力電圧指令の振幅がキャリア信号の振幅よ
りも大きい場合に、キャリア信号の振幅よりも振幅を小
さくなるように調整した出力電圧指令を作成する例を説
明したが、実施の形態２における出力電圧指令作成手段
５は、二相変調ＰＷＭ制御時に回生状態になった場合
に、制御上電圧飽和状態の少ない三相変調ＰＷＭ制御に
切り替え、さらに電流比較手段２７において電流検出手
段２５により検出した出力電流検出値がデータ記憶手段
１に記憶された基準電流値よりも大きいと判断した場合
に、電圧飽和させないように振幅を変更した出力電圧指
令を作成するようにしたものである。二相変調ＰＷＭ制
御時に回生状態になった場合、制御上電圧飽和状態の少
ない三相変調ＰＷＭ制御に切り替え、三相変調ＰＷＭ制
御において電圧飽和となる場合に、出力電圧指令の振幅
を電圧飽和させないように変更するものであり、さらに
出力電圧指令の振幅を変更する判断基準となる基準電流
値を変化させることにより、負荷の種類および運転状態
に対応して出力電圧指令の振幅変更を効率良くでき、出
力電流検出精度を向上させることができる。実施の形態
２では、出力電圧指令の振幅を変更する判断基準を、イ
ンバータ装置により固定値であるキャリア信号の振幅で
はなく、任意に設定可能な基準電流値とし、出力電流値
が基準電流値よりも大きい場合に、電圧飽和させないよ
うに振幅を変更した出力電圧指令を作成するようにした
ので、基準電流値を変化させることにより、負荷の種類
および運転状態に対応して出力電圧指令の振幅変更を効
率良くでき、出力電流検出精度を向上させることができ
る。In the above-described first embodiment, when the regenerative state occurs during the two-phase modulation PWM control having the voltage saturation state in the normal control, the control is switched to the three-phase modulation PWM control, and the amplitude of the output voltage command is increased. An example has been described in which, when the amplitude is larger than the amplitude of the carrier signal, the output voltage command adjusted so that the amplitude is smaller than the amplitude of the carrier signal is generated. When the regenerative state is established during the phase modulation PWM control, the control is switched to the three-phase modulation PWM control in which the voltage saturation state is small in control, and the output current detection value detected by the current detection means 25 in the current comparison means 27 is stored in the data storage means 1. When it is determined that the reference current value is larger than the reference current value stored in the memory, an output voltage command whose amplitude has been changed so as not to cause voltage saturation is created. Those were. If the regenerative state occurs during the two-phase modulation PWM control, the control is switched to the three-phase modulation PWM control in which the voltage saturation state is small in terms of control. If the voltage becomes saturated in the three-phase modulation PWM control, the amplitude of the output voltage command is not saturated. By changing the reference current value, which serves as a criterion for changing the amplitude of the output voltage command, it is possible to efficiently change the amplitude of the output voltage command according to the type of load and the operating state. In addition, the output current detection accuracy can be improved. In the second embodiment, the criterion for changing the amplitude of the output voltage command is not the amplitude of the carrier signal, which is a fixed value by the inverter device, but a reference current value that can be arbitrarily set, and the output current value is higher than the reference current value. Output voltage command whose amplitude has been changed so that voltage saturation does not occur, the amplitude of the output voltage command is changed according to the type of load and the operating state by changing the reference current value. Can be efficiently performed, and the output current detection accuracy can be improved.
【００３６】実施の形態３．制御装置の減速について
は、通常はあらかじめ加減速基準周波数、基準減速時
間、低速時周波数などをパラメータ設定しておき、運転
周波数（＝加減速基準周波数）で定速運転中、減速停止
指令が入力されると、低速時周波数まで基準減速時間で
減速し、低速時周波数で定速運転した後、停止指令の入
力により減速停止するという可変速制御を行っていた。
ここで、基準減速時間は加減速基準周波数から低速時周
波数まで減速する基準減速時間として設定され、減速停
止指令入力時の運転周波数が加減速基準周波数と異なる
場合には、基準減速時間に減速停止指令入力時の運転周
波数と加減速基準周波数との比を掛けて減速時間を算出
し、この減速時間で減速制御していた。Embodiment 3 FIG. For deceleration of the control device, usually, parameters such as acceleration / deceleration reference frequency, reference deceleration time, and low-speed frequency are set in advance, and a deceleration stop command is input during constant speed operation at the operation frequency (= acceleration / deceleration reference frequency). When this is done, variable speed control is performed in which the motor decelerates to the low frequency at the reference deceleration time, performs constant speed operation at the low frequency, and then decelerates to a stop by inputting a stop command.
Here, the reference deceleration time is set as the reference deceleration time for decelerating from the acceleration / deceleration reference frequency to the low-speed frequency.If the operation frequency at the time of inputting the deceleration stop command is different from the acceleration / deceleration reference frequency, the reference deceleration time is reduced to the reference deceleration time. The deceleration time is calculated by multiplying the ratio between the operation frequency at the time of inputting the command and the acceleration / deceleration reference frequency, and the deceleration is controlled based on the deceleration time.
【００３７】減速時間選択は、減速停止指令が入力され
た場合に、加減速基準周波数、低速時周波数、基準減速
時間および減速停止指令入力時の運転周波数から算出さ
れる減速時間により減速するか、パラメータ設定されて
いる減速時間指定値により減速するか、を選択するもの
で、減速時間指定値を選択されている場合の減速指令を
減速時間指定減速指令７とする。減速時間指定減速指令
７は、減速指令入力時点の運転周波数にかかわらず、減
速指令入力後、一定時間（＝減速時間指定値）で減速さ
せるものであり、減速指令入力時点の運転周波数によっ
て減速の傾きが変わることになる。このため、減速時間
比較手段８は、減速時間指定減速指令７入力時、加減速
基準周波数、低速時周波数、基準減速時間および減速停
止指令入力時の運転周波数から算出される減速時間と減
速時間指定値との大小比較を行い、減速時間指定値の方
が短い場合に急減速と判断する。In the deceleration time selection, when a deceleration stop command is input, whether to decelerate by the deceleration time calculated from the acceleration / deceleration reference frequency, the low speed frequency, the reference deceleration time, and the operation frequency at the time of inputting the deceleration stop command, The user selects whether to decelerate according to the deceleration time designated value set as a parameter, and the deceleration command when the deceleration time designated value is selected is referred to as a deceleration time designated deceleration command 7. The deceleration time designation deceleration command 7 is to decelerate for a fixed time (= deceleration time designation value) after the deceleration command is input, regardless of the operation frequency at the time of deceleration command input. The slope will change. For this reason, the deceleration time comparison means 8 receives the deceleration time designation deceleration command 7, the acceleration / deceleration reference frequency, the low speed frequency, the reference deceleration time, and the deceleration time and deceleration time designation calculated from the operation frequency at the time of deceleration stop command input. The value is compared with the value, and if the designated deceleration time value is shorter, it is determined that rapid deceleration has occurred.
【００３８】実施の形態３においては、出力電圧指令作
成手段５は、減速時間比較手段８により減速時間指定値
の方が、加減速基準周波数、低速時周波数、基準減速時
間および減速停止指令入力時の運転周波数から算出され
る減速時間よりも短い急減速と判定した場合には、減速
時間指定減速指令７による減速動作を開始する時点に出
力電圧指令の振幅を電圧飽和させないように変更する。In the third embodiment, the output voltage command generating means 5 determines whether the deceleration time designated value by the deceleration time comparison means 8 is higher than the acceleration / deceleration reference frequency, the low speed frequency, the reference deceleration time and the deceleration stop command. If it is determined that the deceleration is shorter than the deceleration time calculated from the operation frequency of the above, the amplitude of the output voltage command is changed so as not to saturate the voltage at the time when the deceleration operation according to the deceleration time designation deceleration command 7 is started.
【００３９】上述の実施の形態１では、位相差比較手段
４が位相差演算手段３により演算された位相差がデータ
記憶手段１に設定された基準位相値よりも大きく、かつ
遅れている場合に回生と判断し、出力電圧指令作成手段
５で出力電圧指令の振幅を電圧飽和させないように変更
する例を示したが、実施の形態３においては、電動機を
急減速させた場合においても、従来例の図５または図９
に示すような回生状態と同様に、電圧飽和して出力電流
の検出ができない区間が生じることがあるので、あらか
じめ電動機を急減速させる時点で回生状態となると認識
して、出力電圧指令の振幅を電圧飽和させないように変
更するようにしたものである。In the first embodiment, the phase difference comparing means 4 determines whether the phase difference calculated by the phase difference calculating means 3 is larger than the reference phase value set in the data storage means 1 and is delayed. Although an example has been described in which it is determined that regeneration has occurred and the output voltage command generation means 5 changes the amplitude of the output voltage command so as not to cause voltage saturation, the third embodiment is also applicable to the case where the motor is rapidly decelerated. 5 or 9 of FIG.
As in the case of the regenerative state as shown in the figure, there may be a section where the output current cannot be detected due to voltage saturation.Therefore, it is recognized that the regenerative state will be established when the motor is suddenly decelerated, and the amplitude of the output voltage command is changed. This is changed so as not to cause voltage saturation.
【００４０】上述では電動機駆動用制御装置としてイン
バータ装置について述べたが、サーボモータ駆動装置、
主軸モータ駆動装置、その他、任意の周波数と電圧の交
流電圧を出力可能で、電動機を駆動する用途に用いられ
る電動機駆動用制御装置全てに適用可能である。In the above description, the inverter device has been described as the motor drive control device.
The present invention can be applied to a spindle motor drive device and all other motor drive control devices that can output an AC voltage of an arbitrary frequency and voltage and are used for driving a motor.
【００４１】[0041]
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に示すような効果を奏する。Since the present invention is configured as described above, it has the following effects.
【００４２】この発明に係る電動機駆動用制御装置にお
いては、基準位相値など各種データを記憶するデータ記
憶手段と、前記インバータ部から出力される出力電流の
位相を検出する出力電流位相検出手段と、検出された出
力電流位相を基に出力電圧指令に対する位相差と進み／
遅れとを演算する位相差演算手段と、この位相差演算手
段で演算した位相差と、前記データ記憶手段に設定され
た基準位相値とを比較し、前記位相差演算手段により演
算された位相差が前記データ記憶手段に設定された基準
位相値よりも大きく、かつ遅れている場合に回生状態で
あると判断する位相差比較手段と、を備え、前記出力電
圧指令作成手段は、回生状態となった場合で、前記作成
した出力電圧指令の振幅が前記キャリア信号の振幅より
も大きい場合には、前記キャリア信号の振幅よりも振幅
を小さくなるように調整した出力電圧指令を作成するよ
うにしたので、回生時においても、出力電流を検知で
き、力行時と同様に駆動制御を継続することができる。In the motor drive control device according to the present invention, data storage means for storing various data such as a reference phase value, output current phase detection means for detecting the phase of the output current output from the inverter unit, Based on the detected output current phase, the phase difference and the lead /
A phase difference calculating means for calculating the delay; comparing the phase difference calculated by the phase difference calculating means with a reference phase value set in the data storage means; and calculating the phase difference calculated by the phase difference calculating means. Is larger than a reference phase value set in the data storage means, and a phase difference comparison means for determining that the apparatus is in a regenerative state when it is late, and the output voltage command creating means is in a regenerative state. In the case where the amplitude of the generated output voltage command is larger than the amplitude of the carrier signal, the output voltage command adjusted so that the amplitude is smaller than the amplitude of the carrier signal is generated. Also, at the time of regeneration, the output current can be detected, and the drive control can be continued as in the case of power running.
【００４３】また、前記出力電圧指令作成手段は、三相
分のスイッチング素子全てをスイッチングする三相変調
ＰＷＭ制御と二相分のスイッチング素子をスイッチング
する二相変調ＰＷＭ制御とを切り替える手段を備え、二
相変調ＰＷＭ制御時に回生状態となった場合には、三相
変調ＰＷＭ制御に切り替えるようにしたので、回生状態
でない場合には電圧利用率等で有利な二相変調ＰＷＭ制
御を使用でき、回生状態における出力電流検出精度を向
上するとともに電動機駆動用制御装置を効率良く使用す
ることができる。The output voltage command generating means includes means for switching between three-phase modulation PWM control for switching all three-phase switching elements and two-phase modulation PWM control for switching two-phase switching elements. When the regenerative state is established during the two-phase modulation PWM control, the mode is switched to the three-phase modulation PWM control. Therefore, when the regenerative state is not established, the two-phase modulation PWM control that is advantageous in terms of voltage utilization and the like can be used. The output current detection accuracy in the state can be improved, and the motor drive control device can be used efficiently.
【００４４】さらに、前記データ記憶手段は基準電流値
を記憶するようにするとともに、この基準電流値と前記
電流検出手段により検出した出力電流検出値とを比較す
る電流比較手段を備え、前記出力電圧指令作成手段は、
回生状態となった場合で、かつ前記電流比較手段が前記
電流検出手段により検出した出力電流検出値の方が前記
基準電流値よりも大きいと判断した場合に、電圧飽和さ
せないように振幅を調整した出力電圧指令を作成するよ
うにしたので、前記基準電流値を変化させることによ
り、任意の出力電流値における出力電流検出精度を向上
させることができる。Further, the data storage means stores a reference current value, and comprises current comparison means for comparing the reference current value with an output current detection value detected by the current detection means. Command creation means
In the case of the regenerative state, and when the current comparison means determines that the output current detection value detected by the current detection means is larger than the reference current value, the amplitude is adjusted so as not to cause voltage saturation. Since the output voltage command is created, by changing the reference current value, the output current detection accuracy at an arbitrary output current value can be improved.
【００４５】また、この発明に係る電動機駆動用制御装
置においては、加減速基準周波数、基準減速時間、減速
時間指定値など各種データを記憶するデータ記憶手段
と、前記減速時間指定値による減速が選択されている場
合で、減速停止指令が入力された時に、減速停止指令入
力時の運転周波数、前記加減速基準周波数および前記基
準減速時間より算出した減速時間と前記減速時間指定値
とを比較する減速時間比較手段と、を備え、この減速時
間比較手段が、減速停止指令入力時の運転周波数、前記
加減速基準周波数および前記基準減速時間より算出した
減速時間よりも減速時間指定値の方が短いと判定した場
合に、前記出力電圧指令作成手段は電圧飽和させないよ
うに振幅を調整した出力電圧指令を作成するようにした
ので、電動機が急減速を行った場合も、正確に出力電流
を検知することができる。Further, in the motor drive control device according to the present invention, a data storage means for storing various data such as an acceleration / deceleration reference frequency, a reference deceleration time, a deceleration time designation value, and a deceleration by the deceleration time designation value are selected. When a deceleration stop command is input, the deceleration comparing the operation frequency at the time of deceleration stop command input, the acceleration / deceleration reference frequency, and the deceleration time calculated from the reference deceleration time with the deceleration time designation value is performed. The deceleration time comparison means, wherein the deceleration time designation value is shorter than the operation frequency at the time of deceleration stop command input, the acceleration / deceleration reference frequency and the deceleration time calculated from the reference deceleration time. When the determination is made, the output voltage command creating means creates an output voltage command whose amplitude is adjusted so as not to saturate the voltage. Even when performing, it is possible to accurately detect the output current.
【図１】 この発明の実施形態１に係る電動機駆動用制
御装置としてのインバータ装置の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an inverter device as a motor drive control device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 この発明の実施形態１に係るインバータ装置
における各種波形を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing various waveforms in the inverter device according to the first embodiment of the present invention.
【図３】 この発明の実施形態１に係るインバータ装置
においてU相出力電流が負となる区間にインバータ部２
３を流れる出力電流の経路を示す図である。FIG. 3 shows an inverter unit 2 according to the first embodiment of the present invention in a section where the U-phase output current is negative.
FIG. 6 is a diagram showing a path of an output current flowing through the third embodiment.
【図４】 従来例の電動機駆動用制御装置としてのイン
バータ装置の構成を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an inverter device as a conventional motor drive control device.
【図５】 従来例のインバータ装置における各種波形を
示す図である。FIG. 5 is a diagram showing various waveforms in a conventional inverter device.
【図６】 従来例のインバータ装置においてＵ相出力電
流検出不可能区間４８ｂにおける出力電流の経路を示す
図である。FIG. 6 is a diagram showing a path of an output current in a U-phase output current undetectable section 48b in the conventional inverter device.
【図７】 従来例のインバータ装置においてＶ相出力電
流検出不可能区間５２ｂにおける出力電流の経路を示す
図である。FIG. 7 is a diagram showing a path of an output current in a V-phase output current undetectable section 52b in the conventional inverter device.
【図８】 従来例のインバータ装置においてＷ相出力電
流検出不可能区間５６ｂにおける出力電流の経路を示す
図である。FIG. 8 is a diagram showing a path of an output current in a W-phase output current undetectable section 56b in the conventional inverter device.
【図９】 従来例の二相変調ＰＷＭ制御を行っているイ
ンバータ装置における各種波形を示す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating various waveforms in a conventional inverter device that performs two-phase modulation PWM control.
1 データ記憶手段、 ２ 出力電流位相検出手段、
３ 位相差演算手段、４ 位相差比較手段、 ５ 出力
電圧指令作成手段、 ６ ＰＷＭ信号作成手段、 ７
減速時間指定減速指令、 ８ 減速時間比較手段、 ２
１ コンバータ部、 ２２ 平滑コンデンサ、 ２３
インバータ部、 ２４ 電動機、 ２５ 電流検出手
段、 ２６ データ記憶手段、 ２７ 電流比較手段、
２８スイッチング素子遮断信号作成手段、 ２９ 出
力電圧指令作成手段、 ３０運転周波数指令、 ３１
キャリア信号作成手段、 ３２ ＰＷＭ信号作成手段、
３３ スイッチング素子駆動手段、 ４１ａ，４１
ｂ，４１ｃ Ｕ相出力電圧指令波形、 ４２ａ，４２
ｂ，４２ｃ Ｖ相出力電圧指令波形、 ４３ａ，４３
ｂ，４３ｃ Ｗ相出力電圧指令波形、 ４４ａ，４４
ｂ，４４ｃ キャリア信号、 ４５ａ，４５ｂ，４５ｃ
スイッチング素子Ｔ１のスイッチング信号、４６ａ，
４６ｂ，４６ｃ スイッチング素子Ｔ２のスイッチング
信号、 ４７ａ，４７ｂ，４７ｃ Ｕ相出力電流波形、
４８ｂ，４８ｃ Ｕ相出力電流検出不可能区間、 ４
９ａ，４９ｂ，４９ｃ スイッチング素子Ｔ３のスイッ
チング信号、 ５０ａ，５０ｂ，５０ｃ スイッチング
素子Ｔ４のスイッチング信号、５１ａ，５１ｂ，５１ｃ
Ｖ相出力電流波形、 ５２ｂ，５２ｃ Ｖ相出力電流
検出不可能区間、 ５３ａ，５３ｂ，５３ｃ スイッチ
ング素子Ｔ５のスイッチング信号、 ５４ａ，５４ｂ，
５４ｃ スイッチング素子Ｔ６のスイッチング信号、
５５ａ，５５ｂ，５５ｃ Ｗ相出力電流波形、 ５６
ｂ，５６ｃ Ｗ相出力電流検出不可能区間、 ５７ｃ
Ｕ相電圧飽和区間、 ５８ｃ Ｖ相電圧飽和区間、 ５
９ｃ Ｗ相電圧飽和区間、 ｉ４７ａＵ，ｉ４７ａＬ，
ｉ４７ｂ，ｉ４８ｂ Ｕ相出力電流、 ｉ５１ａ，ｉ５
１ｂ，ｉ５２ｂ Ｖ相出力電流、 ｉ５５ａ、ｉ５５ｂ
Ｗ相出力電流、 Ｔ１〜Ｔ６ スイッチング素子、
Ｄ１〜Ｄ６ 還流ダイオード。1 data storage means, 2 output current phase detection means,
3 phase difference calculating means, 4 phase difference comparing means, 5 output voltage command creating means, 6 PWM signal creating means, 7
Deceleration time designation deceleration command, 8 deceleration time comparison means, 2
1 Converter part, 22 Smoothing capacitor, 23
Inverter unit, 24 electric motor, 25 current detection means, 26 data storage means, 27 current comparison means,
28 switching element cutoff signal creating means, 29 output voltage command creating means, 30 operating frequency command, 31
Carrier signal generating means, 32 PWM signal generating means,
33 switching element driving means, 41a, 41
b, 41c U-phase output voltage command waveform, 42a, 42
b, 42c V-phase output voltage command waveform, 43a, 43
b, 43c W-phase output voltage command waveform, 44a, 44
b, 44c carrier signal, 45a, 45b, 45c
The switching signal of the switching element T1, 46a,
46b, 46c Switching signal of switching element T2, 47a, 47b, 47c U-phase output current waveform,
48b, 48c U-phase output current undetectable section, 4
9a, 49b, 49c Switching signal of switching element T3, 50a, 50b, 50c Switching signal of switching element T4, 51a, 51b, 51c
V-phase output current waveform, 52b, 52c V-phase output current undetectable section, 53a, 53b, 53c Switching signal of switching element T5, 54a, 54b,
54c switching signal of switching element T6,
55a, 55b, 55c W-phase output current waveform, 56
b, 56c W-phase output current undetectable section, 57c
U-phase voltage saturation section, 58c V-phase voltage saturation section, 5
9c W-phase voltage saturation section, i47aU, i47aL,
i47b, i48b U-phase output current, i51a, i5
1b, i52b V-phase output current, i55a, i55b
W-phase output current, T1 to T6 switching element,
D1 to D6 freewheeling diodes.
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H576 BB06 CC05 DD02 DD04 EE09 EE15 FF04 GG04 HA02 HB02 JJ02 JJ16 JJ17 JJ29 LL22 LL39 MM02 Continuation of the front page F term (reference) 5H576 BB06 CC05 DD02 DD04 EE09 EE15 FF04 GG04 HA02 HB02 JJ02 JJ16 JJ17 JJ29 LL22 LL39 MM02
Claims (4)
とにより、直流電力を任意の周波数、電圧からなる交流
電力に変換するインバータ部と、前記インバータ部から
出力される出力電流を検出する電流検出手段と、運転周
波数指令および前記電流検出手段から検出された出力電
流に基き、出力電圧指令を作成する出力電圧指令作成手
段と、この出力電圧指令とキャリア信号とに基き作成さ
れたスイッチング信号により前記スイッチング素子をス
イッチングするスイッチング素子駆動手段と、を有した
電動機駆動用制御装置において、基準位相値など各種デ
ータを記憶するデータ記憶手段と、前記インバータ部か
ら出力される出力電流の位相を検出する出力電流位相検
出手段と、検出された出力電流位相を基に出力電圧指令
に対する位相差と進み／遅れとを演算する位相差演算手
段と、この位相差演算手段で演算した位相差と、前記デ
ータ記憶手段に設定された基準位相値とを比較し、前記
位相差演算手段により演算された位相差が前記データ記
憶手段に設定された基準位相値よりも大きく、かつ遅れ
ている場合に回生状態であると判断する位相差比較手段
と、を備え、前記出力電圧指令作成手段は、回生状態と
なった場合で、前記作成した出力電圧指令の振幅が前記
キャリア信号の振幅よりも大きい場合には、前記キャリ
ア信号の振幅よりも振幅を小さくなるように調整した出
力電圧指令を作成するようにしたことを特徴とする電動
機駆動用制御装置。An inverter for converting DC power into AC power having an arbitrary frequency and voltage by switching a switching element, current detecting means for detecting an output current output from the inverter, Output voltage command generating means for generating an output voltage command based on a frequency command and an output current detected by the current detecting means; and switching the switching element by a switching signal generated based on the output voltage command and a carrier signal. And a switching element driving means for controlling the driving of the motor, the data storage means for storing various data such as a reference phase value, and the output current phase detecting means for detecting the phase of the output current output from the inverter section. And the phase difference and advance with respect to the output voltage command based on the detected output current phase. And a phase difference calculated by the phase difference calculating means, and a phase difference calculated by the phase difference calculating means is compared with a reference phase value set in the data storage means. Phase difference comparing means for judging a regenerative state when the phase difference is larger than a reference phase value set in the data storage means and lagging, and wherein the output voltage command creating means comprises a regenerative state. In the case where the amplitude of the created output voltage command is larger than the amplitude of the carrier signal, an output voltage command adjusted to be smaller than the amplitude of the carrier signal is created. A control device for driving an electric motor, characterized in that:
スイッチング素子全てをスイッチングする三相変調ＰＷ
Ｍ制御と二相分のスイッチング素子をスイッチングする
二相変調ＰＷＭ制御とを切り替える手段を備え、二相変
調ＰＷＭ制御時に回生状態となった場合には、三相変調
ＰＷＭ制御に切り替えるようにしたことを特徴とする請
求項１記載の電動機駆動用制御装置。2. The three-phase modulation PW for switching all of three-phase switching elements.
Means for switching between M-control and two-phase modulation PWM control for switching two-phase switching elements, and switching to three-phase modulation PWM control when a regenerative state occurs during two-phase modulation PWM control. The control device for driving an electric motor according to claim 1, wherein
するようにするとともに、この基準電流値と前記電流検
出手段により検出した出力電流検出値とを比較する電流
比較手段を備え、前記出力電圧指令作成手段は、回生状
態となった場合で、かつ前記電流比較手段が前記電流検
出手段により検出した出力電流検出値の方が前記基準電
流値よりも大きいと判断した場合に、電圧飽和させない
ように振幅を調整した出力電圧指令を作成するようにし
たことを特徴とする請求項１ないし請求項２記載の電動
機駆動用制御装置。3. The data storage means includes a current comparison means for storing a reference current value and comparing the reference current value with an output current detection value detected by the current detection means. The command creating means does not saturate the voltage when the regenerative state occurs and the current comparing means determines that the output current detection value detected by the current detecting means is larger than the reference current value. 3. The control device for driving a motor according to claim 1, wherein an output voltage command whose amplitude is adjusted is created.
とにより、直流電力を任意の周波数、電圧の交流電力に
変換し、三相出力するインバータ部と、前記インバータ
部から出力される出力電流を検出する電流検出手段と、
運転周波数指令および前記電流検出手段から検出された
出力電流に基き、出力電圧指令を作成する出力電圧指令
作成手段と、この出力電圧指令とキャリア信号とに基き
作成されたスイッチング信号により前記スイッチング素
子をスイッチングするスイッチング素子駆動手段と、を
有した電動機駆動用制御装置において、加減速基準周波
数、基準減速時間、減速時間指定値など各種データを記
憶するデータ記憶手段と、前記減速時間指定値による減
速が選択されている場合で、減速停止指令が入力された
時に、減速停止指令入力時の運転周波数、前記加減速基
準周波数および前記基準減速時間より算出した減速時間
と前記減速時間指定値とを比較する減速時間比較手段
と、を備え、この減速時間比較手段が、減速停止指令入
力時の運転周波数、前記加減速基準周波数および前記基
準減速時間より算出した減速時間よりも減速時間指定値
の方が短いと判定した場合に、前記出力電圧指令作成手
段は電圧飽和させないように振幅を調整した出力電圧指
令を作成するようにしたことを特徴とする電動機駆動用
制御装置。4. An inverter unit for converting DC power into AC power of an arbitrary frequency and voltage by switching a switching element, and an inverter unit for three-phase output, and a current detection unit for detecting an output current output from the inverter unit. Means,
An output voltage command creating means for creating an output voltage command based on an operation frequency command and an output current detected from the current detecting means, and the switching element is provided by a switching signal created based on the output voltage command and a carrier signal. A switching element driving means for switching, a motor driving control device having: a data storage means for storing various data such as an acceleration / deceleration reference frequency, a reference deceleration time, a deceleration time designation value, and a deceleration by the deceleration time designation value. When a deceleration stop command is input, the deceleration time designated value is compared with the operation frequency at the time of deceleration stop command input, the acceleration / deceleration reference frequency, and the deceleration time calculated from the reference deceleration time. Deceleration time comparison means, the operation frequency at the time of deceleration stop command input, When it is determined that the deceleration time designated value is shorter than the acceleration / deceleration reference frequency and the deceleration time calculated from the reference deceleration time, the output voltage command generation means adjusts the amplitude so that the voltage is not saturated. A control device for driving an electric motor, wherein
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