JP2001314082A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来、電流零付近の電流追従にリアクトルの
インダクタンスを小さくすると、電圧の高い領域で電流
リップルが増え、電圧の高領域で電流リップルの減少に
リアクトルのインダクタンスを大きくすると、電流零付
近の追従が悪くなる。 【解決手段】 整流器５〜８とリアクトル・コンデンサ
の平滑回路９,12 からスイチング素子11のオン・オフ駆
動で負荷13へ電力を変換して加える装置で、リアクトル
９よりインダクタンスの小さいリアクトル22とスイチン
グ素子21の側路を設け、始動から設定電圧Ｅ0 へ上昇す
る過程において、電源電圧が低いときはリアクトル９と
22の両方へ電流が流れるように、スイチング素子11はオ
ンでスイチング素子21はオン・オフを行い、出力電圧が
高くなると側路の電流を阻止するようにスイチング素子
21はオフで、スイチング素子11のみオン操作からオン・
オフへ操作を移行し、出力電圧を上昇させる手段から成
る電力変換装置である。
インダクタンスを小さくすると、電圧の高い領域で電流
リップルが増え、電圧の高領域で電流リップルの減少に
リアクトルのインダクタンスを大きくすると、電流零付
近の追従が悪くなる。 【解決手段】 整流器５〜８とリアクトル・コンデンサ
の平滑回路９,12 からスイチング素子11のオン・オフ駆
動で負荷13へ電力を変換して加える装置で、リアクトル
９よりインダクタンスの小さいリアクトル22とスイチン
グ素子21の側路を設け、始動から設定電圧Ｅ0 へ上昇す
る過程において、電源電圧が低いときはリアクトル９と
22の両方へ電流が流れるように、スイチング素子11はオ
ンでスイチング素子21はオン・オフを行い、出力電圧が
高くなると側路の電流を阻止するようにスイチング素子
21はオフで、スイチング素子11のみオン操作からオン・
オフへ操作を移行し、出力電圧を上昇させる手段から成
る電力変換装置である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源電圧を整流し
て直流電力を供給する電力変換装置に係り、特に力率を
改善し電流高調波を抑制する電力変換装置に関する。
て直流電力を供給する電力変換装置に係り、特に力率を
改善し電流高調波を抑制する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来この種の電力変換装置として図３に
示す特公平7-8943号公報の技術を挙げることができる[
以下、これを「従来例」という] 。この従来例は、基準
電圧Ｅ0 とコンデンサで平滑された直流電圧Ｅとの偏差
ΔＥに応じた電圧制御信号と、正弦波の全波整流波形状
の電源電圧と同期した信号とを掛け算し電流指令ＩＲＥ
Ｆを演算し、電流指令ＩＲＥＦとリアクトル９に流れる
電流Ｉ9 とを比較してスイッチング素子11をオンオフ制
御する駆動信号を出力する回路19を備え、交流入力電流
を正弦波状に制御しながら直流出力電圧Ｅを所望の値に
制御する。
示す特公平7-8943号公報の技術を挙げることができる[
以下、これを「従来例」という] 。この従来例は、基準
電圧Ｅ0 とコンデンサで平滑された直流電圧Ｅとの偏差
ΔＥに応じた電圧制御信号と、正弦波の全波整流波形状
の電源電圧と同期した信号とを掛け算し電流指令ＩＲＥ
Ｆを演算し、電流指令ＩＲＥＦとリアクトル９に流れる
電流Ｉ9 とを比較してスイッチング素子11をオンオフ制
御する駆動信号を出力する回路19を備え、交流入力電流
を正弦波状に制御しながら直流出力電圧Ｅを所望の値に
制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが従来例の技術
は、リアクトルのインダクタンスの値は一定である。そ
のため、リアクトルの銅損を無視すると、トランジスタ
がオンのとき、オフのときのリアクトルに流れる電流の
変化率はdi/dt はそれぞれ式(1),式(2) のようになる。 di/dt ＝ (１／Ｌ) ×Ｖinmsinωｔ…………………………式(1) di/dt ＝ (１／Ｌ) ×( Ｅ−Ｖinm ×sin ωｔ) …………式(2) だたし、Ｌはリアクトルのインダクタンス（Ｈ）、Ｅは
電力変換装置の直流出力電圧（Ｖ）、Ｖinm は電源電圧
Ｖinの最大値（Ｖ）である。電源電流の高調波を抑制
し、力率を１に近づけようとすると、電源電圧が小さい
とき、di／dtを大きく、電源電圧が大きいときdi／dtを
小さくするのが望ましいが、従来例のようにリアクトル
のインダクタンスＬが一定の場合、スイッチング素子が
オンの場合、電源電圧が小さいとdi／dtは小さく、電源
電圧が大きいとdi／dtが大きくなる。このため、電流零
付近の電流の指令に対する追従を良くするため、リアク
トルのインダクタンスＬを小さくすると、電圧の高い領
域で電流リップルが増える [図４(a) 参照] 。また、電
圧の高い領域で、電流リップルを減らすためリアクトル
のインダクタンスＬを大きくすると、電流零付近の指令
に対する追従が悪くなる [図４(b) 参照] 。そのため、
電源電流には多くの高調波が含まれているという問題が
あった。ここにおいて本発明は、電源電圧の高いとき電
流リップルが増加せず、電源電圧が低いとき電流の電流
指令への追従性を改善し、電源電流の高調波の少ない電
力変換装置を提供することを目的とする。
は、リアクトルのインダクタンスの値は一定である。そ
のため、リアクトルの銅損を無視すると、トランジスタ
がオンのとき、オフのときのリアクトルに流れる電流の
変化率はdi/dt はそれぞれ式(1),式(2) のようになる。 di/dt ＝ (１／Ｌ) ×Ｖinmsinωｔ…………………………式(1) di/dt ＝ (１／Ｌ) ×( Ｅ−Ｖinm ×sin ωｔ) …………式(2) だたし、Ｌはリアクトルのインダクタンス（Ｈ）、Ｅは
電力変換装置の直流出力電圧（Ｖ）、Ｖinm は電源電圧
Ｖinの最大値（Ｖ）である。電源電流の高調波を抑制
し、力率を１に近づけようとすると、電源電圧が小さい
とき、di／dtを大きく、電源電圧が大きいときdi／dtを
小さくするのが望ましいが、従来例のようにリアクトル
のインダクタンスＬが一定の場合、スイッチング素子が
オンの場合、電源電圧が小さいとdi／dtは小さく、電源
電圧が大きいとdi／dtが大きくなる。このため、電流零
付近の電流の指令に対する追従を良くするため、リアク
トルのインダクタンスＬを小さくすると、電圧の高い領
域で電流リップルが増える [図４(a) 参照] 。また、電
圧の高い領域で、電流リップルを減らすためリアクトル
のインダクタンスＬを大きくすると、電流零付近の指令
に対する追従が悪くなる [図４(b) 参照] 。そのため、
電源電流には多くの高調波が含まれているという問題が
あった。ここにおいて本発明は、電源電圧の高いとき電
流リップルが増加せず、電源電圧が低いとき電流の電流
指令への追従性を改善し、電源電流の高調波の少ない電
力変換装置を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の請求項１の発明は、交流電圧を整流し直流電
圧を出力する整流器と、前記整流器の直流出力側に直列
接続された第１のリアクトルと、前記第１のリアクトル
を経て出力される直流電圧が第１のダイオードを介して
印加され平滑された直流電圧を得るコンデンサと、前記
整流器の直流出力側を前記第１のリアクトルを経てから
前記直流出力側を短絡する第１のスイッチング素子と、
電源電圧に同期した電流指令ＩＲＥＦを前記第１のリア
クトルに流れる電流ＩＬ1 との編差ΔＩrefL1 により前
記第１のスイッチング素子をスイッチングる第１のスイ
ッチング素子駆動回路を備えて電流を正弦波状に制御す
る電力変換装置において、前記整流器の直流出力と前記
第１のリアクトルの間に接続され前記第１のリアクトル
よりインダクタンスの小さい第２のリアクトルと、前記
第２のリアクトルの出力端にアノードが接続され前記第
１のダイオードの出力端にカソードが接続された第２の
ダイオードと、前記整流器の直流出力側を前記第２のリ
アクトルを経てから前記直流出力側を短絡する第２のス
イッチング素子と、前記電流指令ＩＲＥＦと前記第１の
リアクトルに流れる電流との偏差ΔＩrefL1 により前記
第１のスイッチング素子をオンオフする駆動信号を出力
する第１のスイッチング素子駆動回路と、電源電圧と前
記電流偏差ΔＩrefL1 の条件により、前記第２のスイッ
チング素子に入力可能にする第２のスイッチング素子駆
動回路を備えたことを特徴とする電力変換装置である。
かくして本発明によれば、簡単で小形な装置を付加する
だけで、電源電圧の高いときので電源電流リップルの増
加をさせず、電源電圧零付近で電源電流の指令に対する
追従性を改善することができるため、効果的に力率を改
善し電源高調波を抑えることができる電力変換装置が得
られるという特段の効果を奏する。
に本発明の請求項１の発明は、交流電圧を整流し直流電
圧を出力する整流器と、前記整流器の直流出力側に直列
接続された第１のリアクトルと、前記第１のリアクトル
を経て出力される直流電圧が第１のダイオードを介して
印加され平滑された直流電圧を得るコンデンサと、前記
整流器の直流出力側を前記第１のリアクトルを経てから
前記直流出力側を短絡する第１のスイッチング素子と、
電源電圧に同期した電流指令ＩＲＥＦを前記第１のリア
クトルに流れる電流ＩＬ1 との編差ΔＩrefL1 により前
記第１のスイッチング素子をスイッチングる第１のスイ
ッチング素子駆動回路を備えて電流を正弦波状に制御す
る電力変換装置において、前記整流器の直流出力と前記
第１のリアクトルの間に接続され前記第１のリアクトル
よりインダクタンスの小さい第２のリアクトルと、前記
第２のリアクトルの出力端にアノードが接続され前記第
１のダイオードの出力端にカソードが接続された第２の
ダイオードと、前記整流器の直流出力側を前記第２のリ
アクトルを経てから前記直流出力側を短絡する第２のス
イッチング素子と、前記電流指令ＩＲＥＦと前記第１の
リアクトルに流れる電流との偏差ΔＩrefL1 により前記
第１のスイッチング素子をオンオフする駆動信号を出力
する第１のスイッチング素子駆動回路と、電源電圧と前
記電流偏差ΔＩrefL1 の条件により、前記第２のスイッ
チング素子に入力可能にする第２のスイッチング素子駆
動回路を備えたことを特徴とする電力変換装置である。
かくして本発明によれば、簡単で小形な装置を付加する
だけで、電源電圧の高いときので電源電流リップルの増
加をさせず、電源電圧零付近で電源電流の指令に対する
追従性を改善することができるため、効果的に力率を改
善し電源高調波を抑えることができる電力変換装置が得
られるという特段の効果を奏する。
【０００５】本発明の請求項２の発明は、請求項１に記
載の電力変換装置において、電源電圧の零に近いところ
では、前記第１のスイッチング素子はオンにしておき前
記第２のスイッチング素子はオン・オフさせ、電源電圧
が高いところに至ったときは、前記第１のスイッチング
素子はオン・オフさせ前記第２のスイッチング素子はオ
フにするようにした駆動回路を設けたことを特徴とする
請求項１に記載の電力変換装置である。
載の電力変換装置において、電源電圧の零に近いところ
では、前記第１のスイッチング素子はオンにしておき前
記第２のスイッチング素子はオン・オフさせ、電源電圧
が高いところに至ったときは、前記第１のスイッチング
素子はオン・オフさせ前記第２のスイッチング素子はオ
フにするようにした駆動回路を設けたことを特徴とする
請求項１に記載の電力変換装置である。
【０００６】本発明の請求項３の発明は、請求項１に記
載の電力変換装置において、前記電流偏差ΔＩrefL1 と
前記第２のリアクトルに流れる電流の第２の電流偏差を
基にした指令電流を第２のスイッチング素子駆動回路へ
与えるか否かのオンオフを行うスイッチと、電源電圧の
ゼロクロスを検出する電圧ゼロクロス検出器と、前記電
流偏差ΔＩrefL1 の正負から前記電流指令ＩＲＥＦと前
記第１のリアクトルに流れる電流とを比較する電圧比較
器と、前記電圧ゼロクロス検出器と前記電圧比較器から
の信号を受入れて出力を出すか否かを演算し、その出力
の有無により、前記スイッチをオンまたはオフの状態に
操作する演算回路を具備したことを特徴とする請求項１
に記載の電力変換装置である。
載の電力変換装置において、前記電流偏差ΔＩrefL1 と
前記第２のリアクトルに流れる電流の第２の電流偏差を
基にした指令電流を第２のスイッチング素子駆動回路へ
与えるか否かのオンオフを行うスイッチと、電源電圧の
ゼロクロスを検出する電圧ゼロクロス検出器と、前記電
流偏差ΔＩrefL1 の正負から前記電流指令ＩＲＥＦと前
記第１のリアクトルに流れる電流とを比較する電圧比較
器と、前記電圧ゼロクロス検出器と前記電圧比較器から
の信号を受入れて出力を出すか否かを演算し、その出力
の有無により、前記スイッチをオンまたはオフの状態に
操作する演算回路を具備したことを特徴とする請求項１
に記載の電力変換装置である。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図面
を参照して具体的に説明する。図１は、本発明の一実施
の形態の回路構成を示すブロック図である。全ての図面
において、同一符号は同一若しくは相当部材を示す。図
１において、従来例の図３に加えて、リアクトル22, ダ
イオード20, スイッチイング素子21を設ける。さらに、
電流指令ＩREF とリアクトル９に流れる電流Ｉ9 の偏差
である第１の偏差ΔＩREF-9 と、この偏差電流ΔＩREF-
9 とリアクトル22に流れる電流Ｉ22との偏差である第２
の偏差ΔＩREF-9-22に応じた指令を出力する回路( 電流
制御増幅器)23,電源電圧ゼリロクロス検出器27, 電流指
令ＩREF とリアクトル９に流れる電流Ｉ9 の比較回路2
5, スイッチ26, 電源電圧ゼロクロス検出器27と電流比
較器25からの信号によりスイッチ接点をＡ点またはＢ点
に切替える演算回路28, スイッチイング素子21を駆動す
るスイッチイング素子駆動回路24が追加されている。
を参照して具体的に説明する。図１は、本発明の一実施
の形態の回路構成を示すブロック図である。全ての図面
において、同一符号は同一若しくは相当部材を示す。図
１において、従来例の図３に加えて、リアクトル22, ダ
イオード20, スイッチイング素子21を設ける。さらに、
電流指令ＩREF とリアクトル９に流れる電流Ｉ9 の偏差
である第１の偏差ΔＩREF-9 と、この偏差電流ΔＩREF-
9 とリアクトル22に流れる電流Ｉ22との偏差である第２
の偏差ΔＩREF-9-22に応じた指令を出力する回路( 電流
制御増幅器)23,電源電圧ゼリロクロス検出器27, 電流指
令ＩREF とリアクトル９に流れる電流Ｉ9 の比較回路2
5, スイッチ26, 電源電圧ゼロクロス検出器27と電流比
較器25からの信号によりスイッチ接点をＡ点またはＢ点
に切替える演算回路28, スイッチイング素子21を駆動す
るスイッチイング素子駆動回路24が追加されている。
【０００８】本発明の実施の形態において、回路操作し
たときの電流波形は図２のようになる。電圧が零になっ
てから、ある期間、リアクトル９に流れる電流Ｉ9 は電
流指令ＩREF に対して追従しない。そこで、電源電圧の
ゼロクロスを検出した後 (図２の時点t0) 、リアクトル
９に流れる電流Ｉ9 が電流指令ＩREF よりも大きくなる
まで( 図２の時点t1) 、スイッチ26がスイッチ接点Ａ点
に接続されるような信号を演算回路28から出力する。先
の第２の偏差ΔＩREF-19-22 から演算した信号…それ
は、電源電圧がゼロクロスし、第２の偏差ΔＩREF-19-2
2 が正値であるという演算結果信号…が、スイッチイン
グ素子駆動回路24に入力され、スイッチイング素子21が
駆動される。そして、時点t1を超えて第２の偏差ΔＩRE
F-19-22 が負値になると、スイッチ26がスイッチ接点Ｂ
点に（復帰）接続され、スイッチイング素子21は駆動さ
れなくなり、リアクトル22に流れる電流Ｉ22は零、つま
りこの側路にはリアクトル22により阻止されて電流は流
れなくなり、スイッチイング素子11のオン・オフによる
リアクトル９に流れる電流Ｉ9 のみとなる。
たときの電流波形は図２のようになる。電圧が零になっ
てから、ある期間、リアクトル９に流れる電流Ｉ9 は電
流指令ＩREF に対して追従しない。そこで、電源電圧の
ゼロクロスを検出した後 (図２の時点t0) 、リアクトル
９に流れる電流Ｉ9 が電流指令ＩREF よりも大きくなる
まで( 図２の時点t1) 、スイッチ26がスイッチ接点Ａ点
に接続されるような信号を演算回路28から出力する。先
の第２の偏差ΔＩREF-19-22 から演算した信号…それ
は、電源電圧がゼロクロスし、第２の偏差ΔＩREF-19-2
2 が正値であるという演算結果信号…が、スイッチイン
グ素子駆動回路24に入力され、スイッチイング素子21が
駆動される。そして、時点t1を超えて第２の偏差ΔＩRE
F-19-22 が負値になると、スイッチ26がスイッチ接点Ｂ
点に（復帰）接続され、スイッチイング素子21は駆動さ
れなくなり、リアクトル22に流れる電流Ｉ22は零、つま
りこの側路にはリアクトル22により阻止されて電流は流
れなくなり、スイッチイング素子11のオン・オフによる
リアクトル９に流れる電流Ｉ9 のみとなる。
【０００９】リアクトル22はリアクトル９よりインダク
タンスが小さいため、リアクトル22に流れる電流の変化
率が大きい。電源電流はリアクトル電流Ｉ22とＩ9 の重
畳合成( 時点t0〜t1) になるので、電源電流波形が改善
される。リアクトル22に流れる電流Ｉ22は小さく、リア
クトル22のインダクタンスも小さいため、リアクトル2
2，スイッチイング素子21，及びのでダイオード20は小
形なものでよい。また、スイッチイング素子21がスイチ
ングする( オンからオフ、またはオフからオンへの移
行) ときスイッチイング素子33は常時オンで、スイッチ
イング素子11がスイチングするときスイッチイング素子
21は常時オフであるため、それぞれの制御に対しての影
響はない。
タンスが小さいため、リアクトル22に流れる電流の変化
率が大きい。電源電流はリアクトル電流Ｉ22とＩ9 の重
畳合成( 時点t0〜t1) になるので、電源電流波形が改善
される。リアクトル22に流れる電流Ｉ22は小さく、リア
クトル22のインダクタンスも小さいため、リアクトル2
2，スイッチイング素子21，及びのでダイオード20は小
形なものでよい。また、スイッチイング素子21がスイチ
ングする( オンからオフ、またはオフからオンへの移
行) ときスイッチイング素子33は常時オンで、スイッチ
イング素子11がスイチングするときスイッチイング素子
21は常時オフであるため、それぞれの制御に対しての影
響はない。
【００１０】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、簡単
で小形な装置を付加するだけで、電源電圧の高いときの
で電源電流リップルの増加をさせず、電源電圧零付近で
電源電流の指令に対する追従性を改善することができ
る。このため、効果的に力率を改善し電源高調波を抑え
ることができる電力変換装置が得られる。
で小形な装置を付加するだけで、電源電圧の高いときの
で電源電流リップルの増加をさせず、電源電圧零付近で
電源電流の指令に対する追従性を改善することができ
る。このため、効果的に力率を改善し電源高調波を抑え
ることができる電力変換装置が得られる。
【図１】本発明の一実施の形態における回路構成を示す
ブロック図
ブロック図
【図２】本発明の一実施の形態での各部の電流波形図
【図３】従来例の回路構成を示すブロック図
【図４】従来例のでの各部の電流波形を示し、(a) は平
滑回路リアクトルのインダクタンスが小さいときの電流
波形図 (b) は平滑回路リアクトルのインダクタンスが大きいと
きの電流波形図
滑回路リアクトルのインダクタンスが小さいときの電流
波形図 (b) は平滑回路リアクトルのインダクタンスが大きいと
きの電流波形図
１ 電源 ２，12 コンデンサ ３，４，９，22 リアクトル ５，６，７，８ 整流用ダイオード ９a,22a 変流器 10,20 ダイオード 11,21 スイチング素子 13 負荷 14 電圧検出器 15 電圧設定器 16 電圧制御増幅器 17 掛算器 18,23 電流増幅器 18a,23a 減算器 19,24 スイチング素子駆動回路 19a.22a 電流検出器( 変流器) 25 電流比較器 26 スイッチ[ Ａ，Ｂはその接点] 27 電圧ゼロクロス検出器 28 演算回路( スイッチ26の接点操作回路) Ｅ0 設定電圧（基準電圧） Ｅ 負荷( 帰還) 電圧 ΔＥ 偏差電圧 Ｉ9 リアクトル９を流れる電流 Ｉ22 リアクトル22を流れる電流 IREF 指令電流 ΔIREF-I9,ΔIREF-I9-I22 偏差電流
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電圧を整流し直流電圧を出力する整
流器と、前記整流器の直流出力側に直列接続された第１
のリアクトルと、前記第１のリアクトルを経て出力され
る直流電圧が第１のダイオードを介して印加され平滑さ
れた直流電圧を得るコンデンサと、前記整流器の直流出
力側を前記第１のリアクトルを経てから前記直流出力側
を短絡する第１のスイッチング素子と、電源電圧に同期
した電流指令ＩＲＥＦを前記第１のリアクトルに流れる
電流ＩＬ1 との編差ΔＩrefL1 により前記第１のスイッ
チング素子をスイッチングる第１のスイッチング素子駆
動回路を備えて電流を正弦波状に制御する電力変換装置
において、 前記整流器の直流出力と前記第１のリアクトルの間に接
続され前記第１のリアクトルよりインダクタンスの小さ
い第２のリアクトルと、 前記第２のリアクトルの出力端にアノードが接続され前
記第１のダイオードの出力端にカソードが接続された第
２のダイオードと、 前記整流器の直流出力側を前記第２のリアクトルを経て
から前記直流出力側を短絡する第２のスイッチング素子
と、 前記電流指令ＩＲＥＦと前記第１のリアクトルに流れる
電流との偏差ΔＩrefL1 により前記第１のスイッチング
素子をオンオフする駆動信号を出力する第１のスイッチ
ング素子駆動回路と、 電源電圧と前記電流偏差ΔＩrefL1 の条件により、前記
第２のスイッチング素子に入力可能にする第２のスイッ
チング素子駆動回路を備えたことを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電力変換装置におい
て、 電源電圧の零に近いところでは、前記第１のスイッチン
グ素子はオンにしておき前記第２のスイッチング素子は
オン・オフさせ、電源電圧が高いところに至ったとき
は、前記第１のスイッチング素子はオン・オフさせ前記
第２のスイッチング素子はオフにするようにした駆動回
路を設けたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換
装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の電力変換装置におい
て、 前記電流偏差ΔＩrefL1 と前記第２のリアクトルに流れ
る電流の第２の電流偏差を基にした指令電流を第２のス
イッチング素子駆動回路へ与えるか否かのオンオフを行
うスイッチと、 電源電圧のゼロクロスを検出する電圧ゼロクロス検出器
と、 前記電流偏差ΔＩrefL1 の正負から前記電流指令ＩＲＥ
Ｆと前記第１のリアクトルに流れる電流とを比較する電
圧比較器と、 前記電圧ゼロクロス検出器と前記電圧比較器からの信号
を受入れて出力を出すか否かを演算し、その出力の有無
により、前記スイッチをオンまたはオフの状態に操作す
る演算回路を具備したことを特徴とする請求項１に記載
の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000129607A JP2001314082A (ja) | 2000-04-28 | 2000-04-28 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000129607A JP2001314082A (ja) | 2000-04-28 | 2000-04-28 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001314082A true JP2001314082A (ja) | 2001-11-09 |
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ID=18638853
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000129607A Pending JP2001314082A (ja) | 2000-04-28 | 2000-04-28 | 電力変換装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001314082A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006136046A (ja) * | 2004-11-02 | 2006-05-25 | Foster Electric Co Ltd | 力率改善装置 |
| JP2015122835A (ja) * | 2013-12-20 | 2015-07-02 | 三菱電機株式会社 | 電源装置およびそれを備えた空気調和装置ならびにヒートポンプ給湯装置 |
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2000
- 2000-04-28 JP JP2000129607A patent/JP2001314082A/ja active Pending
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| JP4608284B2 (ja) * | 2004-11-02 | 2011-01-12 | フォスター電機株式会社 | 力率改善装置 |
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