JP2001268895A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ、およびｄｃ／ｄｃコンバータに設けられる過電圧検出回路 - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータ、およびｄｃ／ｄｃコンバータに設けられる過電圧検出回路Info
- Publication number
- JP2001268895A JP2001268895A JP2000077453A JP2000077453A JP2001268895A JP 2001268895 A JP2001268895 A JP 2001268895A JP 2000077453 A JP2000077453 A JP 2000077453A JP 2000077453 A JP2000077453 A JP 2000077453A JP 2001268895 A JP2001268895 A JP 2001268895A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- input terminal
- reference voltage
- converter
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、専用端子を
設けることなく過電圧の発生を表す信号を出力できるよ
うにする。 【解決手段】 出力電圧Ｖout に対応するフィードバッ
ク信号Ｖfbは、誤差アンプ１２およびコンパレータ２１
に与えられる。誤差アンプ１２は、フィードバック信号
Ｖfbと参照電圧Ｖref との誤差を出力し、制御回路１１
は、その誤差に従ってスイッチＭ１およびＭ２を制御す
る。コンパレータ２１は、フィードバック信号Ｖfbと過
電圧モニタレベル（Ｖref ＋Ｖoff ）とを比較する。フ
ィードバック信号Ｖfbが過電圧モニタレベルを越える
と、スイッチＭ３がターンオンされ、参照電圧Ｖref よ
りも高い電圧Ｖddが誤差アンプ１２およびコンパレータ
２１に与えられる。
設けることなく過電圧の発生を表す信号を出力できるよ
うにする。 【解決手段】 出力電圧Ｖout に対応するフィードバッ
ク信号Ｖfbは、誤差アンプ１２およびコンパレータ２１
に与えられる。誤差アンプ１２は、フィードバック信号
Ｖfbと参照電圧Ｖref との誤差を出力し、制御回路１１
は、その誤差に従ってスイッチＭ１およびＭ２を制御す
る。コンパレータ２１は、フィードバック信号Ｖfbと過
電圧モニタレベル（Ｖref ＋Ｖoff ）とを比較する。フ
ィードバック信号Ｖfbが過電圧モニタレベルを越える
と、スイッチＭ３がターンオンされ、参照電圧Ｖref よ
りも高い電圧Ｖddが誤差アンプ１２およびコンパレータ
２１に与えられる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、過電圧から負荷を
保護する機能を持ったＤＣ／ＤＣコンバータに係わる。
保護する機能を持ったＤＣ／ＤＣコンバータに係わる。
【０００２】
【従来の技術】様々な分野においてＤＣ／ＤＣコンバー
タ（電源回路を含む）が広く利用されている。ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは、与えられたＤＣ電圧から予め決められ
た所定の出力ＤＣ電圧を生成する装置である。
タ（電源回路を含む）が広く利用されている。ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは、与えられたＤＣ電圧から予め決められ
た所定の出力ＤＣ電圧を生成する装置である。
【０００３】図４は、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの
回路図である。ここでは、一例として、降圧型のＤＣ／
ＤＣコンバータを示す。図４において、互いに直列的に
接続された１組のスイッチＭ１、Ｍ２は、制御回路１１
により交互にＯＮ／ＯＦＦ状態に制御される。ここで、
スイッチＭ１には、入力電圧Ｖinが印加されている。そ
して、スイッチＭ１がＯＮ状態に制御され、スイッチＭ
２がＯＦＦ状態に制御されると、コイルＬを介して流れ
るコイル電流が増加してゆき、出力コンデンサＣout が
充電される。これにより出力電圧Ｖout が上昇してい
く。一方、スイッチＭ１がＯＦＦ状態に制御され、スイ
ッチＭ２がＯＮ状態に制御されると、コイル電流が減少
してゆき、出力電圧Ｖout は低下していく。
回路図である。ここでは、一例として、降圧型のＤＣ／
ＤＣコンバータを示す。図４において、互いに直列的に
接続された１組のスイッチＭ１、Ｍ２は、制御回路１１
により交互にＯＮ／ＯＦＦ状態に制御される。ここで、
スイッチＭ１には、入力電圧Ｖinが印加されている。そ
して、スイッチＭ１がＯＮ状態に制御され、スイッチＭ
２がＯＦＦ状態に制御されると、コイルＬを介して流れ
るコイル電流が増加してゆき、出力コンデンサＣout が
充電される。これにより出力電圧Ｖout が上昇してい
く。一方、スイッチＭ１がＯＦＦ状態に制御され、スイ
ッチＭ２がＯＮ状態に制御されると、コイル電流が減少
してゆき、出力電圧Ｖout は低下していく。
【０００４】制御回路１１は、出力電圧Ｖout が一定の
値に保持されるように上記動作を適切に繰り返す。具体
的には、以下のようなフィードバック制御が行われる。
すなわち、出力電圧Ｖout に対応するフィードバック信
号Ｖfbが誤差アンプ１２に与えられる。ここで、フィー
ドバック信号Ｖfbは、抵抗ネットワーク１３を用いて出
力電圧Ｖout を分圧することにより得られる。また、誤
差アンプ１２は、そのフィードバック信号Ｖfbと参照電
圧Ｖref との誤差を増幅して制御回路１１に与える。そ
して、制御回路１１は、その誤差をゼロにするようにス
イッチＭ１およびＭ２を制御する。これにより、出力電
圧Ｖout が一定の値に保持される。
値に保持されるように上記動作を適切に繰り返す。具体
的には、以下のようなフィードバック制御が行われる。
すなわち、出力電圧Ｖout に対応するフィードバック信
号Ｖfbが誤差アンプ１２に与えられる。ここで、フィー
ドバック信号Ｖfbは、抵抗ネットワーク１３を用いて出
力電圧Ｖout を分圧することにより得られる。また、誤
差アンプ１２は、そのフィードバック信号Ｖfbと参照電
圧Ｖref との誤差を増幅して制御回路１１に与える。そ
して、制御回路１１は、その誤差をゼロにするようにス
イッチＭ１およびＭ２を制御する。これにより、出力電
圧Ｖout が一定の値に保持される。
【０００５】上記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、例え
ば、スイッチＭ１が常にＯＮ状態となってしまう故障が
発生した場合は、過剰なコイル電流が流れることにな
り、出力電圧Ｖout が必要以上に上昇してしまうことが
予想される。この場合、このＤＣ／ＤＣコンバータから
電力を受け取る負荷に悪影響が及ぶおそれがある。
ば、スイッチＭ１が常にＯＮ状態となってしまう故障が
発生した場合は、過剰なコイル電流が流れることにな
り、出力電圧Ｖout が必要以上に上昇してしまうことが
予想される。この場合、このＤＣ／ＤＣコンバータから
電力を受け取る負荷に悪影響が及ぶおそれがある。
【０００６】このような過電圧を検出するためには、例
えば、コンパレータを用いて出力電圧Ｖout をモニタす
る。このとき、例えば、当該ＤＣ／ＤＣコンバータが保
持すべき出力電圧の１２０％程度の電圧にまで出力電圧
Ｖout が上昇したときにその旨を表す信号が出力される
ように、コンパレータに適切な過電圧モニタ電圧を与え
ておく。そして、この構成において、出力電圧Ｖout が
過電圧状態になると、上記コンパレータの出力に起因し
てスイッチＭ２が強制的にターンオンされる。これによ
り、スイッチＭ１およびＭ２を介して大電流が流れ、ヒ
ューズが切断されると、出力電圧Ｖout が低下する。
えば、コンパレータを用いて出力電圧Ｖout をモニタす
る。このとき、例えば、当該ＤＣ／ＤＣコンバータが保
持すべき出力電圧の１２０％程度の電圧にまで出力電圧
Ｖout が上昇したときにその旨を表す信号が出力される
ように、コンパレータに適切な過電圧モニタ電圧を与え
ておく。そして、この構成において、出力電圧Ｖout が
過電圧状態になると、上記コンパレータの出力に起因し
てスイッチＭ２が強制的にターンオンされる。これによ
り、スイッチＭ１およびＭ２を介して大電流が流れ、ヒ
ューズが切断されると、出力電圧Ｖout が低下する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述の例では、出力電
圧Ｖout が過電圧状態になると、負荷を保護するための
動作はＤＣ／ＤＣコンバータの内部で完結している。と
ころが、そのような過電圧が発生したことをＤＣ／ＤＣ
コンバータの外部において認識したい場合がしばしばあ
る。そして、この目的を達成するための既存の技術とし
ては、ＤＣ／ＤＣコンバータに過電圧状態の発生を表す
信号を出力するための専用端子を設ける構成が知られて
いる。
圧Ｖout が過電圧状態になると、負荷を保護するための
動作はＤＣ／ＤＣコンバータの内部で完結している。と
ころが、そのような過電圧が発生したことをＤＣ／ＤＣ
コンバータの外部において認識したい場合がしばしばあ
る。そして、この目的を達成するための既存の技術とし
ては、ＤＣ／ＤＣコンバータに過電圧状態の発生を表す
信号を出力するための専用端子を設ける構成が知られて
いる。
【０００８】しかし、上述のような専用端子を設けるこ
とは、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化を進める上で障害
となり、また、コストの上昇を招いてしまう。本発明の
課題は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、専用端子を設
けることなく過電圧の発生を表す信号を出力できるよう
にすることである。
とは、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化を進める上で障害
となり、また、コストの上昇を招いてしまう。本発明の
課題は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、専用端子を設
けることなく過電圧の発生を表す信号を出力できるよう
にすることである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ／ＤＣコン
バータは、出力電圧と第１の参照電圧との誤差に基づい
て上記出力電圧を制御する制御手段と、第１の入力端子
に上記出力電圧が与えられると共に第２の入力端子に上
記第１の参照電圧よりも高い第２の参照電圧が与えら
れ、それらを比較するコンパレータと、上記出力電圧が
上記第２の参照電圧よりも高くなったときに、上記コン
パレータの第１の入力端子に上記第２の参照電圧よりも
高い電圧を与える電圧生成手段とを有する。
バータは、出力電圧と第１の参照電圧との誤差に基づい
て上記出力電圧を制御する制御手段と、第１の入力端子
に上記出力電圧が与えられると共に第２の入力端子に上
記第１の参照電圧よりも高い第２の参照電圧が与えら
れ、それらを比較するコンパレータと、上記出力電圧が
上記第２の参照電圧よりも高くなったときに、上記コン
パレータの第１の入力端子に上記第２の参照電圧よりも
高い電圧を与える電圧生成手段とを有する。
【００１０】上記構成において、出力電圧が必要以上に
上昇して上記第２の参照電圧を越えると、上記コンパレ
ータの第１の入力端子に上記第２の参照電圧よりも高い
電圧が与えられる。この結果、上記電圧生成手段は、以
降、上記コンパレータの第１の入力端子に上記第２の参
照電圧よりも高い電圧を与え続ける。すなわち、上記コ
ンパレータの第１の入力端子の電位はラッチされる。し
たがって、この電位により過電圧を検出できる。
上昇して上記第２の参照電圧を越えると、上記コンパレ
ータの第１の入力端子に上記第２の参照電圧よりも高い
電圧が与えられる。この結果、上記電圧生成手段は、以
降、上記コンパレータの第１の入力端子に上記第２の参
照電圧よりも高い電圧を与え続ける。すなわち、上記コ
ンパレータの第１の入力端子の電位はラッチされる。し
たがって、この電位により過電圧を検出できる。
【００１１】本発明の他の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ
は、ヒューズを介して直流電源に接続される電源入力端
子、及びその電源入力端子と接地との間に直列に設けら
れる１組のスイッチを備え、それら１組のスイッチを制
御することにより予め決められた一定の出力電圧を生成
する構成を前提とする。そして、第１の入力端子に上記
出力電圧が与えられると共に第２の入力端子に第１の参
照電圧が与えられ、それらの誤差に基づいて上記１組の
スイッチを制御することにより上記出力電圧を制御する
制御手段と、上記出力電圧と上記第１の参照電圧よりも
高い第２の参照電圧とを比較するコンパレータと、上記
出力電圧が上記第２の参照電圧よりも高くなったとき
に、上記制御手段の第１の入力端子に上記第１の参照電
圧よりも高い電圧を与える電圧生成手段とを有し、上記
制御手段は、上記第１の入力端子の電位が上記第２の入
力端子の電位よりも高くなったときに、上記１組のスイ
ッチのうちの接地側に設けられているスイッチを閉状態
にする。
は、ヒューズを介して直流電源に接続される電源入力端
子、及びその電源入力端子と接地との間に直列に設けら
れる１組のスイッチを備え、それら１組のスイッチを制
御することにより予め決められた一定の出力電圧を生成
する構成を前提とする。そして、第１の入力端子に上記
出力電圧が与えられると共に第２の入力端子に第１の参
照電圧が与えられ、それらの誤差に基づいて上記１組の
スイッチを制御することにより上記出力電圧を制御する
制御手段と、上記出力電圧と上記第１の参照電圧よりも
高い第２の参照電圧とを比較するコンパレータと、上記
出力電圧が上記第２の参照電圧よりも高くなったとき
に、上記制御手段の第１の入力端子に上記第１の参照電
圧よりも高い電圧を与える電圧生成手段とを有し、上記
制御手段は、上記第１の入力端子の電位が上記第２の入
力端子の電位よりも高くなったときに、上記１組のスイ
ッチのうちの接地側に設けられているスイッチを閉状態
にする。
【００１２】上記構成において、出力電圧が必要以上に
上昇して上記第２の参照電圧を越えると、上記制御手段
は、上記１組のスイッチのうちの接地側に設けられてい
るスイッチを閉状態にする。したがって、もし、上記１
組のスイッチのうちの電源側に設けられているスイッチ
が常に閉状態となってしまう故障に起因して出力電圧が
上昇したのであれば、上記１組のスイッチが共に導通状
態となることにより、大電流が流れてヒューズが切断さ
れる。これにより、以降、出力電圧は低下していく。
上昇して上記第２の参照電圧を越えると、上記制御手段
は、上記１組のスイッチのうちの接地側に設けられてい
るスイッチを閉状態にする。したがって、もし、上記１
組のスイッチのうちの電源側に設けられているスイッチ
が常に閉状態となってしまう故障に起因して出力電圧が
上昇したのであれば、上記１組のスイッチが共に導通状
態となることにより、大電流が流れてヒューズが切断さ
れる。これにより、以降、出力電圧は低下していく。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の一実施
形態のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。ここで
は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを採り上げる。ま
た、ここで採り上げるＤＣ／ＤＣコンバータは、図４に
示した一般的な構成をベースにしている。
図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の一実施
形態のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。ここで
は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを採り上げる。ま
た、ここで採り上げるＤＣ／ＤＣコンバータは、図４に
示した一般的な構成をベースにしている。
【００１４】本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータにおい
ては、図４に示した既存の構成に対して、保護回路２０
を設けることにより実現可能である。この保護回路２０
は、コンパレータ２１、オフセット電圧Ｖoff を生成す
るための電源、およびスイッチＭ３を備える。
ては、図４に示した既存の構成に対して、保護回路２０
を設けることにより実現可能である。この保護回路２０
は、コンパレータ２１、オフセット電圧Ｖoff を生成す
るための電源、およびスイッチＭ３を備える。
【００１５】コンパレータ２１の−端子は、誤差アンプ
１２の−端子に接続される。したがって、コンパレータ
２１の−端子には、フィードバック信号Ｖfbが与えられ
ることになる。なお、フィードバック信号Ｖfbは、出力
電圧Ｖout を抵抗ネットワーク１３を用いて分圧するこ
とによって得られる電圧である。一方、コンパレータ２
１の＋端子には、参照電圧Ｖref およびオフセット電圧
Ｖoff が与えられる。ここで、参照電圧Ｖref は、ＤＣ
／ＤＣコンバータが保持すべき出力電圧を指定する信号
である。また、オフセット電圧Ｖoff は、「正」の電圧
である。したがって、コンパレータ２１の＋端子には、
ＤＣ／ＤＣコンバータが保持すべき出力電圧よりも高い
電圧に対応する信号が与えられることになる。なお、以
下では、コンパレータ２１の＋端子に与えられる電圧
（Ｖref ＋Ｖoff ）のことを、「過電圧モニタレベル」
と呼ぶことがある。
１２の−端子に接続される。したがって、コンパレータ
２１の−端子には、フィードバック信号Ｖfbが与えられ
ることになる。なお、フィードバック信号Ｖfbは、出力
電圧Ｖout を抵抗ネットワーク１３を用いて分圧するこ
とによって得られる電圧である。一方、コンパレータ２
１の＋端子には、参照電圧Ｖref およびオフセット電圧
Ｖoff が与えられる。ここで、参照電圧Ｖref は、ＤＣ
／ＤＣコンバータが保持すべき出力電圧を指定する信号
である。また、オフセット電圧Ｖoff は、「正」の電圧
である。したがって、コンパレータ２１の＋端子には、
ＤＣ／ＤＣコンバータが保持すべき出力電圧よりも高い
電圧に対応する信号が与えられることになる。なお、以
下では、コンパレータ２１の＋端子に与えられる電圧
（Ｖref ＋Ｖoff ）のことを、「過電圧モニタレベル」
と呼ぶことがある。
【００１６】コンパレータ２１は、フィードバック信号
Ｖfbと過電圧モニタレベルとを比較する。ここで、フィ
ードバック信号Ｖfbは、上述のように、出力電圧Ｖout
を表す信号である。したがって、コンパレータ２１は、
実質的には、出力電圧Ｖoutと過電圧モニタレベルとを
比較していることになる。
Ｖfbと過電圧モニタレベルとを比較する。ここで、フィ
ードバック信号Ｖfbは、上述のように、出力電圧Ｖout
を表す信号である。したがって、コンパレータ２１は、
実質的には、出力電圧Ｖoutと過電圧モニタレベルとを
比較していることになる。
【００１７】コンパレータ２１は、フィードバック信号
Ｖfbが過電圧モニタレベルよりも小さいときは、「Ｈ」
を出力する。一方、フィードバック信号Ｖfbが過電圧モ
ニタレベルよりも大きくなると、コンパレータ２１は、
「Ｌ」を出力する。即ち、出力電圧Ｖout が必要以上に
上昇して過電圧状態になると、コンパレータ２１の出力
は「Ｈ」から「Ｌ」に切り替わる。このコンパレータ２
１の出力は、スイッチＭ３に与えられる。
Ｖfbが過電圧モニタレベルよりも小さいときは、「Ｈ」
を出力する。一方、フィードバック信号Ｖfbが過電圧モ
ニタレベルよりも大きくなると、コンパレータ２１は、
「Ｌ」を出力する。即ち、出力電圧Ｖout が必要以上に
上昇して過電圧状態になると、コンパレータ２１の出力
は「Ｈ」から「Ｌ」に切り替わる。このコンパレータ２
１の出力は、スイッチＭ３に与えられる。
【００１８】スイッチＭ３は、電圧Ｖddが印加されてお
り、コンパレータ２１から「Ｈ」が与えられると開状態
となり、「Ｌ」が与えられると閉状態となる。したがっ
て、コンパレータ２１の出力が「Ｌ」になると、スイッ
チＭ３が閉状態に制御され、誤差アンプ１２の−端子、
およびコンパレータ２１の−端子の電位が電圧Ｖddに保
持されることになる。すなわち、出力電圧Ｖout が過電
圧状態になると、誤差アンプ１２の−端子、およびコン
パレータ２１の−端子の電位が電圧Ｖddに保持される。
なお、電圧Ｖddは、過電圧モニタレベル（Ｖref ＋Ｖof
f ）よりも大きな電圧である。
り、コンパレータ２１から「Ｈ」が与えられると開状態
となり、「Ｌ」が与えられると閉状態となる。したがっ
て、コンパレータ２１の出力が「Ｌ」になると、スイッ
チＭ３が閉状態に制御され、誤差アンプ１２の−端子、
およびコンパレータ２１の−端子の電位が電圧Ｖddに保
持されることになる。すなわち、出力電圧Ｖout が過電
圧状態になると、誤差アンプ１２の−端子、およびコン
パレータ２１の−端子の電位が電圧Ｖddに保持される。
なお、電圧Ｖddは、過電圧モニタレベル（Ｖref ＋Ｖof
f ）よりも大きな電圧である。
【００１９】スイッチＭ３は、例えば、ＭＯＳトランジ
スタである。この場合、ソース端子に電圧Ｖddが印加さ
れ、ゲート端子はコンパレータ２１の出力に接続され
る。そして、ドレイン端子は、フィードバック信号Ｖfb
を誤差アンプ１２の−端子およびコンパレータ２１の−
端子に導くための信号線に接続される。
スタである。この場合、ソース端子に電圧Ｖddが印加さ
れ、ゲート端子はコンパレータ２１の出力に接続され
る。そして、ドレイン端子は、フィードバック信号Ｖfb
を誤差アンプ１２の−端子およびコンパレータ２１の−
端子に導くための信号線に接続される。
【００２０】次に、図２を参照しながら、上記構成のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータの動作を説明する。ここでは、スイ
ッチＭ１およびＭ２は、制御回路１１によって以下のよ
うに制御されるものとする。即ち、出力電圧Ｖout を表
すフィードバック信号Ｖfbが参照電圧Ｖref よりも小さ
い期間は、スイッチＭ１がＯＮ状態に制御されると共に
スイッチＭ２がＯＦＦ状態に制御され、また、フィード
バック信号Ｖfbが参照電圧Ｖref よりも大きい期間は、
スイッチＭ１がＯＦＦ状態に制御されると共にスイッチ
Ｍ２がＯＮ状態に制御されるものとする。
Ｃ／ＤＣコンバータの動作を説明する。ここでは、スイ
ッチＭ１およびＭ２は、制御回路１１によって以下のよ
うに制御されるものとする。即ち、出力電圧Ｖout を表
すフィードバック信号Ｖfbが参照電圧Ｖref よりも小さ
い期間は、スイッチＭ１がＯＮ状態に制御されると共に
スイッチＭ２がＯＦＦ状態に制御され、また、フィード
バック信号Ｖfbが参照電圧Ｖref よりも大きい期間は、
スイッチＭ１がＯＦＦ状態に制御されると共にスイッチ
Ｍ２がＯＮ状態に制御されるものとする。
【００２１】図２において、時刻Ｔ1 以前は、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータが正常に動作しているものとする。この場
合、フィードバック信号Ｖfbが参照電圧Ｖref に一致す
るようにスイッチＭ１およびＭ２が制御され、これによ
り出力電圧Ｖout が一定の値に保持される。この時、フ
ィードバック信号Ｖfbは、常に、過電圧モニタレベル
（Ｖref ＋Ｖoff ）よりも低いので、コンパレータ２１
の出力は「Ｈ」である。よって、スイッチＭ３はＯＦＦ
状態を保持する。
Ｃコンバータが正常に動作しているものとする。この場
合、フィードバック信号Ｖfbが参照電圧Ｖref に一致す
るようにスイッチＭ１およびＭ２が制御され、これによ
り出力電圧Ｖout が一定の値に保持される。この時、フ
ィードバック信号Ｖfbは、常に、過電圧モニタレベル
（Ｖref ＋Ｖoff ）よりも低いので、コンパレータ２１
の出力は「Ｈ」である。よって、スイッチＭ３はＯＦＦ
状態を保持する。
【００２２】上記状況の下、時刻Ｔ1 において、例え
ば、スイッチＭ１が常にＯＮ状態となってしまう故障が
発生したものとする。この場合、過剰なコイル電流が流
れ、出力電圧Ｖout が必要以上に上昇していく。また、
出力電圧Ｖout が上昇すると、これに伴ってフィードバ
ック信号Ｖfbも上昇してゆく。そして、このフィードバ
ック信号Ｖfbが時刻Ｔ2 において過電圧モニタレベル
（Ｖref ＋Ｖoff ）を越えると、コンパレータ２１の出
力が「Ｈ」から「Ｌ」に切り替わる。この結果、スイッ
チＭ３がターンオンされ、以降、誤差アンプ１２の−端
子、およびコンパレータ２１の−端子の電位が電圧Ｖdd
に保持される。
ば、スイッチＭ１が常にＯＮ状態となってしまう故障が
発生したものとする。この場合、過剰なコイル電流が流
れ、出力電圧Ｖout が必要以上に上昇していく。また、
出力電圧Ｖout が上昇すると、これに伴ってフィードバ
ック信号Ｖfbも上昇してゆく。そして、このフィードバ
ック信号Ｖfbが時刻Ｔ2 において過電圧モニタレベル
（Ｖref ＋Ｖoff ）を越えると、コンパレータ２１の出
力が「Ｈ」から「Ｌ」に切り替わる。この結果、スイッ
チＭ３がターンオンされ、以降、誤差アンプ１２の−端
子、およびコンパレータ２１の−端子の電位が電圧Ｖdd
に保持される。
【００２３】誤差アンプ１２の−端子が電圧Ｖddに保持
されるようになると、この電圧Ｖddは参照電圧Ｖref よ
りも高いので、誤差アンプ１２の出力は「負」になる。
ここで、制御回路１１は、誤差アンプ１２の出力が
「負」である期間は、スイッチＭ２をＯＮ状態に制御す
る。このとき、スイッチＭ１が常にＯＮ状態となってし
まう故障が発生しているものとすると、スイッチＭ１お
よびＭ２が共にＯＮ状態になり、それらのスイッチを介
して大電流が流れることになる。これにより、ヒューズ
が切断され、入力電圧Ｖinの供給が停止するので、出力
電圧Ｖout の過電圧状態が終了する。
されるようになると、この電圧Ｖddは参照電圧Ｖref よ
りも高いので、誤差アンプ１２の出力は「負」になる。
ここで、制御回路１１は、誤差アンプ１２の出力が
「負」である期間は、スイッチＭ２をＯＮ状態に制御す
る。このとき、スイッチＭ１が常にＯＮ状態となってし
まう故障が発生しているものとすると、スイッチＭ１お
よびＭ２が共にＯＮ状態になり、それらのスイッチを介
して大電流が流れることになる。これにより、ヒューズ
が切断され、入力電圧Ｖinの供給が停止するので、出力
電圧Ｖout の過電圧状態が終了する。
【００２４】一方、コンパレータ２１の−端子の電位が
電圧Ｖddに保持されると、この電圧Ｖddは過電圧モニタ
レベル（Ｖref ＋Ｖoff ）よりも高いので、コンパレー
タ２１の出力は「Ｌ」のままである。このとき、スイッ
チＭ３はＯＮ状態を保持するので、ノードＡの電位は電
圧Ｖddに保持されることになる。この結果、コンパレー
タ２１の出力およびスイッチＭ３の状態がラッチされる
ことになる。
電圧Ｖddに保持されると、この電圧Ｖddは過電圧モニタ
レベル（Ｖref ＋Ｖoff ）よりも高いので、コンパレー
タ２１の出力は「Ｌ」のままである。このとき、スイッ
チＭ３はＯＮ状態を保持するので、ノードＡの電位は電
圧Ｖddに保持されることになる。この結果、コンパレー
タ２１の出力およびスイッチＭ３の状態がラッチされる
ことになる。
【００２５】このように、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力
電圧Ｖout が過電圧状態になると、ノードＡの電位は電
圧Ｖddに保持される。このとき、コンパレータ２１の出
力およびスイッチＭ３の状態はラッチされているので、
出力電圧Ｖout がいったん過電圧状態になった後に低下
した場合であっても、ノードＡの電位は電圧Ｖddに保持
され続ける。
電圧Ｖout が過電圧状態になると、ノードＡの電位は電
圧Ｖddに保持される。このとき、コンパレータ２１の出
力およびスイッチＭ３の状態はラッチされているので、
出力電圧Ｖout がいったん過電圧状態になった後に低下
した場合であっても、ノードＡの電位は電圧Ｖddに保持
され続ける。
【００２６】上記構成において過電圧状態が発生したか
否かを認識するためには、ノードＡの電位をモニタすれ
ばよい。具体的には、ノードＡの電位が０〜参照電圧Ｖ
ref程度であれば「正常」とみなし、ノードＡの電位が
電圧Ｖddにまで上昇したときに「過電圧」とみなす。こ
の場合、このノードＡの電位は、ＤＣ／ＤＣコンバータ
の外部において「フラグ」として検出可能である。この
場合、例えば、過電圧が発生してノードＡの電位が電圧
Ｖddにまで上昇したときに「フラグ＝セット」とする。
なお、いったん過電圧が発生すると、コンパレータ２１
の出力およびスイッチＭ３の状態はラッチされるので、
このフラグは、いったん設定されると以降その状態を保
持する。したがって、このフラグにより過電圧の発生を
確実に検出できる。
否かを認識するためには、ノードＡの電位をモニタすれ
ばよい。具体的には、ノードＡの電位が０〜参照電圧Ｖ
ref程度であれば「正常」とみなし、ノードＡの電位が
電圧Ｖddにまで上昇したときに「過電圧」とみなす。こ
の場合、このノードＡの電位は、ＤＣ／ＤＣコンバータ
の外部において「フラグ」として検出可能である。この
場合、例えば、過電圧が発生してノードＡの電位が電圧
Ｖddにまで上昇したときに「フラグ＝セット」とする。
なお、いったん過電圧が発生すると、コンパレータ２１
の出力およびスイッチＭ３の状態はラッチされるので、
このフラグは、いったん設定されると以降その状態を保
持する。したがって、このフラグにより過電圧の発生を
確実に検出できる。
【００２７】このように、本実施形態のＤＣ／ＤＣコン
バータにおいては、出力電圧Ｖoutから生成されるフィ
ードバック信号Ｖfbを誤差アンプ１２に導くための信号
線の電位を利用して過電圧を検出することができる。す
なわち、既存のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて設けられ
ているハードウェアを利用して過電圧の発生を表示する
ためのフラグを出力している。したがって、過電圧の発
生を表示するために新たに専用端子を設ける必要がな
い。この結果、過電圧を検出してその結果を出力する機
能を設ける場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータのサ
イズは殆ど大きくなることはなく、また、コストの上昇
を最小限に抑えることができる。
バータにおいては、出力電圧Ｖoutから生成されるフィ
ードバック信号Ｖfbを誤差アンプ１２に導くための信号
線の電位を利用して過電圧を検出することができる。す
なわち、既存のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて設けられ
ているハードウェアを利用して過電圧の発生を表示する
ためのフラグを出力している。したがって、過電圧の発
生を表示するために新たに専用端子を設ける必要がな
い。この結果、過電圧を検出してその結果を出力する機
能を設ける場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータのサ
イズは殆ど大きくなることはなく、また、コストの上昇
を最小限に抑えることができる。
【００２８】図３は、本発明の他の実施形態の回路図で
ある。この実施形態では、図１を参照しながら説明した
ノードＡにサイリスタＱ１が接続されている。ここで、
このサイリスタＱ１をターンオンするための閾値は、参
照電圧Ｖref と電圧Ｖddとの間の所定の値に設定するも
のとする。また、電源ラインにヒューズが設けられてい
る。
ある。この実施形態では、図１を参照しながら説明した
ノードＡにサイリスタＱ１が接続されている。ここで、
このサイリスタＱ１をターンオンするための閾値は、参
照電圧Ｖref と電圧Ｖddとの間の所定の値に設定するも
のとする。また、電源ラインにヒューズが設けられてい
る。
【００２９】上記構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ
が正常に動作している期間は、フィードバック信号Ｖfb
は概ね参照電圧Ｖref に一致しているので、サイリスタ
Ｑ１はＯＦＦ状態を保持する。
が正常に動作している期間は、フィードバック信号Ｖfb
は概ね参照電圧Ｖref に一致しているので、サイリスタ
Ｑ１はＯＦＦ状態を保持する。
【００３０】ところが、何らかの要因によって出力電圧
Ｖout が上昇し、フィードバック信号Ｖfbが過電圧モニ
タレベル（Ｖref ＋Ｖoff ）を越えると、ノードＡの電
位が電圧Ｖddになる。この場合、サイリスタＱ１がター
ンオンされて大電流が流れるようになるので、ヒューズ
が切断され、入力電圧Ｖinの供給が停止する。これによ
り、出力電圧Ｖout が低下する。
Ｖout が上昇し、フィードバック信号Ｖfbが過電圧モニ
タレベル（Ｖref ＋Ｖoff ）を越えると、ノードＡの電
位が電圧Ｖddになる。この場合、サイリスタＱ１がター
ンオンされて大電流が流れるようになるので、ヒューズ
が切断され、入力電圧Ｖinの供給が停止する。これによ
り、出力電圧Ｖout が低下する。
【００３１】なお、図１に示した形態では、スイッチＭ
２をＯＮ状態にすることでヒューズを切断していたが、
図２に示す形態では、サイリスタをＯＮ状態にすること
でヒューズを切断している。したがって、図２に示す形
態は、スイッチＭ２をダイオードに置き換えたＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータにも適用できる。
２をＯＮ状態にすることでヒューズを切断していたが、
図２に示す形態では、サイリスタをＯＮ状態にすること
でヒューズを切断している。したがって、図２に示す形
態は、スイッチＭ２をダイオードに置き換えたＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータにも適用できる。
【００３２】また、図１または図３に示したＤＣ／ＤＣ
コンバータは、説明を簡単にするために出力電圧に基づ
いてスイッチが制御される構成としたが、本発明は、出
力電圧およびコイル電流に基づいてスイッチが制御され
る電流制御型のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用できる。
コンバータは、説明を簡単にするために出力電圧に基づ
いてスイッチが制御される構成としたが、本発明は、出
力電圧およびコイル電流に基づいてスイッチが制御され
る電流制御型のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用できる。
【００３３】さらに、上述の実施例では、降圧型のＤＣ
／ＤＣコンバータを採り上げたが、本発明はこれに限定
されるものではなく、例えば、昇圧型のＤＣ／ＤＣコン
バータに適用することもできる。
／ＤＣコンバータを採り上げたが、本発明はこれに限定
されるものではなく、例えば、昇圧型のＤＣ／ＤＣコン
バータに適用することもできる。
【００３４】
【発明の効果】本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ
において、専用端子を設けることなく過電圧の発生を外
部に通知できる。したがって、過電圧を検出してその結
果を出力する機能を設ける場合であっても、ＤＣ／ＤＣ
コンバータのサイズは殆ど大きくなることはなく、コス
トの上昇を最小限に抑えることができる。
において、専用端子を設けることなく過電圧の発生を外
部に通知できる。したがって、過電圧を検出してその結
果を出力する機能を設ける場合であっても、ＤＣ／ＤＣ
コンバータのサイズは殆ど大きくなることはなく、コス
トの上昇を最小限に抑えることができる。
【図１】本発明の一実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの
回路図である。
回路図である。
【図２】本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説
明する図である。
明する図である。
【図３】本発明の他の実施形態の回路図である。
【図４】一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの回路図であ
る。
る。
１１ 制御回路 １２ 誤差アンプ １３ 抵抗ネットワーク ２０ 保護回路 ２１ コンパレータ
Claims (4)
- 【請求項１】 予め決められた一定の出力電圧を生成す
るＤＣ／ＤＣコンバータであって、 上記出力電圧と第１の参照電圧との誤差に基づいて上記
出力電圧を制御する制御手段と、 第１の入力端子に上記出力電圧が与えられると共に、第
２の入力端子に上記第１の参照電圧よりも高い第２の参
照電圧が与えられ、それらを比較するコンパレータと、 上記出力電圧が上記第２の参照電圧よりも高くなったと
きに、上記コンパレータの第１の入力端子に上記第２の
参照電圧よりも高い電圧を与える電圧生成手段と、 を有するＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 ヒューズを介して直流電源に接続される
電源入力端子、及びその電源入力端子と接地との間に直
列に設けられる１組のスイッチを備え、それら１組のス
イッチを制御することにより予め決められた一定の出力
電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータであって、 第１の入力端子に上記出力電圧が与えられると共に、第
２の入力端子に第１の参照電圧が与えられ、それらの誤
差に基づいて上記１組のスイッチを制御することにより
上記出力電圧を制御する制御手段と、 上記出力電圧と上記第１の参照電圧よりも高い第２の参
照電圧とを比較するコンパレータと、 上記出力電圧が上記第２の参照電圧よりも高くなったと
きに、上記制御手段の第１の入力端子に上記第１の参照
電圧よりも高い電圧を与える電圧生成手段とを有し、 上記制御手段は、上記第１の入力端子の電位が上記第２
の入力端子の電位よりも高くなったときに、上記１組の
スイッチのうちの接地側に設けられているスイッチを閉
状態にするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 出力電圧と第１の参照電圧との誤差に基
づいてその出力電圧を制御する制御回路を備えるＤＣ／
ＤＣコンバータの過電圧状態を検出する過電圧検出回路
であって、 上記制御回路に上記出力電圧を導くための信号線に接続
される第１の入力端子、および上記第１の参照電圧より
も高い第２の参照電圧が与えられる第２の入力端子を備
え、それら第１および第２の入力端子に与えられる電圧
を比較するコンパレータと、 上記出力電圧が上記第２の参照電圧よりも高くなったと
きに、上記信号線に上記第２の参照電圧よりも高い過電
圧表示電圧を与える電圧生成手段と、 上記信号線の電位を出力する出力手段と、 を有する過電圧検出回路。 - 【請求項４】 請求項３に記載の過電圧検出回路であっ
て、 上記ＤＣ／ＤＣコンバータとそのＤＣ／ＤＣコンバータ
への入力電圧を生成する直流電源との間に設けられるヒ
ューズと、 そのヒューズに接続され、上記出力手段から出力される
電位が上記過電圧参照電圧になったときにＯＮ状態にな
るサイリスタとをさらに有する。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000077453A JP2001268895A (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、およびｄｃ／ｄｃコンバータに設けられる過電圧検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000077453A JP2001268895A (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、およびｄｃ／ｄｃコンバータに設けられる過電圧検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001268895A true JP2001268895A (ja) | 2001-09-28 |
Family
ID=18595019
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000077453A Withdrawn JP2001268895A (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、およびｄｃ／ｄｃコンバータに設けられる過電圧検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001268895A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005109617A1 (ja) * | 2004-05-07 | 2005-11-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | 力率改善回路及びスイッチング電源装置 |
| US7038430B2 (en) | 2002-10-22 | 2006-05-02 | Denso Corporation | Power control circuit |
| JP2008515077A (ja) * | 2004-09-28 | 2008-05-08 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | コントローラ |
| JP2010074891A (ja) * | 2008-09-16 | 2010-04-02 | Sanyo Electric Co Ltd | 半導体回路 |
| CN109217644A (zh) * | 2017-06-30 | 2019-01-15 | 恩智浦有限公司 | 电路 |
| US11079784B2 (en) | 2019-04-19 | 2021-08-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Power management integrated circuit (PMIC), memory module and computing system including a PMIC, and method of operating a memory system |
-
2000
- 2000-03-21 JP JP2000077453A patent/JP2001268895A/ja not_active Withdrawn
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7038430B2 (en) | 2002-10-22 | 2006-05-02 | Denso Corporation | Power control circuit |
| WO2005109617A1 (ja) * | 2004-05-07 | 2005-11-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | 力率改善回路及びスイッチング電源装置 |
| KR100790184B1 (ko) * | 2004-05-07 | 2008-01-02 | 산켄덴키 가부시키가이샤 | 역률개선 회로 및 스위칭 전원장치 |
| JP2008515077A (ja) * | 2004-09-28 | 2008-05-08 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | コントローラ |
| JP4734511B2 (ja) * | 2004-09-28 | 2011-07-27 | エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム | コントローラ |
| JP2010074891A (ja) * | 2008-09-16 | 2010-04-02 | Sanyo Electric Co Ltd | 半導体回路 |
| CN109217644A (zh) * | 2017-06-30 | 2019-01-15 | 恩智浦有限公司 | 电路 |
| US11079784B2 (en) | 2019-04-19 | 2021-08-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Power management integrated circuit (PMIC), memory module and computing system including a PMIC, and method of operating a memory system |
| US11635779B2 (en) | 2019-04-19 | 2023-04-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Power management integrated circuit for monitoring output voltage, memory module including power management integrated circuit and memory device, and operating method of memory module |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8242760B2 (en) | Constant-voltage circuit device | |
| TWI610528B (zh) | 升壓型切換調節器及電子機器 | |
| US8742834B2 (en) | Negative-voltage charge pump circuit | |
| US7468877B2 (en) | Overcurrent detection circuit and power supply apparatus provided therewith | |
| US7782024B2 (en) | Switching control circuit | |
| US8754881B2 (en) | Operational amplifier and liquid crystal drive device using same, as well as parameter setting circuit, semiconductor device, and power supply unit | |
| US5247239A (en) | Dual dc/dc voltage converter power system | |
| US7576531B2 (en) | Switching regulator and electronic device therewith | |
| KR20150075034A (ko) | 스위칭 레귤레이터 및 전자 기기 | |
| US20090243577A1 (en) | Reverse current reduction technique for dcdc systems | |
| US9553514B2 (en) | DC-DC converter | |
| US9063558B2 (en) | Current limiting circuit configured to limit output current of driver circuit | |
| EP3038223B1 (en) | Load driving circuit | |
| US9837896B1 (en) | DC-to-DC converter | |
| US10303193B2 (en) | Voltage regulator circuit, corresponding device, apparatus and method | |
| US20150364996A1 (en) | Power converter and controller device | |
| KR20140049725A (ko) | 저전압 강하 레귤레이터 | |
| US10756626B2 (en) | Power conversion circuit | |
| KR20190024832A (ko) | 스위칭 레귤레이터 | |
| US10468981B2 (en) | Switching power supply device | |
| JP2001268895A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、およびｄｃ／ｄｃコンバータに設けられる過電圧検出回路 | |
| JP5009669B2 (ja) | 電源装置及びこれを用いた電気機器 | |
| US20080116859A1 (en) | Dropper type regulator | |
| JP2008146576A (ja) | 安定化電源回路および携帯端末 | |
| JP2003324941A (ja) | 電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20070605 |