JP2001112266A - 電力変換装置の漏洩電流抑制回路 - Google Patents
電力変換装置の漏洩電流抑制回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換装置から放出される漏洩電流を簡単
かつ安価に抑制できるようにする。 【解決手段】 チョッパＱ71，Ｑ72と三相インバータＱ
1 〜Ｑ6 とを組み合わせた電力変換装置で、チョッパＱ
71，Ｑ72と直列に可飽和トランスＴ1 ，Ｔ2 を接続し、
可飽和トランスの二次側を介して負荷の接地点Ｍに接続
することにより、点Ｍの電位変動を抑えるとともに、コ
ンデンサＣ3 〜Ｃ5 の充放電電流をトランスの二次側に
バイパスさせることで（電流ｉC3参照）、従来のような
高価なコモンモードリアクトルを使用することなく、接
地線への漏洩電流の流出を防ぐ。
かつ安価に抑制できるようにする。 【解決手段】 チョッパＱ71，Ｑ72と三相インバータＱ
1 〜Ｑ6 とを組み合わせた電力変換装置で、チョッパＱ
71，Ｑ72と直列に可飽和トランスＴ1 ，Ｔ2 を接続し、
可飽和トランスの二次側を介して負荷の接地点Ｍに接続
することにより、点Ｍの電位変動を抑えるとともに、コ
ンデンサＣ3 〜Ｃ5 の充放電電流をトランスの二次側に
バイパスさせることで（電流ｉC3参照）、従来のような
高価なコモンモードリアクトルを使用することなく、接
地線への漏洩電流の流出を防ぐ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電力変換装置か
ら発生する端子雑音電圧の抑制技術、特に電力変換装置
の接地線を流れる漏洩電流の抑制回路に関する。
ら発生する端子雑音電圧の抑制技術、特に電力変換装置
の接地線を流れる漏洩電流の抑制回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４に漏洩電流抑制回路の従来例を示
す。これは、エアコンなどの家庭用電力変換装置に適用
されている昇圧チョッパ形の力率改善回路（ＰＦＣ回
路）と、三相インバータを組み合わせた例である。すな
わち、入力（交流）電源に、リアクトルＬ5 〜Ｌ8 およ
びコンデンサＣ1，Ｃ2 からなる入力フィルタを介し
て、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 よりなる整流回路ＲＥＣＴを
接続し、その出力端にはリアクトルＬ1 とＩＧＢＴ（絶
縁ゲート形バイポーラトランジスタ）Ｑ7 の直列回路
を、リアクトルＬ1 とＩＧＢＴＱ7 の接続点とＩＧＢＴ
Ｑ7 の他方の端子にはダイオードＤ5 を介してコンデン
サＣ0 を、このコンデンサＣ0 と並列にＩＧＢＴとダイ
オードを逆並列に接続した半導体スイッチＱ1 〜Ｑ6 か
ら構成されるインバータ回路を、このインバータ回路の
出力端には配線インダクタンスＬ2 〜Ｌ4 を介して抵抗
（負荷）Ｒ1 〜Ｒ3 を、入力フィルタのコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 の接続点を接地Ｇにそれぞれ接続して構成さ
れる。なお、負荷と接地Ｇの間に存在する浮遊容量をＣ
3 〜Ｃ5 で示す。
す。これは、エアコンなどの家庭用電力変換装置に適用
されている昇圧チョッパ形の力率改善回路（ＰＦＣ回
路）と、三相インバータを組み合わせた例である。すな
わち、入力（交流）電源に、リアクトルＬ5 〜Ｌ8 およ
びコンデンサＣ1，Ｃ2 からなる入力フィルタを介し
て、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 よりなる整流回路ＲＥＣＴを
接続し、その出力端にはリアクトルＬ1 とＩＧＢＴ（絶
縁ゲート形バイポーラトランジスタ）Ｑ7 の直列回路
を、リアクトルＬ1 とＩＧＢＴＱ7 の接続点とＩＧＢＴ
Ｑ7 の他方の端子にはダイオードＤ5 を介してコンデン
サＣ0 を、このコンデンサＣ0 と並列にＩＧＢＴとダイ
オードを逆並列に接続した半導体スイッチＱ1 〜Ｑ6 か
ら構成されるインバータ回路を、このインバータ回路の
出力端には配線インダクタンスＬ2 〜Ｌ4 を介して抵抗
（負荷）Ｒ1 〜Ｒ3 を、入力フィルタのコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 の接続点を接地Ｇにそれぞれ接続して構成さ
れる。なお、負荷と接地Ｇの間に存在する浮遊容量をＣ
3 〜Ｃ5 で示す。
【０００３】このような回路構成において、ＩＧＢＴＱ
7 をオンさせることにより、交流電源→入力フィルタ→
整流回路ＲＥＣＴ→リアクトルＬ1 →半導体スイッチＱ
7 の経路でエネルギをＬ1 に蓄える。次に、ＩＧＢＴＱ
7 をオフさせることにより、リアクトルＬ1 に蓄えられ
たエネルギは、リアクトルＬ1 →ダイオードＤ5 →コン
デンサＣ0 →整流回路ＲＥＣＴ→入力フィルタ→交流電
源の経路で、コンデンサＣ0 に放電する。したがって、
ＩＧＢＴＱ7 を特定の時間比でオン，オフさせることに
より、コンデンサＣ0 の電圧を一定の値に昇圧すること
ができる。また、半導体スイッチＱ1 〜Ｑ6 が特定の周
期でオン，オフを繰り返すことにより、負荷への供給電
力を調整する。この半導体スイッチがオンオフするとき
浮遊容量Ｃ3 〜Ｃ5 は充放電し、負荷の中性点と接地間
の電圧ｖNGは、コンデンサＣ0 の電圧を１／３ずつ変化
させる（この点については、例えば電学論文Ｄ１１５巻
１号 １９９５「電圧形ＰＷＭインバータが発生する高
周波漏れ電流のモデリングと理論解析」の項参照）。こ
のとき、Ｃ3 〜Ｃ5 の充放電電流は、接地線からコンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 を介して流れる。
7 をオンさせることにより、交流電源→入力フィルタ→
整流回路ＲＥＣＴ→リアクトルＬ1 →半導体スイッチＱ
7 の経路でエネルギをＬ1 に蓄える。次に、ＩＧＢＴＱ
7 をオフさせることにより、リアクトルＬ1 に蓄えられ
たエネルギは、リアクトルＬ1 →ダイオードＤ5 →コン
デンサＣ0 →整流回路ＲＥＣＴ→入力フィルタ→交流電
源の経路で、コンデンサＣ0 に放電する。したがって、
ＩＧＢＴＱ7 を特定の時間比でオン，オフさせることに
より、コンデンサＣ0 の電圧を一定の値に昇圧すること
ができる。また、半導体スイッチＱ1 〜Ｑ6 が特定の周
期でオン，オフを繰り返すことにより、負荷への供給電
力を調整する。この半導体スイッチがオンオフするとき
浮遊容量Ｃ3 〜Ｃ5 は充放電し、負荷の中性点と接地間
の電圧ｖNGは、コンデンサＣ0 の電圧を１／３ずつ変化
させる（この点については、例えば電学論文Ｄ１１５巻
１号 １９９５「電圧形ＰＷＭインバータが発生する高
周波漏れ電流のモデリングと理論解析」の項参照）。こ
のとき、Ｃ3 〜Ｃ5 の充放電電流は、接地線からコンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 を介して流れる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ＣＩＳＰＲ（Ｉｎｔｅ
ｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｐｅｃｉａｌ Ｃｏｍｍｉｔｔ
ｅｅ ｏｎ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）
などで規制されている端子雑音電圧の規格（ノイズ規
格）では、入力電源と装置との間に擬似電源網ＬＩＳＮ
を挿入し、そのＬＩＳＮの出力を検出して端子雑音電圧
測定する。一般に、浮遊容量Ｃ3 〜Ｃ5 の充放電する漏
洩電流に比例した値が端子雑音電圧として測定される。
したがって、漏洩電流が大きいと規格を満足しない。そ
こで、従来は図４に示す入力フィルタのコモンモードリ
アクトルＬ7 ，Ｌ8 を大きくして漏洩電流を小さく抑
え、規格を満足させるようにしている。しかし、このコ
モンモードリアクトルＬ7 ，Ｌ8 は、規格を満足させる
ためにはインダクタンス値をかなり大きくしなければな
らず、また主回路電流を直接通電させなければならない
ため、外形が大きくなり高価になるという問題がある。
ｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｐｅｃｉａｌ Ｃｏｍｍｉｔｔ
ｅｅ ｏｎ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）
などで規制されている端子雑音電圧の規格（ノイズ規
格）では、入力電源と装置との間に擬似電源網ＬＩＳＮ
を挿入し、そのＬＩＳＮの出力を検出して端子雑音電圧
測定する。一般に、浮遊容量Ｃ3 〜Ｃ5 の充放電する漏
洩電流に比例した値が端子雑音電圧として測定される。
したがって、漏洩電流が大きいと規格を満足しない。そ
こで、従来は図４に示す入力フィルタのコモンモードリ
アクトルＬ7 ，Ｌ8 を大きくして漏洩電流を小さく抑
え、規格を満足させるようにしている。しかし、このコ
モンモードリアクトルＬ7 ，Ｌ8 は、規格を満足させる
ためにはインダクタンス値をかなり大きくしなければな
らず、また主回路電流を直接通電させなければならない
ため、外形が大きくなり高価になるという問題がある。
【０００５】特に、近年、ＩＧＢＴなどの高速半導体デ
バイスの適用により、インバータのスイッチング周波数
が増大しているため漏洩電流が増加し、さらにコモンモ
ードリアクトルが大型化する。また、エアコンなどの家
庭用インバータでは、漏洩電流を１ｍＡ以下にしなけれ
ばならない。しかし、コンプレッサの冷却液として、フ
ロンから静電容量の大きな（２〜３倍）代替フロン液に
しなくてはならないため浮遊容量が増大し、漏洩電流が
増大するといった問題もある。これを従来のコモンモー
ドリアクトルのみで抑制していたのでは、さらに大型の
コモンモードリアクトルが必要になり、装置の大型化や
コスト増を招くことになる。したがって、この発明の課
題は、電力変換装置から発生する端子雑音電圧（ノイ
ズ）を、装置を大型化することなく安価に抑制すること
にある。
バイスの適用により、インバータのスイッチング周波数
が増大しているため漏洩電流が増加し、さらにコモンモ
ードリアクトルが大型化する。また、エアコンなどの家
庭用インバータでは、漏洩電流を１ｍＡ以下にしなけれ
ばならない。しかし、コンプレッサの冷却液として、フ
ロンから静電容量の大きな（２〜３倍）代替フロン液に
しなくてはならないため浮遊容量が増大し、漏洩電流が
増大するといった問題もある。これを従来のコモンモー
ドリアクトルのみで抑制していたのでは、さらに大型の
コモンモードリアクトルが必要になり、装置の大型化や
コスト増を招くことになる。したがって、この発明の課
題は、電力変換装置から発生する端子雑音電圧（ノイ
ズ）を、装置を大型化することなく安価に抑制すること
にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
べく、請求項１の発明では、交流電圧を直流電圧に変換
する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換するインバ
ータ回路とを備え、このインバータ回路が少なくとも１
組以上の半導体スイッチを直列接続して構成される電力
変換装置において、前記整流回路と直流電圧源との間に
は半導体スイッチと可飽和トランスの一次巻線との直列
回路を２つ並列に接続し、この２つの直列回路の出力側
にはダイオードを接続し、前記可飽和トランスの二次巻
線とコンデンサとの直列回路を負荷の接地線に接続した
ことを特徴とする。
べく、請求項１の発明では、交流電圧を直流電圧に変換
する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換するインバ
ータ回路とを備え、このインバータ回路が少なくとも１
組以上の半導体スイッチを直列接続して構成される電力
変換装置において、前記整流回路と直流電圧源との間に
は半導体スイッチと可飽和トランスの一次巻線との直列
回路を２つ並列に接続し、この２つの直列回路の出力側
にはダイオードを接続し、前記可飽和トランスの二次巻
線とコンデンサとの直列回路を負荷の接地線に接続した
ことを特徴とする。
【０００７】請求項２の発明では、交流電圧を直流電圧
に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する
インバータ回路とを備え、このインバータ回路が少なく
とも１組以上の半導体スイッチを直列接続して構成され
る電力変換装置において、前記整流回路と直流電圧源と
の間には半導体スイッチと可飽和トランスの一次巻線と
の直列回路を２つ並列に接続し、この２つの直列回路の
出力側にはダイオードを接続し、前記インバータ回路の
各出力端子には一端を短絡したコンデンサの他方の一端
を、前記可飽和トランスの二次巻線と他のコンデンサと
の直列回路を前記コンデンサの短絡点に、それぞれ接続
したことを特徴とする。
に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する
インバータ回路とを備え、このインバータ回路が少なく
とも１組以上の半導体スイッチを直列接続して構成され
る電力変換装置において、前記整流回路と直流電圧源と
の間には半導体スイッチと可飽和トランスの一次巻線と
の直列回路を２つ並列に接続し、この２つの直列回路の
出力側にはダイオードを接続し、前記インバータ回路の
各出力端子には一端を短絡したコンデンサの他方の一端
を、前記可飽和トランスの二次巻線と他のコンデンサと
の直列回路を前記コンデンサの短絡点に、それぞれ接続
したことを特徴とする。
【０００８】昇圧チョッパ（Ｑ71，Ｑ72）がオンすると
き、可飽和トランスＴ1 ，Ｔ2 の一次巻線には直流電圧
（コンデンサＣ0 の電圧）が印加され、トランス二次巻
線にも同様の電圧が発生する。このとき、三相インバー
タのスイッチングのタイミングを合わせ、例えばインバ
ータの出力に接続したコンデンサの１つだけを直流電圧
で充電するとする。従来の回路では３個のうちの１個が
直流電圧分変化するため、インバータの出力に接続され
た３個のコンデンサを短絡した電位は結果的に１／３だ
け電位が変動する。これに対し、この発明では３個のコ
ンデンサを短絡する点に、さらにトランスの二次巻線と
コンデンサを接続し、かつ、トランスの二次巻線電圧を
三相インバータの電位変動方向と逆方向になるようにす
る。その結果、コンデンサを短絡接続した点の電位は、
電流変化分がお互いに打ち消しあって全く変化しない。
その後、可飽和トランスはやがて飽和するが、このとき
の電位変化は緩やかであり、急速なコンデンサ充放電を
しないので、漏洩電流も小さく抑えることができる。結
果的に、三相インバータの出力端に接続されたコンデン
サの充放電電流を、トランスの二次側にバイパスさせる
ことができ、接地線への漏洩電流の流出を防ぐことがで
きる。
き、可飽和トランスＴ1 ，Ｔ2 の一次巻線には直流電圧
（コンデンサＣ0 の電圧）が印加され、トランス二次巻
線にも同様の電圧が発生する。このとき、三相インバー
タのスイッチングのタイミングを合わせ、例えばインバ
ータの出力に接続したコンデンサの１つだけを直流電圧
で充電するとする。従来の回路では３個のうちの１個が
直流電圧分変化するため、インバータの出力に接続され
た３個のコンデンサを短絡した電位は結果的に１／３だ
け電位が変動する。これに対し、この発明では３個のコ
ンデンサを短絡する点に、さらにトランスの二次巻線と
コンデンサを接続し、かつ、トランスの二次巻線電圧を
三相インバータの電位変動方向と逆方向になるようにす
る。その結果、コンデンサを短絡接続した点の電位は、
電流変化分がお互いに打ち消しあって全く変化しない。
その後、可飽和トランスはやがて飽和するが、このとき
の電位変化は緩やかであり、急速なコンデンサ充放電を
しないので、漏洩電流も小さく抑えることができる。結
果的に、三相インバータの出力端に接続されたコンデン
サの充放電電流を、トランスの二次側にバイパスさせる
ことができ、接地線への漏洩電流の流出を防ぐことがで
きる。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。図４との相違点は、ＩＧＢＴＱ
7 の代わりに、可飽和トランスＴ1 の一次巻線とＩＧＢ
ＴＱ71との直列回路、および可飽和トランスＴ2 の一次
巻線とＩＧＢＴＱ72との直列回路を設け、コンデンサＣ
0 と並列にコンデンサＣ6 ，Ｃ7 の直列回路を設け、可
飽和トランスＴ1 とＴ2 の二次巻線を逆並列に接続し、
一方の端子をコンデンサＣ6 とＣ7 の接続点に、また、
他方の端子をリアクトルＬ9 およびコンデンサＣ8 を介
してコンデンサＣ3 〜Ｃ5 の接続点にそれぞれ接続した
点にある。なお、その他の点は図４と同様なので、説明
は省略する。
態を示す回路図である。図４との相違点は、ＩＧＢＴＱ
7 の代わりに、可飽和トランスＴ1 の一次巻線とＩＧＢ
ＴＱ71との直列回路、および可飽和トランスＴ2 の一次
巻線とＩＧＢＴＱ72との直列回路を設け、コンデンサＣ
0 と並列にコンデンサＣ6 ，Ｃ7 の直列回路を設け、可
飽和トランスＴ1 とＴ2 の二次巻線を逆並列に接続し、
一方の端子をコンデンサＣ6 とＣ7 の接続点に、また、
他方の端子をリアクトルＬ9 およびコンデンサＣ8 を介
してコンデンサＣ3 〜Ｃ5 の接続点にそれぞれ接続した
点にある。なお、その他の点は図４と同様なので、説明
は省略する。
【００１０】図２は図１の動作説明図である。ここで
は、Ｑ4 ，Ｑ5 ，Ｑ6 がオンの状態から、Ｑ6 がオフし
Ｑ3 がオンする時刻ｔ1 のときの動作について説明す
る。Ｑ6 がオフしＱ3 がオンすると、コンデンサＣ5 は
−ＶC0／２から＋ＶC0／２に変化する。このとき、従来
の回路では、Ｃ5 を充電する振動電流が接地線を介して
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の経路で流れる。この経路は、一
般的にＬ，Ｃの振動系になり、高周波振動波形となる。
これに対し、この発明による図１の回路では、時刻ｔ1
のときＩＧＢＴＱ71をオンさせるので、可飽和トランス
Ｔ1 の一次巻線にはコンデンサＣ0 の電圧ＶC0が印加さ
れ、二次巻線にも同じ電圧が発生する。すると、コンデ
ンサＣ3 〜Ｃ5およびＣ8 を接続していた接続点Ｍと接
地間の電圧ＶMGは、Ｑ3 がオンすることでＣ5 を介して
上昇しようとするが、Ｔ1 の二次巻線電圧ｖ1 によりＣ
8 を介して減少しようとする。その結果、ＶMGは相反す
る２つの作用で電位は変化しないことになる。また、従
来接地線を流れていた電流ｉC2（図４ではｉc1）は流れ
ず、コンデンサＣ8 の経路に電流ｉC3として流れる。
は、Ｑ4 ，Ｑ5 ，Ｑ6 がオンの状態から、Ｑ6 がオフし
Ｑ3 がオンする時刻ｔ1 のときの動作について説明す
る。Ｑ6 がオフしＱ3 がオンすると、コンデンサＣ5 は
−ＶC0／２から＋ＶC0／２に変化する。このとき、従来
の回路では、Ｃ5 を充電する振動電流が接地線を介して
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の経路で流れる。この経路は、一
般的にＬ，Ｃの振動系になり、高周波振動波形となる。
これに対し、この発明による図１の回路では、時刻ｔ1
のときＩＧＢＴＱ71をオンさせるので、可飽和トランス
Ｔ1 の一次巻線にはコンデンサＣ0 の電圧ＶC0が印加さ
れ、二次巻線にも同じ電圧が発生する。すると、コンデ
ンサＣ3 〜Ｃ5およびＣ8 を接続していた接続点Ｍと接
地間の電圧ＶMGは、Ｑ3 がオンすることでＣ5 を介して
上昇しようとするが、Ｔ1 の二次巻線電圧ｖ1 によりＣ
8 を介して減少しようとする。その結果、ＶMGは相反す
る２つの作用で電位は変化しないことになる。また、従
来接地線を流れていた電流ｉC2（図４ではｉc1）は流れ
ず、コンデンサＣ8 の経路に電流ｉC3として流れる。
【００１１】次に、時刻ｔ2 で可飽和トランスＴ1 が飽
和すると、ｖ1 は徐々に減少する。すると、ＶMGはｖ1
の減少にともなって徐々に上昇するが、その上昇率は緩
やかであるため、接地線には大きな振動電流は流れな
い。時刻ｔ3 で完全に可飽和トランスＴ1 が飽和する
と、ｖ1 は零となり定常状態になる。また、Ｑ71は時刻
ｔ3 以降にオフさせれば良く、Ｑ1 〜Ｑ6 とは独立に制
御できる。したがって、コンデンサＣ0 の電圧ＶC0は、
インバータとは独立に制御することができる。
和すると、ｖ1 は徐々に減少する。すると、ＶMGはｖ1
の減少にともなって徐々に上昇するが、その上昇率は緩
やかであるため、接地線には大きな振動電流は流れな
い。時刻ｔ3 で完全に可飽和トランスＴ1 が飽和する
と、ｖ1 は零となり定常状態になる。また、Ｑ71は時刻
ｔ3 以降にオフさせれば良く、Ｑ1 〜Ｑ6 とは独立に制
御できる。したがって、コンデンサＣ0 の電圧ＶC0は、
インバータとは独立に制御することができる。
【００１２】また、Ｑ3 がオンからオフしＶMGが減少し
ようとするときは、Ｑ72をオンさせることで可飽和トラ
ンスＴ2 の二次巻線にｖ2 が発生し、ＶMGが変化しない
ように動作する。このときも、Ｑ71動作のときと極性が
異なるだけで同じように動作する。Ｑ1 ，Ｑ2 の動作に
ついても、ＶMGが変化しないようＱ71，Ｑ72を動作させ
ることにより同じ動作となる。したがって、この発明の
回路を適用することにより、漏洩電流を減らすことがで
き、図４のようなコモンモードリアクトルＬ7 ，Ｌ8 を
無くすことができる。一般に、このリアクトルは主回路
電流を流すため大型化し、エアコン用インバータの場
合、装置体積の約３０％にも達していたが、この発明で
は数μｓの間電圧を発生する小型の可飽和トランスで実
現できる。因みに、可飽和トランスは、コモンモードリ
アクトルの数十分の１に小型化でき、その結果、装置が
小型となりコストが低減する。
ようとするときは、Ｑ72をオンさせることで可飽和トラ
ンスＴ2 の二次巻線にｖ2 が発生し、ＶMGが変化しない
ように動作する。このときも、Ｑ71動作のときと極性が
異なるだけで同じように動作する。Ｑ1 ，Ｑ2 の動作に
ついても、ＶMGが変化しないようＱ71，Ｑ72を動作させ
ることにより同じ動作となる。したがって、この発明の
回路を適用することにより、漏洩電流を減らすことがで
き、図４のようなコモンモードリアクトルＬ7 ，Ｌ8 を
無くすことができる。一般に、このリアクトルは主回路
電流を流すため大型化し、エアコン用インバータの場
合、装置体積の約３０％にも達していたが、この発明で
は数μｓの間電圧を発生する小型の可飽和トランスで実
現できる。因みに、可飽和トランスは、コモンモードリ
アクトルの数十分の１に小型化でき、その結果、装置が
小型となりコストが低減する。
【００１３】図３はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図である。図１との相違点は、インバータの出力に
コンデンサＣ9 〜Ｃ11を接続し、コンデンサＣ8 をコン
デンサＣ9 〜Ｃ11の接続点に接続した点にある。つま
り、図１に示すものが、負荷に接地線が接続されている
場合の例であるのに対し、ここに示すものは接地線がな
く浮遊容量が分布的に存在する場合の例である。この場
合、コンデンサＣ9 〜Ｃ11は、図１のＣ3 〜Ｃ5 と同様
に動作する。このとき、Ｃ9 とＣ3 、Ｃ10とＣ4 、Ｃ11
とＣ5 は並列に動作することとなる。したがって、Ｃ9
〜Ｃ11＞Ｃ3 〜Ｃ5 とすることで、ＶMGの電位変化を小
さくすることができる。なお、以上ではインバータが三
相の例について説明したが、これが単相の場合も上記と
全く同様に構成される。
回路図である。図１との相違点は、インバータの出力に
コンデンサＣ9 〜Ｃ11を接続し、コンデンサＣ8 をコン
デンサＣ9 〜Ｃ11の接続点に接続した点にある。つま
り、図１に示すものが、負荷に接地線が接続されている
場合の例であるのに対し、ここに示すものは接地線がな
く浮遊容量が分布的に存在する場合の例である。この場
合、コンデンサＣ9 〜Ｃ11は、図１のＣ3 〜Ｃ5 と同様
に動作する。このとき、Ｃ9 とＣ3 、Ｃ10とＣ4 、Ｃ11
とＣ5 は並列に動作することとなる。したがって、Ｃ9
〜Ｃ11＞Ｃ3 〜Ｃ5 とすることで、ＶMGの電位変化を小
さくすることができる。なお、以上ではインバータが三
相の例について説明したが、これが単相の場合も上記と
全く同様に構成される。
【００１４】
【発明の効果】従来のコモンモードリアクトルを用いる
ものでは、インダクタンス値を大きくして漏洩電流を小
さくしているため比較的大きな値にする必要があり、ま
た、コモンモードリアクトルには主回路電流が通電する
ため、大型化し高価になるという問題があった。例え
ば、エアコン用インバータの場合では装置体積の３０％
にも達していた。しかし、この発明によれば、急激な漏
洩電流を流さないような電圧を可飽和トランスから発生
し、それも数μｓ以下の非常に短時間のみ電圧を発生す
るものであるため、コモンモードリアクトルより数１０
分の１の外形の可飽和トランスで済ますことができる。
したがって、小形で安価な漏洩電流抑制回路を提供する
ことが可能となる。また、請求項２の発明では、負荷に
接地線がなく浮遊容量が分布的に存在する場合の負荷に
も適用でき、適用範囲を拡大できるという利点が得られ
る。
ものでは、インダクタンス値を大きくして漏洩電流を小
さくしているため比較的大きな値にする必要があり、ま
た、コモンモードリアクトルには主回路電流が通電する
ため、大型化し高価になるという問題があった。例え
ば、エアコン用インバータの場合では装置体積の３０％
にも達していた。しかし、この発明によれば、急激な漏
洩電流を流さないような電圧を可飽和トランスから発生
し、それも数μｓ以下の非常に短時間のみ電圧を発生す
るものであるため、コモンモードリアクトルより数１０
分の１の外形の可飽和トランスで済ますことができる。
したがって、小形で安価な漏洩電流抑制回路を提供する
ことが可能となる。また、請求項２の発明では、負荷に
接地線がなく浮遊容量が分布的に存在する場合の負荷に
も適用でき、適用範囲を拡大できるという利点が得られ
る。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】図１の動作説明図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図４】従来例を示す回路図である。
Ｑ1 〜Ｑ6 ，Ｑ7 ，Ｑ71，Ｑ72…半導体スイッチ、Ｄ1
〜Ｄ5 …ダイオード、Ｌ1 〜Ｌ9 …リアクトル、Ｃ1 〜
Ｃ11…コンデンサ、ＲＥＣＴ…整流回路、Ｔ1，Ｔ2 …
可飽和トランス、Ｒ1 〜Ｒ3 …抵抗（負荷）。
〜Ｄ5 …ダイオード、Ｌ1 〜Ｌ9 …リアクトル、Ｃ1 〜
Ｃ11…コンデンサ、ＲＥＣＴ…整流回路、Ｔ1，Ｔ2 …
可飽和トランス、Ｒ1 〜Ｒ3 …抵抗（負荷）。
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
と、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを
備え、このインバータ回路が少なくとも１組以上の半導
体スイッチを直列接続して構成される電力変換装置にお
いて、 前記整流回路と直流電圧源との間には半導体スイッチと
可飽和トランスの一次巻線との直列回路を２つ並列に接
続し、この２つの直列回路の出力側にはダイオードを接
続し、前記可飽和トランスの二次巻線とコンデンサとの
直列回路を負荷の接地線に接続したことを特徴とする電
力変換装置の漏洩電流抑制回路。 - 【請求項２】 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
と、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを
備え、このインバータ回路が少なくとも１組以上の半導
体スイッチを直列接続して構成される電力変換装置にお
いて、 前記整流回路と直流電圧源との間には半導体スイッチと
可飽和トランスの一次巻線との直列回路を２つ並列に接
続し、この２つの直列回路の出力側にはダイオードを接
続し、前記インバータ回路の各出力端子には一端を短絡
したコンデンサの他方の一端を、前記可飽和トランスの
二次巻線と他のコンデンサとの直列回路を前記コンデン
サの短絡点に、それぞれ接続したことを特徴とする電力
変換装置の漏洩電流抑制回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28570299A JP2001112266A (ja) | 1999-10-06 | 1999-10-06 | 電力変換装置の漏洩電流抑制回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28570299A JP2001112266A (ja) | 1999-10-06 | 1999-10-06 | 電力変換装置の漏洩電流抑制回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001112266A true JP2001112266A (ja) | 2001-04-20 |
Family
ID=17694929
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28570299A Pending JP2001112266A (ja) | 1999-10-06 | 1999-10-06 | 電力変換装置の漏洩電流抑制回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001112266A (ja) |
-
1999
- 1999-10-06 JP JP28570299A patent/JP2001112266A/ja active Pending
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