JP2001075663A - Improvement of transient response characteristics of low-current-consumption linear regulator - Google Patents
Improvement of transient response characteristics of low-current-consumption linear regulatorInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、リニアレギュレ
ータの過渡応答改善に関するものである。The present invention relates to improving the transient response of a linear regulator.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のリニアレギュレータとしては図６
に示されるようなものが知られている。すなわち従来の
リニアレギュレータ１００は基準電圧源１１０と、定電
流源１５０と差動対１６０とカレントミラー１７０より
なるエラーアンプ１２０と、出力トランジスタ１４０
と、位相補償用コンデンサ１３０で構成されており、負
荷１８０に電流を供給している。2. Description of the Related Art FIG.
The following are known. That is, the conventional linear regulator 100 includes a reference voltage source 110, an error amplifier 120 including a constant current source 150, a differential pair 160, and a current mirror 170, and an output transistor 140.
, And a capacitor 130 for phase compensation, and supplies a current to the load 180.
【０００３】エラーアンプ１２０の構成要素である差動
対には基準電圧源１１０の出力電圧ＶＲＥＦと出力端子
ＯＵＴの電圧ＶＯＵＴが入力されており、ＶＲＥＦとＶ
ＯＵＴが同一となるよう出力トランジスタ１４０を制御
する。An output voltage VREF of a reference voltage source 110 and a voltage VOUT of an output terminal OUT are input to a differential pair which is a component of the error amplifier 120.
The output transistor 140 is controlled so that OUT becomes the same.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】図６に示した従来のリ
ニアレギュレータの場合、差動対１６０の動作電流は定
電流源１５０によって決定されており、常に一定であっ
た。低消費電流のリニアレギュレータを実現しようとす
ると、この定電流源１５０の電流を小さくする必要があ
るが、定電流源１５０の電流を小さくすると負荷１８０
が変動した際に生じる過渡応答特性が犠牲になるという
欠点がある。In the case of the conventional linear regulator shown in FIG. 6, the operating current of the differential pair 160 is determined by the constant current source 150 and is always constant. To realize a low-current-consumption linear regulator, the current of the constant current source 150 must be reduced.
There is a disadvantage that the transient response characteristics generated when the value fluctuates are sacrificed.
【０００５】逆に過渡応答特性を改善しようとすると定
電流源１５０の電流を増大する必要があり、低消費電流
特性が犠牲になる。バッテリーを電源に使用した場合、
バッテリーの寿命を延ばすためには低負荷電流時に低消
費電流であることが要求され、大負荷電流時には出力電
圧の優れた過渡応答特性が要求される。リニアレギュレ
ータの過渡応答特性を改良するには、リニアレギュレー
タを構成するエラーアンプ、ドライバー回路の周波数帯
域の広帯域化が要求される。広帯域化を実現するには、
回路の各点のインピーダンスを低下させるために、消費
電流の増加は避けられない。一方、携帯機器では低消費
電力化は使命であり、リニアレギュレータ回路自身の消
費電力の増加は容認されないのが実状である。On the other hand, in order to improve the transient response characteristics, it is necessary to increase the current of the constant current source 150, and the low current consumption characteristics are sacrificed. If you use a battery for power,
In order to extend the life of a battery, low current consumption is required at a low load current, and excellent transient response characteristics of the output voltage are required at a large load current. In order to improve the transient response characteristics of the linear regulator, it is required to widen the frequency band of the error amplifier and the driver circuit constituting the linear regulator. To achieve a wider bandwidth,
In order to reduce the impedance at each point in the circuit, an increase in current consumption is inevitable. On the other hand, low power consumption is a mission for portable devices, and an increase in power consumption of the linear regulator circuit itself is not acceptable.
【０００６】本発明は、高速応答特性が要求される大負
荷電流時にエラーアンプ、ドライバー回路の動作電流を
増加して周波数帯域の広帯域化を図る。通常、リニアレ
ギュレータ回路はエラーアンプと出力トランジスタの二
段電圧増幅回路から構成される。リニアレギュレータの
主要ポールは、出力トランジスタに接続される負荷抵抗
及び容量の時定数であるから、エラーアンプの周波数帯
域が無限であれば、リニアレギュレータは出力トランジ
スタで構成される一段増幅回路とみなすことが出来る。
このリニアレギュレータは一次遅れ回路であるから、負
帰還増幅回路としては安定動作である。大負荷電流（小
負荷抵抗）動作では、負荷抵抗および容量で構成される
時定数は小さくなるため、リニアレギュレータの電圧ゲ
インが1となるカットオフ周波数が大きくなる。実際に
はエラーアンプの周波数帯域は有限であるからリニアレ
ギュレータは二次遅れ回路構成となり、安定動作が困難
となる。そのため、容量を増加してカットオフ周波数の
低下を図るのが通常の対策である。According to the present invention, the operating current of the error amplifier and the driver circuit is increased at the time of a large load current requiring a high-speed response characteristic, and the frequency band is widened. Usually, a linear regulator circuit is composed of a two-stage voltage amplifier circuit of an error amplifier and an output transistor. Since the main pole of the linear regulator is the time constant of the load resistance and capacitance connected to the output transistor, if the frequency band of the error amplifier is infinite, the linear regulator should be regarded as a one-stage amplifier circuit composed of the output transistor. Can be done.
Since this linear regulator is a primary delay circuit, it operates stably as a negative feedback amplifier circuit. In a large load current (small load resistance) operation, the time constant composed of the load resistance and the capacitance becomes small, so that the cutoff frequency at which the voltage gain of the linear regulator becomes 1 increases. Actually, since the frequency band of the error amplifier is finite, the linear regulator has a second-order lag circuit configuration, which makes stable operation difficult. Therefore, the usual measure is to increase the capacity to lower the cutoff frequency.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、本発明においては負荷電流が小さい場合には差動
対を小さな動作電流で駆動して低消費電流化をはかり、
負荷電流が大きい場合には差動対を負荷電流に比例して
増加する動作電流で駆動することで過渡応答特性の高速
化をはかる。In order to solve the above problems, in the present invention, when the load current is small, the differential pair is driven with a small operating current to reduce the current consumption.
When the load current is large, the transient response characteristic is speeded up by driving the differential pair with an operating current that increases in proportion to the load current.
【０００８】[0008]
【発明の実施の形態】本発明においては負荷に電流を供
給する出力トランジスタと並列に接続した負荷電流検出
用トランジスタで負荷電流に比例した電流を生成し、こ
れをエラーアンプの動作電流に加算することで過渡応答
特性を改善している。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS In the present invention, a load current detecting transistor connected in parallel with an output transistor for supplying a current to a load generates a current proportional to the load current, and adds it to the operating current of the error amplifier. This improves the transient response characteristics.
【０００９】[0009]
【実施例】以下に、本発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１は本発明のリニアレギュレータである。す
なわちリニアレギュレータ１００は基準電圧源１１０
と、定電流源１５０と差動対１６０とカレントミラー１
７０よりなるエラーアンプ１２０と、出力トランジスタ
１４０と、位相補償用コンデンサ１３０と、負過電流検
出用トランジスタ１９０と、カレントミラー２００で構
成されており、負荷１８０に電流を供給している。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a linear regulator according to the present invention. That is, the linear regulator 100 is
, The constant current source 150, the differential pair 160, and the current mirror 1
It comprises an error amplifier 120 composed of 70, an output transistor 140, a capacitor 130 for phase compensation, a transistor 190 for detecting overload current, and a current mirror 200, and supplies a current to the load 180.
【００１０】エラーアンプ１２０の構成要素である差動
対には基準電圧源１１０の出力電圧ＶＲＥＦと出力端子
ＯＵＴの電圧ＶＯＵＴが入力されており、ＶＲＥＦとＶ
ＯＵＴが同一となるよう出力トランジスタ１４０を制御
する。負過電流検出用トランジスタ１９０は出力トラン
ジスタ１４０に流れる電流すなわち負過電流に比例した
電流を出力し、この負過電流検出用トランジスタ１９０
から出力される負過電流に比例した電流はカレントミラ
ー２００に供給され、カレントミラー２００より出力さ
れる電流がエラーアンプ１２０の構成要素である定電流
源１５０から出力される定電流に加算され差動対１６０
に供給される。負荷１９０に供給される電流が小さい場
合、出力トランジスタ１４０に流れる電流も小さく、し
たがって負荷電流に比例した電流を出力する負過電流検
出用トランジスタ１９０の電流も少なく、よってカレン
トミラー２００から出力される電流も小さいので、差動
対１６０の動作電流はほぼ定電流源１５０から出力され
る電流と等しくなり、低消費電流化が計れる。The output voltage VREF of the reference voltage source 110 and the voltage VOUT of the output terminal OUT are input to a differential pair which is a component of the error amplifier 120.
The output transistor 140 is controlled so that OUT becomes the same. The negative overcurrent detecting transistor 190 outputs a current flowing through the output transistor 140, that is, a current proportional to the negative overcurrent.
Is supplied to the current mirror 200, and the current output from the current mirror 200 is added to the constant current output from the constant current source 150, which is a component of the error amplifier 120, to obtain a difference. Dynamic pair 160
Supplied to When the current supplied to the load 190 is small, the current flowing through the output transistor 140 is also small, and therefore, the current of the negative overcurrent detection transistor 190 that outputs a current proportional to the load current is also small. Since the current is also small, the operating current of the differential pair 160 is substantially equal to the current output from the constant current source 150, and low current consumption can be achieved.
【００１１】負荷１９０に供給される電流が大きい場
合、出力トランジスタ１４０に流れる電流も大きく、し
たがって負荷電流に比例した電流を出力する負過電流検
出用トランジスタ１９０の電流も大きく、よってカレン
トミラー２００から出力される電流も大きいくなり、こ
の大きな電流が定電流源１５０から出力される電流に加
算され差動対１６０に供給されるので、差動対１６０の
動作電流が大きくなり過渡応答特性の高速化を計ること
が可能となる。When the current supplied to the load 190 is large, the current flowing through the output transistor 140 is large, and therefore, the current of the negative overcurrent detecting transistor 190 that outputs a current proportional to the load current is large. The output current also increases, and this large current is added to the current output from the constant current source 150 and supplied to the differential pair 160. Therefore, the operating current of the differential pair 160 increases, and the transient response characteristic has a high speed. Can be measured.
【００１２】図２は本発明の第一実施例のリニアレギュ
レータである。Ｎ−ＭＯＳトランジスタ１６１と１６２
よりなる差動対１６０と、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ１７
１と１７２よりなるカレントミラー１７０と、出力トラ
ンジスタ１４０と、位相補償用コンデンサ１３０と、抵
抗２１１と２１２よりなる電圧分割回路２１０と基準電
圧源１１０と定電流源１５０と、出力トランジスタ１４
０と並列に接続された負荷電流検出用トランジスタ１９
０と、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ２０１と２０２よりなる
カレントミラー２００で構成されている。FIG. 2 shows a linear regulator according to a first embodiment of the present invention. N-MOS transistors 161 and 162
Differential pair 160 and P-MOS transistor 17
1 and 172, an output transistor 140, a phase compensation capacitor 130, a voltage dividing circuit 210 including resistors 211 and 212, a reference voltage source 110, a constant current source 150, and an output transistor 14
0, a load current detecting transistor 19 connected in parallel with
0, and a current mirror 200 including N-MOS transistors 201 and 202.
【００１３】出力トランジスタ１４０のゲート幅をＷ１
４０、ゲート長をＬ１４０とし、負荷電流検出用トラン
ジスタ１９０のゲート幅をＷ１９０、ゲート長をＬ１９
０する。また出力トランジスタ１４０のドレイン電流を
Ｉ１４０、負荷電流検出用トランジスタ１９０のドレイ
ン電流をＩ１９０とすると Ｉ１９０＝（（Ｗ１９０／Ｌ１９０） ／（Ｗ１４０／Ｌ１４０））・Ｉ１４０ （１） の関係が成り立つ。出力トランジスタ１４０のドレイン
電流Ｉ１４０が負荷へ供給される電流なので、負荷電流
検出用トランジスタ１９０のドレイン電流Ｉ１９０は負
荷電流に比例した電流となり、（１）式より比例係数
は、 （Ｗ１９０／Ｌ１９０）／（Ｗ１４０／Ｌ１４０） で与えられる。The output transistor 140 has a gate width W1
40, the gate length is L140, the gate width of the load current detecting transistor 190 is W190, and the gate length is L19.
0. If the drain current of the output transistor 140 is I140 and the drain current of the load current detecting transistor 190 is I190, the following relationship holds: I190 = ((W190 / L190) / (W140 / L140)) · I140 (1) Since the drain current I140 of the output transistor 140 is a current supplied to the load, the drain current I190 of the load current detecting transistor 190 is a current proportional to the load current, and from equation (1), the proportional coefficient is (W190 / L190) / (W140 / L140).
【００１４】出力トランジスタ１４０と負荷電流検出用
トランジスタ１９０のゲートサイズを適当に調整するこ
とにより、任意の比例係数を設定することが可能であ
る。負荷電流検出用トランジスタ１９０のドレイン電流
はＮ−ＭＯＳトランジスタ２０１と２０２で構成される
カレントミラー２００に供給され、カレントミラーされ
た電流がトランジスタ２０２のドレインより出力され
る。Ｎ−ＭＯＳトランジスタ２０１と２０２のゲートサ
イズが等しい場合、カレントミラー回路２００への入力
電流である負荷電流検出用トランジスタ１９０のドレイ
ン電流Ｉ１９０と同じ大きさの電流がトランジスタ２０
２のドレイン電流Ｉ２０２より得られる。すなわち Ｉ２０２＝Ｉ１９０＝（（Ｗ１９０／Ｌ１９０） ／（Ｗ１４０／Ｌ１４０））・Ｉ１５０ （２） となる。By appropriately adjusting the gate sizes of the output transistor 140 and the load current detecting transistor 190, an arbitrary proportional coefficient can be set. The drain current of the load current detecting transistor 190 is supplied to a current mirror 200 including N-MOS transistors 201 and 202, and the current mirrored current is output from the drain of the transistor 202. When the gate sizes of the N-MOS transistors 201 and 202 are equal, a current having the same magnitude as the drain current I190 of the load current detection transistor 190, which is the input current to the current mirror circuit 200, is applied to the transistor 20.
2 is obtained from the drain current I202. That is, I202 = I190 = ((W190 / L190) / (W140 / L140)). I150 (2)
【００１５】差動対１６０の動作電流ＩＢＩＡＳは定電
流源１５０の電流Ｉ１５０とトランジスタ２０２のドレ
イン電流の和であるから、 ＩＢＩＡＳ＝Ｉ１５０＋Ｉ２０２ ＝Ｉ１５０＋（（Ｗ１９０／Ｌ１９０） ／（Ｗ１４０／Ｌ１４０））・Ｉ１５０ （３） となる。これを図示したものが図３である。これより差
動対１６０の動作電流ＩＢＩＡＳは負荷電流である出力
トランジスタ１４０のドレイン電流Ｉ２０２に比例して
増大していくことがわかる。Since the operating current IBIAS of the differential pair 160 is the sum of the current I150 of the constant current source 150 and the drain current of the transistor 202, IBIAS = I150 + I202 = I150 + ((W190 / L190) / (W140 / L140)). I150 (3). This is illustrated in FIG. This indicates that the operating current IBIAS of the differential pair 160 increases in proportion to the drain current I202 of the output transistor 140, which is the load current.
【００１６】図４は本発明の第二実施例のリニアレギュ
レータである。図４に示した第二実施例は図２に示した
第一実施例の回路に定電流源Ｉ１５１を追加したもので
ある。負荷電流検出用トランジスタ１９０のドレイン電
流Ｉ１９０が定電流源１５１の電流Ｉ１５１以下の場合
は、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ２０１、２０２で構成され
るカレントミラー回路２００は動作しないのでＮ−ＭＯ
Ｓトランジスタ２０２のドレイン電流Ｉ２０２は０であ
る。したがって差動対１６０の動作電流ＩＢＩＡＳは定
電流源１５０の電流Ｉ１５０のみである。すなわちＩＢ
ＩＡＳ＝Ｉ１５０である。FIG. 4 shows a linear regulator according to a second embodiment of the present invention. The second embodiment shown in FIG. 4 is obtained by adding a constant current source I151 to the circuit of the first embodiment shown in FIG. When the drain current I190 of the load current detecting transistor 190 is equal to or smaller than the current I151 of the constant current source 151, the current mirror circuit 200 including the N-MOS transistors 201 and 202 does not operate, so that the N-MO
The drain current I202 of the S transistor 202 is zero. Therefore, operating current IBIAS of differential pair 160 is only current I150 of constant current source 150. That is, IB
IAS = I150.
【００１７】負荷電流検出用トランジスタ１９０のドレ
イン電流Ｉ１９０が定電流源１５１の電流Ｉ１５１以上
の場合は、 Ｎ−ＭＯＳトランジスタ２０１には（Ｉ１
９０−Ｉ１５１）の電流が流れる。 Ｎ−ＭＯＳトラン
ジスタ２０１と２０２のゲートサイズが同じならばＮ−
ＭＯＳトランジスタ２０２のドレイン電流Ｉ２０２も
（Ｉ１９０−Ｉ１５１）となる。When the drain current I190 of the load current detecting transistor 190 is equal to or larger than the current I151 of the constant current source 151, the NMOS transistor 201 has (I1
90-I151). If the gate sizes of the N-MOS transistors 201 and 202 are the same, N-
The drain current I202 of the MOS transistor 202 is also (I190-I151).
【００１８】したがって差動対１６０の動作電流ＩＢＩ
ＡＳは定電流源１５０の電流Ｉ１５０とＮ−ＭＯＳトラ
ンジスタ２０２のドレイン電流Ｉ２０２の和であるから
ＩＢＩＡＳ＝Ｉ１５０＋（Ｉ１９０−Ｉ１５１）とな
る。（１）式を用いると ＩＢＩＡＳ＝Ｉ１５０−Ｉ１５１＋（（Ｗ１９０／Ｌ１９０） ／（Ｗ１５０／Ｌ１５０））・Ｉ１５０ （４） となる。Therefore, operating current IBI of differential pair 160
Since AS is the sum of the current I150 of the constant current source 150 and the drain current I202 of the N-MOS transistor 202, IBIAS = I150 + (I190-I151). Using equation (1), IBIAS = I150−I151 + ((W190 / L190) / (W150 / L150)) · I150 (4)
【００１９】図５に差動対１６０の動作電流ＩＢＩＡＳ
と負荷電流Ｉ１４０の関係を示す。図２に示した第一実
施例の回路では図３に示したように差動対１６０の動作
電流ＩＢＩＡＳは常に負荷電流に比例しているが、図４
に示した第二実施例の回路では図５に示したように、負
荷電流がある程度大きくなるまで差動対１６０の動作電
流ＩＢＩＡＳを定電流源１５０の電流Ｉ１５０で一定に
することができる。FIG. 5 shows the operating current IBIAS of the differential pair 160.
And the load current I140. In the circuit of the first embodiment shown in FIG. 2, the operating current IBIAS of the differential pair 160 is always proportional to the load current as shown in FIG.
5, the operating current IBIAS of the differential pair 160 can be kept constant at the current I150 of the constant current source 150 until the load current increases to some extent, as shown in FIG.
【００２０】[0020]
【発明の効果】本発明においては負荷に電流を供給する
出力トランジスタと並列に接続した負荷電流検出用トラ
ンジスタで負荷電流に比例した電流を生成し、これをエ
ラーアンプの動作電流に加算することで大負荷電流時の
過渡応答特性を改善するとともに、小負荷電流時の低消
費電流特性を実現している。According to the present invention, a load current detecting transistor connected in parallel with an output transistor for supplying a current to a load generates a current proportional to the load current, and adds this to the operating current of the error amplifier. The transient response characteristics at the time of a large load current are improved, and the low current consumption characteristics at the time of a small load current are realized.
【図１】本発明のリニアレギュレータの回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a linear regulator according to the present invention.
【図２】本発明の第一実施例のリニアレギュレータの回
路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a linear regulator according to a first embodiment of the present invention.
【図３】第一実施例の負荷電流と動作電流の関係を示し
た図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship between a load current and an operating current according to the first embodiment.
【図４】本発明の第二実施例のリニアレギュレータの回
路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a linear regulator according to a second embodiment of the present invention.
【図５】第二実施例の負荷電流と動作電流の関係を示し
た図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a relationship between a load current and an operating current according to a second embodiment.
【図６】従来のリニアレギュレータの回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a conventional linear regulator.
１００ リニアレギュレータ １１０ 基準電圧源 １２０ エラーアンプ １３０ 位相補償用コンデンサ １４０ 出力トランジスタ １５０ 定電流源 １６０ 差動対 １７０、２００ カレントミラー １８０ 負荷 １９０ 負荷電流検出用トランジスタ ２１０ 電圧分割回路 １６１、１６２、２０１、２０２ Ｎ−ＭＯＳトラン
ジスタ １７１、１７２ Ｐ−ＭＯＳトランジスタ ２１１、２１２ 抵抗REFERENCE SIGNS LIST 100 Linear regulator 110 Reference voltage source 120 Error amplifier 130 Phase compensation capacitor 140 Output transistor 150 Constant current source 160 Differential pair 170, 200 Current mirror 180 Load 190 Load current detection transistor 210 Voltage dividing circuit 161, 162, 201, 202 N-MOS transistors 171, 172 P-MOS transistors 211, 212 Resistance
Claims (1)
小さな時は低消費電流動作をし、大きな負荷電流時には
負荷に電流を供給する出力トランジスタと並列に接続し
た負荷電流検出用トランジスタで負荷電流に比例した電
流を生成し、これをエラーアンプの動作電流に加算する
ことで過渡応答特性を改善することを特徴とする回路。1. A linear regulator performs a low current consumption operation when a load current is small, and a load current detection transistor connected in parallel with an output transistor for supplying a current to a load when a load current is large. And improving the transient response characteristic by adding this to the operating current of the error amplifier.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25037399A JP2001075663A (en) | 1999-09-03 | 1999-09-03 | Improvement of transient response characteristics of low-current-consumption linear regulator |
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