JP2001060887A

JP2001060887A - 電子チューナ

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Publication number: JP2001060887A
Application number: JP11234651A
Authority: JP
Inventors: Masaki Kitaguchi; 勝紀北口
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-08-20
Filing date: 1999-08-20
Publication date: 2001-03-06
Anticipated expiration: 2019-08-20
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Abstract

(57)【要約】【課題】簡単な回路構成であるにも拘わらず、温度上
昇に伴う電気特性の劣化が低減され、高品質な電子チュ
ーナを実現する。【解決手段】ダブル・コンバージョン型の電子チュー
ナ１において、電界効果トランジスタＴ５１を有する第
１のＩＦ信号用増幅回路５は、所定のゲインで第１の中
間周波信号ＩＦ１を増幅し、バンドパスフィルタ６を介
してダウンコンバータ７へ入力する。また、上記両回路
５・６の間に設けられたＮＴＣ−サーミスタＴＨ１と、
バンドパスフィルタ６の結合用のコンデンサＣ６１との
直列回路によって、温度補償部１１が構成される。温度
が変化すると、上記両回路の結合度が変化して、温度に
起因する上記ゲインの変動が補償される。また、温度変
化によって、バンドパスフィルタ６で並列共振回路を構
成するコンデンサＣ６２の特性も変化して、マッチング
ロスが低減される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ケーブルテレビジ
ョン（ＣＡＴＶ）受信機やテレビジョン受信機、あるい
は、ビデオテープレコーダなど、高周波回路装置に使用
される電子チューナに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば、テレビジョン受信機などのチュ
ーナ回路は、アンテナで受信したＶＨＦ帯やＵＨＦ帯の
テレビジョン信号の中から、希望するチャンネルの信号
を選択し、中間周波数に変換して、後段の復調回路に加
えている。ここで、ＣＡＴＶでは、数十から百数十チャ
ンネルの番組が送信可能であり、これらの番組を受信す
るＣＡＴＶ受信機では、特に、多チャンネルの受信に効
果的なダブル・コンバージョン型の電子チューナが使用
されている。

【０００３】例えば、図１８に示すように、上記従来の
電子チューナ１０１において、アンテナで受信したＲＦ
（ Radio Frequency）信号は、バンドパスフィルタ１０
２ａ、ＰＩＮアッテネータ１０２ｂおよびＲＦアンプ１
０２ｃを介して、アップコンバータ１０３へ入力され、
当該アップコンバータ１０３の第１のミキサ回路１３１
において、受信チャンネルに応じて選択された周波数の
第１の局部発振信号Ｌｏ１と混合される。これにより、
上記ＲＦ信号は、より高い周波数の第１の中間周波信号
（ Intermediate Frequency 信号）ＩＦ１に変換され
る。

【０００４】さらに、上記第１の中間周波信号ＩＦ１
は、バンドパスフィルタ１０４を介して、第１のＩＦ信
号用増幅回路１０５へ入力され、当該第１のＩＦ信号用
増幅回路１０５にて増幅された後、バンドパスフィルタ
１０６を介して、ダウンコンバータ１０７へ印加され
る。ダウンコンバータ１０７では、アップコンバータ１
０３と同様に、バンドパスフィルタ１０６の出力は、第
２のミキサ回路１７１にて、第２の局部発振信号Ｌｏ２
と混合される。これにより、第１の中間周波信号ＩＦ１
は、上記ＲＦ信号よりも周波数の低い第２の中間周波信
号ＩＦ２に変換され、バンドパスフィルタ１０８および
第２のＩＦ信号用増幅回路１０９を介して出力される。

【０００５】ここで、ＰＩＮアッテネータ１０２ｂに
は、受信信号の強さが変わっても、電子チューナ１０１
が出力する第２の中間周波信号ＩＦ２のレベルが一定に
なるように、自動利得制御（ＡＧＣ）信号が印加され、
減衰量が制御される。なお、上記第１（第２）の局部発
振信号は、第１（第２）の局部発振回路１３３（１７
３）にて生成され、局部発振信号用増幅回路１３２（１
７２）にて増幅された後、上記第１（第２）のミキサ回
路１３１（１７１）に印加される。

【０００６】上述の構成のダブルコンバージョン型の電
子チューナ１０１は、アップコンバータ１０３にてＲＦ
信号の周波数を上げ、ダウンコンバータ１０７にて周波
数を下げているため、多チャンネルを伝送するＣＡＴＶ
放送であっても、妨害などを効率良く除去しながら、希
望するチャンネルを選択できる。

【０００７】ここで、上記電子チューナ１０１におい
て、アップコンバータ１０３以後の回路は、例えば、図
１９に示すように構成されている。具体的には、上記第
１のＩＦ信号用増幅回路１０５は、エミッタ接地のバイ
ポーラトランジスタＴ１５１を備えており、第１のＩＦ
信号用増幅回路１０５の出力は、複同調回路からなるバ
ンドパスフィルタ１０６を介して、ダウンコンバータ１
０７の第２のミキサ回路１７１へ入力されている。当該
第２のミキサ回路１７１も、ベース接地のバイポーラト
ランジスタＴ１７１を備えており、入力端となるバイポ
ーラトランジスタＴ１７１のエミッタへ、上記第１の中
間周波信号ＩＦ１と共に、第２の局部発振信号Ｌｏ２が
入力されて、第２の中間周波信号ＩＦ２に変換される。
当該第２の中間周波信号ＩＦ２は、上記バンドパスフィ
ルタ１０６と同様、複同調回路からなるバンドパスフィ
ルタ１０８を介して、第２のＩＦ信号用増幅回路１０９
へ入力される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の構成では、ＣＡＴＶ放送のデジタル化に伴って、よ
り多くのチャンネルの入力に耐える妨害特性を確保しよ
うとすると、電子チューナの消費電力が増大して、電子
チューナの内部温度の上昇が大きくなってしまう。さら
に、ＣＡＴＶ放送のデジタル化に対応するためにデジタ
ル信号処理回路なども付加する必要があるため、アナロ
グ放送受信のみの場合よりも、電子チューナの発熱量が
増加する。これらの結果、電子チューナの温度の変動幅
は、アナログ放送受信のみの場合に比べて大きくなり、
当該温度変化によって、電子チューナのゲインや歪み特
性などの電気的性能が劣化してしまうという問題を生ず
る。

【０００９】例えば、図１９に示す構成の電子チューナ
１０１の場合、温度変化によって、上記バイポーラトラ
ンジスタＴ１５１（Ｔ１７１）を含む回路１５１・１７
１のゲインが変化する。したがって、例えば、図２０に
示すように、電子チューナ１０１が出力する第２の中間
周波信号ＩＦ２のレベルは、１０℃、２５℃および６０
℃のそれぞれの温度において、１００〔ＭＨｚ〕から８
００〔ＭＨｚ〕までの周波数帯域で２４〔ｄＢ〕〜３５
〔ｄＢ〕程度にまで、変動してしまう。

【００１０】本発明は、上記の問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、複雑な温度補償回路を追加す
ることなく、温度上昇に伴う電子チューナの電気特性の
劣化を低減して、高品質な電子チューナを提供すること
にある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明に係る電子チュー
ナは、上記課題を解決するために、入力された高周波信
号から、当該高周波信号よりも周波数の高い第１の中間
周波信号へ変換するアップコンバータと、当該第１の中
間周波信号から、上記高周波信号よりも周波数の低い第
２の中間周波信号に変換するダウンコンバータと、上記
高周波信号が入力されてから、出力信号として、上記第
２の中間周波信号を出力するまでの信号伝達経路上に配
され、予め定められる帯域のみの周波数成分を通過させ
るフィルタ回路と、上記信号伝達経路上に配され、入力
信号を増幅する高周波増幅回路とを有するダブル・コン
バージョン型の電子チューナにおいて、以下の手段を講
じたことを特徴としている。

【００１２】すなわち、上記高周波増幅回路には、増幅
素子として、電界効果トランジスタが設けられ、上記フ
ィルタ回路の前段または後段に配され、予め定められた
温度範囲では、温度上昇に伴って抵抗値が略比例して低
下する特性のサーミスタを備えていると共に、当該サー
ミスタと上記フィルタ回路の結合用コンデンサとの直列
回路によって、温度補償部が構成されている。なお、上
記高周波増幅回路は、ミキサ回路であってもよいし、高
周波信号や第１または第２の中間周波信号を増幅する高
周波増幅回路であってもよい。

【００１３】当該構成において、電界効果トランジスタ
を有する高周波増幅回路のゲインは、温度に略比例して
低下する。一方、温度上昇に伴って、サーミスタの抵抗
値が略比例して低下するので、温度補償部の前段に設け
られた回路と、後段に設けられた回路との結合度が上昇
する。したがって、温度補償部が出力する信号レベル
は、増大して、高周波増幅回路のゲイン低下を補償でき
る。ここで、上記フィルタ回路の結合用コンデンサは、
温度補償用にも使用されている。これにより、サーミス
タを追加するだけの簡単な回路構成であるにも拘わら
ず、上記温度範囲にて、出力信号レベルが略一定の電子
チューナを実現できる。この結果、例えば、多チャンネ
ルのデジタルＣＡＴＶ放送受信機のように、アナログの
場合やチャンネル数が少ない場合に比べて、温度が上昇
しがちな電子チューナであっても、ゲインや歪み特性な
どの電気特性の劣化を抑制でき、高品質な電子チューナ
を実現できる。

【００１４】また、上記構成の電子チューナは、上記フ
ィルタ回路が１次側共振回路と２次側の共振回路とを含
む複同調回路であり、上記各共振回路のうち、上記サー
ミスタ側の共振回路の共振用コンデンサは、温度が変化
しても、上記サーミスタ、結合用コンデンサおよび高周
波増幅回路とインピーダンスが整合するように、容量の
温度特性が設定されている方が好ましい。

【００１５】当該構成によれば、共振用コンデンサの温
度特性が上述のように設定されているので、温度変化に
起因するマッチングロスの発生を抑制できる。この結
果、サーミスタを追加しただけの簡単な構成であるにも
拘わらず、よりＳ／Ｎ比が高く、高品質な電子チューナ
を実現できる。

【００１６】さらに、上述の各構成の電子チューナは、
上記高周波増幅回路が、上記アップコンバータが出力す
る第１の中間周波信号を増幅する回路であり、上記フィ
ルタ回路は、当該高周波増幅回路の後段に配されている
方が望ましい。

【００１７】上記構成では、温度補償部が、アップコン
バータとダウンコンバータとの間に配されている。した
がって、ダブル・コンバージョン型の電子チューナにお
いて、多くの場合、温度変化に起因するゲイン変動が最
も大きな回路、すなわち、第１の中間周波信号用増幅回
路を温度補償できる。さらに、温度補償部が、第１の中
間周波信号を増幅する高周波増幅回路の後段に配されて
いるので、高周波増幅回路の前段に配する場合に比べ
て、Ｓ／Ｎ比の劣化を抑制できる。

【００１８】また、本発明に係る電子チューナは、上記
課題を解決するために、予め定められる周波数の局部発
振信号を生成する局部発振回路と、当該局部発振回路の
出力を増幅する局部発振信号用増幅回路と、当該局部発
振信号用増幅回路の出力と入力信号とを混合して、中間
周波信号を生成するミキサ回路とを備えた電子チューナ
において、以下の手段を講じたことを特徴としている。

【００１９】上記局部発振信号用増幅回路と上記ミキサ
回路との間に配され、予め定められた温度範囲では、温
度上昇に伴って抵抗値が略比例して低下する特性のサー
ミスタを備え、上記局部発振信号用増幅回路と上記ミキ
サ回路との間に設けられた結合用コンデンサと上記サー
ミスタとの直列回路によって、温度補償部が構成されて
いる。

【００２０】また、本発明に係る電子チューナは、上記
課題を解決するために、上記局部発振回路、局部発振信
号用増幅回路およびミキサ回路を有する電子チューナに
おいて、上記局部発振回路と上記局部発振信号用増幅回
路との間に配され、予め定められた温度範囲では、温度
上昇に伴って抵抗値が略比例して低下する特性のサーミ
スタを備え、上記局部発振回路と上記局部発振信号用増
幅回路との間に設けられた結合用コンデンサと上記サー
ミスタとの直列回路によって、温度補償部が構成されて
いることを特徴としている。

【００２１】これらの構成において、局部発振回路が局
部発振信号用増幅回路を介してミキサ回路へ出力する信
号レベルは、温度に略比例して低下する。一方、温度上
昇に伴って、サーミスタの抵抗値が略比例して低下する
ので、温度補償部の前段に設けられた回路と、後段に設
けられた回路との結合度が上昇する。したがって、温度
補償部が出力する信号レベルが増大して、ミキサ回路へ
入力される信号レベルの低下が補償され、上記温度範囲
において、ミキサ回路の変換効率を維持できる。ここ
で、上記局部発振信号用増幅回路とミキサ回路との間、
または、上記局部発振回路と局部発振信号用増幅回路と
の間に設けられた結合用コンデンサは、温度補償用にも
使用されている。これにより、サーミスタを追加するだ
けの簡単な回路構成であるにも拘わらず、上記温度範囲
にて、出力信号レベルが略一定の電子チューナを実現で
きる。この結果、例えば、多チャンネルのデジタルＣＡ
ＴＶ放送受信機のように、アナログの場合やチャンネル
数が少ない場合に比べて、温度が上昇しがちな電子チュ
ーナであっても、ゲインや歪み特性などの電気特性の劣
化を抑制でき、高品質な電子チューナを実現できる。

【００２２】さらに、本発明に係る電子チューナは、上
記課題を解決するために、入力された高周波信号から、
当該高周波信号よりも周波数の高い第１の中間周波信号
へ変換するアップコンバータと、当該第１の中間周波信
号から、上記高周波信号よりも周波数の低い第２の中間
周波信号に変換するダウンコンバータと、上記高周波信
号が入力されてから、出力信号として、上記第２の中間
周波信号を出力するまでの信号伝達経路上に配され、入
力信号を増幅する高周波増幅回路とを有するダブル・コ
ンバージョン型の電子チューナにおいて、以下の手段を
講じたことを特徴としている。

【００２３】すなわち、上記高周波増幅回路は、増幅素
子として、デュアルゲート電界効果トランジスタを備
え、当該デュアルゲート電界効果トランジスタのゲイン
コントロール用端子と正側の電源ラインとの間に配さ
れ、予め定められた温度範囲では、温度上昇に伴って抵
抗値が略比例して低下する特性のサーミスタが設けられ
ている。

【００２４】また、本発明に係る電子チューナは、上記
課題を解決するために、上記アップコンバータ、ダウン
コンバータおよび高周波増幅回路を有するダブル・コン
バージョン型の電子チューナにおいて、上記高周波増幅
回路は、増幅素子として、デュアルゲート電界効果トラ
ンジスタを備え、当該デュアルゲート電界効果トランジ
スタのゲインコントロール用端子と負側の電源ラインと
の間に配され、予め定められた温度範囲では、温度上昇
に伴って抵抗値が略比例して増加する特性のサーミスタ
が設けられていることを特徴としている。なお、これら
の構成において、上記高周波増幅回路は、ミキサ回路で
あってもよいし、高周波信号や第１または第２の中間周
波信号を増幅する高周波増幅回路であってもよい。

【００２５】これらの構成において、デュアルゲート電
界効果トランジスタを有する高周波増幅回路のゲイン
は、温度に略比例して低下する。一方、温度上昇に伴っ
て、サーミスタの抵抗値が略比例して低下あるいは増大
して、上記デュアルゲート電界効果トランジスタのゲイ
ンコントロール用端子の電位を上昇させる。したがっ
て、温度上昇に起因する高周波増幅回路のゲイン低下を
補償できる。これにより、増幅素子として、デュアルゲ
ート電界効果トランジスタを用い、サーミスタを追加す
るだけの簡単な回路構成であるにも拘わらず、上記温度
範囲にて、出力信号レベルが略一定の電子チューナを実
現できる。この結果、例えば、多チャンネルのデジタル
ＣＡＴＶ放送受信機のように、アナログの場合やチャン
ネル数が少ない場合に比べて、温度が上昇しがちな電子
チューナであっても、ゲインや歪み特性などの電気特性
の劣化を抑制でき、高品質な電子チューナを実現でき
る。

【００２６】

【発明の実施の形態】〔第１の実施形態〕本発明の一実
施形態について図１〜図８に基づいて説明すると以下の
通りである。すなわち、本実施形態に係る電子チューナ
は、デジタルのＣＡＴＶ放送受信に好適なダブル・コン
バージョン型の電子チューナであって、例えば、図２に
示すように、バンドパスフィルタ２ａおよびＰＩＮアッ
テネータ２ｂを介して、電子チューナ１に入力されるＲ
Ｆ信号を増幅するＲＦ信号用増幅回路２ｃと、ＲＦ信号
用増幅回路２ｃが出力するＲＦ信号と予め定められる周
波数の第１の局部発振信号Ｌｏ１とを混合して、ＲＦ信
号よりも周波数の高い第１の中間周波信号ＩＦ１を生成
するアップコンバータ３と、バンドパスフィルタ４を介
して受け取った第１の中間周波信号ＩＦ１を増幅する第
１のＩＦ信号用増幅回路５と、バンドパスフィルタ６を
介して受け取った第１のＩＦ信号用増幅回路５の出力と
予め定められる周波数の第２の局部発振信号Ｌｏ２とを
混合して、上記ＲＦ信号よりも周波数の低い第２の中間
周波信号ＩＦ２を生成するダウンコンバータ７と、バン
ドパスフィルタ８を介して受け取った第２の中間周波信
号ＩＦ２を増幅して出力する第２のＩＦ信号用増幅回路
９とを備えている。

【００２７】上記アップコンバータ３は、第１のミキサ
回路３１、図１に示すコンデンサＣ３０、第１の局部発
振用増幅回路３２および第１の局部発振回路３３を備え
ており、第１の局部発振回路３３が生成した局部発振信
号Ｌｏ１は、第１の局部発振用増幅回路３２および結合
用のコンデンサＣ３０を介して、上記第１のミキサ回路
３１へ印加され、ＲＦ信号と混合される。同様に、上記
ダウンコンバータ７は、第２のミキサ回路７１、コンデ
ンサＣ７０（図１参照）、第２の局部発振用増幅回路７
２および第２の局部発振回路７３を備えている。

【００２８】また、上記バンドパスフィルタ３は、複同
調回路から構成されており、例えば、図１に示すよう
に、上記第１のミキサ回路３１に入力端が接続されるコ
ンデンサＣ４１と、コンデンサＣ４１の他端に接続さ
れ、コンデンサＣ４２およびコイルＬ４１からなる並列
回路とを含む１次側共振回路と、上記第１のＩＦ信号用
増幅回路５に出力端が接続されるコンデンサＣ４３と、
コンデンサＣ４３の他端に接続され、コンデンサＣ４４
およびコイルＬ４２からなる並列回路とを含む２次側共
振回路とを備えている。なお、上記両並列回路におい
て、コンデンサＣ４１（Ｃ４３）と反対側の端部は、い
ずれも接地されている。また、バンドパスフィルタ６
（８）も、バンドパスフィルタ４と同様の複同調回路で
あって、同様に接続されたコンデンサＣ６１〜Ｃ６４・
Ｌ６１・Ｌ６２（Ｃ８１〜Ｃ８４・Ｌ８１・Ｌ８２）を
備えている。なお、各バンドパスフィルタ４・６・８の
共振周波数は、通過させる信号（ＩＦ１・ＩＦ２）の周
波数に応じて設定されており、各バンドパスフィルタ４
・６・８のうち、後述するＮＴＣ−サーミスタＴＨ１に
接続されたフィルタが、特許請求の範囲に記載のフィル
タ回路に対応する。

【００２９】一方、第１のＩＦ信号用増幅回路５は、増
幅素子として、ソース接地のデュアルゲート型の電界効
果トランジスタＴ５１を有する高周波増幅回路であっ
て、入力端となる第１のゲート端子Ｇ１は、バイアス用
の抵抗Ｒ５１を介して、バイアス電圧＋Ｂ（正側の電源
ライン）に接続されると共に、抵抗Ｒ５２を介して接地
レベルＧＮＤ（負側の電源ライン）に接続されている。
また、トランジスタＴ５１のソースＳは、コンデンサＣ
５１および抵抗Ｒ５３からなる並列回路を介して接地さ
れており、出力端となるドレインＤと上記バイアス電圧
＋Ｂとの間には、バイアス用のチョークコイルＬ５１が
設けられている。さらに、ゲインコントロール用のゲー
ト端子Ｇ２は、バイアス用の抵抗Ｒ５４を介して、上記
バイアス電圧＋Ｂに接続されていると共に、バイアス用
の抵抗Ｒ５５およびバイパス用のコンデンサＣ５２から
なる並列回路を介して接地されている。なお、上記バイ
アス電圧＋Ｂは、コンデンサＣ５３を介して接地されて
いる。

【００３０】さらに、本実施形態に係る電子チューナ１
には、温度変化に起因する上記第１のＩＦ信号用増幅回
路５のゲイン変動を打ち消すために、当該第１のＩＦ信
号用増幅回路５と上記バンドパスフィルタ６との間に、
温度補償部１１が設けられている。上記温度補償部１１
は、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１と、コンデンサＣ６１と
を含む直列回路から構成されており、ＮＴＣ−サーミス
タＴＨ１としては、抵抗値が図３に示す温度特性Ｆ１の
ように、図４に示す第１のＩＦ信号用増幅回路５のゲイ
ンの温度特性Ｆ０を打ち消す特性を持つもの、具体的に
は、温度上昇に略比例して低下する特性を持つものが選
択されている。例えば、本実施形態では、ＮＴＣ−サー
ミスタＴＨ１の一例として、１５０Ω／２５℃で、Ｂ定
数が３２５０Ｋのものが使用されており、１０℃から６
０℃までの間に、１８０％から３０％程度まで抵抗値が
低下する。ここで、Ｂ定数は、以下の式（１）に示すよ
うに、Ｂ定数＝〔ｌｎ（Ｒ１）−ｌｎ（Ｒ２）〕／〔（１／Ｔ１）−（１／Ｔ２）〕 …（１）で定義される。なお、上式（１）において、Ｔ１・Ｔ２
は、互いに異なる任意の温度（Ｋ）であり、Ｒ１・Ｒ２
は、各温度Ｔ１・Ｔ２におけるゼロ負荷温度抵抗値
（Ω）である。また、図３において、抵抗値は、２５℃
の時点を１００％として記載している。さらに、高周波
回路で使用するため、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１は、浮
遊容量が小さなものが選択されている。

【００３１】一方、本実施形態では、バンドパスフィル
タ６のコンデンサＣ６１が、温度補償用のコンデンサＣ
６１として使用されている。当該コンデンサＣ６１の容
量は、例えば、０．３〔ｐＦ〕など、１０〔ｐＦ〕以下
の極めて小さな値に設定されている。さらに、バンドパ
スフィルタ６において、当該コンデンサＣ６１に接続さ
れたコンデンサＣ６２として、温度変化に起因するマッ
チングロスを抑えるような温度特性を持つもの、例え
ば、−４７０ｐｐｍ／℃の温度特性を持つものが選択さ
れている。

【００３２】上記構成では、第１のＩＦ信号用増幅回路
５の出力は、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１と結合用のコン
デンサＣ６１との直列回路を介して、上記コイルＬ６１
およびコンデンサＣ６２からなる並列共振回路に接続さ
れる。ここで、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１は、上述した
ように、温度変化に伴って抵抗値が変動するので、温度
変化に伴い、上記第１のＩＦ信号用増幅回路５と上記並
列共振回路との結合度が変化する。

【００３３】これにより、高温時には、ＮＴＣ−サーミ
スタＴＨ１の抵抗値が低下して、上記並列共振回路と第
１のＩＦ信号用増幅回路５との結合度が上昇する。この
結果、ダウンコンバータ７に入力される第１の中間周波
信号ＩＦ１のレベルが上がり、温度上昇に起因する半導
体（電界効果トランジスタＴ５１）のゲイン低下を補償
する。これとは逆に、低温時には、ＮＴＣ−サーミスタ
ＴＨ１の抵抗値が増加して、上記コイルＬ６１およびコ
ンデンサＣ６２からなる並列共振回路と第１のＩＦ信号
用増幅回路５との結合度が低下する。この結果、ダウン
コンバータ７に入力される第１の中間周波信号ＩＦ１の
レベルが低下して、温度低下に起因する半導体のゲイン
上昇を補償する。また、上述したように、温度変化に起
因するマッチング特性を最適化するように、コンデンサ
Ｃ６２の温度特性が設定されているので、温度が変化し
てもマッチングロスは、最小限に抑えられている。

【００３４】したがって、温度補償用の回路を持たない
構成と比較して、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１を追加する
だけの極めて簡単な回路構成であるにも拘わらず、図４
に示すように、第１のＩＦ信号用増幅回路５のゲインの
温度特性Ｆ２は、温度が１０℃から６０℃まで変化して
も、０．５〔ｄＢ〕以内と、略一定の値に保たれる。

【００３５】これにより、電子チューナ１が出力する第
２の中間周波信号ＩＦ２のレベル変動は、例えば、図５
に示すように、１０℃、２５℃および６０℃のそれぞれ
の温度において、１００〔ＭＨｚ〕から８００〔ＭＨ
ｚ〕までの周波数帯域で２８〔ｄＢ〕〜３４〔ｄＢ〕の
範囲に抑えられる。この結果、図２０に示す温度補償回
路を持たない特性、すなわち、上記各温度および上記周
波数帯域において、２４〔ｄＢ〕〜３６〔ｄＢ〕の範囲
にまで変動する場合に比べて、大幅に温度特性を改善で
きる。これにより、デジタルＣＡＴＶ放送の受信機のよ
うに、アナログの場合に比べて、周囲温度が大きく変動
する場合であっても、電子チューナ１のゲインや歪み特
性などの電気的性能の劣化が少なく、かつ、簡単な回路
構成の電子チューナ１を実現できる。

【００３６】なお、図１では、温度補償部１１が第１の
ＩＦ信号用増幅回路５とバンドパスフィルタ６との間に
設けられている場合を例にして説明したが、例えば、図
６に示す電子チューナ１ａのように、バンドパスフィル
タ４と第１のＩＦ信号用増幅回路５との間に、温度補償
部１１のＮＴＣ−サーミスタＴＨ１を配してもよい。こ
の場合は、バンドパスフィルタ４のコンデンサＣ４３が
温度補償用としても使用される。また、温度補償部１１
に接続される並列共振回路のコンデンサＣ４４の温度特
性も、図１に示すコンデンサＣ６２と同様に設定され
る。これにより、バンドパスフィルタ４と第１のＩＦ信
号用増幅回路５との結合度が温度に応じて変化して、温
度変化に起因する第１のＩＦ信号用増幅回路５のゲイン
変動が補償される。この結果、図１と同様に、周囲温度
が大きく変動する場合であっても、電子チューナ１のゲ
インや歪み特性などの電気的性能の劣化が少なく、か
つ、簡単な回路構成の電子チューナ１を実現できる。

【００３７】温度補償部１１のまた別の配置例として
は、バンドパスフィルタ６と、第２のミキサ回路７１と
の間が挙げられる。具体的には、本実施形態に係る第２
のミキサ回路７１は、図７に示すように、図１に示す第
１のＩＦ信号用増幅回路５と同様に接続されたデュアル
ゲート型の電界効果トランジスタＴ７１、抵抗Ｒ７１〜
Ｒ７５、コンデンサＣ７１〜Ｃ７３およびチョークコイ
ルＬ７４を備えている。また、当該第２のミキサ回路７
１において、トランジスタＴ７１の第１のゲート端子Ｇ
１には、第２の局部発振用増幅回路７２およびコンデン
サＣ７０を介して、第２の局部発振回路７３からの局部
発振信号Ｌｏ２が印加されている。さらに、当該ゲート
端子Ｇ１には、第１の中間周波信号ＩＦ１が入力され
る。

【００３８】本変形例に係る電子チューナ１ｂでは、温
度補償部１１のＮＴＣ−サーミスタＴＨ１が、第２のミ
キサ回路７１の上記ゲート端子Ｇ１と、バンドパスフィ
ルタ６のコンデンサＣ６３との間に配されている。この
場合は、バンドパスフィルタ６のコンデンサＣ６３が温
度補償用としても使用され、温度補償部１１に接続され
る並列共振回路のコンデンサＣ６４の温度特性も、図１
に示すコンデンサＣ６２と同様に設定される。これによ
り、バンドパスフィルタ６と第２のミキサ回路７１との
結合度が温度に応じて変化して、温度変化に起因する第
２のミキサ回路７１のゲイン変動が補償される。この結
果、図１と同様に、周囲温度が大きく変動する場合であ
っても、ゲインや歪み特性などの電気的性能の劣化が少
なく、かつ、簡単な回路構成の電子チューナ１ｂを実現
できる。

【００３９】さらに他の配置例としては、例えば、図８
に示すように、第２のミキサ回路７１とバンドパスフィ
ルタ８との間が挙げられる。この場合は、バンドパスフ
ィルタ８のコンデンサＣ８１が温度補償用としても使用
され、温度補償部１１に接続される並列共振回路のコン
デンサＣ８２の温度特性も、図１に示すコンデンサＣ６
２と同様に設定される。これにより、第２のミキサ回路
７１とバンドパスフィルタ８との結合度が温度に応じて
変化して、温度変化に起因する第２のミキサ回路７１の
ゲイン変動が補償される。この結果、図１と同様に、周
囲温度が大きく変動する場合であっても、ゲインや歪み
特性などの電気的性能の劣化が少なく、かつ、簡単な回
路構成の電子チューナ１ｃを実現できる。

【００４０】なお、上記では、第１のＩＦ信号用増幅回
路５の前段または後段、あるいは、第２のミキサ回路７
１の前段または後段に温度補償部１１を設けた場合につ
いて説明したが、温度補償部１１の位置は、これに限る
ものではない。ＲＦ信号が入力されてから、電子チュー
ナが第２の中間周波信号ＩＦ２を出力するまでの信号伝
達経路上に、電界効果トランジスタを含む高周波増幅回
路が存在する場合は、当該経路上であれば、例えば、第
１のミキサ回路３１の前段に設けるなど、他の場所に設
けても同様の効果を得ることができる。特に、フィルタ
回路の前段または後段のように、結合用コンデンサ用が
設けられている回路に接続されていれば、新たに、温度
補償用のコンデンサを設ける必要がないため、より好ま
しい。

【００４１】ただし、ＲＦ信号に比べて、第１および第
２の中間周波信号ＩＦ１・ＩＦ２の方が狭帯域である。
具体的には、例えば、ＲＦ信号は、４７ＭＨｚ〜８６２
ＭＨｚ程度であり、第１の中間周波信号ＩＦ１は、１Ｇ
Ｈｚ程度でバンド帯域幅が１０ＭＨｚ程度、第２の中間
周波信号ＩＦ２は、３０〜６０ＭＨｚ程度で、バンド帯
域幅が１０ＭＨｚ程度に設定されている。なお、米国で
は、第２の中間周波信号ＩＦ２は、４５．７５ＭＨｚ、
バンド帯域幅が６ＭＨｚ程度に設定される。したがっ
て、温度補償部１１が第１または第２中間周波信号ＩＦ
１・ＩＦ２の伝達経路上に配されている方が、マッチン
グを取りやすく、電子チューナの設計が容易になる。

【００４２】また、例えば、高周波増幅回路の前段な
ど、信号レベルが低い箇所に設けた場合には、温度補償
部１１の通過によってＳ／Ｎ比の劣化が大きく現れる虞
れがあるので、高周波増幅回路の後段に設ける方が望ま
しい。さらに、上記ダブル・コンバージョン型の電子チ
ューナは、多くの場合、第１のＩＦ信号用増幅回路５の
ゲイン変動が最も大きいので、例えば、図１あるいは図
７に示すように、第１のＩＦ信号用増幅回路５から第２
のミキサ回路７１までの間に設ける方が望ましい。これ
により、Ｓ／Ｎ比の劣化を抑えながら、第１のＩＦ信号
用増幅回路５のゲイン変動を補償できる。なお、第１の
ＩＦ信号用増幅回路５のゲイン変動が少なく、第２のミ
キサ回路７１のゲイン変動が大きい場合には、第２のミ
キサ回路７１の後段に設ける方が望ましい。これによ
り、強電界時であっても、Ｓ／Ｎ比の劣化や歪み特性の
劣化を抑えることができる。

【００４３】〔第２の実施形態〕ところで、上記第１の
実施形態では、電子チューナ（１・１ａ〜１ｃ）におい
て、ＦＥＴを含む第１のＩＦ信号用増幅回路５（第２の
ミキサ回路７１）の前段または後段にサーミスタおよび
コンデンサの直列回路からなる温度補償部１１を設け、
温度に応じて、各回路とバンドパスフィルタ（４・６・
８）との結合度を変化させることによって、上記各回路
５（７１）のゲイン変動を打ち消す場合について説明し
た。

【００４４】これに対して、本実施形態では、温度変化
に起因するゲイン変動の他の補償方法として、アップコ
ンバータまたはダウンコンバータにおいて、局部発振回
路からミキサ回路までの間に温度補償部を設けること
で、温度変化に起因する変換利得の変動を補償する場合
について、さらに、図９〜図１２に基づき説明する。

【００４５】具体的には、本実施形態に係る電子チュー
ナ１ｄでは、図９に示すように、アップコンバータ３に
おいて、第１のミキサ回路３１と第１の局部発振用増幅
回路３２との間に、温度補償部１２が設けられている。
当該温度補償部１２は、第１の実施形態と同様に、ＮＴ
Ｃ−サーミスタＴＨ１とコンデンサＣ３０との直列回路
から構成されており、第１のミキサ回路３１と第１の局
部発振用増幅回路３２との結合用のコンデンサＣ３０が
温度補償部１２の一部として使用されている。また、Ｎ
ＴＣ−サーミスタＴＨ１の温度特性は、第１の実施形態
と同様、図３に示すように、温度上昇に伴って、抵抗値
が略比例して低下するように設定されている。さらに、
第１の局部発振用増幅回路３２の出力インピーダンス
も、例えば、回路定数を選択するなどして、温度変動に
よるマッチングロスが最小限となるように設定されてい
る。

【００４６】上記構成では、第１の局部発振用増幅回路
３２の出力は、結合用のコンデンサＣ３０およびＮＴＣ
−サーミスタＴＨ１を介して、第１のミキサ回路３１へ
印加される。ここで、第１のミキサ回路３１へ印加され
る局部発振信号Ｌｏ１の信号レベルは、温度の上昇に略
比例して低下する。一方、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１
は、上述したように、温度変化に伴って抵抗値が変動す
るので、温度変化に伴い、第１の局部発振用増幅回路３
２と第１のミキサ回路３１との結合度が変化する。

【００４７】したがって、高温時には、ＮＴＣ−サーミ
スタＴＨ１の抵抗値が下がり、第１の局部発振用増幅回
路３２と第１のミキサ回路３１との結合度が上昇する。
これにより、第１のミキサ回路３１へ入力される第１の
局部発振信号Ｌｏ１のレベルが上がり、温度上昇に起因
する第１のミキサ回路３１の変換利得の低下が補償され
る。これとは逆に、低温時には、ＮＴＣ−サーミスタＴ
Ｈ１の抵抗値が上昇し、第１の局部発振用増幅回路３２
と第１のミキサ回路３１との結合度が低下する。これに
より、第１のミキサ回路３１へ入力される第１の局部発
振信号Ｌｏ１のレベルが低下して、温度低下に起因する
第１のミキサ回路３１の変換利得の上昇が補償される。
また、上述したように、温度変化に起因するマッチング
特性を最適化するように、第１の局部発振用増幅回路３
２が構成されているので、温度が変化してもマッチング
ロスが最小限に抑えられている。

【００４８】この結果、温度補償用の回路を持たない構
成と比較して、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１を追加するだ
けの極めて簡単な回路構成であるにも拘わらず、第１の
実施形態と同様に、デジタルＣＡＴＶ放送の受信機のよ
うに、アナログの場合に比べて、周囲温度が大きく変動
する場合であっても、電子チューナ１ｄのゲインや歪み
特性などの電気的性能の劣化が少なく、かつ、簡単な回
路構成の電子チューナ１ｄを実現できる。

【００４９】なお、図９では、温度補償部１２が、第１
のミキサ回路３１と第１の局部発振用増幅回路３２との
間に設けられている場合を例にして説明したが、これに
限るものではなく、例えば、図１０に示すように、ダウ
ンコンバータ７において、第２のミキサ回路７１と第２
の局部発振用増幅回路７２との間に、温度補償部１２を
設けてもよい。この場合は、結合用のコンデンサＣ７０
が温度補償用としても使用され、第２の局部発振用増幅
回路７２の出力インピーダンスの温度特性も第１の局部
発振用増幅回路３２と同様に設定される。

【００５０】当該構成では、第２の局部発振用増幅回路
７２と第２のミキサ回路７１との結合度が温度に応じて
変化して、温度変化に起因する局部発振信号Ｌｏ２のレ
ベル変動が補償され、第２のミキサ回路７１の変換利得
が維持される。この結果、図９と同様に、周囲温度が大
きく変動する場合であっても、ゲインや歪み特性などの
電気的性能の劣化が少なく、かつ、簡単な回路構成の電
子チューナ１ｅを実現できる。

【００５１】また、第１の局部発振信号Ｌｏ１が１〜２
ＧＨｚ程度と広帯域なのに対して、第２の局部発振信号
Ｌｏ２の周波数は、１ＧＨｚ程度に固定されている。し
たがって、図９に示す電子チューナ１ｄに比べて、各回
路のインピーダンス整合が取りやすく、より容易に回路
を設計できる。

【００５２】温度補償部１２のまた別の配置例として
は、第１の局部発振回路３３と第１の局部発振用増幅回
路３２との間が挙げられる。ただし、本変形例の構成で
は、図１１に示すように、結合用のコンデンサＣ３０が
第１の局部発振用増幅回路３２と第１のミキサ回路３１
との間ではなく、第１の局部発振回路３３と第１の局部
発振用増幅回路３２との間に配されており、温度補償用
にも使用される。

【００５３】当該構成では、第１の局部発振回路３３と
第１の局部発振用増幅回路３２との結合度が温度に応じ
て変化して、温度変化に起因する局部発振信号Ｌｏ１の
レベル変動が補償され、第１のミキサ回路３１の変換利
得変動が維持される。この結果、図９と同様に、周囲温
度が大きく変動する場合であっても、ゲインや歪み特性
などの電気的性能の劣化が少なく、かつ、簡単な回路構
成の電子チューナ１ｆを実現できる。

【００５４】さらに他の配置例としては、例えば、図１
２に示すように、第２の局部発振回路７３と第２の局部
発振用増幅回路７２との間を挙げることができる。この
場合も、図１１と同様に、結合用のコンデンサＣ７０が
第２の局部発振回路７３と第２の局部発振用増幅回路７
２との間に配され、温度補償用にも使用される。

【００５５】当該構成では、第２の局部発振回路７３と
第２の局部発振用増幅回路７２との結合度が温度に応じ
て変化して、温度変化に起因する局部発振信号Ｌｏ２の
レベル変動が補償され、第２のミキサ回路７１の変換利
得変動が維持される。この結果、図１０に示す電子チュ
ーナ１ｅと同様に、周囲温度が大きく変動する場合であ
っても、ゲインや歪み特性などの電気的性能の劣化が少
なく、かつ、簡単な回路構成の電子チューナ１ｇを実現
できる。

【００５６】〔第３の実施形態〕本実施形態では、さら
に他の温度補償方法として、ミキサ回路をデュアル・ゲ
ート構成のＦＥＴを用いて構成し、温度に応じて、ミキ
サ回路の増幅率を変更して、ゲイン変動を打ち消す場合
について、さらに、図１３〜図１６に基づき説明する。
具体的には、本実施形態に係る電子チューナ１ｈでは、
図１３に示すように、第１のＩＦ信号用増幅回路５にお
いて、図１に示す抵抗Ｒ５４に代えて、温度補償部１３
としてのＮＴＣ−サーミスタＴＨ１が設けられている。
また、当該ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１の温度特性は、第
１の実施形態と同様に、温度変化に起因する第１のＩＦ
信号用増幅回路５のゲイン変動を抑制するように、具体
的には、温度上昇に伴って、抵抗値が略比例して減少す
るように設定されている。

【００５７】上記構成では、第１のＩＦ信号用増幅回路
５のデュアルゲート型の電界効果トランジスタＴ５１に
おいて、ゲインコントロール用のゲート端子Ｇ２の電圧
は、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１とバイアス用の抵抗Ｒ５
５とで、バイアス電圧＋Ｂを分圧した値となる。ここ
で、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１は、温度変化に伴って抵
抗値が変化するため、温度変化に伴い上記ゲート端子Ｇ
２の電圧が変化する。

【００５８】具体的には、高温時には、ＮＴＣ−サーミ
スタＴＨ１の抵抗値が低下して、ゲート端子Ｇ２の電圧
が上昇する。これにより、第１のＩＦ信号用増幅回路５
のゲインが増大して、温度上昇に起因する半導体（トラ
ンジスタＴ５１）のゲイン低下を補償する。これとは逆
に、低温時には、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１の抵抗値が
上昇して、ゲート端子Ｇ２の電圧が低下する。これによ
り、第１のＩＦ信号用増幅回路５のゲインが低下して、
温度低下に起因する半導体のゲイン増大が補償される。

【００５９】この結果、温度補償用の回路を持たない構
成と比較して、抵抗Ｒ５４をＮＴＣ−サーミスタＴＨ１
で置き換えるだけの極めて簡単な回路構成であるにも拘
わらず、第１の実施形態と同様に、デジタルＣＡＴＶ放
送の受信機のように、アナログの場合に比べて、周囲温
度が大きく変動する場合であっても、ゲインや歪み特性
などの電気的性能の劣化が少なく、かつ、簡単な回路構
成の電子チューナ１ｈを実現できる。

【００６０】なお、図１３では、第１のＩＦ信号用増幅
回路５内に温度補償部１３を設ける場合を例にして説明
したが、これに限るものではなく、例えば、図１４に示
すように、第２のミキサ回路７１内に温度補償部１３を
設けてもよい。この構成では、図７に示す抵抗Ｒ７４に
代えて、温度補償部１３としてのＮＴＣ−サーミスタＴ
Ｈ１が設けられる。

【００６１】当該構成でも、上記電子チューナ１ｈの第
１のＩＦ信号用増幅回路５と同様に、第２のミキサ回路
７１において、ゲインコントロール用のゲート端子Ｇ２
の電圧は、ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１とバイアス用の抵
抗Ｒ７５とで分圧された値となり、温度変化に応じて変
動する。これにより、温度変動に起因する半導体（Ｔ７
１）のゲイン増大が補償される。

【００６２】この結果、温度補償用の回路を持たない構
成と比較して、抵抗Ｒ７４をＮＴＣ−サーミスタＴＨ１
で置き換えるだけの極めて簡単な回路構成であるにも拘
わらず、上記電子チューナ１ｈと同様に、デジタルＣＡ
ＴＶ放送の受信機のように、アナログの場合に比べて、
周囲温度が大きく変動する場合であっても、ゲインや歪
み特性などの電気的性能の劣化が少なく、かつ、簡単な
回路構成の電子チューナ１ｉを実現できる。

【００６３】また、上記電子チューナ１ｈおよび１ｉで
は、上記温度補償部１３がＮＴＣ−サーミスタＴＨ１で
構成される場合を例にして説明したが、温度補償部１４
として、ＰＴＣ−サーミスタＴＨ２を用いてもよい。こ
こで、ＰＴＣ−サーミスタＴＨ２は、図３に示すＮＴＣ
−サーミスタＴＨ１とは異なり、温度が上昇するに従っ
て、抵抗値が略比例して増加するので、例えば、図１５
（図１６）に示すように、図１（図７）に示す抵抗Ｒ５
５（Ｒ７５）に代えて設けられる。なお、ＰＴＣ−サー
ミスタＴＨ２としては、第１のＩＦ信号用増幅回路５
（第２のミキサ回路７１）の温度変化に起因するゲイン
低下を打ち消すような温度特性を持つものが選択され
る。

【００６４】上記構成では、第１のＩＦ信号用増幅回路
５（第２のミキサ回路７１）のデュアルゲート型の電界
効果トランジスタＴ５１（Ｔ７１）において、ゲインコ
ントロール用のゲート端子Ｇ２の電圧は、バイアス用の
抵抗Ｒ５４（Ｒ７４）とＰＴＣ−サーミスタＴＨ２と
で、バイアス電圧＋Ｂを分圧した値となる。したがっ
て、高温時には、ＰＴＣ−サーミスタＴＨ２の抵抗値が
増加して、ゲート端子Ｇ２の電圧が上昇する。これによ
り、第１のＩＦ信号用増幅回路５（第２のミキサ回路７
１）のゲインが増大して、温度上昇に起因する半導体
（トランジスタＴ５１またはＴ７１）のゲイン低下を補
償する。これとは逆に、低温時には、ＰＴＣ−サーミス
タＴＨ２の抵抗値が低下して、ゲート端子Ｇ２の電圧が
低下する。これにより、第１のＩＦ信号用増幅回路５
（第２のミキサ回路７１）のゲインが低下して、温度低
下に起因する半導体のゲイン増大が補償される。

【００６５】この結果、温度補償用の回路を持たない構
成と比較して、抵抗Ｒ５４（Ｒ７４）をＰＴＣ−サーミ
スタＴＨ２で置き換えるだけの極めて簡単な回路構成で
あるにも拘わらず、上記電子チューナ１ｈ（１ｉ）と同
様に、デジタルＣＡＴＶ放送の受信機のように、アナロ
グの場合に比べて、周囲温度が大きく変動する場合であ
っても、ゲインや歪み特性などの電気的性能の劣化が少
なく、かつ、簡単な回路構成の電子チューナ１ｊ（１
ｋ）を実現できる。

【００６６】ここで、ダブル・コンバージョン型の電子
チューナ１ｈ〜１ｋでは、シングル・コンバージョン型
の電子チューナとは異なり、ＰＩＮアッテネータ２ｂが
設けられており、自動利得制御は、当該ＰＩＮアッテネ
ータ２ｂにて行われる。この結果、第１のＩＦ信号用増
幅回路５および／または第２のミキサ回路７１におい
て、トランジスタＴ５１（Ｔ７１）のゲート端子Ｇ２を
温度補償に使用しても、何ら支障なく、自動利得制御す
ることができる。

【００６７】なお、本実施形態では、第１のＩＦ信号用
増幅回路５または第２のミキサ回路７１に、温度補償部
１３（１４）を設ける場合を例にして説明したが、例え
ば、デュアルゲート電界効果トランジスタを増幅素子と
して有する高周波増幅回路を含んでいれば、第１のミキ
サ回路３１など、他の場所に設けても同様の効果が得ら
れる。ただし、多くの電子チューナ１では、第１のミキ
サ回路３１に非常に高い歪み特性が要求されるため、単
品の電界効果トランジスタではなく、電界効果トランジ
スタやダイオードによるダブルバランスミキサーが使用
されることが多い。したがって、本実施形態で説明した
ように、第１のＩＦ信号用増幅回路５または第２のミキ
サ回路７１に設ける方が望ましい。

【００６８】なお、上記各実施形態では、温度補償部１
１〜１４を１つ設ける場合を例にして説明したが、これ
に限らず、複数の温度補償部１１〜１４を設けてもよ
い。例えば、図１に示す温度補償部１１と、図８に示す
温度補償部１１との双方を設けた場合は、第１のＩＦ信
号用増幅回路５と第２のミキサ回路７１との双方におい
て、温度変化に起因するゲイン変動が補償される。した
がって、温度補償用の回路を持たない構成と比較して、
ＮＴＣ−サーミスタＴＨ１を１つずつ追加するだけの極
めて簡単な回路構成であるにも拘わらず、電子チューナ
が出力する第２の中間周波信号ＩＦ２のレベル変動は、
例えば、図１７に示すように、１０℃、２５℃および６
０℃のそれぞれの温度において、１００〔ＭＨｚ〕から
８００〔ＭＨｚ〕までの周波数帯域で２８〔ｄＢ〕〜３
３〔ｄＢ〕程度の範囲に抑えられる。この結果、温度補
償部１１を１つしか持たない場合（例えば、図１に示す
構成）に比べて、温度変化に起因する電子チューナの電
気的特性の劣化をさらに抑制できる。

【００６９】

【発明の効果】本発明に係る電子チューナは、以上のよ
うに、増幅素子としての電界効果トランジスタを有する
高周波増幅回路と、フィルタ回路の前段または後段に配
され、予め定められた温度範囲では、温度上昇に伴って
抵抗値が略比例して低下する特性のサーミスタとを備
え、当該サーミスタと上記フィルタ回路の結合用コンデ
ンサとの直列回路によって、温度補償部が構成されてい
る構成である。

【００７０】当該構成では、温度に応じて、温度補償部
の前段と後段との結合度が変化するので、温度変化に起
因する高周波増幅回路のゲイン変動を補償できる。ま
た、結合用コンデンサが温度補償用にも使用されてい
る。この結果、サーミスタを追加するだけの簡単な回路
構成であるにも拘わらず、上記温度範囲にて、出力信号
レベルが略一定の電子チューナを実現できるという効果
を奏する。

【００７１】本発明に係る電子チューナは、以上のよう
に、上記構成において、フィルタ回路の共振用コンデン
サは、温度が変化しても、上記サーミスタ、結合用コン
デンサおよび高周波増幅回路とインピーダンスが整合す
るように、容量の温度特性が設定されている構成であ
る。

【００７２】当該構成によれば、共振用コンデンサの温
度特性が上述のように設定されているので、温度変化に
起因するマッチングロスの発生を抑制できる。この結
果、サーミスタを追加しただけの簡単な構成であるにも
拘わらず、よりＳ／Ｎ比が高く、高品質な電子チューナ
を実現できるという効果を奏する。

【００７３】本発明に係る電子チューナは、以上のよう
に、上述の各構成において、上記高周波増幅回路が、上
記アップコンバータが出力する第１の中間周波信号を増
幅する回路であり、上記フィルタ回路は、当該高周波増
幅回路の後段に配されている構成である。

【００７４】上記構成では、温度補償部が、アップコン
バータとダウンコンバータとの間、かつ、第１の中間周
波信号用増幅回路の後段に配されている。したがって、
Ｓ／Ｎ比の低下させることなく、ダブル・コンバージョ
ン型の電子チューナにおいて、温度変化に起因するゲイ
ン変動が最も大きな、第１の中間周波信号用増幅回路を
温度補償できるという効果を奏する。

【００７５】本発明に係る電子チューナは、以上のよう
に、局部発振信号を増幅する局部発振信号用増幅回路
と、局部発振信号および入力信号を混合するミキサ回路
との間に配され、予め定められた温度範囲では、温度上
昇に伴って抵抗値が略比例して低下する特性のサーミス
タを備え、上記局部発振信号用増幅回路と上記ミキサ回
路との間に設けられた結合用コンデンサと上記サーミス
タとの直列回路によって、温度補償部が形成されている
構成である。

【００７６】また、本発明に係る電子チューナは、以上
のように、局部発振信号を生成する局部発振回路と上記
局部発振信号用増幅回路との間に配され、予め定められ
た温度範囲では、温度上昇に伴って抵抗値が略比例して
低下する特性のサーミスタを備え、上記局部発振回路と
上記局部発振信号用増幅回路との間に設けられた結合用
コンデンサと上記サーミスタとの直列回路によって、温
度補償部が形成されている構成である。

【００７７】これらの構成では、温度上昇に伴って、サ
ーミスタの抵抗値が略比例して低下するので、温度補償
部が出力する信号レベルが増大して、ミキサ回路へ入力
される信号レベルの低下が補償される。また、上記各結
合用コンデンサは、温度補償用にも使用されている。こ
れにより、サーミスタを追加するだけの簡単な回路構成
であるにも拘わらず、上記温度範囲にて、出力信号レベ
ルが略一定の電子チューナを実現できるという効果を奏
する。

【００７８】本発明に係る電子チューナは、以上のよう
に、ダブル・コンバージョン型の電子チューナにおい
て、高周波増幅回路のデュアルゲート電界効果トランジ
スタのゲインコントロール用端子と正側の電源ラインと
の間に配され、予め定められた温度範囲では、温度上昇
に伴って抵抗値が略比例して低下する特性のサーミスタ
が設けられている構成である。

【００７９】また、本発明に係る電子チューナは、以上
のように、ダブル・コンバージョン型の電子チューナに
おいて、高周波増幅回路のデュアルゲート電界効果トラ
ンジスタのゲインコントロール用端子と負側の電源ライ
ンとの間に配され、予め定められた温度範囲では、温度
上昇に伴って抵抗値が略比例して増加する特性のサーミ
スタが設けられている構成である。

【００８０】これらの構成では、温度上昇に伴って、上
記デュアルゲート電界効果トランジスタのゲインコント
ロール用端子の電位が上昇して、温度上昇に起因する高
周波増幅回路のゲイン低下を補償する。これにより、増
幅素子として、デュアルゲート電界効果トランジスタを
用い、サーミスタを追加するだけの簡単な回路構成であ
るにも拘わらず、上記温度範囲にて、出力信号レベルが
略一定の電子チューナを実現できるという効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示すものであり、電子チ
ューナの温度補償部近傍を示す回路図である。

【図２】上記電子チューナ要部の概略構成を示すブロッ
ク図である。

【図３】上記温度補償部に設けられたＮＴＣ−サーミス
タの温度特性を示すものであり温度と抵抗値との関係を
示すグラフである。

【図４】上記電子チューナにおいて、第１のＩＦ信号用
増幅回路の温度特性を示すものであり、温度補償部を設
けた場合と温度補償部が無い場合とのそれぞれにおける
温度とゲインとの関係を示すグラフである。

【図５】上記電子チューナの温度特性を示すものであ
り、複数の温度、それぞれにおける出力信号レベルと周
波数との関係を示すグラフである。

【図６】上記電子チューナの変形例を示すものであり、
電子チューナにおいて、温度補償部近傍を示す回路図で
ある。

【図７】上記電子チューナの他の変形例を示すものであ
り、電子チューナにおいて、温度補償部近傍を示す回路
図である。

【図８】上記電子チューナのさらに他の変形例を示すも
のであり、電子チューナにおいて、温度補償部近傍を示
す回路図である。

【図９】本発明の他の実施形態を示すものであり、電子
チューナの温度補償部近傍を示す回路図である。

【図１０】上記電子チューナの変形例を示すものであ
り、電子チューナにおいて、温度補償部近傍を示す回路
図である。

【図１１】上記電子チューナの他の変形例を示すもので
あり、電子チューナにおいて、温度補償部近傍を示す回
路図である。

【図１２】上記電子チューナのさらに他の変形例を示す
ものであり、電子チューナにおいて、温度補償部近傍を
示す回路図である。

【図１３】本発明のさらに他の実施形態を示すものであ
り、電子チューナの温度補償部近傍を示す回路図であ
る。

【図１４】上記電子チューナの変形例を示すものであ
り、電子チューナにおいて、温度補償部近傍を示す回路
図である。

【図１５】上記電子チューナの他の変形例を示すもので
あり、電子チューナにおいて、温度補償部近傍を示す回
路図である。

【図１６】上記電子チューナのさらに他の変形例を示す
ものであり、電子チューナにおいて、温度補償部近傍を
示す回路図である。

【図１７】上記各実施形態の変形例を示すものであり、
複数の温度補償部を有する電子チューナにおいて、複数
の温度、それぞれにおける出力信号レベルと周波数との
関係を示すグラフである。

【図１８】従来例を示すものであり、電子チューナ要部
の概略構成を示すブロック図である。

【図１９】上記電子チューナにおいて、第１のＩＦ信号
用増幅回路近傍の構成例を示す回路図である。

【図２０】上記電子チューナの温度特性を示すものであ
り、複数の温度、それぞれにおける出力信号レベルと周
波数との関係を示すグラフである。

【符号の説明】

１・１ａ〜１ｋ電子チューナ３アップコンバータ４・６・８バンドパスフィルタ（フィルタ回路）７ダウンコンバータ１１〜１４温度補償部３１第１のミキサ回路（ミキサ回路）３２第１の局部発振用増幅回路（局部発振用増幅回
路）３３第１の局部発振回路（局部発振回路）７１第２のミキサ回路（ミキサ回路）７２第２の局部発振用増幅回路（局部発振用増幅回
路）７３第２の局部発振回路（局部発振回路）Ｃ３０・Ｃ７０コンデンサ（結合用コンデンサ）Ｃ４３・Ｃ６１・Ｃ６３・Ｃ８１コンデンサ（結合用
コンデンサ）Ｃ４４・Ｃ６２・Ｃ６４・Ｃ８２コンデンサ（共振用
コンデンサ）Ｔ５１・Ｔ７１トランジスタ（デュアルゲート電界効
果トランジスタ）ＴＨ１ＮＴＣ−サーミスタ（サーミスタ）ＴＨ２ＰＴＣ−サーミスタ（サーミスタ）＋Ｂバイアス電圧（正側の電源端子）ＧＮＤ接地レベル（負側の電源ライン）

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１２年８月８日（２０００．８．８）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２８】また、上記バンドパスフィルタ４は、複同
調回路から構成されており、例えば、図１に示すよう
に、上記第１のミキサ回路３１に入力端が接続されるコ
ンデンサＣ４１と、コンデンサＣ４１の他端に接続さ
れ、コンデンサＣ４２およびコイルＬ４１からなる並列
回路とを含む１次側共振回路と、上記第１のＩＦ信号用
増幅回路５に出力端が接続されるコンデンサＣ４３と、
コンデンサＣ４３の他端に接続され、コンデンサＣ４４
およびコイルＬ４２からなる並列回路とを含む２次側共
振回路とを備えている。なお、上記両並列回路におい
て、コンデンサＣ４１（Ｃ４３）と反対側の端部は、い
ずれも接地されている。また、バンドパスフィルタ６
（８）も、バンドパスフィルタ４と同様の複同調回路で
あって、同様に接続されたコンデンサＣ６１〜Ｃ６４・
コイルＬ６１・Ｌ６２（Ｃ８１〜Ｃ８４・Ｌ８１・Ｌ８
２）を備えている。なお、各バンドパスフィルタ４・６
・８の共振周波数は、通過させる信号（ＩＦ１・ＩＦ
２）の周波数に応じて設定されており、各バンドパスフ
ィルタ４・６・８のうち、後述するＮＴＣ−サーミスタ
ＴＨ１に接続されたフィルタが、特許請求の範囲に記載
のフィルタ回路に対応する。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３７】温度補償部１１のまた別の配置例として
は、バンドパスフィルタ６と、第２のミキサ回路７１と
の間が挙げられる。具体的には、本実施形態に係る第２
のミキサ回路７１は、図７に示すように、図１に示す第
１のＩＦ信号用増幅回路５と同様に接続されたデュアル
ゲート型の電界効果トランジスタＴ７１、抵抗Ｒ７１〜
Ｒ７５、コンデンサＣ７１〜Ｃ７３およびチョークコイ
ルＬ７１を備えている。また、当該第２のミキサ回路７
１において、トランジスタＴ７１の第１のゲート端子Ｇ
１には、第２の局部発振用増幅回路７２およびコンデン
サＣ７０を介して、第２の局部発振回路７３からの局部
発振信号Ｌｏ２が印可されている。さらに、当該ゲート
端子Ｇ１には、第１の中間周波数信号ＩＦ１が入力され
る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5C025 AA25 BA30 5J090 AA01 CA02 CA11 CN01 FA20 HA02 HA13 HA25 HA29 HA32 HA33 HA43 HN16 HN20 KA00 KA13 KA14 KA23 KA29 KA32 KA44 MA21 SA08 TA01 TA03 TA04 5J092 AA01 CA02 CA11 FA20 HA02 HA13 HA25 HA29 HA32 HA33 HA43 KA00 KA13 KA14 KA23 KA29 KA32 KA44 MA21 SA08 TA01 TA03 TA04 VL04 VL09 VL10 5K020 AA02 AA03 DD23 EE04 FF05 MM02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された高周波信号から、当該高周波信
号よりも周波数の高い第１の中間周波信号へ変換するア
ップコンバータと、当該第１の中間周波信号から、上記
高周波信号よりも周波数の低い第２の中間周波信号に変
換するダウンコンバータと、上記高周波信号が入力され
てから、出力信号として、上記第２の中間周波信号を出
力するまでの信号伝達経路上に配され、予め定められる
帯域のみの周波数成分を通過させるフィルタ回路と、上
記信号伝達経路上に配され、入力信号を増幅する高周波
増幅回路とを有するダブル・コンバージョン型の電子チ
ューナにおいて、上記高周波増幅回路には、増幅素子として、電界効果ト
ランジスタが設けられ、上記フィルタ回路の前段または後段に配され、予め定め
られた温度範囲では、温度上昇に伴って抵抗値が略比例
して低下する特性のサーミスタを備え、当該サーミスタと上記フィルタ回路の結合用コンデンサ
との直列回路によって、温度補償部が構成されているこ
とを特徴とする電子チューナ。
【請求項２】上記フィルタ回路は、１次側共振回路と２
次側の共振回路とを含む複同調回路であって、上記各共振回路のうち、上記サーミスタ側の共振回路の
共振用コンデンサは、温度が変化しても、上記サーミス
タ、結合用コンデンサおよび高周波増幅回路とインピー
ダンスが整合するように、容量の温度特性が設定されて
いることを特徴とする請求項１記載の電子チューナ。
【請求項３】上記高周波増幅回路は、上記アップコンバ
ータが出力する第１の中間周波信号を増幅する回路であ
り、上記フィルタ回路は、当該高周波増幅回路の後段に配さ
れていることを特徴とする請求項１または２記載の電子
チューナ。
【請求項４】予め定められる周波数の局部発振信号を生
成する局部発振回路と、当該局部発振回路の出力を増幅
する局部発振信号用増幅回路と、当該局部発振信号用増
幅回路の出力と入力信号とを混合して、中間周波信号を
生成するミキサ回路とを備えた電子チューナにおいて、上記局部発振信号用増幅回路と上記ミキサ回路との間に
配され、予め定められた温度範囲では、温度上昇に伴っ
て抵抗値が略比例して低下する特性のサーミスタを備
え、上記局部発振信号用増幅回路と上記ミキサ回路との間に
設けられた結合用コンデンサと上記サーミスタとの直列
回路によって、温度補償部が構成されていることを特徴
とする電子チューナ。
【請求項５】予め定められる周波数の局部発振信号を生
成する局部発振回路と、当該局部発振回路の出力を増幅
する局部発振信号用増幅回路と、当該局部発振信号用増
幅回路の出力と入力信号とを混合して、中間周波信号を
生成するミキサ回路とを備えた電子チューナにおいて、上記局部発振回路と上記局部発振信号用増幅回路との間
に配され、予め定められた温度範囲では、温度上昇に伴
って抵抗値が略比例して低下する特性のサーミスタを備
え、上記局部発振回路と上記局部発振信号用増幅回路との間
に設けられた結合用コンデンサと上記サーミスタとの直
列回路によって、温度補償部が構成されていることを特
徴とする電子チューナ。
【請求項６】入力された高周波信号から、当該高周波信
号よりも周波数の高い第１の中間周波信号へ変換するア
ップコンバータと、当該第１の中間周波信号から、上記
高周波信号よりも周波数の低い第２の中間周波信号に変
換するダウンコンバータと、上記高周波信号が入力され
てから、出力信号として、上記第２の中間周波信号を出
力するまでの信号伝達経路上に配され、入力信号を増幅
する高周波増幅回路とを有するダブル・コンバージョン
型の電子チューナにおいて、上記高周波増幅回路は、増幅素子として、デュアルゲー
ト電界効果トランジスタを備え、当該デュアルゲート電界効果トランジスタのゲインコン
トロール用端子と正側の電源ラインとの間に配され、予
め定められた温度範囲では、温度上昇に伴って抵抗値が
略比例して低下する特性のサーミスタが設けられている
ことを特徴とする電子チューナ。
【請求項７】入力された高周波信号から、当該高周波信
号よりも周波数の高い第１の中間周波信号へ変換するア
ップコンバータと、当該第１の中間周波信号から、上記
高周波信号よりも周波数の低い第２の中間周波信号に変
換するダウンコンバータと、上記高周波信号が入力され
てから、出力信号として、上記第２の中間周波信号を出
力するまでの信号伝達経路上に配され、入力信号を増幅
する高周波増幅回路とを有するダブル・コンバージョン
型の電子チューナにおいて、上記高周波増幅回路は、増幅素子として、デュアルゲー
ト電界効果トランジスタを備え、当該デュアルゲート電界効果トランジスタのゲインコン
トロール用端子と負側の電源ラインとの間に配され、予
め定められた温度範囲では、温度上昇に伴って抵抗値が
略比例して増加する特性のサーミスタが設けられている
ことを特徴とする電子チューナ。