JP2001045791A - リニアモータの往復振幅制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 制御可能な振幅で振動リニアモータを駆動さ
せるためＤＣ電圧を制御可能な可変振幅ＡＣ電圧に変換
するための回路で、この回路は電磁干渉を抑制する必要
がなく、切換損失もごく僅かである。 【解決手段】 対（Ｎ１、Ｐ１）がオンの場合、Ｖ＋に
接近する電圧がモータ端子Ａに印加され、モータ端子Ｂ
は実質的にアース電位となるので、この対がオフとなる
までモータ電流ＩＭが示された方向に増大する。上記対
がオフとなった後の期間、非ゼロＩＭを維持する。この
間、モータ電流ＩＭはダイオードＤ３及びＤ１を介して
ゼロに減衰する。対（Ｎ２、Ｐ２）がオンの場合、Ｖ＋
に接近する電圧がモータ端子Ａに現れ、端子Ｂは実質的
にアース電位となり、この対がオフとなるまでモータ電
流ＩＭは図１の矢印と反対方向に増大し、短い期間、モ
ータ電流ＩＭは減衰を維持する。０

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は直線運動電気モータ
の移動要素を制御可能な可変振幅で振動させるべく該モ
ータを励磁させるのに使用される制御可能な可変交流電
圧を発生させるための電子回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】実際には、直線運動電気モータ、例えば
米国特許第４、６０２、１７４号に開示されているモー
タの機能は、圧縮機のピストン等の機械要素を制御可能
な可変振幅変動の運動で駆動させるものである。これを
完成させるために、モータの巻線に印加される電圧の振
幅は制御可能に可変でなければならない。

【０００３】リニアモータの電力源が１２０ＶＲＭＳ、
６０ヘルツ等の定電圧ＡＣである場合、モータを励磁さ
せる制御可能は可変電圧は例えば米国特許第５、５９
２、０７３号に開示されている回路を用いてトライアッ
クで安価に発生させることができる。

【０００４】もし、リニアモータの電力源がＤＣ、例え
ば電池或いはソーラーパネルの場合、電力源からの電圧
は可変電圧ＡＣに変換してモータを励磁させなければな
らない。ＤＣから可変電圧ＡＣへの変換はパルス幅変調
（ＰＷＭ）技術を用いて従来技術により行うことができ
る。この技術の一例は米国特許第５、１５６、００５号
に開示されている。

【０００５】パルスの平均値を経時的に変化させるため
に、モータの振動周波数よりも遙かに高い繰返し周波数
で、且つモータの振動周波数で制御可能に変調されるデ
ューティサイクルで、ＰＷＮリニアモータドライバは交
流極性の一連の矩形電圧パルスをモータ巻線に印加す
る。モータは平均値に応答するが、パルスの繰返し周波
数では些細な応答しかしない。従って、必要なモータ振
動周波数で、且つ可変振幅でパルスのデューティサイク
ルを変調することにより、制御可能な可変振幅ＡＣ電圧
をモータに効果的に印加することができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ＰＷＭモータドライブ
の欠点は、高価なシールド及びフィルタが無い限り、深
刻な電磁障害（ＥＭＩ）の源になり得ることである。切
換損失を最小にするためにＰＷＭでは高速な切換が要求
されるため、ＰＷＭドライバによりＥＭＩが発生する。
典型的なＰＷＭの切換時間は１５０ナノ秒であり、これ
はラジオやテレビの帯域でＥＭＩを発生させる。ＤＣ式
のリニアモータを備えた装置はラジオやテレビの近くで
使用されるかも知れないため、このような装置には非常
に有効なＥＭＩ抑制が不可欠であり、かなりのコストが
加わることになる。

【０００７】ＰＷＭモータドライバのコストは、切換損
失を許容できるまで低める必要があれば高速な切換が可
能な電子スイッチが要求されるため高くなる。通常は電
界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が使用されるが、双極性
トランジスタに比べて比較的高価であり、比較的遅い切
換のために過度の切換損失が生じるため、これらはＰＷ
Ｍに一般的には適用されない。

【０００８】従って、本発明の目的は、リニアモータを
駆動するための制御可能な可変電圧ＡＣをＤＣ源から発
生させること、またこれを、深刻なＥＭＩを生じさせる
ことなく、また本発明の切換素子のようにＦＥＴ或いは
安価な双極性トランジスタを用いて達成することであ
り、切換素子の選択はコスト、効率及び利用可能なＤＣ
電圧に依存する。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明はＨブリッジを使
用して、繰返し周波数がモータ振動周波数と等しく、極
性が正から負へ交番する一連の制御可能な可変持続パル
スをリニアモータに印加するものである。パルス間で
は、Ｈブリッジの全ての能動素子がオフとされる。従来
技術のＰＷＭと比較すると、本発明では単位時間当たり
の切換回数は典型的な回数であるファクタ２５０だけ少
なく、本発明の目的の達成を可能とする２つの結果を有
する。第１は、切換を遅くすることができ、本発明で双
極トランジスタ（典型的な切換時間がＦＥＴより約２０
倍大きい）を切換素子として使用しても、一回の切換当
たりの損失は高いが、単位時間当たりの切換損失がＰＷ
Ｍシステムよりも典型的なファクタ１０だけ低くなる程
度に切換率が低い。第２に、切換率が低く、切換時間が
短いことの両方が本発明により発生するＥＭＩを実質的
には取るに足らない程度まで低減させるように作用す
る。

【００１０】本発明により駆動されるリニアモータに印
加される電圧の波形は正弦波であるが、実際にはこれは
殆ど重要ではない。何故なら、リニアモータの機械的な
負荷はばねにより殆ど常に機械的振動周波数に機械的に
変換され、従って振動周波数の調和振動で印加された電
圧に余り応答しないからである。

【００１１】本発明では相補型Ｈブリッジを使用しても
良い。この相補型Ｈブリッジでは、高側及び低側の切換
素子が、ＦＥＴブリッジの場合にはそれぞれＰチャネル
ＦＥＴとＮチャネルＦＥＴであり、双極トランジスタブ
リッジではそれぞれＰＮＰ及びＮＰＮトランジスタであ
る。切換信号は全て同じ電源のレール同士間で振動する
ため、この構成は簡素化及び経済性に貢献するものであ
る。切換ロジックは簡単であり、非相補型Ｈブリッジで
は必要である高価な高側ドライバが不要である。

【００１２】利用可能なＤＣ電圧が低い場合（例えば自
動車の用途では１２ボルト）、本発明の実施の形態の双
極トランジスタでは飽和損失が大きく、ＰチャネルＦＥ
Ｔは同じ電圧定格のＮチャネルＦＥＴより抵抗が遙かに
高いため、相補型Ｎ及びＰチャネルＦＥＴを使用する本
発明の実施の形態での損失となる。これらの場合、コス
ト高になっても効率を上げる価値があるならば、本発明
を高側ドライバを使用する全てＮチャネルＦＥＴ型Ｈブ
リッジとして具現化することができる。

【００１３】要約すると、本発明は、全てＦＥＴか全て
双極トランジスタかの何れかよりなるＨブリッジと、極
性が交番し、リニアモータにより駆動される機械的シス
テムの振動の必要な周波数で、且つ全ての能動ブリッジ
素子がオフとなる連続したパルス同士間の間隔で一連の
制御可能な可変持続パルスをブリッジの出力に接続され
たリニアモータに印加するようにブリッジの素子をオ
ン、オフさせる信号との組み合わせよりなる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の態様を説明する。

【００１５】図１及び２において、Ｎ１及びＮ２はＮチ
ャネルＦＥＴであり、Ｐ１及びＰ２はＰチャネルＦＥＴ
である。ＳＮ１、ＧＮ１、ＤＮ１はそれぞれＮ１のソー
ス、ゲート及びドレイン端子であり、類似する記号ＳＮ
２，ＧＮ２，ＤＮ２、ＳＰ１，ＧＰ１，ＤＰ１、ＳＰ
２，ＧＰ２，ＤＰ２はＮ２，Ｐ１及びＰ２のソース、ゲ
ート及びドレイン端子を示す。アース（GROUND) に対す
るＶ＋は電池或いはソーラーパネル等のソースから得ら
れるＤＣ電圧である。ゲート端子ＧＮ１、ＧＮ２、ＧＰ
１及びＧＰ２に送られるゲート信号（ゲート電圧）はそ
れぞれＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ１Ｃ及びＶＧ２Ｃであり、
このＶＧ１Ｃはゲート信号ＶＧ１の補群であり、ＶＧ２
Ｃはゲート信号ＶＧ２の補群である。ゲート信号ＶＧ
１、ＶＧ２、ＶＧ１Ｃ及びＶＧ２Ｃは全てＶ＋とアース
との間ので振動し、全て周波数Ｆで繰り返す。ここでＦ
はモータ振動に必要な周波数である。ゲート信号ＶＧ２
は経時的に（１／（２Ｆ））だけゲート信号ＶＧ１から
変位するが、このゲート信号ＶＧ１と同じパルス持続時
間（ｔ）を有する。

【００１６】Ｐ１，Ｐ２のＰチャネルＦＥＴはそのゲー
トがそのソースに相対して負である時にオンとなり、Ｎ
１，Ｎ２のＮチャネルＦＥＴはそのゲートがそのソース
に相対して正である時にオンとなり、切換素子が対角の
対において以下の順序でオン、オフされる： ａ）Ｎ１及びＰ１がオン、Ｎ２及びＰ２がオフ。 ｂ）全てオフ。 ｃ）Ｎ２及びＰ２がオン、Ｎ１、及びＰ１がオフ。 ｄ）全てオフ。

【００１７】対（Ｎ１、Ｐ１）がオンの場合、Ｖ＋に接
近する電圧がモータ端子Ａに印加され、モータ端子Ｂは
実質的にアース電位となる。従って、対（Ｎ１、Ｐ１）
がオフとなるまでモータ電流ＩＭが示された方向に増大
する。対（Ｎ１、Ｐ１）がオフとなった後の期間、モー
タ巻線のインダクタンスはＦＥＴが全てオフとなっても
非ゼロＩＭを維持する。この期間の間、モータ電流ＩＭ
はダイオードＤ３及びＤ１を介してゼロに減衰する。

【００１８】対（Ｎ２、Ｐ２）がオンの場合、Ｖ＋に接
近する電圧がモータ端子Ａに現れ、端子Ｂは実質的にア
ース電位となる。対（Ｎ２、Ｐ２）がオフとなるまでモ
ータ電流ＩＭは図１の矢印と反対方向に増大し、短い期
間、モータのインダクタンスはダイオードＤ１及びＤ２
を介してモータ電流ＩＭは減衰を維持する。

【００１９】ｔ＝１／２Ｆとした場合、ｔ−０から略
［（４／π）×（Ｖ＋）］までは、モータに印加される
電圧の基本的フーリエ成分はゼロから単調に増加する。
実際のモータの応答のみが基本的な印加電圧に対する応
答であるため、モータに印加される有効な電圧はｔを増
加させることに単調に増加させることができることにな
る。

【００２０】図３はゲート電圧ＶＧ１、ＶＧ２，ＶＧ１
Ｃ、ＶＧ２Ｃを発生させる好適な実施の形態を示す。周
波数２Ｆヘルツで従来の方法で発生した方形波を使用
し、先ず、出力が周波数２Ｆの一連のパルスであって各
パルスが制御入力電圧に応答する持続時間ｔを有する制
御可能なワンショットマルチバイブレータを起動させ、
次に、出力が周波数Ｆヘルツの方形波であるフリップフ
ロップ（２で分周する回路）を起動させる。ＮＡＮＤゲ
ートＮＧ１によりワンショット及びフリップフロップ出
力にＮＡＮＤ演算を実行してＶＧ１Ｃを発生させ、これ
をＮＡＮＤゲートＮＧ１で補数演算を行なうＮＡＮＤゲ
ートＶＧ１を発生させる。ＶＧ２Ｃを発生させるべく、
ＮＡＮＤゲートＮＧ２によりワンショットの出力とフリ
ップフロップの出力の補群にＮＡＮＤ演算を実行する。
フリップフロップの出力はＮＡＮＤゲートＮＧ３により
発生される。ＶＧ２ＣはＮＡＮＤゲートＮＧ５により補
数演算されてＶＧ２を発生させる。

【００２１】図４及び５は本発明の別の実施の形態を示
しており、この形態では、相補型Ｈブリッジの切換素子
は本発明による波形を有するベース電流によりオン、オ
フが切換られるＰＮＰ及びＮＰＮ双極トランジスタであ
る。ＴＮ１、ＴＮ２はＮＰＮトランジスタであり、ＴＰ
１，ＴＰ２はＰＮＰトランジスタである。ｄ１乃至ｄ４
はダイオードである。トランジスタＴＮ１のエミッタ、
ベース及びコレクタがそれぞれＥＮ１，ＢＮ１及びＣＮ
１で示され、トランジスタＴＮ２，ＴＰ１，ＴＰ２の端
子は類似した符号ＥＮ２，ＢＮ２，ＣＮ２、ＣＰ１，Ｂ
Ｐ１，ＥＰ１、ＣＰ２，ＢＰ２，ＥＰ２で示される。Ｖ
＋及びアースは電池やソーラーパネル等のＤＣソースの
それぞれ正及び負の端子である。トランジスタＴＮ１，
ＴＮ２，ＴＰ１，ＴＰ２のベース電流ＩＢＮ１，ＩＢＮ
２，ＩＢＰ１，ＩＢＰ２のそれぞれの波形は図５に示さ
れる。全てのベース電流ＩＢＮ１，ＩＢＮ２，ＩＢＰ
１，ＩＢＰ２は、制御可能な可変持続時間ｔを有するパ
ルスであり、これら全ては要求されるモータの振動周波
数Ｆで反復される。ベース電流ＩＢＮ１及びＩＢＰ１は
同一波形を有する。ベース電流ＩＢＮ２及びＩＢＰ２の
波形も同一であり、このベース電流ＩＢＮ１，ＩＢＮ２
の位置から１／（２Ｆ）だけ経時的に変位される。各ベ
ース電流の大きさは関連するトランジスタを飽和状態と
するのに充分であり、トランジスタはスイッチとして作
動する。図４に示されるように、トランジスタＴＮ１及
びＴＮ２のベース電流の正の向きはそれぞれのベースの
内方であり、トランジスタＴＰ１及びＴＰ２のベース電
流の正の向きはそれぞれのベースの外方である。

【００２２】ＮＰＮトランジスタＴＮ１，ＴＮ２はその
ベースへの電流によりオンにされ、ＰＮＰトランジスタ
ＴＰ１，ＴＰ２はそのベースから外方への電流によりオ
ンにされ、図４のトランジスタは以下の順番で対角対に
おいてオンにされる： ａ）ＴＮ１及びＴＰ１がオン、ＴＮ２及びＴＰ２がオ
フ。 ｂ）全てオフ。 ｃ）ＴＮ２及びＴＰ２がオン、ＴＮ１、及びＴＰ１がオ
フ。 ｄ）全てオフ。

【００２３】トランジスタＴＮ１及びＴＰ１がオンされ
ると、モータ端子Ｂが電圧（Ｖ＋マイナスＴＰ１の飽和
電圧）まで上昇し、モータ端子ＡがＴＮ１の飽和電圧に
達する。従って、トランジスタＴＮ１，ＴＰ１がオンと
なってから、このトランジスタＴＮ１及びＴＰ１がオフ
となるまでモータ電流ＩＭは示された方向に増大する。
トランジスタＴＮ１、ＴＰ１がオフとなった後の期間、
モータ巻線のインダクタンスは全てのトランジスタがオ
フとなっても非ゼロＩＭを維持する。この期間の間、モ
ータ電流ＩＭはダイオードｄ３及びｄ４を介してゼロま
で減衰する。

【００２４】対（ＴＮ２、ＴＰ２）がオンされると、電
圧（Ｖ＋マイナスＴＰ２の飽和電圧）がモータ端子Ａに
現れ、モータ端子ＢはトランジスタＴＮ２の飽和電圧と
同じ電圧である。対（ＴＮ２、ＴＰ２）がオフとなるま
でモータ電流ＩＭは図１の矢印と反対方向に増大し、短
い期間、モータのインダクタンスはダイオードｄ１及び
ｄ２を介して減衰ＩＭを維持する。

【００２５】図６はベース電流ＩＢＮ１，ＩＢＮ２，Ｉ
ＢＰ１，ＩＢＰ２のベース電流を発生させるための好適
な実施の形態を示す。エミッタフォロワトランジスタＱ
１乃至Ｑ４及び抵抗器Ｒ１乃至Ｒ４を除けば図６は図３
と同じであり、このトランジスタＱ１乃至Ｑ４のベース
での電圧は図３のＶＧ１，ＶＧ１Ｃ、ＶＧ２Ｃ及びＶＧ
２とそれぞれ同じである。（Ｑ１，Ｒ１）、（Ｑ２，Ｒ
２）、（Ｑ３，Ｒ３）及び（Ｑ４，Ｒ４）はＶＧ１／Ｒ
１、ＶＧ２／Ｒ２，ＶＧ３／Ｒ３及びＶＧ４／Ｒ４と実
質的に同じ電流ソースを有し、ベース電流ＩＢＮ１，Ｉ
ＢＰ１，ＩＢＰ２及びＩＢＮ２をそれぞれ供給する。抵
抗Ｒ１乃至Ｒ４の値は、トランジスタＴＮ１，ＴＮ２，
ＴＰ１及びＴＰ２がベース電流で駆動された時に飽和す
るように選択される。エミッタフォロワトランジスタＱ
１及びＱ４はＮＰＮトランジスタＴＮ１及びＴＮ２のベ
ース内に流れる電流を供給するＮＰＮトランジスタであ
る。エミッタフォロワトランジスタＱ２及びＱ３はＰＮ
ＰトランジスタＴＰ１及びＴＰ２のベース外に流れる電
流を供給するＰＮＰトランジスタである。

【００２６】図７は、「高側ドライバ」のコスト高とな
っても全てＮチャネルのＦＥＴのＨブリッジの効率を相
補型Ｈブリッジよりも高めることが妥当である場合に好
適な本発明の実施の形態を示し、これはアースを基準と
したゲートドライブ信号を「浮動基準」に変換する標準
的な集積回路であり、これはアースに相対する電圧を経
時的に変化し得る回路ノードである。全てＮチャネルの
ＦＥＴのＨブリッジはドレインが正の供給電圧に接続さ
れた２つのＦＥＴのための高側ドライバを必要とする。
これは、それらのゲート信号がそれらのソースを基準と
しなければならず、それぞれがアースに相対して経時的
に変化する電圧であるからである。典型的な高側ドライ
バ集積回路はＩＲ２１１１と呼ばれるもので、インター
ナショナル レクティフィア（International Rectifie
r ）により製造されている。

【００２７】図７を参照し、ゲートドライブ信号ＶＧ１
及びＶＧ２は、図２に示されるように、正の極性を制御
可能な可変持続時間ｔ、及び周波数２Ｆを有する方形パ
ルス列である。ゲートドライブ信号ＶＧ１及びＶＧ２
は、１／（２Ｆ）の時間における相対変位を除けば同一
である。ゲートドライブ信号ＶＧ１はＮチャネルＦＥＴ
ｎ１のゲートと、高側ドライバＩＣ２の入力端子ＩＣ２
Ｉの両方に印加される。ＩＣ２はその出力端子ＩＣ２Ｈ
Ｏとその基準端子ＩＣ２Ｒとの間でゲートドライブ信号
ＶＧ１と同じ波形の電圧を発生する。出力端子ＩＣ２Ｈ
Ｏと基準端子ＩＣ２Ｒは、ＮチャネルＦＥＴｎ３のゲー
ト端子Ｇｎ３及びソース端子Ｓｎ３にそれぞれ接続され
る。従って、ｎ１及びｎ３は一方のゲートドライブ信号
ＶＧ１により同時にオン、オフされる。同様に、ｎ２及
びｎ４は他方のゲートドライブ信号ＶＧ２により同時に
オン、オフされ、Ｈブリッジは図２に示されるように、
モータ電流ＩＭを発生するために、図１を参照して先に
説明したように機能する。

【００２８】

【発明の効果】本発明は、リニアモータを駆動するため
の制御可能な可変電圧ＡＣをＤＣ源から発生させるこ
と、またこれを、深刻なＥＭＩを生じさせることなく、
また本発明の切換素子のようにＦＥＴ或いは安価な双極
性トランジスタを用いて達成することであり、切換素子
の選択はコスト、効率及び利用可能なＤＣ電圧に依存す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１はＦＥＴスイッチを有する相補型Ｈブリッ
ジを示し、切換信号とモータ電流を符号で示す。

【図２】図２は図１の回路における切換信号とモータ電
流の波形を示す。

【図３】図３は図１及び２の切換信号を発生させる回路
の好適な実施の形態を示す。

【図４】図４は双極トランジスタスイッチを有する相補
型Ｈブリッジを示し、切換電流とモータ電流を符号で示
す。

【図５】図５は図４の回路における切換信号とモータ電
流の波形を示す。

【図６】図６は図４及び５の切換電流を発生させる回路
の好適な実施の形態を示す。

【図７】図７は本発明の目的を高い効率で達成するため
の、全てＮチャネル電界効果トランジスタ及び高側ドラ
イバを使用した非相補型Ｈブリッジの好適な実施の形態
を示す。

【符号の説明】

ＳＰ１，ＳＰ２ ソース端子 ＧＰ１，ＧＰ２ ゲート端子 ＤＰ１，ＤＰ２ ドレイン端子 Ｐ１，Ｐ２ 第１、第２Ｐチャネル電界効果
トランジスタ ＳＮ１，ＳＮ２ ソース端子 ＧＮ１，ＧＮ２ ゲート端子 ＤＮ１，ＤＮ２ ドレイン端子 Ｎ１，Ｎ２ 第１、第２Ｎチャネル電界効果
トランジスタ Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード ＶＧ１ 第１の方形電圧パルス列（ゲー
トドライブ信号） ＶＧ１Ｃ 第１の方形電圧パルス列の捕群 ＥＮ１，ＥＮ２ エミッタ端子 ＢＮ１，ＢＮ２ ベース端子 ＣＮ１，ＣＮ２ コレクタ端子 ＴＮ１，ＴＮ２ 第１、第２ＮＰＮトランジスタ ＥＰ１，ＥＰ２ エミッタ端子 ＢＰ１，ＢＰ２ ベース端子 ＣＰ１，ＣＰ２ コレクタ端子 ＴＰ１，ＴＰ２ 第１、第２ＰＮＰトランジスタ ＶＧ２ 第２の方形電圧パルス列（ゲー
トドライブ信号） ＶＧ２Ｃ 第２の方形電圧パルス列の捕群 ｄ１〜ｄ４ ダイオード ＩＢＮ１ 第２の方形電圧パルス列（ベー
ス電流） ＢＮ１ ベース ＩＢＰ１ 第２の方形パルス列（ベース電
流） ＢＰ１ ベース ＩＢＮ２ 第３の方形パルス列（ベース電
流） ＢＮ２ ベース ＩＢＰ２ ベース電流 Ｓｎ１〜Ｓｎ４ ソース端子 Ｇｎ１〜Ｇｎ４ ゲート端子 Ｄｎ１〜Ｄｎ４ ドレイン端子 ｎ１〜ｎ４ 第１〜第４のＮチャネル電界効
果トランジスタ ＩＣ１ 第１の集積回路高側ドライバ ＩＣ１Ｉ 入力端子 ＩＣ１Ｇ アース端子 ＩＣ１ＨＯ 高側出力端子 ＩＣ１ＨＲ 高側基準端子 ＩＣ２ 第２の集積回路高側ドライバ ＩＣ２Ｉ 入力端子 ＩＣ２Ｇ アース端子 ＩＣ２ＨＯ 高側出力端子 ＩＣＨＲ 高側基準端子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 リニアモータの移動素子の振動及び制御
   可能な可変振幅運動を発生させるための電子ドライバで
   あって、 前記リニアモータは第１及び第２端子を有する巻線を備
   えると共に、周波数Ｆで振動し、 前記電子ドライバは、 ソース、ゲート及びドレイン端子（ＳＰ１，ＧＰ１，Ｄ
   Ｐ１、ＳＰ２，ＧＰ２，ＤＰ２）を有する第１及び第２
   Ｐチャネル電界効果トランジスタ（Ｐ１、Ｐ２）と；ソ
   ース、ゲート及びドレイン端子（ＳＮ１，ＧＮ１，ＤＮ
   １、ＳＮ２，ＧＮ２，ＤＮ２）を有する第１及び第２Ｎ
   チャネル電界効果トランジスタ（Ｎ１、Ｎ２）と；４つ
   のダイオード（Ｄ１乃至Ｄ４）と；正の端子及び負の端
   子を有するＤＣ電圧ソース（Ｖ＋及びアース）と；ドレ
   イン端子（ＤＮ１）、ドレイン端子（ＤＰ２）、ダイオ
   ード（Ｄ１）のカソード端子、ダイオード（Ｄ４）のア
   ノード端子、及び前記第１モータ端子の全てを一緒に電
   気接続することにより形成される第１回路ノードと；ド
   レイン端子（ＤＮ２）、ドレイン端子（ＤＰ１）、ダイ
   オード（Ｄ３）のカソード端子、ダイオード（Ｄ２）の
   アノード端子、及び前記第２モータ端子の全てを一緒に
   電気接続することにより形成される第２回路ノードと；
   ソース端子（ＳＰ１）、ソース端子（ＳＰ２）、ダイオ
   ード（Ｄ２）のカソード端子、ダイオード（Ｄ４）のア
   ノード端子、及びＶ＋の端子の全てを一緒に電気接続す
   ることにより形成される第３回路ノードと；ソース端子
   （ＳＮ１）、ソース端子（ＳＮ２）、ダイオード（Ｄ
   １）のアノード端子、ダイオード（Ｄ３）のアノード端
   子、及びアースの端子の全てを一緒に電気接続すること
   により形成される第４回路ノードと；周波数Ｆで制御可
   能な持続時間ｔの第１の方形電圧パルス列であって、該
   第１の方形電圧パルス列（ＶＧ１）及びその補群（ＶＧ
   １Ｃ）において、ゲート信号（ＶＧ１）はゲート端子
   （ＧＮ１）に印加され、補群（ＶＧ１Ｃ）はゲート端子
   （ＧＰ１）に印加され、ＶＧ１の高いレベル及び低いレ
   ベルはそれぞれＶ＋及びアースである前記第１の方形パ
   ルス列と；周波数Ｆで制御可能な持続時間ｔの第２の方
   形電圧パルス列であって、該第２の方形電圧パルス列は
   前記第1 の方形パルス列に相対して（１／２Ｆ）だけ経
   時的に変位する点を除き前記第１の方形パルス列と同じ
   であり、該第２の方形電圧パルス列（ＶＧ２）及びその
   補群（ＶＧ２Ｃ）を有し、このゲート信号（ＶＧ２）の
   高いレベル及び低いレベルはそれぞれＶ＋及びアースで
   あり、ゲート信号（ＶＧ２）はゲート端子（ＧＮ２）に
   印加され、補群（ＶＧ２Ｃ）はゲート信号（ＧＰ２）に
   印加される前記第２の方形パルス列と；の組合せよりな
   ることを特徴とするリニアモータの往復振幅制御回路。
2. 【請求項２】 リニアモータの移動素子の振動及び制御
   可能な可変振幅運動を発生させるための電子ドライバで
   あって、 前記リニアモータは第１及び第２端子を有する巻線を備
   えると共に、周波数Ｆで振動し、 前記電子ドライバは、 エミッタ、ベース及びコレクタ端子（ＥＮ１，ＢＮ１，
   ＣＮ１、ＥＮ２，ＢＮ２，ＣＮ２）を有する第１及び第
   ２ＮＰＮトランジスタ（ＴＮ１、ＴＮ２）と；エミッ
   タ、ベース及びコレクタ端子（ＥＰ１，ＢＰ１，ＣＰ
   １、ＥＰ２，ＢＰ２，ＣＰ２）を有する第１及び第２Ｐ
   ＮＰトランジスタ（ＴＰ１、ＴＰ２）と；４つのダイオ
   ード（ｄ１乃至ｄ４）と；正の端子及び負の端子を有す
   るＤＣ電圧ソース（Ｖ＋及びアース）と；コレクタ端子
   （ＣＮ１）、コレクタ端子（ＣＰ２）、ダイオード（ｄ
   １）のカソード端子、ダイオード（ｄ４）のアノード端
   子、及び前記第１モータ端子の全てを一緒に電気接続す
   ることにより形成される第１回路ノードと；コレクタ端
   子（ＣＮ２）、コレクタ端子（ＣＰ１）、ダイオード
   （ｄ３）のカソード端子、ダイオード（ｄ２）のアノー
   ド端子、及び前記第２モータ端子の全てを一緒に電気接
   続することにより形成される第２回路ノードと；エミッ
   タ端子（ＥＰ１）、エミッタ端子（ＥＰ２）、ダイオー
   ド（ｄ２）のカソード端子、ダイオード（ｄ４）のカソ
   ード端子、及びＶ＋の端子の全てを一緒に電気接続する
   ことにより形成される第３回路ノードと；エミッタ端子
   （ＥＮ１）、エミッタ端子（ＥＮ２）、ダイオード（ｄ
   １）のアノード端子、ダイオード（ｄ３）のアノード端
   子、及びアースの端子の全てを一緒に電気接続すること
   により形成される第４回路ノードと；周波数Ｆで制御可
   能な持続時間ｔの第１の方形電圧パルス列であって、該
   第１の方形電圧パルス列（ＩＢＮ１）はベース（ＢＮ
   １）に流入し，ベース電流（ＩＢＮ１）の高レベルはト
   ランジスタ（ＴＮ１）を飽和させるのに充分であり、ベ
   ース電流（ＩＢＮ１）の低レベルはゼロである前記第１
   の方形電圧パルス列と；前記（ＩＢＮ１）の高レベル及
   び低レベルと同時の高レベル及び低レベルを有する第２
   の方形電圧パルス列であって、該第２の方形パルス列
   （ＩＢＰ１）はベース（ＢＰ１）から流出し、ベース電
   流（ＩＢＰ１）の高レベルはトランジスタ（ＴＰ１）を
   飽和させるのに充分であり、ベース電流（ＩＢＰ１）の
   低レベルはゼロである前記第２の方形パルス列と；周波
   数Ｆで且つ制御可能な持続時間ｔを有する第３の方形電
   圧パルス列であって、該第３の方形パルス列ＩＢＮ２は
   （１／２Ｆ）だけベース電流（ＩＢＮ１）から経時的に
   変位される以外はＩＢＮ１と同じであり、ベース電流
   （ＩＢＮ２）はベース（ＢＮ２）に流入し、ＩＢＮ２の
   高レベルはトランジスタ（ＴＮ２）を飽和させるのに充
   分であり、ベース電流（ＩＢＮ２）の低レベルはゼロで
   ある前記第３の方形パルス列と；ベース電流（ＩＢＮ
   ２）の高レベル及び低レベルを同時である高レベル及び
   低レベルを有する第４の方形電圧パルス列であって、第
   ２の方形電圧パルス列（ＩＢＰ２）はベース（ＢＰ２）
   から流出し、ベース電流（ＩＢＰ２）の高レベルはトラ
   ンジスタ（ＴＰ２）を飽和させるのに充分であり、ベー
   ス電流（ＩＢＰ２）の低レベルはゼロである前記第４の
   方形パルス列と；の組合せよりなることを特徴とするリ
   ニアモータの往復振幅制御回路。
3. 【請求項３】 リニアモータの移動素子の振動及び制御
   可能な可変振幅運動を発生させるための電子ドライバで
   あって、 前記リニアモータは第１及び第２端子を有する巻線を備
   えると共に、周波数Ｆで振動し、 前記電子ドライバは、 ソース、ゲート及びドレイン端子（Ｓｎ１，Ｇｎ１，Ｄ
   ｎ１、Ｓｎ４，Ｇｎ４，Ｄｎ４）を有する第１、第２、
   第３及び第４のＮチャネル電界効果トランジスタ（ｎ
   １、ｎ２，ｎ３、ｎ４）と；４つのダイオード（Ｄ１乃
   至Ｄ４）と；正の端子及び負の端子を有するＤＣ電圧ソ
   ース（Ｖ＋及びアース）と；ドレイン端子（Ｄｎ１）、
   ソード端子（Ｓｎ４）、ダイオード（Ｄ１）のカソード
   端子、ダイオード（Ｄ４）のアノード端子、及び前記第
   １モータ端子の全てを一緒に電気接続することにより形
   成される第１回路ノードと；ドレイン端子（Ｄｎ２）、
   ソード端子（Ｓｎ３）、ダイオード（Ｄ３）のカソード
   端子、ダイオード（Ｄ２）のアノード端子、及び前記第
   ２モータ端子の全てを一緒に電気接続することにより形
   成される第２回路ノードと；ドレイン端子（Ｄｎ３）、
   ドレイン端子（Ｄｎ４）、ダイオード（Ｄ２）のカソー
   ド端子、ダイオード（Ｄ４）のアノード端子、及びＶ＋
   の端子の全てを一緒に電気接続することにより形成され
   る第３回路ノードと；ソード端子（Ｓｎ１）、ソード端
   子（Ｓｎ２）、ダイオード（Ｄ１）のアノード端子、ダ
   イオード（Ｄ３）のアノード端子、及びアースの端子の
   全てを一緒に電気接続することにより形成される第４回
   路ノードと；周波数Ｆで制御可能な持続時間ｔの第１の
   正極性方形電圧パルス列であって、該第１パルス列（Ｖ
   Ｇ１）の低電圧レベルはアースであり、第１パルス列は
   ゲート端子（Ｇｎ１）とアースとの間に接続される前記
   第１の正極性方形電圧パルス列と；第２の方形電圧パル
   ス列であって、該第２列は１／２Ｆだけ経時的に変位さ
   れること以外は前記第１列と同じであり、前記第２パル
   ス列（ＶＧ２）はゲート信号（Ｇｎ２）とアースとの間
   に接続される前記第２の方形電圧パルス列と；第１の集
   積回路高側ドライバ（ＩＣ１）は（入力端子ＩＣ１
   Ｉ）、アース端子（ＩＣ１Ｇ）、高側出力端子（ＩＣ１
   ＨＯ）、及び高側基準端子（ＩＣ１ＨＲ）を有し、これ
   ら端子はゲートドライブ信号（ＶＧ２）、アース、ゲー
   ト端子（Ｇｎ４）及び前記第１回路ノードにそれぞれ接
   続される前記第１の集積回路高速ドライバ（ＩＣ１）
   と；第２の集積回路高側ドライバ（ＩＣ２）は入力端子
   （ＩＣ２Ｉ）、アース端子（ＩＣ２Ｇ）、高側出力端子
   （ＩＣ２ＨＯ）、及び高側基準端子（ＩＣＨＲ）を有
   し、これら端子はゲートドライブ信号（ＶＧ１）、アー
   ス、ゲート端子（Ｇｎ３）及び前記第２回路ノードにそ
   れぞれ接続される前記第２の集積回路高側ドライバ（Ｉ
   Ｃ２）と；の組合せよりなることを特徴とするリニアモ
   ータの往復振幅制御回路。