JP2000509847A - 音声信号を伝送する伝送システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 音声復号器（４０）において、音声信号はフレーム毎に一度更新される複数の予測パラメータにより表されている。各フレームは複数の副フレームを有し、該副フレームにおいては固定コードブック（５２）及び適応コードブック（４８）により発生された励起信号が更新される。音声品質を向上させるために、予測係数はＬＰＣ係数補間器（４６）により補間され、これにより各副フレームにつき補間された予測係数が得られる。本発明によれば、上記予測係数の補間は、反射係数又は対数面積比のような伝送に使用される予測係数に基づくのではなく、ラインスペクトル周波数に基づく。

Description

【発明の詳細な説明】 音声信号を伝送する伝送システム 技術分野 本発明は、送信機を有するような伝送システムに係り、該送信機が、入力信号 から複数の予測係数の表現と励起信号の表現とを含むシンボル係数を導出する手 段を有する音声符号器を備えると共に、伝送媒体を介して音声復号器を備える受 信機に結合されるような伝送システムに関する。 また、本発明は受信機、復号器及び復号方法にも関する。 背景技術 冒頭の伝送システムは、１９９２年１月にヨーロッパ電気通信標準化協会（Ｅ ＴＳＩ）により発行されたＧＳＭ推奨06.10ＧＳＭ全レート音声トランスコーデ ィングから既知である。 上記のような伝送システムは、無線チャンネル、同軸ケーブル又は光ファイバ 等の伝送媒体を介しての音声信号の伝送に使用することができる。また、このよ うな伝送システムは音声信号を磁気テープ又はディスクのような記録媒体上に音 声信号を記録するためにも用いることができる。可能性のある応用例は、自動応 答装置又はディクテーション装置である。 近代的音声伝送システムにおいては、伝送されるべき音声信号は、しばしば、 合成技術による解析を用いて符号化される。この技術においては、合成信号が、 複数の励起系列により励起される合成フィルタを用いて発生される。合成音声信 号は複数の励起系列に対して決定され、該合成信号と入力信号から導出される目 標信号との間のエラーを表すエラー信号が決定される。そして、最小のエラーと なるような励起系列が選択され、符号化された形態で受信機に送信される。 上記合成フィルタの特性は、入力信号の固有の特徴から解析手段により導出さ れる。通常、しばしば所謂予測係数の形態をとる解析係数が入力信号から導出さ れる。これらの予測係数は、入力信号の特性の変化に対処するため規則的に更新 される。これら予測係数は受信機にも送信される。受信機においては、前記励起 系列が再生され、該励起系列を合成フィルタに印加することにより合成信号が発 生される。この合成信号は前記送信機の入力信号の複製である。 上記予測係数は、しばしば、音声信号のサンプルのフレーム毎に１回更新され るが、上記励起信号は励起系列を有する複数の副フレームにより表される。殆ど の場合、整数個の副フレームが予測係数の１つの更新期間に当てはまる。受信機 で合成される信号の品質を向上させるために、既知の伝送システムにおいては、 補間された解析係数が各励起系列に対して算出されている。 補間を用いる２番目の理由は、一組の解析パラメータが誤って受信された場合 にある。上記の誤って受信された解析パラメータ組の近似は、先の組の解析パラ メータと次の組の解析パラメータのレベル番号（level numbers）を補間するこ とにより得ることができる。 補間を用いると、各副フレームに対して更新された予測パラメータが利用可能 な場合、補間が必要でない状況と比較して、常に、僅かな音声品質の劣化を伴う 結果となる。 発明の開示 本発明の目的は、冒頭で述べたような伝送システムであって、再生された音声 信号の補間による劣化が低減されるような伝送システムを提供することにある。 従って、本通信回路網は、音声復号器が複数の予測係数の、より補間に適した 変換された表現を導出する変換手段を有し、上記音声復号器は予測パラメータの 上記変換された表現から補間された予測係数を導出する補間手段を有し、上記復 号器が上記補間された予測係数に基づいて音声信号を再生するように構成されて いることを特徴としている。 上記予測係数の幾つかの表現は予測係数の他の表現よりも、より補間に適して いるということが判った。予測係数の補間に適した表現の形式は、個々の係数の 僅かなずれが音声品質に対してほんの僅かの影響しか持たないという特性を持つ ものである。 本発明の一実施例は、前記補間手段が、制御信号に応じて、前記予測係数の表 現から前記補間された予測係数を導出するか又は前記予測係数の変換された表現 から前記補間された予測係数を導出するように構成されていることを特徴として いる。 通常、予測係数の変換された表現の使用は、復号器の付加的な計算の複雑さを 伴う結果となる。制御信号に応じて補間の形式を選択することにより、必要に応 じて計算の複雑さを適応させることができる。このことは、上記音声復号器がオ ーディオ及び／又はビデオの符号化のような他の仕事もなさねばならないような プログラマブルプロセッサ上に構成される場合に有利である。そのような場合は 、音声復号の複雑さを音声品質のいくらかの損失を犠牲として一時的に減少させ て、上記他の仕事に要する資源を解放することができる。 本発明の他の実施例は、前記予測パラメータの変換された表現がラインスペク トル周波数に基づくものであることを特徴としている。 ラインスペクトル周波数ば、特定のラインスペクトル周波数におけるエラーが 、再生された音声信号のスペクトル中の小さな周波数範囲に対してのみ主に影響 するという特性を有しており、補間に対して非常に適したものとなる。 図面の簡単な説明 以下、本発明を図面を参照して説明するが、これら図面において： 第１図は、本発明を適用することができる伝送システムを示し； 第２図は、音声信号を表すシンボルを有するフレームの構造を示し； 第３図は、本発明による回路網に使用されるべき受信機のブロック図であり； 第４図は、第３図の補間器４６を構成するプログラマブルプロセッサ用のプロ グラムのフローチャートである。 発明を実施するための最良の形態 第１図の通信システムにおいては、送信機１が伝送媒体４を介して受信機８に 結合されている。送信機１の入力端は、音声符号器２の入力端に接続されている 。予測係数を表す信号Ｐを帯びる音声符号器２の第１出力端は、マルチプレクサ ３の第１入力端に接続されている。励起信号を表す信号ＥＸを帯びる音声符号器 ２の第２出力端は、マルチプレクサ３の第２入力端に接続されている。マルチプ レクサ３の出力端は、当該送信機１の出力端に結合されている。 上記送信機１の出力端は、伝送媒体４を介して受信機８内の音声復号器４０に 接続されている。 第１図の通信システムの説明においては、音声符号器２が、入力音声信号の複 数のサンプルを有するフレームを符号化するよう構成されていると仮定する。該 音声符号器においては、フレーム毎に一回、上記音声信号から当該音声信号の短 期間スペクトルを表す多数の予測係数が算出される。これら予測係数は種々の表 現を有し得る。最も基本的な表現は、所謂、ａパラメータである。ａパラメータ ａ[i]は、 により誤り信号Ｅを最小化することにより決定することができる。（１）式にお いて、s(ｎ)は音声サンプルを表し、Ｎは音声フレーム内のサンプル数を表し、 Ｐは予測順位（prediction order）を表し、ｉ及びｎはランニングパラメータで ある。ａパラメータは量子化誤りに対し非常に敏感であるので、通常は送信され ない。この点の改善は、所謂反射係数又は対数面積比（log area ratios）及び 逆サイン変換のような反射係数の導関数を用いて得ることが可能である。反射係 数ｒ_kは、以下の反復により、ａパラメータから決定することができる。 前記対数面積比及び逆サイン変換は、各々、 及び と定義される。予測係数の上述した表現は、当業者にとり周知である。予測係数 の表現Ｐは前記音声符号器の第１出力端に得られる。 上記予測係数の表現とは別に、当該音声符号器は励起信号を表す信号ＥＸを提 供する。本発明の説明に関しては、上記励起信号は、固定及び適応的コードブッ クのコードブックインデックス及び関連するコードブック利得により表されるも のと仮定するが、本発明の範囲はこのような形式の励起信号に限定されるもので はないことに注意されたい。結果として、励起信号は、それらの各利得因数で重 み付けられたコードブックエントリの和により形成される。これらのコードブッ クエントリ及び利得因数は合成法による解析により見つけることができる。 予測信号の上記表現及び励起信号の上記表現は、マルチプレクサ３により多重 化され、次いで伝送媒体４を介して受信機８に伝送される。 第２図のフレーム２８は、例えばフレーム同期語を伝送するためのヘッダ３０ を有している。また、部分３２は予測パラメータを表している。当該フレームの 部分３４〜３６は励起信号を表している。ＣＥＬＰ符号器においては、信号サン プルのフレームは各々が各自の励起信号を備えるＭ個の副フレームに分割され得 るので、当該フレームには完全なフレームの励起信号を表すためにＭ個の部分が 存在する。 受信機８においては、入力信号は、復号器４０の入力端に印加される。復号器 ４０においては、ビット流デフォーマッタ４２の出力端がパラメータ復号器４４ の対応する入力端に接続されている。Ｐ個の予測パラメータを表す出力信号Ｃ[ Ｐ]を帯びるパラメータ復号器４４の第１出力端は、ＬＰＣ係数補間器４６の入 力端に接続されている。固定コードブックインデックスを表す信号ＦＣＢＫ Ｉ ＮＤＥＸを帯びるパラメータ復号器４４の第２出力端は、固定コードブック５２ の入力端に接続されている。固定コードブック利得を表す信号ＦＣＢＫ ＧＡＩ Ｎを帯びるパラメータ復号器４４の第３出力端は、乗算器５４の第１入力端に接 続されている。適応コードブックインデックスを表す信号ＡＣＢＫ ＩＮＤＥＸ を帯びるパラメータ復号器４４の第４出力端は、適応コードブック４８の入力端 に接続されている。適応コードブック利得を表す信号ＡＣＢＫ ＧＡＩＮを帯び るパラメータ復号器４４の第５出力端は、乗算器５０の第１入力端に接続されて いる。 上記適応コードブック４８の出力端は乗算器５０の第２入力端に接続され、前 記固定コードブック５２の出力端は乗算器５４の第２入力端に接続されている。 乗算器５０の出力端は加算器５６の第１入力端に接続され、乗算器５４の出力端 は該加算器５６の第２入力端に接続されている。信号ｅ[ｎ]を帯びる加算器５６ の出力端は、合成フィルタ６０の第１入力端と、適応コードブック４８の入力端 とに接続されている。 なされるべき補間の形式を示す制御信号ＣＯＭＰが、ＬＰＣ係数補間器４６の 制御入力端に供給されるようになっている。ａパラメータを表す信号ａ[Ｐ][Ｍ] を帯びるＬＰＣ係数補間器４６の出力端は、合成フィルタ６０の第２入力端に接 続 が得られる。 受信機８においては、復号器４０の入力端におけるビット流がデフォーマッタ ４２により分解される。利用可能な予測係数が上記ビット流から抽出され、ＬＰ Ｃ係数補間器４６に受け渡される。該ＬＰＣ係数補間器は、副フレームの各々に 関して補間されたａパラメータa[ｍ][i]を決定する。このＬＰＣ係数補間器の動 作は後に詳述する。 により算出する。(5)式において、e[ｎ]は励起信号である。 本発明によるビットレート低減により、パラメータ復号器に受け渡される予測 係数の数がＰより少ない場合は、Ｐの値はＰより小さい値Ｐ'により置換される 。この場合、(5)式〜(9)式による計算は、Ｐ個のパラメータの代わりにＰ'個の パラメータに対して実行される。合成フィルタで使用されるＰ'より大きな順位 （ｒａｎｋ）のａパラメータは０に設定される。 パラメータ復号器４４は、前記ビット流から副フレームの各々につき、励起 パラメータＡＣＢＫ ＩＮＤＥＸ、ＡＣＢＫ ＧＡＩＮ、ＦＣＢＫ ＩＮＤＥＸ及 びＦＣＢＫ ＧＡＩＮも抽出し、これらパラメータを当該復号器の各要素に供給 する。固定コードブック５２は、パラメータ復号器４４から入力される固定コー ドブックインデックス（ＦＣＢＫ ＩＮＤＥＸ）に応答して、各副フレームに関 する一連の励起サンプルを提供す る。これら励起サンプルは、乗算器５４により、パラメータ復号器４４から入力 される固定コードブック利得（ＦＣＢＫ ＧＡＩＮ）により決まる利得因数を用 いて位取りされる。適応コードブック４８は、パラメータ復号器４４から入力さ れる適応コードブックインデックス（ＡＣＢＫ ＩＮＤＥＸ）に応答して、各副 フレームに関する一連の励起サンプルを提供する。これら励起サンプルは、乗算 器５０により、パラメータ復号器４４から入力される適応コードブック利得（Ａ ＣＢＫ ＧＡＩＮ）により決まる利得因数を用いて位取りされる。乗算器５０及 び５４の出力サンプルは加算されて最終の励起信号e[ｎ]が得られ、該励起信号 は前記合成フィルタに供給される。また、各副フレームに関する励起信号サンプ ルは上記適応コードブックにもシフト入力され、これにより該コードブックの適 応化がなされる。 第４図のフローチャートにおいては、ラベルの付された各ブロックは次のよう な意味を有している。 符号 記述 意味 ６２ COMP=1? 信号ＣＯＭＰの値が１と比較される。 ６４ DETERMINE LAR'S 各ＬＡＲが入力信号から決定される。 ６６ INTERP0LATE LAR'S 各ＬＡＲの補間値が全ての副フレームに関し て算出される。 ６８ CALCULATE a_[i] 補間されたａパラメータが全副フレームに関 し補間された各ＬＡＲから算出される。 ７０ DETERMINE a_[i] ａパラメータが入力信号から決定される。 ７２ CALCULATE LSF'S 各ＬＳＦが全副フレームに関して算出される 。 ７４ INTERP0LATE LSF'S 各ＬＳＦが全副フレームに関して補間される 。 ７６ CALC．INT．a_[i] 補間されたａパラメータが全副フレームに関 し各ＬＳＦから算出される。 命令６２においては、入力信号の値が値１と比較される。ＣＯＭＰの値が１に 等しい場合は、なされるべき補間は各ＬＡＲに基づくものとなるであろう。一方 、ＣＯＭＰの値が１と異なる場合は、なされるべき補間は各ＬＳＦに基づくもの になるであろう。命令６４においては、先ず、反射係数ｒ_kが、ＬＰＣ係数補間 器４６の入力信号Ｃ[Ｐ]から決定される。この決定は、ｋ番目の反射係数を表す インデックスＣ[ｋ]に応答して反射係数の値を決定するようなルックアップテー ブルに基づくものである。単一のテーブルのみを用いて反射係数をルックアップ することができるように、予測パラメータを表すパラメータＣ[ｋ]の各々に対し てオフセットを規定すべく副テーブルが使用される。入力フレームには最大で２ ０個の予測パラメータが存在すると仮定している。この副テーブルは下記の表１ として提供される。 受信された予測パラメータの各々に対して、主テーブル（表２）において使用さ れるべきオフセットが、予測係数の順位番号（rank number）ｋを入力として用 いて表１から決定される。次いで、表２のエントリが該オフセット値をレベル番 号（level number）Ｃ[ｋ]に加算することにより見いだされる。そして、該エン トリを用いて、対応する反射係数r[ｋ]が表２から読み出される。 決定された反射係数の組は、各フレームのＭ番目の副フレームに関する短期間 スペクトルを記述している。或るフレームの先行する副フレーム用の予測パラメ ータは、現フレームの予測パラメータと、前のフレームの予測係数との間の補間 により見いだされる。 ＣＯＭＰが値１を有する場合は、当該補間は対数面積比に基づくものである。 この対数面積比は、命令６４において、 により決定される。 命令６６においては、対数面積比の補間が全副フレームに関して実行される。 フレームｋの副フレームｍに関しては、対数面積比の補間値は、 で与えられる。命令６８は、各々の補間された対数面積比から、 により、補間された反射係数を算出することで開始される。ｍ＝Ｍの場合は、表 は、下記の反復により上記反射係数から導出することができる。 最後に、(9)式により得られたａパラメータa^(P)[i]が合成フィルタ６０に供給さ れる。 ＣＯＭＰの値が１に等しくない場合は、当該補間はラインスペクトル周波数（ Line Spectrum Frequencies）に基づいたものとなり、計算の複雑さの増加を犠 牲として一層良好な補間となる。 命令７０においては、ａパラメータが、上述したように表１及び表２を用いる ことにより見いだされる反射係数の値から決定される。次いで、ａパラメータa[ i]が上記反射係数から（９）式の反復を用いて算出される。命令７２においては 、ラインスペクトル周波数が上記ａパラメータから決定される。 ａパラメータの組は： Am(z)=1+a₁z^-1+a₂z^-2+…+a_m-2z^-(m-2)+a_m-1z^-(m-1)+a_mz （10） で与えられる多項式A_m(Z)により表すことができる。 ＬＳＰの決定における最初のステップは、A_m(Z)を： P(z)=A_m(z)+z^-(m+1)A_m(z^-1) （11） 及び Q(z)＝A_m(z)-z^-(m+1)A_m(z^-1) （12） による２つの多項式P(z)及びQ(z)に分割することである。(11)式及び(12)式は： P(z)=1+(a₁+a_m)z^-1+(a₂+a_m-1)z^-2+...+(a₂+a_m-1)z^-(m-1) （13） 及び Q(z)=1+(a₁-a_m)z^-1+(a₂-a_m-1)z^-2+...-(a₂-a_m-1)z^-(m-1) （14） と書くことができる。以下においては、係数P(z)及びQ(z)は、p₁,p₂,...,p_m-1,p_m 及びq₁,q₂,...,q_m-1,q_mとして示されるであろう。多項式P(z)及びQ(Z)は、各々 、ｍ＋１個の零を有している。更に、P(z)及びQ(z)が以下の特性を有しているこ とも証明することができる。 ・ P(z)及びQ(z)の全ての零はｚ面内の単位円上にある。 ・ P(z)とQ(z)の零は単位円上でインターレースされている；即ち、P(z)の２つ の零の間にはQ(z)の一つの零があり、及びその逆である。零は重ならない。 ・ A_m(Z)の最小位相特性は、P(z)及びQ(z)の零が量子化される場合は容易に維 持される。結果として、伝達関数1/A_m(z)を持つ合成フィルタの安定性は保 証される。 Z=-1及びZ=+1が常にP(z)又はQ(z)の零であることは、容易に示すことができる。 これらの零は、上記多項式の次数をｍからｍ＋１に拡張することにより導入され た。これらの零はＬＰＣフィルタのパラメータについての情報は含んでいない。 ｍが偶数の場合は、P(z)はZ=-1に零を有し、Q(z)はz=+1の場合に零を有する。ｍ が奇数の場合は、両方の付加的な零＋１及び−１がQ(z)内にある。これらの零は 、如何なる情報の損失もなく上記各多項式から分離することができる。 このようにすることにより、ｍが偶数の場合、多項式P'(z)及びQ'(z)は、 により得ることができ、ｍが奇数の場合は、 により得ることができる。ｍが偶数の場合は、P'(z)は： として容易に再計算することができる。また、 P'(z)＝P(z) ｍが奇数の場合 である。(17)式において、P_i-1はp'₀＝１でもってP'_i=P_i-P'_i-1を用いて計算さ れる。ｍが奇数の場合は、P'(z)の再計算は全く必要とされない。Q'(z)は、 として再計算することができる。ここで、P'(z)及びQ'(z)の零を決定してライン スペクトル周波数を得なければならない。P'(z)及びQ'(z)は複素極を有している ので、これらを見つけるには大きな計算努力が必要である。全ての零は単位円上 に在るので、これら零を見つけるために、ｚをｅ^{j ω}により置換することができ る。オイラーの定理（coskω＝(e^{jk ω}+e-^{jk ω})/2）を用いることにより、P'(z) 及びQ'(z)は： 及び と書くことができる。(19)式及び(20)式において、m_p及びm_qはｍが偶数の場合m/ 2に等しい。ｍが奇数の場合は、m_p=(m+1)/2及びm_q=(m-1)/2である。かくし 範囲にわたって小さなステップでもって歩進させることによりなされねばならな 余弦項を有しているので、このことは、かなりの量の計算を必要とする。しかし に簡素化することができる。χ＝cos(ω)のマッピングを用いることにより、 cos(ｍω)は、 cos(ｍω)＝T_m(ｘ) （21） と書くことができる。式(21)において、T_mは、 T₀(ｘ)＝１ T₁(ｘ)＝ｘ （22） T_m(ｘ)＝2ｘT_m-1(ｘ)−Ｔ_m-2(ｘ) と規定されるｍ次のチェビシェフ多項式である。上記マッピングを用いることに ω_k＝arccos(ｘ_k) （25） により見つけることができる。 上記に戻って、ＬＳＰは以下のステップを用いて命令７２において算出される 。 ・ 式(13)及び(14)によるP(ｚ)及びQ(ｚ)の決定。 ・ 式(17)及び(18)を用いたP'(ｚ)及びQ'(ｚ)の計算。 するため、式(23)、(24)及び(25)が用いられる。 式(25)を用いて、零ω_kを計算する。 命令７４においては、補間されたラインスペクトル周波数が、 により算出される。命令７６においては、補間された値ω_k[i][ｍ]がａパラメー タに変換される。ω_kの各値が、1-2cos(ωｉ)z^-1+z^-2なる表現形式の二次因数に 寄与する。多項式P'(z)及びQ'(z)は、これらの因数を対応する多項式から到来す るＬＳＦを用いて乗算することにより形成される。ここで、P'(z)及びQ'(z)に関 しては、 と書くことができる。多項式P(z)及びQ(z)は、余分な零z=-1及びz=+1を伴うP'(z )及びQ'(z)を乗算することにより算出される。最後に、ａパラメータが特性 を用いて決定される。この特性は、式(11)及び(12)を加算することにより容易に 検証することができる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．送信機を有するような伝送システムであって、該送信機が入力信号から複数 の予測係数の表現と励起信号の表現とを含むシンボル系列を導出する手段を有 する音声復号器を備えると共に、伝送媒体を介して音声復号器を備える受信機 に結合されているような伝送システムにおいて、 前記音声復号器は前記複数の予測係数の、より補間に適した変換された表現 を導出する変換手段を有し、前記音声復号器は予測パラメータの上記変換され た表現から補間された予測係数を導出する補間手段を有し、前記復号器が上記 補間された予測係数に基づいて音声信号を再生するように構成されていること を特徴とする伝送システム。 ２．請求項１に記載の伝送システムにおいて、前記補間手段は、制御信号に応じ て、前記予測係数の表現から前記補間された予測係数を導出するか又は前記予 測係数の変換された表現から前記補間された予測係数を導出するように構成さ れていることを特徴とする伝送システム。 ３．請求項１又は請求項２に記載の伝送システムにおいて、前記予測パラメータ の変換された表現がラインスペクトル周波数に基づくものであることを特徴と する伝送システム。 ４．音声信号を表し、複数の予測係数の表現と励起信号の表現とを含むシンボル 系列を受信する受信機であって、該受信機が上記シンボル系列から再生された 音声信号を導出する音声復号器を有するような受信機において、 前記音声復号器は前記複数の反射係数の、より補間に適した変換された表現 を導出する変換手段を有し、前記音声復号器は予測パラメータの上記変換され た表現から補間された予測係数を導出する補間手段を有し、前記復号器が上記 補間された予測係数に基づいて音声信号を再生するように構成されていること を特徴とする受信機。 ５．請求項４に記載の受信機において、前記補間手段は、制御信号に応じて、前 記予測係数の表現から前記補間された予測係数を導出するか又は前記予測係数 の変換された表現から前記補間された予測係数を導出するように構成されてい ることを特徴とする受信機。 ６．請求項４又は請求項５に記載の受信機において、前記予測パラメータの変換 された表現がラインスペクトル周波数に基づくものであることを特徴とする受 信機。 ７．複数の予測係数の表現と励起信号の表現とを含むシンボル系列から再生され た音声信号を導出する音声復号器において、 前記音声復号器は前記複数の反射係数の、より補間に適した変換された表現 を導出する変換手段を有し、前記音声復号器は予測パラメータの上記変換され た表現から補間された予測係数を導出する補間手段を有し、前記復号器が上記 補間された予測係数に基づいて音声信号を再生するように構成されていること を特徴とする音声復号器。 ８．請求項７に記載の音声復号器において、前記補間手段は、制御信号に応じて 、前記予測係数の表現から前記補間された予測係数を導出するか又は前記予測 係数の変換された表現から前記補間された予測係数を導出するように構成され ていることを特徴とする音声復号器。 ９．請求項７又は請求項８に記載の音声復号器において、前記予測パラメータの 変換された表現がラインスペクトル周波数に基づくものであることを特徴とす る音声復号器。 １０．複数の予測係数の表現と励起信号の表現とを含むシンボル系列から再生さ れた音声信号を導出する方法において、 前記方法が前記複数の反射係数のより補間に適した変換された表現を導出す る過程を有し、前記方法は予測パラメータの上記変換された表現から補間され た予測係数を導出する過程を有し、前記方法が上記補間された予測係数に基づ いて音声信号を再生する過程を有していることを特徴とする方法。