【発明の詳細な説明】
スイッチング／多重に関する装置および方法
技術分野
本発明は、幾つかの共振器を含む、幾つかのチャネルをもつ超電導スイッチン
グ／多重／多重分離装置に関する。本発明はまた、幾つかの共振器を含むマイク
ロ波信号用フィルタに関する。
さらに、本発明は、信号を多重／多重分離するための方法に関する。
技術の状態
とりわけ多重チャネル通信システムに対して、マイクロ波周波数マルチプレク
サが必要である。Ｊ．ウアーらは、「同調可能マイクロ波およびミリメータ波通
過帯域フィルタ」，ＩＥＥＥトランザクシヨン，マイクロ波理論，１９９１，
Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．４，ｐ６４３に、フィルタを開示している。たとえば通信
システムが１〜３ＧＨｚの周波数帯域で作動すると、たとえば十分な程度に提供
できない狭帯域，低損失，高電力処理能力などが要求されるという幾つかの理由
から、フィルタは極めて大型になり、かつ、それらの動作特性は満足できるもの
ではなくなる。
コンパクトなフィルタを設計するために、２つのモードで作動する共振器すな
わち双モード共振器が作られた。米国特許第５０８３１０２号は、２つの方位角
的に垂直な縮退（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｅ）モードを採用する双モード誘電体共振
器をもつフィルタを開示する。直角モードと誘電体共振器との間の同調および結
合は、ねじの使用により機械的に達成される。双モードで作動する平行板共振器
も知られている。Ｉ．バールとＰ．バーリタは、「マイクロストリップ・アンテ
ナ」，アーテック・ハウス，１９８０に、パッチ共振器の２つの未結合直角モー
ド間の結合を与えるノッチの使用を開示する。米国特許第５１７２０８４号は、
マイクロストリップ・パッチ共振器の２つの縮退モードが使用されるフィルタを
示す。方位角的に垂直な２つの縮退モードを作るために２対の導電性リードが使
用され、また、直角モード間の結合を容易にするために特別な摂動器
（ｐｅｒｔｕｒｂｅｒ）が使用される。しかしながら、同調は考えられておらず
、フィルタの性能は、パッチを載せている共通の基板内を伝播する寄生表面モー
ドの支障を強く受ける。すなわち、共振器の間に寄生結合が存在する。
一般的に、上述したフィルタはすべて、１〜３ＧＨｚの周波数帯域で作動する
通信システムに対して特にかさばり過ぎ、かつ、それらは、狭帯域，低損失，高
電力処理能力などのような理想的な動作特性をもつていない。上述した結合方法
のどれも、多重チャネル・マルチプレクサなどにおいて使用されるべき十分な柔
軟性を備えていない。
米国特許第４８８１０５１号から、分波器型のマルチプレクサは知られている
。このマルチプレクサの設計は極めて複雑で、かつ、半分カット（ｈａｌｆ−
ｃｕｔ）および／または１／４カット誘電体単一モード共振器をもつ複数の空胴
に基づいている。このマルチプレクサは、２〜４チャネルをもっている。狭帯域
チャネルの場合、それは製造許容差に対して極度に重大である。その上、それは
最大４チャンネルに制限されるので、おそらく、より多くのチャネルをもつ多重
チャネルシステムには役に立たないであろうし、あるいは、換言すれば、４チャ
ンネルより多いものには役に立たないか、または、それはさらに複雑になり、費
用に対して決して効果的ではないかのどちらかである。さらに、このマルチプレ
クサは同調可能とは思われず、このことは、同調可能性が要求されるシステムに
は使用できないことを意味する。
発明の要約
したがって、要求されるのは、小さくてコンパクトなフィルタ、特に多重装置
である。さらに、要求されるのは、多重（多重分離）装置に使用できるフィルタ
、または、特に、多重ポールチャネルフィルタであり、これは簡単で複雑でない
設計をもち、かつ、たとえばほぼ１〜３ＧＨｚの周波数帯域で作動する通信シス
テムにおいて使用でき、また、大型ではなく、良好な動作特性すなわち狭帯域，
低損失，高電力処理能力などをもつものである。さらに、共振器が要求され、こ
れは、多重モードで作動し、かつ、たとえば多重チャネル通信システムにおいて
使用されるフィルタおよび多重装置に適している。さらに、多重チャネル通信シ
ステムにおける信号を多重する方法が要求され、これは効率的で、高電力処理能
力
をもち、低損失しか生じないものである。
したがって、要求されるのは、超電導多重装置である。これは、幾つかの信号
入力手段と幾つかの信号出力手段とをもつ。また、これは、幾つかのフィルタを
備える幾つかの共振器を含む。これらフィルタは、各々が一つのチャネルを表し
、共振器は少なくとも２つのモードで作動し、かつ、少なくともいくつかの共振
器は同調可能である。特に、縮退共振器モードを作るために、たとえば、共振器
に非対称性を導入することにより、電流および／または電界再分配を発生する必
要がある。
したがって、共振器の縮退モード間に相互結合を与えるために、結合手段を備
える。これは、特定の実施例によれば、一つの角度を形成し、この角度に対して
縮退モードが結合される。また、この結合手段は、入力／出力手段を相互に関し
てまたは共振器の対称軸に関して適当な方法で配列することにより、達成される
。この結合角は有利的には信号入力と共振器対称軸との間の方位角であり、また
、縮退モードは非直交である。特定の実施例によれば、第２の結合手段を備える
ことができる。これらは、縮退モード間の結合の強度の制御および／または結合
された縮退モードの共振周波数の制御に使用される。第２の結合手段は、たとえ
ば、共振器上に配置されたノッチを含んでもよい。また、これらは、特に、与え
られた結合角に対する制御を行うために使用される。有利的には、縮退モードの
最低位数、特にＴＭ（横型磁気）モードが結合される。少なくとも幾つかの共振
器の共振周波数を同調することができる。この同調は、有利的には、バイアス手
段により電圧を印加し制御することにより与えられる。代わりに、幾つかの共振
器は光学的に同調可能でもよく、および／または、これらを温度で制御／同調で
きる。有利な実施例によれば、これら共振器は３重モード共振器である。これは
、これらが３つの異なる縮退モードで作動することを意味する。
多重装置は、有利的には、幾つかの共振器により形成される幾つかのフィルタ
を含む。また、共振器の数は、有利的には、フィルタの数を超えない。このこと
は、幾つかの多重ポールチャネルフィルタ用共振器の数が公知の周波数結合装置
に比べてかなり削減されることを意味する。
特定の実施例は、２チャネル・マルチプレクサに関する。２チャネル・マルチ
プレクサは、２つのチャネルを形成する２つの入力ポートおよび１つの出力ポー
トを有する一つの共振器を含み、各チャネルは２ポール・フィルタを含む。結合
は、共振器対称軸と第１および第２の信号入力ポートとの間の第１および第２の
方位角結合角によって与えられる。第１の同調またはバイアス操作では、たとえ
ば、バイアスは印加されず（または、他に何もなされず）、その結果、第１およ
び第２の入力信号の一方だけが信号出力ポートの信号出力手段を経由して出力さ
れる。これに対して、異なるバイアス操作または同調状態では、２つの入力信号
の他方だけが信号出力手段を経由して出力される。このバイアス操作または同調
は、バイアス電圧の印加により行うことができる。この代わりにまたはこれに加
えて、温度または光学的同調を使用できる。
別の実施例によれば、この装置は、４つの入力および１つの共通出力を有する
４チャネル・マルチプレクサを含む。このマルチプレクサは、３つの同調可能共
振器を含む。それは分波フィルタ・マルチプレクサであり、各分岐は４ポール・
フィルタを含む。第１および第２の結合手段とバイアス条件とを選択して、４つ
の入力信号の１つだけが共通出力手段を経由して出力されるようにする。さらに
別の実施例によれば、この装置は８チャネル・マルチプレクサを含む。このマル
チプレクサは、各分岐チャネル内に６ポール同調可能フイルタを有する７個の共
振器により形成される。さらに、それは８チャネル以上の多チャネル・マルチプ
レクサであってもよい。
有利な実施例によれば、それらの共振器（全部の実施例に関係する）は、平行
板共振器である。これらの共振器は、たとえばディスク，リング，長方形共振器
であってもよく、または、これらは任意の形状であってもよい。さらに、これら
の共振器は、高い誘電率をもつ非線形バルク材料で作られてもよく、これは高温
超電導ＨＴＳ膜で少なくとも部分的に覆われる。これは、さらに小型でコンパク
トな共振器の形成に極めて有利である。
特に、３つのモードで作動する共振器が提供される。３つのモードに対する結
合は縮退モード間の方位角により与えられる。また、これら縮退モードは方位角
的に垂直ではない。それらの間の角度およびそれらの間の結合は、入力／出力ポ
ートを対応する方法で配列することにより作られ、また、この共振器はさらに、
たとえば電気的に制御または同調される。代わりに、それは光学的または温度に
より制御されてもよい。機械的同調も、たとえば圧電手段を使用して行うことが
できる。代わりの追加の結合手段が、たとえばノッチまたは類似の形で備えられ
てもよい。
３つの方位角縮退モードをもつ幾つかの多モード共振器を含む多ポール・フィ
ルタも供給される。
本発明の利点は、特別に小型でコンパクトな装置が提供され、これは通信シス
テム用、たとえば１〜３ＧＨｚ周波数帯域で作動する電気通信システム用に使用
できることである。本発明の特別の利点は、特に、３重モード体制が使用される
と、チャネル当たりまたはフィルタ当たりの共振器の数がかなり削減できること
である。これにより、マルチプレクサの寸法もさらに減少する。同調可能な周波
数チャネルが要求されるマイクロ波システムに対する追加の機能的柔軟性、たと
えば適合性のあるおよび／または再構成可能なマイクロ波システムなどが提供さ
れることも利点である。本発明の別の利点は、フィルタまたはマルチプレクサに
対する製造許容差が決定的でないことである。これにより、装置はより丈夫で故
障などに対して余り敏感でなくなる。
図面の簡単な説明
本発明は、添付の図面を参照して、限定ではない方法で以下にさらに説明され
る。
ここで、
図１Ａは、対称励起をもつ平行板円形ディスク共振器を示す。
図１Ｂは、非対称励起をもつ平行板円形ディスク共振器を示す。
図２Ａ〜Ｄは、平行板円形ディスク共振器における第１の４つの最低位数モー
ドの電界および電流分布を示す。
図３Ａは、円形平行板共振器における単一の最低位数モードの電流分布を示す
。
図３Ｂは、上記のような共振器における２つの縮退最低位数モードの電流分布
を示す。
図４は、超電導平行板共振器における４つの最低位数モードの共振周波数の温
度依存性を示す。
図５は、共振周波数の電圧依存性を示す。
図６は、同調可能２ポールフィルタを示す。
図６Ａは、第１のバイアス条件に対する図６のフィルタの通過帯域を示す。
図６Ｂは、図６Ａのバイアス条件に対する入力および出力信号周波数を示す。
図６Ｃは、第２のバイアス条件に対するフィルタの通過帯域を示す。
図６Ｄは、図６Ｃのバイアス条件に対する図６Ｂと同様の図である。
図７は、同調可能２チャンネル・マルチプレクサを示す。
図７Ａは、第１のバイアス条件に対する図７のマルチプレクサの通過帯域を示
す。
図７Ｂは、図７Ａのバイアス条件に対する複数の入力信号および出力信号を示
す。
図７Ｃは、第２のバイアス条件に対する図７の装置の通過帯域を示す。
図７Ｄは、図７Ｃのバイアス条件に対する入力および出力信号を示す。
図８は、４チャネル・マルチプレクサを示す。
図９は、８チャネル・マルチプレクサを示す。
発明の詳細な説明
図１は、説明のために、対称励起をもつ平行板円形ディスク共振器を示す。
円形平行板ディスク共振器１Ａは、たとえば高温超電導（ＹＢＣＯ）またはＡｕ
板３で部分的に覆われた単結晶非線形誘電体２を含む。板３は、公知の方法（こ
れは、とりわけ、Ｚ−Ｙシェンの「高温超電導マイクロ波回路」，アーテック・
ハウス，１９９４に論じられている。）によりデポジットされる。これは以下に
さらに述べられる。これら超電導体は、誘電体材料２の平坦な面の両方の上に配
置される。接続６が電圧バイアス用に使用され、入力および出力結合４，５Ａは
、共振器の対称平面または対称軸６，６Ａに対して対称に配列される。しかしな
がら、図１Ｂでは、入力および出力結合ポートは、さもなければ完全に対称な共
振器に非対称性が導入されるように配列される。他のすべての点では図１Ａの共
振器に対応する図１Ｂの共振器は、出力ポートと入力ポートが対称平面６Ｂに対
してそれらが方位角をもつように配列される非対称性を備える。
誘電体の厚さが誘電体内のマイクロ波信号波長より小さい円形（軸に対し完全
に対称な）ディスク共振器の４つの低位数ＴＭモードに対する電流分布と磁界お
よび電界分布が、図２Ａ〜Ｄに示されている。完全に対称な共振器の共振周波数
は、Ｉ．バールおよびＰ．バーリタによる「マイクロストリップ・アンテナ」，
アーテック・ハウス，１９８０に論じられるように、次式により与えられる。
ｃ0は真空中の光の速度、ａはディスクの半径、εは誘電率、Ｋmnは位数ｎのベ
ッセル関数の導関数のｍ番目の零である。図２Ａ〜Ｄにおいて、矢印をもつ連続
線は板の表面における電流を示し、一点鎖線および点線は磁界を示す。また、●
および×は、一般に認められた方法で、電界を示す。最低位数ＴＭ11モードに対
して、Ｋmn＝１．８４１２である。このモードの電流分布が図３Ａに示されてい
る。連続線は電流を示し、●および×は電界の方向を示す。非対称性がディスク
に導入されると、これは電界／電流の再分布を生成する。その結果、縮退モード
が作られる。上述したように、非対称性は、たとえば図１Ｂに概略的に示すよう
な適当な位置に入力および出力結合ポートを配置することによって導入できる。
もちろん、非対称性は他の方法でも導入できる。図３Ｂには、電流分布が、入力
および出力励起点が角度Φだけシフトされた共振器に対して示されている。この
図において、連続線は基本（励起された）ＴＭ11モードに対する電流線を示し、
点線は縮退（出力）ＴＭ11モードに対する電流線を示す。
しかしながら、２つの縮退モード間の相互結合は、約９０度の角度に対して消
滅する。この角度に対して、完全に対称な共振器の縮退モードは結合されず、２
つのモードの共振周波数は事実上同一である。しかし、他の角度および／または
共振器におけるいかなる非対称性に対しても、結合が縮退モード間で発生する。
Ｒ．Ｅ．コリンによる「マイクロ波工学の基礎」，マグロウヒル，１９６６に結
合波理論が論じられており、結合された縮退モードは、僅かに異なる周波数をも
つ２つの新しいモードを生じる。角度が正しく選択されると、縮退モードは相互
に結合することができ、共振器は、最大限平坦な通過帯域をもつかチェビシェフ
通過帯域をもつ２ポール・フィルタとして強制的に作動する。固定された角度に
対しては、モード間の結合強度は、これを介して共振周波数も、追加の結合手段
の導入により制御され得る。これらの追加の結合手段は、以下において第２の結
合手段として表すが、たとえば、平行板共振器または類似物の板におけるノッチ
を含んでもよい。もちろん、幾つかの他の代替物も可能である。
図６〜図９において、本発明の幾つかの異なる実施例が示される。しかし、こ
れらの特別の実施例の詳細にまで進む前に、どのように共振器が作られるかの例
を示す。以下の論議は、ここでは述べない本発明の範囲内に入るさらなる実施例
と同様に、図６〜図９を参照して述べるこれらの特別の実施例にも関連する。し
かし、本発明は、以下に述べるように作られる共振器には限定されずに、次の例
は単に実施例に関し、この実施例を介して共振器の寸法、従ってフィルタおよび
マルチプレクサの寸法もさらに減少することが可能であり、同調可能性も改善で
きる。
高温超電導体（以下では、ＨＴＳで表す。）は、液体窒素（以下では、Ｎliq
で表す。）の温度、７７Ｋにおいて極めて低いマイクロ波損失をもつ。有利な実
施例においては、ＨＴＳは、多チャネル通信システム用の低損失な狭帯域フィル
タ用に使用される。ＨＴＳマイクロ波回路は、Ｚ−Ｙシェンによる「高温超電導
マイクロ波回路」，アーテック・ハウス，１９９４に述べられている。１〜３
ＧＨｚ周波数帯域において極めて高いＱ値をもつ小さな寸法の電気的におよび／
または温度で制御される共振器は、ＨＴＳを非線形誘電体材料と統合することに
より実現できる。これは、とりわけＯ．Ｇ．ベンデイックらによる「ＹＢＣＯで
メッキされたバルク単結晶ＳｒＴｉＯ3上の１ＧＨｚ同調可能共振器」，電子レ
ター，１９９５，Ｖｏｌ．３１，Ｎｏ，８，ｐ．６５４に論じられている。しか
し、そこで論じられている共振器は、同軸の取付具内に搭載されている。とりわ
け、このために、それは双モード動作および多チャネル・マルチプレクサにおけ
る使用に適していない。その上、寸法は、このような応用に要求される程小さく
ない。これは、とりわけ、最低の共振モードでないものが使用されている事実に
起因している。本発明によれば、この最低の共振モードは、有利であり、かつ、
寸法を減少させるのに寄与している。
しかしながら、たとえばチタン酸ストロンチウムＳＴＯのような非線形誘電体
単結晶材料は極めて高い誘電率をもち、その上、マイクロ波損失はＮliqの沸騰
温度より低い温度範囲では極めて低い。したがって、上に述べたように、たとえ
ばＳＴＯのような非線形誘電体は、共振器の寸法をさらに減少させるために使用
できるが、共振器の共振周波数を同調させるのにも使用できる。同調は、印加電
圧の制御か温度の制御のいずれかにより行われる。代わりに、光学的同調が適用
できる。図６は、超電導平行板共振器の４つの最低位数モードの共振周波数がい
かに温度に依存しているかを示す。８０Ｋ以下でのすべてのモードの共振周波数
のほとんど線形的な依存性から、ＳＴＯの誘電率の減少はこの温度範囲ではＴ-2
の依存性をもつことが分かる。
４つの最低ＴＭモードＴＭ01，ＴＭ11，ＴＭ21，ＴＭ31は、Ｋ値として、Ｋ01
＝３．８３１７，Ｋ11＝１．８４１２，Ｋ21＝３．０５４２，Ｋ31＝４．２０１
２をもち、これらの４つの最低モード内で、最低の周波数はＴＭ11モードに属す
る。たとえば、直径５ｍｍの共振器に対して、このモードの共振周波数は、バイ
アス電圧が印加されないときは、７７Ｋで０．９５ＧＨｚに近い。図５は、
ＴＭ11モードの共振周波数が２つの異なる温度３５Ｋおよび７５Ｋに対して印加
電圧にどのように依存するかを示す。“ａ”は、３５ＫでのＴＭ11モードの印加
電圧依存性を示し、一方、“ｂ”は、７５Ｋでの対応する依存性を示す。
上述の２つの縮退モードの共振周波数間の小さな差およびこれらの周波数の温
度および電圧依存性は、バイアス電圧または温度などを変えることによって通過
帯域フィルタおよびマルチプレクサを制御するのに使用できる。
たとえば、ＹＢＣＯの超電導板をもつ２重モード動作ＳＴＯ平行板ディスク共
振器の一つの例では、単に説明の目的のために与えられる一つの特別の例によれ
ば、約１０ｍｍの共振器直径と約０．５ｍｍの誘電体厚さをもつ。結合角は約１
０°でよく、また、第１および第２のバイアス電圧はそれぞれ０Ｖと２００Ｖで
よい。しかし、これは多数の中の単なる一例と解釈されるべきである。
図６は、同調可能マルチプレクサ−フィルタ／スイッチ１０を示す。周波数
ｆ0をもつマイクロ波信号が、双モード同調可能共振器Ｒ１０を含む２ポール・
フィルタの入力ポート１１へ供給される。信号出力ポート１２の形の信号出力手
段を備え、これを通つて信号は出力される。角度Φ10は第１の結合手段を構成し
、
一方、ノッチまたは類似物が第２の結合手段１３を構成する。図６Ａおよび図６
Ｂは、たとえば電圧Ｖ0および／または温度Ｔ0に対応する第１のバイアス条件に
対するフィルタ１０の通過帯域を示す。たとえば零電圧に対応する第１のバイア
ス条件に対して、フィルタの中心周波数は入力信号の周波数に一致する。周波数
ｆ0をもつ入力信号は、最低の可能な減衰でフィルタを通り伝送される。この共
振器は図６Ｂに示されている。すなわち、この図から、周波数ｆ0をもつ入力信
号はこのフィルタから出力されることが分かる。
図６Ｃは、たとえば印加電圧Ｖ1および／または温度Ｔ1に対応する第２のバイ
アス条件に対するフィルタの通過帯域を示す。この通過帯域はシフトされている
。これにより、入力信号の信号周波数は非通過帯域に入り、それは出力ポート１
２において強く減衰される。図６Ｄから分かるように、この場合には、信号は出
力されない。ここでは通過帯域フィルタであるフィルタの性能は、入力信号用の
信号入力ポート１１が共振器の対称平面とともに形成する角度Φ10によって与え
られまたは制御され得る。そこでは、この角度は第１の結合手段を形成する。有
利なことに、それは、これに加えて、第２の結合手段１３によって制御され得る
。図６〜６Ｄに示すような同調可能フィルタ／スイッチは、以下に述べるように
、より複雑な同調可能フィルタまたは多重装置の基本ユニットを形成するという
ことができる。
図７に、同調可能な２チャネル・マルチプレクサ２０を含む第２の実施例が示
されている。第１および第２のマイクロ波信号ｆ1，ｆ2は、単一の平行板円形デ
ィスク共振器Ｒ２０の第１の入力ポート２１および第２の入力ポート２２へそれ
ぞれ供給される。周波数ｆ1，ｆ2は僅かに異なる。出力ポート２５は、図６を参
照して述べたのと同様な方法で、第１の入力ポート２１とともに２ポール・フィ
ルタを形成する。このフィルタは、以下においては、フィルタＢとして表わされ
る。フィルタＢの性能は、第１の結合手段すなわち角度Φ21と第２の結合手段２
３，２４とによって決定される。第２の２ポール・フィルタは、同様な方法で、
第２の入力ポート２２と出力ポート２５との間に形成される。出力ポート２５は
、第１および第２の入力ポートの両方に対して共通の出力ポートである。このフ
ィルタは、以下においては、フィルタＣとして表わされる。その性能は、同
様に、角度Φ22と第２の結合手段２３，２４とによって決定される。図７Ａには
、フィルタＢおよびフィルタＣに対する通過帯域が、たとえば電圧および／また
は温度バイアス条件Ｖ0，Ｔ0に対応する第１のバイアス条件に対してそれぞれ示
されている。第１の結合手段すなわち結合角度Φ21，Φ22と第２の結合手段２３
，２４とは、第１の入力信号ｆ1がフィルタＢの通過帯域にあり、かつ、第２の
入力信号ｆ2がフィルタＣの非通過帯域にあるように選ばれる。その結果、第１
の入力周波数ｆ1をもつ入力信号だけが共通信号出力手段２５から出力される。
これは図７Ｂからも分かる。同様に、図７Ｃおよび図７Ｄは、電圧および／また
は温度バイアス条件Ｖ1，Ｔ1に対応する第２のバイアス条件に対する通過帯域を
示し、そこでは、第２の入力信号ｆ2だけが出力ポート２５に現れる。結合は、
主として、縮退モード間の方位角によって与えられる。この方位角は、入力／出
力ポートの配列によって与えられる。ここに示した実施例では、各チャンネル内
に一つの２ポール・フィルタが存在する。
図８は、４チャネル・マルチプレクサ３０に関する本発明の別の実施例を示す
。本発明によれば、３個の共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３だけが一つの４チャネル分波
フィルタ・マルチプレクサのために要求される。この実施例では、３個の共振器
はすべて同調可能である。マルチプレクサ３０は、４つの入力ポート３１，３２
，３３，３４の形で４つの入力手段を含む。２つの入力ポート３１，３２は第１
の共振器Ｒ１に含まれ、また、入力ポート３３，３４は第２の共振器Ｒ２に含ま
れる。１つの共通出力ポート３５が第３の共振器Ｒ３に含まれる。したがって、
全部の入カポートに対して１つの共通出力ポートがある。第１の共振器Ｒ１は、
第３の共振器Ｒ３とともに一つの２チャネル・マルチプレクサを形成する。ここ
で、前記マルチプレクサは、２個の４ポール同調可能分波フィルタを含む。第２
および第３の共振器Ｒ２，Ｒ３は、同様に、別の２チャネル４ポール・フィルタ
を形成する。バイアス条件と同様に、第１および第２の結合手段すなわちここで
は結合角度Φ31，Φ32，Φ33，Φ34と第２の結合手段３６，３７，３８，３９と
共振器間の各結合強度とは、周波数ｆ1，ｆ2，ｆ3，ｆ4のどれかをもつたった一
つの入力信号が出力ポート３５へ伝送されるように選択される。したがって、一
つの４ポール分波フィルタ・マルチプレクサを提供するために３個の共振器だけ
が必要であることが分かり、これは有利である。
図９には、８チャネル・マルチプレクサ４０が示されている。マルチプレクサ
４０は、周波数ｆ1”から周波数ｆ8”をもつ信号用の８個の入力ポートを含み、
また、入力信号の一つが伝送される一つ共通出力がある。上述したように、第１
および第２の結合手段、すなわち、共振器の各軸と信号入力ポートとの間の結合
角が与えられ、これにより、３つの縮退方位角非垂直モードが作られる。これに
ついては、他の実施例に関して述べたのと同じ原理が適用されるので、これ以上
は述べない。しかしながら、一つの８チャネル・マルチプレクサに対して７個の
共振器Ｒ４０しか必要がないことが分かる。これらの共振器は、各分岐チャネル
内で６ポール同調可能フィルタを形成する。比較のため、１ポール誘電体共振器
をもつ伝統的なコンバイナとして８チャネル・マルチプレクサを作ると、４８個
の共振器が必要となるであろう。
本発明によれば、より高い位数のマルチプレクサも同じ原理を用いて提供でき
る。しかし、どのようにして作られるかは、前述したことから明らかであるので
、いかなる形態においても説明する必要がない。
たとえ本発明が多重装置の参照の下でより綿密に記載されたとしても、それが
多重分離装置にも適用されることは自明である。本発明は、ディスク，リング，
長方形またはいかなる任意の形状をもつ共振器、または、特にいかなる種類の平
行板共振器にも適用されるが、それはまた、いわゆるイメージ共振器を使用する
ことも可能である。記載の始めの部分で、共振器は、たとえばＹＢＣＯまたは他
のＨＴＳ材料でメッキされたＳＴＯのようなバルク結晶様誘電体材料を含んでい
る。これは、たとえば寸法をさらに減少させ得る有利な実施例に関する。これは
単に特別の実施例に関することは明らかである。共振器は他の方法でも作ること
ができ、また、超電導材料は高温超電導材などでなくてもよい。本発明は、他の
局面でも、示された実施例には限定されず、多くの方法で改変でき、特に、それ
はマルチプレクサと同様にデマルチプレクサに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Apparatus and method for switching / multiplexing
Technical field
The invention relates to a superconducting switch with several channels, including several resonators.
Multiplexing / multiplexing / demultiplexing apparatus. The invention also relates to a microphone comprising several resonators.
The present invention relates to a filter for a wave signal.
Furthermore, the invention relates to a method for multiplexing / demultiplexing signals.
State of the art
Microwave frequency multiplexing, especially for multi-channel communication systems
Is required. J. Were et al., "Tunable microwave and millimeter wave transmission.
Over-band filter ", IEEE Transactions, Microwave Theory, 1991,
Vol. 39, no. 4, p643, discloses a filter. For example, communication
If the system operates in the frequency band from 1 to 3 GHz, for example, it will provide enough
Some reasons why you need narrow bandwidth, low loss, high power processing capacity etc.
Therefore, the filters become extremely large and their operating characteristics are satisfactory.
Not.
In order to design a compact filter, a resonator
That is, a bimode resonator was created. U.S. Pat. No. 5,083,102 has two azimuth angles.
-Mode dielectric resonance employing a vertically degenerate mode
A filter having a filter is disclosed. Tuning and coupling between the orthogonal mode and the dielectric resonator
This is achieved mechanically by the use of screws. Parallel plate resonator operating in dual mode
Is also known. I. Burr and P.M. Barrita said, “Microstrip antennas
, Artec House, 1980, describes two uncoupled right angle modes of a patch resonator.
Disclosed is the use of a notch to provide a bond between nodes. U.S. Pat. No. 5,172,084,
A filter in which the two degenerate modes of the microstrip patch resonator are used
Show. Two pairs of conductive leads are used to create two azimuthally perpendicular degenerate modes.
Special perturbator used to facilitate coupling between orthogonal modes
(Perturber) is used. However, synchronization is not considered
The performance of the filter is dependent on the parasitic surface mode propagating in the common substrate on which the patch is mounted.
Suffered a great deal of trouble. That is, there is a parasitic coupling between the resonators.
Generally, all of the above filters operate in the frequency band of 1-3 GHz
It is particularly bulky for communication systems and they are narrowband, low loss, high
It does not have ideal operating characteristics such as power handling capability. Combination method described above
None of which is sufficient flexibility to be used in multi-channel multiplexers, etc.
Does not have flexibility.
From U.S. Pat. No. 4,881,051 a duplexer-type multiplexer is known.
. The design of this multiplexer is extremely complex and half-cut (half-
cut) and / or multiple cavities with quarter-cut dielectric single-mode resonators
Based on This multiplexer has 2 to 4 channels. Narrow band
In the case of a channel, it is extremely critical for manufacturing tolerances. Besides, it is
Probably multiplexing with more channels since it is limited to a maximum of 4 channels
It would not be useful for channel systems, or in other words, 4 channels
Useless for more than a channel, or it becomes more complex and costly
It is either not effective for your business. In addition, this multiple
Wedges do not appear to be tunable, which is an issue for systems where tunability is required.
Means that it cannot be used.
Summary of the Invention
Therefore, what is required is a small and compact filter, especially a multiplexer.
It is. What is also required is a filter that can be used in a multiplexing (multiplexing / demultiplexing) device
Or, in particular, a multi-pole channel filter, which is simple and uncomplicated
A communication system having a design and operating in a frequency band of, for example, approximately 1 to 3 GHz.
It can be used in systems and is not large, but has good operating characteristics, ie narrow band,
It has low loss and high power processing capability. In addition, resonators are required,
It operates in a multi-mode and, for example, in a multi-channel communication system
Suitable for the filters and multiplexing equipment used. In addition, multi-channel communication systems
There is a need for a way to multiplex the signals in the system, which is efficient and has high power handling capability.
Power
With only a low loss.
Therefore, what is required is a superconducting multiplex device. This is some signal
It has input means and some signal output means. It also adds some filters
Including several resonators. These filters each represent one channel
, The resonator operates in at least two modes and at least some resonance
The vessel is tunable. In particular, to create a degenerate resonator mode, for example,
By introducing asymmetry into the current, it is necessary to generate current and / or electric field redistribution.
It is necessary.
Therefore, coupling means are provided to provide mutual coupling between the degenerate modes of the resonator.
I can. This forms, according to a particular embodiment, an angle, with respect to this angle
The degenerate modes are combined. The coupling means also connects the input / output means with each other.
Or by arranging in a suitable way about the axis of symmetry of the resonator
. This coupling angle is advantageously the azimuthal angle between the signal input and the axis of symmetry of the resonator, and
, The degenerate mode is non-orthogonal. According to a particular embodiment, it comprises a second coupling means
be able to. These control the strength of the coupling between the degenerate modes and / or
Is used to control the resonance frequency of the degenerated mode. The second coupling means
For example, it may include a notch disposed on the resonator. These also give, in particular,
Used to control the coupling angle provided. Advantageously, the degenerate mode
The lowest order, especially the TM (transverse magnetic) mode, is coupled. At least some resonance
The resonance frequency of the device can be tuned. This tuning is advantageously biased
It is provided by applying and controlling a voltage by a stage. Instead, some resonance
The instruments may be optically tunable and / or they may be temperature controlled / tunable
Wear. According to an advantageous embodiment, these resonators are triple mode resonators. this is
, Means that they operate in three different degenerate modes.
The multiplexing device advantageously comprises several filters formed by several resonators
including. Also, the number of resonators advantageously does not exceed the number of filters. this thing
Is a frequency coupling device with a known number of resonators for several multipole channel filters.
Means that it is significantly reduced.
Particular embodiments relate to two-channel multiplexers. 2 channel multi
The plexer has two input ports and one output port forming two channels.
And each channel includes a two-pole filter. Join
Are the first and second between the axis of symmetry of the resonator and the first and second signal input ports.
It is given by the azimuthal coupling angle. In the first tuning or biasing operation,
If no bias is applied (or nothing else is done), the first and
And only one of the second input signals is output via the signal output means of the signal output port.
It is. In contrast, with different biasing or tuning conditions, the two input signals
Is output via the signal output means. This bias operation or tuning
Can be performed by applying a bias voltage. Instead or in addition to this
Alternatively, temperature or optical tuning can be used.
According to another embodiment, the device has four inputs and one common output
Includes 4-channel multiplexer. This multiplexer has three tunable
Including shaker. It is a demultiplexing filter multiplexer, where each branch is a 4-pole
Including filters. By selecting the first and second coupling means and the bias condition, four
Is output via the common output means. further
According to another embodiment, the apparatus includes an eight channel multiplexer. This circle
The duplexer has seven shared poles with a six-pole tunable filter in each branch channel.
It is formed by a shaker. In addition, it is a multi-channel
It may be a lexa.
According to an advantageous embodiment, the resonators (related to all embodiments) are parallel
It is a plate resonator. These resonators are, for example, discs, rings, rectangular resonators
Or they may be of any shape. In addition, these
Resonators may be made of a non-linear bulk material with a high dielectric constant,
At least partially covered with a superconducting HTS film. It is smaller and more compact
This is extremely advantageous for forming a simple resonator.
In particular, a resonator is provided that operates in three modes. Conclusion for three modes
The case is given by the azimuth between the degenerate modes. Also, these degenerate modes are azimuth
Not vertical. The angle between them and the coupling between them is determined by the input / output ports.
The resonators are arranged in a corresponding manner, and the resonator further comprises
For example, it is controlled or tuned electrically. Instead, it is optical or temperature
It may be more controlled. Mechanical tuning can also be performed, for example, using piezoelectric means.
it can. Alternative additional coupling means are provided, for example in the form of a notch or similar
You may.
Multipole filter including several multimode resonators with three azimuthal degenerate modes
Ruta is also supplied.
An advantage of the present invention is that a particularly small and compact device is provided, which is
Used for telecommunication systems, for example operating in the 1-3 GHz frequency band
What you can do. A particular advantage of the invention is that, in particular, a triple mode regime is used.
And significantly reduce the number of resonators per channel or filter
It is. This further reduces the size of the multiplexer. Tunable frequency
Additional functional flexibility for microwave systems where several channels are required,
For example, a compatible and / or reconfigurable microwave system may be provided.
Is also an advantage. Another advantage of the present invention is that filters or multiplexers
Manufacturing tolerances are not critical. This makes the device more robust and
It becomes less sensitive to obstacles.
BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES
The present invention is further described below in a non-limiting manner, with reference to the accompanying drawings, in which:
You.
here,
FIG. 1A shows a parallel plate circular disk resonator with symmetric excitation.
FIG. 1B shows a parallel plate circular disk resonator with asymmetric excitation.
2A-D illustrate the first four lowest order modes in a parallel plate circular disk resonator.
3 shows the electric field and current distribution of the gate.
FIG. 3A shows a single lowest order mode current distribution in a circular parallel plate resonator.
.
FIG. 3B shows the current distribution of the two degenerate lowest order modes in a resonator as described above.
Is shown.
FIG. 4 shows the temperature of the resonance frequencies of the four lowest order modes in the superconducting parallel plate resonator.
Shows degree dependence.
FIG. 5 shows the voltage dependence of the resonance frequency.
FIG. 6 shows a tunable two-pole filter.
FIG. 6A shows the passband of the filter of FIG. 6 for a first bias condition.
FIG. 6B shows input and output signal frequencies for the bias conditions of FIG. 6A.
FIG. 6C shows the passband of the filter for the second bias condition.
FIG. 6D is a view similar to FIG. 6B for the bias condition of FIG. 6C.
FIG. 7 shows a tunable two-channel multiplexer.
FIG. 7A shows the passband of the multiplexer of FIG. 7 for a first bias condition.
You.
FIG. 7B shows a plurality of input and output signals for the bias condition of FIG. 7A.
You.
FIG. 7C shows the passband of the device of FIG. 7 for a second bias condition.
FIG. 7D shows input and output signals for the bias condition of FIG. 7C.
FIG. 8 shows a four channel multiplexer.
FIG. 9 shows an eight channel multiplexer.
Detailed description of the invention
FIG. 1 shows, by way of illustration, a parallel-plate circular disk resonator with symmetric excitation.
The circular parallel plate disk resonator 1A is made of, for example, high-temperature superconducting (YBCO) or Au.
It includes a single crystal nonlinear dielectric 2 partially covered by a plate 3. The plate 3 is formed by a known method (this
This is, inter alia, ZY Shen's "High-Temperature Superconducting Microwave Circuit", Artec.
House, 1994. ) Will be deposited. This is
Further mentioned. These superconductors are arranged on both flat surfaces of the dielectric material 2.
Is placed. Connection 6 is used for voltage biasing and input and output couplings 4,5A are
Are arranged symmetrically with respect to the symmetry plane or symmetry axis 6, 6A of the resonator. But
However, in FIG. 1B, the input and output coupling ports are otherwise perfectly symmetric.
The shaker is arranged to introduce asymmetry. In all other respects, FIG.
The resonator shown in FIG. 1B corresponding to the vibrator has an output port and an input port which correspond to a symmetry plane 6B.
With an asymmetry where they are arranged to have an azimuth.
Circular with dielectric thickness less than microwave signal wavelength in dielectric (perfect axis
Distribution and magnetic field for the four low-order TM modes of a disk resonator
The electric field distribution is shown in FIGS. Resonant frequency of perfectly symmetric resonator
Is I. Burr and P.M. "Microstrip antenna" by Barrita,
As discussed in Artek House, 1980, is given by:
c0Is the speed of light in a vacuum, a is the radius of the disk, ε is the dielectric constant, KmnIs a unit of order n
The m-th zero of the derivative of the Russell function. In FIGS. 2A-D, a series with arrows
The lines indicate the current at the surface of the plate, and the dashed and dotted lines indicate the magnetic field. Also, ●
And x indicate the electric field in a generally accepted manner. Lowest order TM11Mode
And Kmn= 1.8412. The current distribution for this mode is shown in FIG. 3A.
You. The continuous line indicates the current, and ● and × indicate the direction of the electric field. Asymmetry is disk
This creates an electric field / current redistribution when introduced into As a result, the degenerate mode
Is made. As mentioned above, the asymmetry may be, for example, as shown schematically in FIG.
It can be introduced by placing the input and output coupling ports in appropriate locations.
Of course, asymmetry can be introduced in other ways. FIG. 3B shows the current distribution
And the output excitation point is shown for a resonator shifted by an angle Φ. this
In the figure, the continuous line is the basic (excited) TM11Shows the current line for the mode,
Dotted line is degenerated (output) TM113 shows current lines for modes.
However, the mutual coupling between the two degenerate modes disappears for an angle of about 90 degrees.
Perish. For this angle, the degenerate modes of the perfectly symmetric resonator are not coupled
The resonance frequencies of the two modes are virtually identical. However, other angles and / or
For any asymmetry in the resonator, coupling occurs between the degenerate modes.
R. E. FIG. "Basics of Microwave Engineering" by Colin, McGraw-Hill, 1966
Combination theory has been discussed, and the combined degenerate modes have slightly different frequencies.
Two new modes result. When the angle is selected correctly, the degenerate modes are
The resonator has a maximally flat passband or a Chebyshev
Forces operation as a two-pole filter with a passband. To a fixed angle
On the other hand, the coupling strength between the modes, via which the resonance frequency, and the additional coupling means
Can be controlled. These additional coupling means are described below in the second connection.
Expressed as a means, for example, a notch in a plate of a parallel plate resonator or the like
May be included. Of course, some other alternatives are possible.
6-9, several different embodiments of the present invention are shown. But this
Before going into the details of these particular embodiments, examples of how resonators are made
Is shown. The following discussion is directed to further embodiments that fall within the scope of the present invention not described herein.
As well as these particular embodiments described with reference to FIGS. I
However, the invention is not limited to resonators made as described below, but
Merely relates to an embodiment, through which the dimensions of the resonator, and thus the filter and
Multiplexer dimensions can be further reduced, and tunability is improved.
Wear.
High-temperature superconductor (hereinafter, referred to as HTS) is formed of liquid nitrogen (hereinafter, referred to as NTS).liq
Expressed by ) Has very low microwave loss at 77K. Favorable fruit
In an embodiment, the HTS is a low-loss, narrow-band filter for a multi-channel communication system.
Used for data. The HTS microwave circuit was developed by ZY Shen,
Microwave Circuits, "Artec House, 1994. 1-3
Electrical and / or small dimensions with very high Q values in the GHz frequency band
Or temperature controlled resonators could integrate HTS with nonlinear dielectric materials
More realizable. This is especially true for O.D. G. FIG. "At YBCO by Bendic
Plated bulk single crystal SrTiOThree1 GHz Tunable Resonator on
Tar, 1995, Vol. 31, No. 8, p. 654. Only
However, the resonator discussed therein is mounted in a coaxial fixture. Toriwa
For this reason, it can be used in bi-mode operation and in multi-channel multiplexers.
Not suitable for use. Moreover, the dimensions are as small as required for such applications
Absent. This is, inter alia, due to the fact that something other than the lowest resonance mode is used.
Is due. According to the invention, this lowest resonance mode is advantageous and
It contributes to reducing the size.
However, non-linear dielectrics such as, for example, strontium titanate STO
Single crystal materials have a very high dielectric constant, and furthermore, the microwave loss is NliqBoiling
It is extremely low in the temperature range lower than the temperature. Therefore, as mentioned above, even if
Non-linear dielectrics such as STO are used to further reduce the size of the resonator
Yes, but can also be used to tune the resonance frequency of the resonator. Tuning is applied
This is done either by controlling the pressure or controlling the temperature. Instead, optical tuning is applied
it can. FIG. 6 shows the resonance frequencies of the four lowest order modes of the superconducting parallel plate resonator.
Indicates whether the temperature is dependent on temperature. Resonant frequency of all modes below 80K
Due to the almost linear dependence of STO, the decrease in the dielectric constant of the STO is-2
It can be seen that there is a dependency of
Four lowest TM modes TM01, TM11, TMtwenty one, TM31Is the K value,01
= 3.8317, K11= 1.8412, Ktwenty one= 3.0542, K31= 4.201
2, and within these four lowest modes, the lowest frequency is TM11Belongs to mode
You. For example, for a 5 mm diameter resonator, the resonant frequency of this mode is
When no ass voltage is applied, it is close to 0.95 GHz at 77K. FIG.
TM11Mode resonance frequency applied for two different temperatures 35K and 75K
Show how it depends on voltage. “A” is the TM at 35K11Apply mode
Shows the voltage dependency, while "b" shows the corresponding dependency at 75K.
The small difference between the resonance frequencies of the two degenerate modes described above and the temperature at these frequencies
Degree and voltage dependence can be passed by changing bias voltage or temperature etc.
Can be used to control bandpass filters and multiplexers.
For example, a dual mode operation STO parallel plate disk having a YBCO superconducting plate
In one example of a shaker, according to one special example given merely for illustrative purposes
For example, it has a resonator diameter of about 10 mm and a dielectric thickness of about 0.5 mm. Coupling angle is about 1
0 °, and the first and second bias voltages are 0 V and 200 V, respectively.
Good. However, this should be construed as merely an example of many.
FIG. 6 shows a tunable multiplexer-filter / switch 10. frequency
f0A microwave signal having a dual-pole tunable resonator R10
It is supplied to the input port 11 of the filter. Signal output port in the form of signal output port 12
A stage through which the signal is output. Angle ΦTenConstitutes the first coupling means
,
On the other hand, a notch or the like constitutes the second coupling means 13. 6A and 6
B is, for example, the voltage V0And / or temperature T0To the first bias condition corresponding to
2 shows the pass band of the filter 10 for the filter. For example, the first via corresponding to zero voltage
For the filtering condition, the center frequency of the filter matches the frequency of the input signal. frequency
f0Is transmitted through the filter with the lowest possible attenuation. This joint
The shaker is shown in FIG. 6B. That is, from this figure, the frequency f0Input signal with
It can be seen that the signal is output from this filter.
FIG. 6C shows, for example, the applied voltage V1And / or temperature T1The second buy corresponding to
4 shows the pass band of the filter for the ass condition. This passband is shifted
. This causes the signal frequency of the input signal to fall into the non-passband,
2 is strongly attenuated. As can be seen from FIG. 6D, in this case, no signal is output.
I'm not forced. The performance of the filter, here a passband filter, is
The angle Φ that the signal input port 11 forms with the plane of symmetry of the resonatorTenGiven by
Can be controlled or controlled. There, this angle forms the first coupling means. Yes
Advantageously, it can be additionally controlled by the second coupling means 13
. A tunable filter / switch as shown in FIGS.
Form a more complex tunable filter or multiplexing device basic unit
be able to.
FIG. 7 shows a second embodiment including a tunable two-channel multiplexer 20.
Have been. First and second microwave signals f1, FTwoIs a single parallel plate circular
To the first input port 21 and the second input port 22 of the disk resonator R20.
Supplied respectively. Frequency f1, FTwoAre slightly different. The output port 25 is shown in FIG.
In a manner similar to that described above, a two-pole filter with the first input port 21 is used.
Form rutha. This filter is designated below as filter B
You. The performance of the filter B depends on the first coupling means, namely the angle Φ.twenty oneAnd the second coupling means 2
3, 24. The second two-pole filter is similar,
It is formed between the second input port 22 and the output port 25. Output port 25
, Common output ports for both the first and second input ports. This file
The filter is represented below as filter C. Its performance is the same
, The angle Φtwenty twoAnd the second coupling means 23 and 24. In FIG. 7A,
, Filter B and filter C have, for example, a voltage and / or
Is the temperature bias condition V0, T0For the first bias condition corresponding to
Have been. First coupling means, namely coupling angle Φtwenty one, Φtwenty twoAnd the second coupling means 23
, 24 are the first input signal f1Are in the passband of filter B and the second
Input signal fTwoIs in the non-passband of filter C. As a result, the first
Input frequency f1Are output from the common signal output means 25.
This can also be seen from FIG. 7B. Similarly, FIGS. 7C and 7D illustrate voltage and / or
Is the temperature bias condition V1, T1The passband for the second bias condition corresponding to
Where the second input signal fTwoOnly appear at output port 25. The join is
It is mainly given by the azimuth between degenerate modes. This azimuth can be entered / output
Given by the array of power ports. In the embodiment shown here, each channel
There is one two-pole filter.
FIG. 8 shows another embodiment of the present invention for a four-channel multiplexer 30.
. According to the present invention, only three resonators R1, R2, and R3 form one four-channel demultiplexer.
Required for filter multiplexer. In this embodiment, three resonators
Are all tunable. The multiplexer 30 has four input ports 31, 32
, 33, 34 in the form of four input means. The two input ports 31 and 32 are the first
And the input ports 33 and 34 are included in the second resonator R2.
It is. One common output port 35 is included in the third resonator R3. Therefore,
There is one common output port for all input ports. The first resonator R1 is
Together with the third resonator R3, one two-channel multiplexer is formed. here
Wherein the multiplexer includes two 4-pole tunable demultiplexers. Second
And the third resonator R2, R3 are likewise another two-channel four-pole filter
To form As with the bias conditions, the first and second coupling means, ie, where
Is the coupling angle Φ31, Φ32, Φ33, Φ34And second coupling means 36, 37, 38, 39
Each coupling strength between the resonators is represented by a frequency f1, FTwo, FThree, FFourOnly one of the
One input signal is selected to be transmitted to the output port 35. Therefore, one
Only 3 Resonators to Provide Two 4-Pole Demultiplexer Filter Multiplexers
Is required, which is advantageous.
FIG. 9 shows an eight-channel multiplexer 40. Multiplexer
40 is the frequency f1From the frequency f88 input ports for signals with
There is also one common output to which one of the input signals is transmitted. As mentioned above, the first
And the second coupling means, ie coupling between each axis of the resonator and the signal input port
Angles are provided, which create three degenerate azimuthal non-vertical modes. to this
For this, the same principles as described for the other embodiments apply, so
Does not state. However, for one 8-channel multiplexer, seven
It can be seen that only the resonator R40 is necessary. These resonators are
Form a 6-pole tunable filter within. For comparison, one-pole dielectric resonator
If you make an 8-channel multiplexer as a traditional combiner with
Would be required.
According to the invention, higher order multiplexers can be provided using the same principle.
You. However, how it is made is clear from the above,
Need not be described in any form.
Even if the invention was described more closely under the reference of a multiplexer,
It is obvious that the present invention can be applied to a demultiplexing device. The present invention relates to disks, rings,
Resonators of rectangular or any arbitrary shape, or in particular of any kind of flat
Although applied to row plate resonators, it also uses so-called image resonators
It is also possible. In the beginning of the description, the resonator may be, for example, YBCO or other
Including bulk crystal-like dielectric material such as STO plated with HTS material
You. This relates, for example, to an advantageous embodiment in which the dimensions can be further reduced. this is
Obviously, it merely relates to particular embodiments. Creating resonators in other ways
And the superconducting material need not be a high-temperature superconducting material or the like. The present invention relates to other
The aspects are also not limited to the examples shown and can be modified in many ways, in particular
Refers to demultiplexers as well as multiplexers.