【発明の詳細な説明】
線形化された交流電圧増幅器
本発明は、入力電圧に対する信号入力側と出力電圧に対する信号出力側とを有
し、信号入力側の後ろに演算増幅器が設けられておりかつ信号出力側の前に相互
に電気的に接続されている２つのトランジスタが設けられている、線形化された
交流電圧増幅器に関する。
線形化された交流電圧増幅器においてないし交流電圧の増幅の際に、交流電圧
増幅器における出力段トランジスタの伝送特性曲線がＡＢ級においては著しいト
ランスファ歪みを来すことが周知である。この形式の歪みは、電流および電圧間
に線形の関係がある場合は生じないはずである。それ故にこのような歪みを回避
するために、指数関数特性曲線と対数化特性曲線との積から出来るだけ線形な合
成された特性曲線を生成することを目的として、別の対数伝送特性曲線を指数関
数特性曲線と統合することが公知である。
入力電圧の周波数が低い場合は、トランスファ歪みを大幅に除去することがで
きるような負帰還結合が作用する。というのは、低周波の交流電圧ではトランス
ファ歪みを除去するためのループ作用が十分に大きいからである。
しかしトランスファ歪みは高周波数では負帰還結合
によっては完全に除去することができない。というのは、増加する振動傾向のた
めにループ増幅度を無限に大きくすることができないからである。
本発明の課題は、冒頭に述べた形式の線形化された交流電圧増幅器を、トラン
スファ歪みが高周波交流電圧の領域においても大幅に除去することができるかも
しくは著しく僅かな範囲でしか生じないように改良することである。
この課題は本発明によれば、演算増幅器の出力側に、能動４端子回路網として
構成されている線形化回路網が設けられておりかつ能動４端子回路網は２つの作
動電圧接続端子および演算増幅器の出力側並びにアースに接続されているように
したことによって解決される。
この本発明により構成された線形化された交流電圧増幅器は、線形化回路網の
付加的な安定した作動電圧なしに動作する。このために、金属酸化物半導体電界
効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を制御するために演算増幅器および線形化回
路網の正および負の作動電流が自動的に加算される。
更に本発明の実施例では、４端子回路網が容量を介してアースに接続されてい
るようにすることができる゜
これにより、高周波数における線形化回路網の対数電流上昇の簡単な実現が可
能である。更に同様に、ド
ライバ段の対数関数の、電力ＭＯＳＦＥＴの指数関数に対する容易な同調が、線
形化回路網の出力容量の、ＭＯＳＦＥＴの入力容量に対する整合によって可能で
ある。
有利には、線形化回路網はＢ級作動における相補エミッタホロアとして構成さ
れており、エミッタホロアはオーミック抵抗によって橋絡されておりかつその出
力側はコンデンサを介してアースに接続されている。この場合は、ここで問題に
なっている増幅器原理を実現するための著しく煩雑でない回路である。
更に、線形化回路網はＡＢ級作動における相補形エミッタホロアとして構成さ
れており、このエミッタホロア定常電流は零とは異なった所定の値を有している
ようにすれば有利である。
この構成により、零点近傍における回路全体の特別良好な線形性が実現される
。更に、Ｉ0+に対する付加的な電流路が必要でない。
有利には定常電流は相補的なエミッタホロアの高抵抗の共通のエミッタ抵抗を
介して一定に保持することができる。このことは、ＡＢ級作動において相補的な
エミッタホロアの付加的な温度補償が必要でないという別の利点と結び付いてい
る。
更に、増幅器は、相補的なエミッタホロアのエミッタ抵抗が２つの直列に接続
されているコンデンサによって橋絡されており、該コンデンサの接続部は抵抗を
介してアースに接続されているように構成することができる。このことは、同時
に低くかつ安定した定常電流Ｉ0+において相補的なエミッタホロアの高いパルス
電流ＩPを意味している。
増幅器は更に、トランジスタがＮチャネルトランジスタでありかつ金属酸化物
半導体電界効果トランジスタとして実現されておりかつ前記演算増幅器および線
形化回路網の正および負の作動電流の合計によって直接プッシュプルで投入接続
されかつ間接的に遮断トランジスタを介して加速されて遮断することができるよ
うに構成することができる。
このことと、できるだけ僅かなコストによる電力ＭＯＳＦＥＴの寄生ゲート容
量の迅速な充電および放電が結び付いている。更に、ドライバ段の付加的な冷却
は必要でない。
有利には、金属酸化物半導体電界効果トランジスタはそれぞれ１つのＮＴＣ抵
抗と熱接触されており、該ＮＴＣ抵抗はそれぞれ、該金属酸化物半導体電界効果
トランジスタの接続端子ゲートと接続端子ソースとの間に直接接続されている。
このことは、低い信号周波数における回路の高い熱的安定性を意味している。
温度補償のための電力ＭＯＳＦＥＴに対するソース抵抗は必要ではない。更に、
回路は同時に高い零点安定性があって非常に僅かなダイナミック内部抵抗を有し
ている。ＭＴＣ抵抗の接続
線材の延長は必要ない。というのは、２つの接続端子は電力ＭＯＳＦＥＴの接続
端子ゲートおよびソースに直接接続されているからである。
更に、増幅器を、金属酸化物半導体電界効果トランジスタのゲート接続端子の
みに交流電圧の正の半波に対して正の作動電圧が加わるようにすることが望まし
い。このことは、最大の出力電圧ストロークと結び付いている。
有利には、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ交流電圧の正の半波に対し
て、バイアス電圧によってカーレントミラーを介して制御することができ、その
際バイアス電圧は正の作動電圧の上方にある。
本発明の別の実施例において、演算増幅器の２つの作動電圧接続端子にそれぞ
れ、投入接続および遮断可能な直流電圧源が接続されているようにすることがで
きる。電圧＋ＵSおよび−ＵSを介する２つの直流電圧源の対称的な投入接続およ
び遮断によって、増幅器の投入接続および遮断の際に完全に対称的な状態が実現
される。このために、信号出力側におけるリレーを省略することができるように
なる。
更に、信号出力側の前に設けられている２つのトランジスタは金属酸化物半導
体電界効果トランジスタとして実現されていれば有利である。
図面には本発明の実施例が多数の変形にて示されている。その際
第１図は、線形化された交流電圧増幅器の回路図であり、
第２図は、第１の態様の、第１図の部分図であり、
第３図は、第２の態様の、第１図の部分図であり、
第４図は、第３の態様の、第１図の部分図であり、
第５図は、第４の態様の、第１図の部分図である。
信号入力側１に並列に、入力抵抗２が設けられている。入力抵抗の後ろに、低
域通過フィルタ３が接続されており、このフィルタは一方の入力側４を介して演
算増幅器５に接続されている。演算増幅５の別の入力側６に、負帰還結合回路網
７が設けられている。この回路網は線路８を介して増幅器の信号出力側９に接続
されている。
一方の作動電圧接続端子１０に、バイポーラトランジスタ１２を有する直流電
圧源１１および２つのバイポーラトランジスタ１４，１５を有するカーレントミ
ラー１３が接続されており、カーレントミラーは線路１６を介して１２Ｖの一定
の直流電圧源１８の一方の極に接続されている。カーレントミラー１３は更に、
ダイオード１９，オーミック抵抗２０および金属酸化物半導体電界効果トランジ
スタ２１を介して直流電流源１８の他方の極２２に接続されている。
ダイオード１９，抵抗２０およびトランジスタ２１に並列に、制御抵抗２３，
遮断トランジスタ２４，調整可能な抵抗２５およびコンデンサ２６が接続されて
いる。
演算増幅器５の他方の作動電圧接続端子２７は、直流電圧源２８およびバイポ
ーラトランジスタ２９並びにダイオード３０，オーミック抵抗３１および金属酸
化物半導体電界効果トランジスタ３２を介して信号出力側９の一方の極３３に接
続されている。ダイオード３０，抵抗３１および金属酸化物半導体電界効果トラ
ンジスタ３２に並列に、制御抵抗３４，遮断トランジスタ３５，サーミスタ３６
およびコンデンサ３７が接続されており、これらは線路３８を介して電圧源（＋
Ｕb／−Ｕb）に接続されている。
演算増幅器５の出力側４０において、接続点４１に抵抗４２が設けられている
。能動４端子回路網として構成されている線形化回路網４３は、抵抗４４，２つ
のバイポーラトランジスタ４５，４６およびコンデンサ４７を含んでいる。４端
子回路網４３は線路４８を介して接続点４１もしくは演算増幅器５の出力側４０
に接続されている。更に、トランジスタ４５のベース４９およびトランジスタ４
６のベース５０が接続点５１を介して相互に並びに抵抗４４に接続されている。
更に、トランジスタ４５のコレクタ５２およびトランジスタ４６のコレクタ５３
が演算増幅器５の作動電圧線路５４，５５に接続されている。コンデンサ４７は
アース５６に接続されている。
能動４端子回路網ないし線形化回路網４３に並列に
、抵抗７５とポテンショメータ５７の直列接続が接続されている。
ソース接続端子５８は線路５９を介してドレイン電流接続端子６０に接続され
ている。
第２図には、４つの接続端子６１，６２，６３，６４を有する線形化回路網４
３が図示されている。
第３図には、第２図の回路に比べてコンデンサ４７を有している線形化回路網
４３が図示されている。
第４図には、第１図に図示の線形化回路網と同じ構成素子を有している線形化
回路網４３が図示されている。第５図には、定電流源６６および定電流源６７が
設けられている変形された線形化回路網４３が図示されている。
更に、トランジスタ４５，４６に付加的にコンデンサ６８，６９が設けられて
おり、その際更に、抵抗７０がアース７１に接続されている。更に、トランジス
タ４６および４７の間に、変化する抵抗７２が接続されている。演算増幅器５の
出力側は接続点４１を介して抵抗４２に接続されておりかつ別の接続点５１を介
して２つの抵抗７３，７４に接続されている。
線形化された交流電圧増幅器は電圧制御される電圧源であって、信号入力側に
おける交流電圧を負帰還結合回路網によって確定される、一定の係数だけ増幅し
て、信号出力側に供給する。
入力抵抗は実質的に増幅器の入力インピーダンスを
決定する。低域通過フィルタは、交流電圧増幅器の上昇速度にとって迅速であり
すぎる入力電圧を減衰する。演算増幅器は２つの直流電圧源と一緒に、バイポー
ラカスコードを形成し、その出力電流Ｉ+およびＩ-は電力ＭＯＳＦＥＴを直接プ
ッシュプルにおいて制御する。カーレントミラーは制御電流Ｉ+を、正の半波に
対しても、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴに比して著しく性能の高いＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴを使用することができるように、同じ大きさの電流Ｉ′+に変換する。
演算増幅器は一定の電圧±（ＵS−０．７Ｖ）によって作動される。従ってこ
れを通って一定の定常電流Ｉoが流れる。入力信号のない場合、Ｉs＝０およびＩ+
＝Ｉ′+＝Ｉo＋Ｉo+、並びにＩ-=Ｉo＋Ｉo+である。ＡＢ級に対して、ポテンシ
ョメータによって電流Ｉo+は、制御抵抗における電圧降下がＭＯＳＦＥＴのゲー
トしきい値電圧およびダイオードの順方向電圧の上方にあって、交流電圧増幅器
の定常電流が低い、安定した値ＩAOをとるように調整設定される。ＩAOの温度安
定性は、サーミスタの、ＭＯＳＦＥＴとの熱接触によって実現される。
信号入力側に正弦波形状の交流電圧が加わると、同相の、ほぼ正弦波形状の交
流電圧が演算増幅器の出力側に現れる。例えば、制御抵抗のように選定されてい
る抵抗を介して交流電流ＩSが流れ、これは、極性に応じて制御電流Ｉ+およびＩ-
に加算されかつＭＯＳ
ＦＥＴをプッシュプルで導通制御する。
負帰還結合回路網によって、演算増幅器は電流ＩSを、信号出力側における出
力電圧の形状が接続されている負荷に無関係に、入力電圧の形状を正確に有して
いるように、調整する。
信号入力側における零から正の電圧への迅速な電圧ジャンプの際に、演算増幅
器の出力電圧も最大の速度で＋ＵSに向かってほぼ線形に上昇する。
ＩSに対して付加的に、線形化回路網は今やパルス電流Ｉp+を発生し、これは
、ＩSを４倍だけ上昇させることができる。Ｉp+は制御電流Ｉ+に加算され、この
制御電流は今や、信号側縁の始めで、近似的に対数経過を以て著しく加速されて
ＭＯＳＦＥＴをその指数関数伝送特性曲線で導通制御する。従って、矩形形状の
入力電圧であっても、信号出力側における出力電圧の零点から出発した、線形の
上昇が生じる。遮断トランジスタは、ＭＯＳＦＥＴが、相対向しているＭＯＳＦ
ＥＴが加速されて導通制御される前に、その都度確実に遮断されることを保証す
る。The present invention has a signal input for an input voltage and a signal output for an output voltage, wherein an operational amplifier is provided behind the signal input, and The invention relates to a linearized AC voltage amplifier, which is provided with two transistors electrically connected to each other before the signal output. It is well known that in a linearized AC voltage amplifier or when amplifying an AC voltage, the transfer characteristic curve of the output stage transistor in the AC voltage amplifier causes a significant transfer distortion in class AB. This type of distortion should not occur if there is a linear relationship between current and voltage. Therefore, in order to avoid such distortion, another logarithmic transmission characteristic curve is exponentially generated in order to generate a combined characteristic curve that is as linear as possible from the product of the exponential function characteristic curve and the logarithmic characteristic curve. It is known to integrate with function characteristic curves. When the frequency of the input voltage is low, negative feedback coupling acts so that transfer distortion can be largely eliminated. This is because a low-frequency AC voltage has a sufficiently large loop effect for removing transfer distortion. However, transfer distortion cannot be completely eliminated at high frequencies by negative feedback coupling. This is because the loop amplification cannot be increased indefinitely due to the increasing tendency of vibration. The object of the invention is to provide a linearized AC voltage amplifier of the type mentioned at the outset in such a way that transfer distortions can be largely eliminated or occur only in a very small range in the region of high-frequency AC voltages. It is to improve. According to the invention, a linearization network is provided at the output of the operational amplifier, which is configured as an active four-terminal network, and the active four-terminal network has two operating voltage connection terminals and an operational network. This is solved by having the output side of the amplifier as well as being connected to ground. The linearized AC voltage amplifier constructed according to the invention operates without the additional stable operating voltage of the linearization network. To this end, the positive and negative operating currents of the operational amplifier and the linearization network are automatically added to control the metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET). Furthermore, in an embodiment of the invention, the four-terminal network can be connected to ground via a capacitor. This allows a simple realization of the logarithmic current rise of the linearization network at high frequencies. It is. Further similarly, easy tuning of the logarithmic function of the driver stage to the exponential function of the power MOSFET is possible by matching the output capacitance of the linearization network to the input capacitance of the MOSFET. Preferably, the linearization network is configured as a complementary emitter follower in class B operation, the emitter follower being bridged by an ohmic resistor and its output connected via a capacitor to ground. In this case, the circuit is not significantly complicated to realize the amplifier principle in question. Furthermore, it is advantageous if the linearization network is configured as a complementary emitter follower in class AB operation, the emitter follower steady-state current having a predetermined value different from zero. With this configuration, particularly good linearity of the entire circuit near the zero point is realized. Furthermore, no additional current path for I 0+ is required. Advantageously, the steady-state current can be kept constant via the high resistance common emitter resistance of the complementary emitter followers. This is associated with another advantage that class AB operation does not require additional temperature compensation of the complementary emitter follower. Furthermore, the amplifier is configured such that the emitter resistance of the complementary emitter follower is bridged by two series connected capacitors, the connection of which is connected to ground via the resistor. Can be. This implies a high pulse current I P of the emitter follower complementary at the same time to a low and stable steady-state current I 0+ . The amplifier is further characterized in that the transistor is an N-channel transistor and is realized as a metal-oxide-semiconductor field-effect transistor, and is directly push-pull connected by the sum of the positive and negative operating currents of the operational amplifier and the linearization network. In addition, it can be configured to be able to indirectly accelerate and cut off via the cutoff transistor. This is coupled with the rapid charging and discharging of the parasitic gate capacitance of the power MOSFET with as little cost as possible. Furthermore, no additional cooling of the driver stage is required. Advantageously, each of the metal oxide semiconductor field effect transistors is in thermal contact with one of the NTC resistors, each of which is connected between a connection terminal gate and a connection terminal source of the metal oxide semiconductor field effect transistor. Directly connected. This implies a high thermal stability of the circuit at low signal frequencies. No source resistance is needed for the power MOSFET for temperature compensation. Furthermore, the circuit has very low dynamic internal resistance with high zero stability at the same time. It is not necessary to extend the connecting wire of the MTC resistor. This is because the two connection terminals are directly connected to the connection terminal gate and source of the power MOSFET. In addition, it is desirable that the amplifier be configured so that a positive operating voltage is applied to only the gate connection terminal of the metal oxide semiconductor field effect transistor with respect to the positive half wave of the AC voltage. This is associated with a maximum output voltage stroke. Advantageously, the positive half-wave of the metal-oxide-semiconductor field-effect transistor AC voltage can be controlled via a current mirror by a bias voltage, the bias voltage being above the positive operating voltage. . In another embodiment of the invention, the two operating voltage connection terminals of the operational amplifier can each be connected to a DC voltage source that can be switched on and off. Due to the symmetrical switching on and off of the two DC voltage sources via the voltages + U S and -U S , a completely symmetrical state is realized when the amplifier is switched on and off. For this reason, the relay on the signal output side can be omitted. Furthermore, it is advantageous if the two transistors provided in front of the signal output are realized as metal oxide semiconductor field-effect transistors. The drawing shows an embodiment of the invention in a number of variants. FIG. 1 is a circuit diagram of a linearized AC voltage amplifier, FIG. 2 is a partial view of FIG. 1, of the first embodiment, and FIG. 3 is a partial view of the second embodiment. FIG. 4 is a partial view of FIG. 1 of the third embodiment, and FIG. 5 is a partial view of FIG. 1 of the fourth embodiment. An input resistor 2 is provided in parallel with the signal input side 1. Behind the input resistor, a low-pass filter 3 is connected, which is connected via one input 4 to an operational amplifier 5. At another input 6 of the operational amplifier 5, a negative feedback coupling network 7 is provided. This network is connected via line 8 to the signal output 9 of the amplifier. A DC voltage source 11 having a bipolar transistor 12 and a current mirror 13 having two bipolar transistors 14 and 15 are connected to one operating voltage connection terminal 10. Is connected to one pole of the DC voltage source 18. The current mirror 13 is further connected to the other pole 22 of the DC current source 18 via a diode 19, an ohmic resistor 20, and a metal oxide semiconductor field effect transistor 21. In parallel with the diode 19, the resistor 20, and the transistor 21, a control resistor 23, a cutoff transistor 24, an adjustable resistor 25, and a capacitor 26 are connected. The other operating voltage connection terminal 27 of the operational amplifier 5 is connected to one pole 33 of the signal output side 9 via a DC voltage source 28 and a bipolar transistor 29 and a diode 30, an ohmic resistor 31, and a metal oxide semiconductor field effect transistor 32. It is connected. A control resistor 34, a blocking transistor 35, a thermistor 36 and a capacitor 37 are connected in parallel with the diode 30, the resistor 31 and the metal oxide semiconductor field effect transistor 32, and these are connected via a line 38 to a voltage source (+ U b). / −U b ). On the output side 40 of the operational amplifier 5, a resistor 42 is provided at a connection point 41. The linearization network 43, configured as an active four-terminal network, includes a resistor 44, two bipolar transistors 45 and 46, and a capacitor 47. The four-terminal network 43 is connected via a line 48 to the connection point 41 or to the output 40 of the operational amplifier 5. Further, the base 49 of the transistor 45 and the base 50 of the transistor 46 are connected to each other and to the resistor 44 via the connection point 51. Further, the collector 52 of the transistor 45 and the collector 53 of the transistor 46 are connected to the operating voltage lines 54 and 55 of the operational amplifier 5. Capacitor 47 is connected to ground 56. A series connection of a resistor 75 and a potentiometer 57 is connected in parallel with the active four-terminal network or the linearization network 43. The source connection terminal 58 is connected to the drain current connection terminal 60 via the line 59. FIG. 2 shows a linearization network 43 having four connection terminals 61, 62, 63, 64. FIG. 3 shows a linearization network 43 having a capacitor 47 compared to the circuit of FIG. FIG. 4 shows a linearization network 43 having the same components as the linearization network shown in FIG. FIG. 5 shows a modified linearization network 43 provided with a constant current source 66 and a constant current source 67. Furthermore, capacitors 68 and 69 are additionally provided for the transistors 45 and 46, wherein a resistor 70 is connected to the ground 71. Further, a variable resistor 72 is connected between the transistors 46 and 47. The output of the operational amplifier 5 is connected via a connection point 41 to a resistor 42 and via another connection point 51 to two resistors 73 and 74. A linearized AC voltage amplifier is a voltage-controlled voltage source that amplifies an AC voltage at a signal input by a constant coefficient determined by a negative feedback network and supplies the amplified signal to a signal output. The input resistance substantially determines the input impedance of the amplifier. The low pass filter attenuates the input voltage which is too fast for the rising speed of the AC voltage amplifier. Operational amplifier with two DC voltage source, to form a bipolar cascode, the output current I + and I - are controlled in direct push-pull power MOSFET. The current mirror adjusts the control current I + to the same magnitude as the current I ′ so that an N-channel MOSFET having a significantly higher performance than the P-channel MOSFET can be used even for the positive half-wave. Convert to + The operational amplifier is operated by a constant voltage ± (U S -0.7V). Therefore, a constant steady current Io flows through this. If no input signal, I s = 0 and I + = I '+ = I o + I o +, and I - = a I o + I o +. For class AB, the potentiometer indicates that the current I o + is a stable value at which the voltage drop in the control resistor is above the gate threshold voltage of the MOSFET and the forward voltage of the diode, and the steady-state current of the AC voltage amplifier is low. It is adjusted and set to take IAO . Temperature stability of I AO is a thermistor, is realized by thermal contact with the MOSFET. When a sinusoidal AC voltage is applied to the signal input, an in-phase, substantially sinusoidal AC voltage appears at the output of the operational amplifier. For example, through a resistor, which is selected as the control resistor flow AC current I S, which is the control current I + and I according to the polarity - the summed and MOS FET conducts control in push-pull on. By means of the negative feedback coupling network, the operational amplifier adjusts the current IS such that the shape of the output voltage at the signal output has exactly the shape of the input voltage, independent of the load to which it is connected. During a rapid voltage jump from zero to a positive voltage at the signal input, the output voltage of the operational amplifier also rises almost linearly towards + U S at maximum speed. In addition to I S , the linearization network now generates a pulse current I p + , which can increase I S by a factor of four. I p + is added to the control current I + , which is now significantly accelerated at the beginning of the signal edge, approximately with a logarithmic course, to control the MOSFET with its exponential transfer characteristic. Therefore, even if the input voltage has a rectangular shape, a linear rise starts from the zero point of the output voltage on the signal output side. The shut-off transistor ensures that the MOSFET is shut off each time before the opposing MOSFET is accelerated and controlled.
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Ｂ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ
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