JP2000349678A - 混変調を低減する方法及びその方法を実現する送受信機 - Google Patents
混変調を低減する方法及びその方法を実現する送受信機Info
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
- H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
- H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 混変調ノイズを低減する方法とその方法を実
現した送受信機を提供する。 【解決手段】ベースバンド信号を出力するベースバンド
ユニット１６０と、ベースバンド信号を変調して被変調
信号を出力する変調器１７０と、被変調信号を増幅して
送受切換器１２０へ送信信号を出力する送信増幅器１７
５と、送受切換器１２０から受信信号を受け取ると共
に、送信信号に比例する包絡線信号により変調される利
得を有する受信増幅器１２５とを備えた送受信機１００
を提供する。
現した送受信機を提供する。 【解決手段】ベースバンド信号を出力するベースバンド
ユニット１６０と、ベースバンド信号を変調して被変調
信号を出力する変調器１７０と、被変調信号を増幅して
送受切換器１２０へ送信信号を出力する送信増幅器１７
５と、送受切換器１２０から受信信号を受け取ると共
に、送信信号に比例する包絡線信号により変調される利
得を有する受信増幅器１２５とを備えた送受信機１００
を提供する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、それぞれ900 ＭＨ
ｚ帯域や1.9 ＧＨｚ帯域を使用した符号分割多重アクセ
ス（Code Division Multiple Access − CDMA ）電話
や、セル方式のパーソナル通信システム（Personal Com
munication System − PCS）で動作するデュアルモード
電話などにおいて、送信機が受信機に引き起こす混変調
を低減するための装置及び方法に関するものである。
ｚ帯域や1.9 ＧＨｚ帯域を使用した符号分割多重アクセ
ス（Code Division Multiple Access − CDMA ）電話
や、セル方式のパーソナル通信システム（Personal Com
munication System − PCS）で動作するデュアルモード
電話などにおいて、送信機が受信機に引き起こす混変調
を低減するための装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】符号分割多重アクセス（CDMA）移動セル
ラー電話の受話器の大きさを低減する際に直面する主な
問題として、しばしば同時に使用される送信機と受信機
の間の高分離性が要求されることがある。その送信機と
受信機とは共に送受切換器を通してアンテナに接続され
ている。そして典型的には、送受切換器は送信機と受信
機との間で、例えば６０ｄＢを超えるような十分な分離
性を確保するためにかなり大きなサイズを有している。
ラー電話の受話器の大きさを低減する際に直面する主な
問題として、しばしば同時に使用される送信機と受信機
の間の高分離性が要求されることがある。その送信機と
受信機とは共に送受切換器を通してアンテナに接続され
ている。そして典型的には、送受切換器は送信機と受信
機との間で、例えば６０ｄＢを超えるような十分な分離
性を確保するためにかなり大きなサイズを有している。
【０００３】受話器のサイズを小さくするために、特に
デュアルバンドCDMA/AMPS 型において、送受切換器も送
信機と受信機のポート間の分離性を犠牲にした小規模化
が図られている。なお、ここでAMPSはアドバンストアメ
リカ移動サービス（AdvancedAmerican Mobile Servic
e）を意味する。典型的には、ＰＣＳバンド送受切換器
は約４５ｄＢの分離性を有する一方、セルラーバンド送
受切換器は４５〜５０ｄＢの分離性を有している。この
ように分離性が低減されると、受信機における低ノイズ
増幅器（Low Noise Amplifier − LNA）の３次の非線型
成分により、重大な混変調を引き起こす可能性がある。
デュアルバンドCDMA/AMPS 型において、送受切換器も送
信機と受信機のポート間の分離性を犠牲にした小規模化
が図られている。なお、ここでAMPSはアドバンストアメ
リカ移動サービス（AdvancedAmerican Mobile Servic
e）を意味する。典型的には、ＰＣＳバンド送受切換器
は約４５ｄＢの分離性を有する一方、セルラーバンド送
受切換器は４５〜５０ｄＢの分離性を有している。この
ように分離性が低減されると、受信機における低ノイズ
増幅器（Low Noise Amplifier − LNA）の３次の非線型
成分により、重大な混変調を引き起こす可能性がある。
【０００４】この混変調ノイズは、受信周波数帯におい
て大きな単一妨害信号と共に組み合わさって受話器の送
信機から受信機へ伝わる受話器自身の変調送信機漏れ信
号に起因するものである。そして、その妨害信号は、例
えば近接した基地局の狭帯域変調信号のような近接した
チャネル信号により生じるものである。特に、上記低ノ
イズ増幅器の３次の非線型成分により、上記単一妨害信
号の振幅は送信機漏れ信号の振幅変化によって変調され
る。送信機漏れ信号は、上記低ノイズ増幅器の感度を、
経時変化を伴いつつ抑圧する。そして、その感度抑圧は
低ノイズ増幅器の出力において、大きな信号が供給され
たときにおける小さな信号のレベル変化に表れる。
て大きな単一妨害信号と共に組み合わさって受話器の送
信機から受信機へ伝わる受話器自身の変調送信機漏れ信
号に起因するものである。そして、その妨害信号は、例
えば近接した基地局の狭帯域変調信号のような近接した
チャネル信号により生じるものである。特に、上記低ノ
イズ増幅器の３次の非線型成分により、上記単一妨害信
号の振幅は送信機漏れ信号の振幅変化によって変調され
る。送信機漏れ信号は、上記低ノイズ増幅器の感度を、
経時変化を伴いつつ抑圧する。そして、その感度抑圧は
低ノイズ増幅器の出力において、大きな信号が供給され
たときにおける小さな信号のレベル変化に表れる。
【０００５】混変調電力を低減するためには、大きな３
次の遮断点（ＩＰ３）を持った高線形性低ノイズ増幅器
が必要とされる。しかしながら、そのような大きなＩＰ
３を有する高線形性低ノイズ増幅器は大電流を消費し
て、移動電話又は送受信機の電源を速く消耗してしま
う。従って、大きなＩＰ３を有する高線形性低ノイズ増
幅器を用いる必要が無く混変調電力を低減して、送受信
機の消費電流や消費電力を最小化する必要がある。
次の遮断点（ＩＰ３）を持った高線形性低ノイズ増幅器
が必要とされる。しかしながら、そのような大きなＩＰ
３を有する高線形性低ノイズ増幅器は大電流を消費し
て、移動電話又は送受信機の電源を速く消耗してしま
う。従って、大きなＩＰ３を有する高線形性低ノイズ増
幅器を用いる必要が無く混変調電力を低減して、送受信
機の消費電流や消費電力を最小化する必要がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述の問題
を解消するためになされたものであり、従来の受信装置
の問題を低減するよう制御される受信装置とその制御方
法とを提供することを目的とする。また、本発明の他の
目的は、大きな３次の遮断点（ＩＰ３）を持った本来的
に高線形性を有する低ノイズ増幅器を必要とすることな
く、混変調ノイズを低減した受信装置又は送受信機を提
供することにある。
を解消するためになされたものであり、従来の受信装置
の問題を低減するよう制御される受信装置とその制御方
法とを提供することを目的とする。また、本発明の他の
目的は、大きな３次の遮断点（ＩＰ３）を持った本来的
に高線形性を有する低ノイズ増幅器を必要とすることな
く、混変調ノイズを低減した受信装置又は送受信機を提
供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的は、ベースバ
ンド信号を出力するベースバンドユニットと、ベースバ
ンド信号を変調して被変調信号を出力する変調器とを有
する送受信機を提供することによって達成される。送信
増幅器は、被変調信号を増幅して送受切換器へ送信信号
を出力する。また、この送受信機はさらに送受切換器か
ら受信信号を受けると共に、包絡線信号により変調され
る利得を有する受信増幅器とを含む。包絡線信号は、送
信信号の電力やその電力の平方根に比例するよう送信信
号に比例する。
ンド信号を出力するベースバンドユニットと、ベースバ
ンド信号を変調して被変調信号を出力する変調器とを有
する送受信機を提供することによって達成される。送信
増幅器は、被変調信号を増幅して送受切換器へ送信信号
を出力する。また、この送受信機はさらに送受切換器か
ら受信信号を受けると共に、包絡線信号により変調され
る利得を有する受信増幅器とを含む。包絡線信号は、送
信信号の電力やその電力の平方根に比例するよう送信信
号に比例する。
【０００８】その包絡線信号は、ベースバンドユニット
によって供給される。好ましい実施例においては、包絡
線信号が、受信増幅器の出力信号を受け取る包絡線検波
器により供給される。その包絡線信号は、受信増幅器の
出力を整流する整流器により供給されるものであっても
良い。他の実施例においては、送信機が受信機に引き起
こす混変調を低減する方法であって、ベースバンドユニ
ットによってベースバンド信号を形成するステップと、
被変調信号を形成するためにベースバンド信号を変調す
るステップと、送受切換器へ送信信号を供給するために
被変調信号を増幅するステップと、増幅された受信信号
を形成するために送受切換器から受信信号を受信増幅器
により受けるステップと、送信信号の電力あるいはその
電力の平方根に比例するよう送信信号に比例する包絡線
信号を用いて受信増幅器の利得を変調するステップとを
備えた方法が提供される。
によって供給される。好ましい実施例においては、包絡
線信号が、受信増幅器の出力信号を受け取る包絡線検波
器により供給される。その包絡線信号は、受信増幅器の
出力を整流する整流器により供給されるものであっても
良い。他の実施例においては、送信機が受信機に引き起
こす混変調を低減する方法であって、ベースバンドユニ
ットによってベースバンド信号を形成するステップと、
被変調信号を形成するためにベースバンド信号を変調す
るステップと、送受切換器へ送信信号を供給するために
被変調信号を増幅するステップと、増幅された受信信号
を形成するために送受切換器から受信信号を受信増幅器
により受けるステップと、送信信号の電力あるいはその
電力の平方根に比例するよう送信信号に比例する包絡線
信号を用いて受信増幅器の利得を変調するステップとを
備えた方法が提供される。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明は、一般的に送受信機や送
信機において混変調ノイズを低減することに関するもの
である。この混変調ノイズは、典型的には受信周波数帯
における大きな単一妨害信号と組み合わされる変調送信
漏洩信号から生じる。その混変調ノイズは、低ノイズ増
幅器（ＬＮＡ）の３次の非線型成分に起因し、低ノイズ
増幅器の３次の遮断点（ＩＰ３）特性と呼ばれてもい
る。実例的には、送受信機は符号分割多重アクセス（Ｃ
ＤＭＡ）電話や関連するＲＦベースバンド集積回路（Ｉ
Ｃｓ）を含む。
信機において混変調ノイズを低減することに関するもの
である。この混変調ノイズは、典型的には受信周波数帯
における大きな単一妨害信号と組み合わされる変調送信
漏洩信号から生じる。その混変調ノイズは、低ノイズ増
幅器（ＬＮＡ）の３次の非線型成分に起因し、低ノイズ
増幅器の３次の遮断点（ＩＰ３）特性と呼ばれてもい
る。実例的には、送受信機は符号分割多重アクセス（Ｃ
ＤＭＡ）電話や関連するＲＦベースバンド集積回路（Ｉ
Ｃｓ）を含む。
【００１０】図１は混変調ノイズを低減するために用い
られた送受信機回路１００を示す図である。この送受信
機回路１００は、共に送受切換器１２０を通してアンテ
ナ１１５に接続された送信機１０５と受信機１１０を含
む。送受切換器１２０は、周波数に応じて選択的に信号
伝送経路を決定する。例えば、受信周波数を持った信号
は実質的に受信機１１０に振り向けられ、送信機１０５
からは十分に分離されている。同様に、送信周波数を持
った信号は実質的に送信機１０５からアンテナ１１５へ
向けられ、受信機１１０からは十分に分離されている。
そして、受信機１１０は、アンテナ１１５から送受切換
器１２０を通して無線周波数（ RF ）信号を受け取るた
めに接続された低ノイズ増幅器のような増幅器１２５を
含む。
られた送受信機回路１００を示す図である。この送受信
機回路１００は、共に送受切換器１２０を通してアンテ
ナ１１５に接続された送信機１０５と受信機１１０を含
む。送受切換器１２０は、周波数に応じて選択的に信号
伝送経路を決定する。例えば、受信周波数を持った信号
は実質的に受信機１１０に振り向けられ、送信機１０５
からは十分に分離されている。同様に、送信周波数を持
った信号は実質的に送信機１０５からアンテナ１１５へ
向けられ、受信機１１０からは十分に分離されている。
そして、受信機１１０は、アンテナ１１５から送受切換
器１２０を通して無線周波数（ RF ）信号を受け取るた
めに接続された低ノイズ増幅器のような増幅器１２５を
含む。
【００１１】低ノイズ増幅器１２５は、受け取ったＲＦ
信号ｘ（ｔ）を増幅して増幅信号ｙ（ｔ）を出力する。
影像あるいは受信帯フィルタと呼ばれている第一のフィ
ルタ１３０は、増幅されたＲＦ信号ｙ（ｔ）を濾過して
ミキサ１３５へ濾過された信号を供給する。実例的に
は、影像フィルタ１３０は受信帯の信号を通す広帯域フ
ィルタであり、受信帯の外の信号を通さない。ミキサ１
３５は濾過されたＲＦ信号を局部発振器１４５から供給
された局部発振信号１４０と混合することによって、中
間周波数（ＩＦ）信号へ低周波変換する。
信号ｘ（ｔ）を増幅して増幅信号ｙ（ｔ）を出力する。
影像あるいは受信帯フィルタと呼ばれている第一のフィ
ルタ１３０は、増幅されたＲＦ信号ｙ（ｔ）を濾過して
ミキサ１３５へ濾過された信号を供給する。実例的に
は、影像フィルタ１３０は受信帯の信号を通す広帯域フ
ィルタであり、受信帯の外の信号を通さない。ミキサ１
３５は濾過されたＲＦ信号を局部発振器１４５から供給
された局部発振信号１４０と混合することによって、中
間周波数（ＩＦ）信号へ低周波変換する。
【００１２】ＩＦ信号は、例えば狭帯域のチャネルフィ
ルタ１５０によって濾過される。そして、チャネルフィ
ルタ１５０から出力された濾過後のＩＦ信号は、同相及
び直角位相（ＩＱ）復調器や自動利得制御（ＡＧＣ）回
路やフィルタを含む復調器ユニット１５５に供給され
る。この復調器ユニット１５５はベースバンドユニット
１６０へ復調された受信信号ＩR （ｔ），ＱR （ｔ）を
出力する。そして、ベースバンドユニット１６０は、例
えばデジタル信号プロセッサ（DSP)によって処理するた
めに信号をデジタル形式に変換したり、受話器で話す人
に送る音声信号へ再変換したりといった更なる処理を行
うＤＳＰのようなプロセッサを含む。
ルタ１５０によって濾過される。そして、チャネルフィ
ルタ１５０から出力された濾過後のＩＦ信号は、同相及
び直角位相（ＩＱ）復調器や自動利得制御（ＡＧＣ）回
路やフィルタを含む復調器ユニット１５５に供給され
る。この復調器ユニット１５５はベースバンドユニット
１６０へ復調された受信信号ＩR （ｔ），ＱR （ｔ）を
出力する。そして、ベースバンドユニット１６０は、例
えばデジタル信号プロセッサ（DSP)によって処理するた
めに信号をデジタル形式に変換したり、受話器で話す人
に送る音声信号へ再変換したりといった更なる処理を行
うＤＳＰのようなプロセッサを含む。
【００１３】上記においては、受信ユニット１１０によ
る信号の受け取りと処理について記したが、対照的に送
信ユニット１０５は以下のように信号を処理し送信す
る。ベースバンドユニット１６０はｖI （ｔ），ｖ
Q （ｔ）で示される送信信号ＩT ，ＱT を出力し、送信
ユニット１０５中の変調ユニット１７０に供給される。
変調ユニット１７０は、ＡＧＣ回路やフィルタだけでな
くＩＱ変調器も含む。そして、変調ユニット１７０は送
信ベースバンド信号ｖI （ｔ），ｖQ （ｔ）を濾過し、
変調し、この技術分野で良く知られた局部発振器を使っ
て変調ＲＦ信号へ高周波変換する。
る信号の受け取りと処理について記したが、対照的に送
信ユニット１０５は以下のように信号を処理し送信す
る。ベースバンドユニット１６０はｖI （ｔ），ｖ
Q （ｔ）で示される送信信号ＩT ，ＱT を出力し、送信
ユニット１０５中の変調ユニット１７０に供給される。
変調ユニット１７０は、ＡＧＣ回路やフィルタだけでな
くＩＱ変調器も含む。そして、変調ユニット１７０は送
信ベースバンド信号ｖI （ｔ），ｖQ （ｔ）を濾過し、
変調し、この技術分野で良く知られた局部発振器を使っ
て変調ＲＦ信号へ高周波変換する。
【００１４】変調ＲＦ信号は電力増幅器（ＰＡ）１７５
へ供給される。電力増幅器１７５はＲＦ信号を増幅し
て、アンテナ１１５からの送信のために送受切換器１２
０へ増幅信号ｓ（ｔ）を供給する。ここで、増幅信号ｓ
（ｔ）の電力は送信電力ＰTXと呼ばれる。この送信電力
ＰTXの部分ＬTXＰTXは、送受切換器１２０を通して低ノ
イズ増幅器１２５へ漏洩し、低ノイズ増幅器１２５へ入
ってくる妨害信号と組み合わさって混変調ノイズを引き
起こす。送信周波数ｆT での送受切換器における減衰又
は分離は、ＬTXで示される。低ノイズ増幅器１２５へ漏
れる妨害信号Ｐja m の一部は、妨害信号電力Ｐjam と、
受信周波数ｆR での送受切換器１２０の挿入損ＬRXとの
積となる。
へ供給される。電力増幅器１７５はＲＦ信号を増幅し
て、アンテナ１１５からの送信のために送受切換器１２
０へ増幅信号ｓ（ｔ）を供給する。ここで、増幅信号ｓ
（ｔ）の電力は送信電力ＰTXと呼ばれる。この送信電力
ＰTXの部分ＬTXＰTXは、送受切換器１２０を通して低ノ
イズ増幅器１２５へ漏洩し、低ノイズ増幅器１２５へ入
ってくる妨害信号と組み合わさって混変調ノイズを引き
起こす。送信周波数ｆT での送受切換器における減衰又
は分離は、ＬTXで示される。低ノイズ増幅器１２５へ漏
れる妨害信号Ｐja m の一部は、妨害信号電力Ｐjam と、
受信周波数ｆR での送受切換器１２０の挿入損ＬRXとの
積となる。
【００１５】実例的には、妨害物１８５は、送受信機１
００を有する符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）電話と
混信し、あるいは妨害するＡＭＰＳ型の電話である。図
２に関して示されるように、妨害信号１８０は混変調を
生じＡＭスペクトラムを作りだす帯域内無変調キャリア
ＣＷトーンであっても良い。特に、無変調の妨害信号１
８０は広がり、受信周波数ｆRX近傍で変調漏洩信号ＬRX
Ｐjam を生成する。変調漏洩信号ＬRXＰjam は、低ノイ
ズ増幅器１２５へ漏洩する。
００を有する符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）電話と
混信し、あるいは妨害するＡＭＰＳ型の電話である。図
２に関して示されるように、妨害信号１８０は混変調を
生じＡＭスペクトラムを作りだす帯域内無変調キャリア
ＣＷトーンであっても良い。特に、無変調の妨害信号１
８０は広がり、受信周波数ｆRX近傍で変調漏洩信号ＬRX
Ｐjam を生成する。変調漏洩信号ＬRXＰjam は、低ノイ
ズ増幅器１２５へ漏洩する。
【００１６】図２は、単調感度抑圧のスペクトラム２０
０の実例を示す図である。図２に示されるように、図１
に示された送受信機１００を有するＣＤＭＡ移動電話又
は受話器は、電力Ｐjam を有する単調な妨害信号１８０
（これも図１に示される）のような無変調キャリアトー
ンを受けやすい。単調な妨害信号１８０は、例えばＣＤ
ＭＡにおいて必要とされる−１０１ｄＢｍレベルの電力
ＰRXを有する受信信号２１０より７１ｄＢ強いものであ
る。必要とされる受信信号ＰRX２１０は、図１に示され
た受信機１１０によって検知される最小信号レベルであ
る感度レベルより、わずかに３ｄＢ程度高いに過ぎな
い。
０の実例を示す図である。図２に示されるように、図１
に示された送受信機１００を有するＣＤＭＡ移動電話又
は受話器は、電力Ｐjam を有する単調な妨害信号１８０
（これも図１に示される）のような無変調キャリアトー
ンを受けやすい。単調な妨害信号１８０は、例えばＣＤ
ＭＡにおいて必要とされる−１０１ｄＢｍレベルの電力
ＰRXを有する受信信号２１０より７１ｄＢ強いものであ
る。必要とされる受信信号ＰRX２１０は、図１に示され
た受信機１１０によって検知される最小信号レベルであ
る感度レベルより、わずかに３ｄＢ程度高いに過ぎな
い。
【００１７】送信周波数ｆTXにおける移動体の送信電力
ＰTX２１５は、セルラーＰＣＳ方式においてほぼ２３ｄ
Ｂｍである最高レベルに維持される。送信及び受信セン
タ周波数ｆTX，ｆRXは、典型的にはセルラー動作で４５
ＭＨｚ、ＰＣＳ動作で８０ＭＨｚである二重バンド２１
７により分けられている。ＣＤＭＡ送信機の開閉ループ
電力制御のために、受話器は受信信号２１０が−１０４
ｄＢｍの感度レベルに近づいたとき、最大電力を伝送す
るよう仕向けられる。送受切換器１２０において送信分
離性Ｌtxが５０ｄＢのとき、受信機の低ノイズ増幅器１
２５への送信機からの漏洩ＬTXＰTXはおよそ−２５ｄＢ
ｍである。
ＰTX２１５は、セルラーＰＣＳ方式においてほぼ２３ｄ
Ｂｍである最高レベルに維持される。送信及び受信セン
タ周波数ｆTX，ｆRXは、典型的にはセルラー動作で４５
ＭＨｚ、ＰＣＳ動作で８０ＭＨｚである二重バンド２１
７により分けられている。ＣＤＭＡ送信機の開閉ループ
電力制御のために、受話器は受信信号２１０が−１０４
ｄＢｍの感度レベルに近づいたとき、最大電力を伝送す
るよう仕向けられる。送受切換器１２０において送信分
離性Ｌtxが５０ｄＢのとき、受信機の低ノイズ増幅器１
２５への送信機からの漏洩ＬTXＰTXはおよそ−２５ｄＢ
ｍである。
【００１８】低ノイズ増幅器への入力における妨害信号
１８０からの受信無変調妨害は、送受切換器の受信経路
における３ｄＢの受信挿入損ＬRXを考慮すれば、およそ
−３３ｄＢｍである。影像フィルタ１３０は、送信周波
数ｆTXにおいて約３０ｄＢ減衰させるため、ミキサ１３
５は十分混変調から保護される。電力増幅器１７５から
低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する減衰された移動送信機
信号ＬTXＰTXは、送受切換器１２０を通して低ノイズ増
幅器１２５に入ってくる単一妨害信号１８０から生じる
信号ＬRXＰjam と組み合わされる。そして、組み合わさ
れた信号ＬTXＰ TX ,ＬRXＰjam は、低ノイズ増幅器１２
５へ供給される。
１８０からの受信無変調妨害は、送受切換器の受信経路
における３ｄＢの受信挿入損ＬRXを考慮すれば、およそ
−３３ｄＢｍである。影像フィルタ１３０は、送信周波
数ｆTXにおいて約３０ｄＢ減衰させるため、ミキサ１３
５は十分混変調から保護される。電力増幅器１７５から
低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する減衰された移動送信機
信号ＬTXＰTXは、送受切換器１２０を通して低ノイズ増
幅器１２５に入ってくる単一妨害信号１８０から生じる
信号ＬRXＰjam と組み合わされる。そして、組み合わさ
れた信号ＬTXＰ TX ,ＬRXＰjam は、低ノイズ増幅器１２
５へ供給される。
【００１９】低ノイズ増幅器の経時的感度抑圧は、受信
信号ＰRX２１０において弱い振幅変調（Amplitude Modu
lation− AM ）を生じさせる。その振幅変調は大変弱い
ので、逆拡散の後においてノイズ比、即ち、トラヒック
や同期及びパイロットチャネルのＳ／Ｎ比に関し、必要
とされる信号に重大な影響を与えない。しかしながら、
妨害信号Ｐjam １８０のような、低ノイズ増幅器の入力
において非常に近接したチャネル間の混信に関する振幅
変調の影響は大変大きくなりうる。普通の状況下におい
ては、例えば妨害信号Ｐjam １８０のようなこれらの強
い狭帯域ＡＭＰＳにおける混信は、逆拡散が生じる前に
完全にチャネルフィルタ１５０により除去される。しか
しながら、弱い振幅変調とともに、これらの混信信号１
８０における電力のごく一部が混信信号自身の辺り、す
なわち妨害信号Ｐjam １８０付近を中心として、２．５
ＭＨｚ帯２２０を超えて広がる。この振幅変調から生じ
る拡散信号は図２の参照番号２２５として示されてい
る。
信号ＰRX２１０において弱い振幅変調（Amplitude Modu
lation− AM ）を生じさせる。その振幅変調は大変弱い
ので、逆拡散の後においてノイズ比、即ち、トラヒック
や同期及びパイロットチャネルのＳ／Ｎ比に関し、必要
とされる信号に重大な影響を与えない。しかしながら、
妨害信号Ｐjam １８０のような、低ノイズ増幅器の入力
において非常に近接したチャネル間の混信に関する振幅
変調の影響は大変大きくなりうる。普通の状況下におい
ては、例えば妨害信号Ｐjam １８０のようなこれらの強
い狭帯域ＡＭＰＳにおける混信は、逆拡散が生じる前に
完全にチャネルフィルタ１５０により除去される。しか
しながら、弱い振幅変調とともに、これらの混信信号１
８０における電力のごく一部が混信信号自身の辺り、す
なわち妨害信号Ｐjam １８０付近を中心として、２．５
ＭＨｚ帯２２０を超えて広がる。この振幅変調から生じ
る拡散信号は図２の参照番号２２５として示されてい
る。
【００２０】典型的には、妨害信号Ｐjam １８０はチャ
ネルフィルタ通過帯２３０の端のちょうど外側にある。
その結果、混変調信号あるいはノイズ電力２２５の重要
な部分は、チャネルフィルタ通過帯２３０の中に入る。
上記のように、混変調ノイズ２２５は、経時変化する低
ノイズ増幅器の感度抑圧に起因する受信信号ＰRX２１０
の振幅変調によって生成されるように見受けられる。受
信信号ＰRX２１０は、例えば必要により低ノイズ増幅器
１２５が基地局から受け取る信号である。
ネルフィルタ通過帯２３０の端のちょうど外側にある。
その結果、混変調信号あるいはノイズ電力２２５の重要
な部分は、チャネルフィルタ通過帯２３０の中に入る。
上記のように、混変調ノイズ２２５は、経時変化する低
ノイズ増幅器の感度抑圧に起因する受信信号ＰRX２１０
の振幅変調によって生成されるように見受けられる。受
信信号ＰRX２１０は、例えば必要により低ノイズ増幅器
１２５が基地局から受け取る信号である。
【００２１】単調感度抑圧試験では、妨害信号Ｐjam １
８０のような混信信号は、必要とされる受信信号ＰRX２
１０からある周波数間隔２４０だけ離れている。この周
波数間隔２４０はセルラーバンドにおいて９００ｋＨｚ
であり、ＰＣＳバンドで１．２５ＭＨｚである。その結
果、図２に示されるように、２．５ＭＨｚ帯２２０のか
なりの部分が受信信号ＰRX２１０の帯域２３０と重なっ
ている。狭帯域ＡＭＰＳ妨害信号Ｐjam １８０は受信信
号２１０より７１ｄＢ強いので、受信信号２１０と重な
る２．５ＭＨｚ帯２２０の部分に重大な混信電力があ
る。この重なった混信電力のために、逆拡散後かなりの
信号ノイズ比の低減が図られる。
８０のような混信信号は、必要とされる受信信号ＰRX２
１０からある周波数間隔２４０だけ離れている。この周
波数間隔２４０はセルラーバンドにおいて９００ｋＨｚ
であり、ＰＣＳバンドで１．２５ＭＨｚである。その結
果、図２に示されるように、２．５ＭＨｚ帯２２０のか
なりの部分が受信信号ＰRX２１０の帯域２３０と重なっ
ている。狭帯域ＡＭＰＳ妨害信号Ｐjam １８０は受信信
号２１０より７１ｄＢ強いので、受信信号２１０と重な
る２．５ＭＨｚ帯２２０の部分に重大な混信電力があ
る。この重なった混信電力のために、逆拡散後かなりの
信号ノイズ比の低減が図られる。
【００２２】図１及び図２を参照して、混変調ノイズ２
２５を低減するために、ベースバンドユニット１６０は
低ノイズ増幅器１２５の利得を制御する二乗包絡線信号
ｒ2（ｔ）を出力する。特に、二乗包絡線信号ｒ
2 （ｔ）は送信信号ＰTXの電力に比例する。二乗包絡線
信号ｒ2 （ｔ）は瞬間的な送信機電力の変化にしたがっ
て、低ノイズ増幅器１２５の利得を変化させ、あるいは
変調する。図４と図５に関して記述される他の実施の形
態においては、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は送信ベース
バンド信号から導かれるものではない。むしろ、二乗包
絡線信号ｒ2 （ｔ）は低ノイズ増幅器１２５の出力から
直接導かれる。さらに詳しくは、二乗包絡線信号ｒ
2 （ｔ）は包絡線検波器６１０を用いて、低ノイズ増幅
器１２５の変調された出力の包絡線から導かれる。
２５を低減するために、ベースバンドユニット１６０は
低ノイズ増幅器１２５の利得を制御する二乗包絡線信号
ｒ2（ｔ）を出力する。特に、二乗包絡線信号ｒ
2 （ｔ）は送信信号ＰTXの電力に比例する。二乗包絡線
信号ｒ2 （ｔ）は瞬間的な送信機電力の変化にしたがっ
て、低ノイズ増幅器１２５の利得を変化させ、あるいは
変調する。図４と図５に関して記述される他の実施の形
態においては、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は送信ベース
バンド信号から導かれるものではない。むしろ、二乗包
絡線信号ｒ2 （ｔ）は低ノイズ増幅器１２５の出力から
直接導かれる。さらに詳しくは、二乗包絡線信号ｒ
2 （ｔ）は包絡線検波器６１０を用いて、低ノイズ増幅
器１２５の変調された出力の包絡線から導かれる。
【００２３】混変調ノイズが低減されることにより、消
費電流の増大という犠牲を払ってもかなり高い３次遮断
点（ＩＰ３）を必要とする高線形性の低ノイズ増幅器を
用いる必要性が緩和される。特に、線形化のために低ノ
イズ増幅器１２５に逆変調を行うことによって混変調ノ
イズが低減され、低ノイズ増幅器１２５の利得は変化し
変調される。図１に示されるように、低ノイズ増幅器１
２５の利得は、混変調ノイズ２２５を引き起こす漏洩信
号ＬTXＰTXのように変調され低ノイズ増幅器へ漏洩する
ベースバンド信号ｖI （ｔ），ｖQ （ｔ）から導かれる
二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を用いて変調される。
費電流の増大という犠牲を払ってもかなり高い３次遮断
点（ＩＰ３）を必要とする高線形性の低ノイズ増幅器を
用いる必要性が緩和される。特に、線形化のために低ノ
イズ増幅器１２５に逆変調を行うことによって混変調ノ
イズが低減され、低ノイズ増幅器１２５の利得は変化し
変調される。図１に示されるように、低ノイズ増幅器１
２５の利得は、混変調ノイズ２２５を引き起こす漏洩信
号ＬTXＰTXのように変調され低ノイズ増幅器へ漏洩する
ベースバンド信号ｖI （ｔ），ｖQ （ｔ）から導かれる
二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を用いて変調される。
【００２４】より詳しくは、下記の式（１）は包絡線信
号の二乗ｒ2 （ｔ）を示す。そして、この包絡線信号の
二乗ｒ2 （ｔ）は、低ノイズ増幅器の出力信号ｙ（ｔ）
の瞬時電力ＰT （ｔ）に比例し、低ノイズ増幅器１２５
の利得を制御するためベースバンドユニット１６０から
低ノイズ増幅器１２５の利得変調制御ポートへ供給され
る。
号の二乗ｒ2 （ｔ）を示す。そして、この包絡線信号の
二乗ｒ2 （ｔ）は、低ノイズ増幅器の出力信号ｙ（ｔ）
の瞬時電力ＰT （ｔ）に比例し、低ノイズ増幅器１２５
の利得を制御するためベースバンドユニット１６０から
低ノイズ増幅器１２５の利得変調制御ポートへ供給され
る。
【００２５】
【数１】
【００２６】ここで、Ｋはｆ（ＰTX ,ｆTX）である。す
なわち送信電力ＰTXの関数であって、信号生成中に送信
帯周波数において校正される低ノイズ増幅器利得制御因
子である。そして、Δｔは図１に示されるＡ点からＢ点
まで、すなわち変調ユニット１７０への入力から低ノイ
ズ増幅器１２５の出力までの遅延時間を示す。下記の式
（２）は低ノイズ増幅器１２５の出力ｙ（ｔ）を示す。
なわち送信電力ＰTXの関数であって、信号生成中に送信
帯周波数において校正される低ノイズ増幅器利得制御因
子である。そして、Δｔは図１に示されるＡ点からＢ点
まで、すなわち変調ユニット１７０への入力から低ノイ
ズ増幅器１２５の出力までの遅延時間を示す。下記の式
（２）は低ノイズ増幅器１２５の出力ｙ（ｔ）を示す。
【００２７】
【数２】
【００２８】低ノイズ増幅器１２５の二乗時変総利得ａ
1 （ｔ）は、以下の式（３）によって与えられる。
1 （ｔ）は、以下の式（３）によって与えられる。
【００２９】
【数３】
【００３０】ここで、ＰT （ｔ）は低ノイズ増幅器の出
力における送信機漏洩の瞬時電力である。また、Ｅは包
絡線利得であり、ほぼ１に設定される。そして、ＰIP3
は送信周波数ｆTXでの低ノイズ増幅器出力ＩＰ３であ
る。瞬時電力ＰT （ｔ）は、図１に示されたＡ点からＢ
点までの総利得Ｇに依存し、以下の式（４）により与え
られる。
力における送信機漏洩の瞬時電力である。また、Ｅは包
絡線利得であり、ほぼ１に設定される。そして、ＰIP3
は送信周波数ｆTXでの低ノイズ増幅器出力ＩＰ３であ
る。瞬時電力ＰT （ｔ）は、図１に示されたＡ点からＢ
点までの総利得Ｇに依存し、以下の式（４）により与え
られる。
【００３１】
【数４】
【００３２】低ノイズ増幅器利得制御因子Ｋの値は、上
記式（２）、（３）と（４）から決定することができ
る。図３は、受信周波数帯において混変調ノイズ電力に
関する包絡線利得Ｅの効果を示すものである。図３にお
いては包絡線利得ＥとｄＢｍ単位での混変調ノイズ電力
との関係を示すグラフ３００が示される。ここで、低ノ
イズ増幅器入力ＩＰ３は２ｄＢｍとされ、低ノイズ増幅
器への送信機電力漏洩は−２３ｄＢｍとされ、単調妨害
電力は−３３ｄＢｍとされた。混変調ノイズ電力は、線
形化せずに、すなわちＥが０として、受信帯においてお
よそ−８６．３ｄＢｍである。図３により、混変調電力
はＥ＝０に対する−８６．３ｄＢｍと、Ｅ＝１に対する
−１１３ｄＢｍとの間で変化することが分かる。ここ
で、低ノイズ増幅器に非線型性が無い場合のシミュレー
ションでは、混変調ノイズの下限は−１１６ｄＢｍとな
った。
記式（２）、（３）と（４）から決定することができ
る。図３は、受信周波数帯において混変調ノイズ電力に
関する包絡線利得Ｅの効果を示すものである。図３にお
いては包絡線利得ＥとｄＢｍ単位での混変調ノイズ電力
との関係を示すグラフ３００が示される。ここで、低ノ
イズ増幅器入力ＩＰ３は２ｄＢｍとされ、低ノイズ増幅
器への送信機電力漏洩は−２３ｄＢｍとされ、単調妨害
電力は−３３ｄＢｍとされた。混変調ノイズ電力は、線
形化せずに、すなわちＥが０として、受信帯においてお
よそ−８６．３ｄＢｍである。図３により、混変調電力
はＥ＝０に対する−８６．３ｄＢｍと、Ｅ＝１に対する
−１１３ｄＢｍとの間で変化することが分かる。ここ
で、低ノイズ増幅器に非線型性が無い場合のシミュレー
ションでは、混変調ノイズの下限は−１１６ｄＢｍとな
った。
【００３３】送受信機１００は送信周波数帯におけるＫ
と、例えば最大レベルからおよそ１０ｄＢ下までのよう
な送信電力の範囲に対して校正され、校正されたＫはＥ
の最適値に対応する。混変調電力は、ＩＱベースバンド
における受信チャネル帯で直接に、あるいはＩＳ−９５
フレームエラー率を計算することによって間接的に計量
することができる。
と、例えば最大レベルからおよそ１０ｄＢ下までのよう
な送信電力の範囲に対して校正され、校正されたＫはＥ
の最適値に対応する。混変調電力は、ＩＱベースバンド
における受信チャネル帯で直接に、あるいはＩＳ−９５
フレームエラー率を計算することによって間接的に計量
することができる。
【００３４】図４は、低ノイズ増幅器の混変調における
シミュレーションによるスペクトラム４００を示し、線
形化されたＥ＝１の場合が点線で示され、線形化されな
いＥ＝０の場合が破線で示される。ここで、ｙ軸はｄＢ
ｍを単位とした３０ｋＨｚ受信帯域での電力であり、一
方ｘ軸はＭＨｚ単位の周波数である。図３と同様に、入
力ＩＰ３は２ｄＢｍであり、低ノイズ増幅器への送信電
力の漏れは−２３ｄＢｍであり、単調妨害電力は−３３
ｄＢｍである。このスペクトラム４００により、高レベ
ル２２５から低レベル２２７に至るまで線形化が混変調
ノイズ電力の低減に当たって線形化がいかに重要かが分
かる。
シミュレーションによるスペクトラム４００を示し、線
形化されたＥ＝１の場合が点線で示され、線形化されな
いＥ＝０の場合が破線で示される。ここで、ｙ軸はｄＢ
ｍを単位とした３０ｋＨｚ受信帯域での電力であり、一
方ｘ軸はＭＨｚ単位の周波数である。図３と同様に、入
力ＩＰ３は２ｄＢｍであり、低ノイズ増幅器への送信電
力の漏れは−２３ｄＢｍであり、単調妨害電力は−３３
ｄＢｍである。このスペクトラム４００により、高レベ
ル２２５から低レベル２２７に至るまで線形化が混変調
ノイズ電力の低減に当たって線形化がいかに重要かが分
かる。
【００３５】妨害信号の存在とは無関係に、最高の１０
ｄＢ送信領域で常に逆変調がなされている。そして、こ
れは二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）をベースバンドユニット
１５０から低ノイズ増幅器１２５へ供給することにより
なされる。明らかに、図５と図６に示される他の実施の
形態においては、低ノイズ増幅器１２５を変調するため
に用いられる信号は、包絡線検波器により二乗包絡線信
号ｒ2 （ｔ）が供給される低ノイズ増幅器１２５の出力
から直接得られるので、それほど徹底した校正の必要が
ない。低ノイズ増幅器１２５への漏洩信号において送信
電力レベルの変化によって生ずるどのような変化も、低
ノイズ増幅器の出力信号に反映される。それゆえに、二
乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は変化する漏洩信号に応じて自
動的に変化するため、送信電力領域および周波数領域に
おいていかなる校正も必要としない。これらの実施の形
態では、ある特定の送信周波数ｆTXでの最大送信電力Ｐ
TXのようなある一点の校正で十分である。
ｄＢ送信領域で常に逆変調がなされている。そして、こ
れは二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）をベースバンドユニット
１５０から低ノイズ増幅器１２５へ供給することにより
なされる。明らかに、図５と図６に示される他の実施の
形態においては、低ノイズ増幅器１２５を変調するため
に用いられる信号は、包絡線検波器により二乗包絡線信
号ｒ2 （ｔ）が供給される低ノイズ増幅器１２５の出力
から直接得られるので、それほど徹底した校正の必要が
ない。低ノイズ増幅器１２５への漏洩信号において送信
電力レベルの変化によって生ずるどのような変化も、低
ノイズ増幅器の出力信号に反映される。それゆえに、二
乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は変化する漏洩信号に応じて自
動的に変化するため、送信電力領域および周波数領域に
おいていかなる校正も必要としない。これらの実施の形
態では、ある特定の送信周波数ｆTXでの最大送信電力Ｐ
TXのようなある一点の校正で十分である。
【００３６】図５は、本発明における他の実施の形態に
係る送受信機回路６００を示す図である。この送受信機
回路６００では、包絡線信号ｒ（ｔ）が低ノイズ増幅器
１２５自身から直接導かれ、低ノイズ増幅器１２５の変
調ＲＦ出力の包絡線が包絡線検波器６１０により引き出
される。これは、図１に示された送受信機１００に対し
て対照的である。送受信機１００では、二乗包絡線信号
ｒ2 （ｔ）は、変調や送信のためベースバンドユニット
１６０から供給されたベースバンド信号ｖI （ｔ），ｖ
Q （ｔ）から導かれ、一部は送信漏洩信号ＰTXＬTXとし
て低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する。
係る送受信機回路６００を示す図である。この送受信機
回路６００では、包絡線信号ｒ（ｔ）が低ノイズ増幅器
１２５自身から直接導かれ、低ノイズ増幅器１２５の変
調ＲＦ出力の包絡線が包絡線検波器６１０により引き出
される。これは、図１に示された送受信機１００に対し
て対照的である。送受信機１００では、二乗包絡線信号
ｒ2 （ｔ）は、変調や送信のためベースバンドユニット
１６０から供給されたベースバンド信号ｖI （ｔ），ｖ
Q （ｔ）から導かれ、一部は送信漏洩信号ＰTXＬTXとし
て低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する。
【００３７】図１の送受信機回路１００と違い、低ノイ
ズ増幅器の出力から直接導かれ、かつ低ノイズ増幅器１
２５を変調するために用いられる二乗包絡線信号ｒ
2 （ｔ）が自動的に低ノイズ増幅器１２５の入力におい
て漏洩信号ｘ（ｔ）と共に変化するので、図５の送受信
機回路６００はわずか一点での校正だけしか必要としな
い。
ズ増幅器の出力から直接導かれ、かつ低ノイズ増幅器１
２５を変調するために用いられる二乗包絡線信号ｒ
2 （ｔ）が自動的に低ノイズ増幅器１２５の入力におい
て漏洩信号ｘ（ｔ）と共に変化するので、図５の送受信
機回路６００はわずか一点での校正だけしか必要としな
い。
【００３８】図５に示されるように、低ノイズ増幅器１
２５は、主として電力増幅器１７５からの信号であるＲ
Ｆ入力信号ｘ（ｔ）を受け取る。低ノイズ増幅器１２５
は入力信号ｘ（ｔ）を増幅し、影像フィルタ１３０と包
絡線検波器６１０へ出力信号ｙ（ｔ）を供給する。包絡
線検波器６１０は増幅されたＲＦ出力信号ｙ（ｔ）の包
絡線を検波し抽出して、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を出
力する。
２５は、主として電力増幅器１７５からの信号であるＲ
Ｆ入力信号ｘ（ｔ）を受け取る。低ノイズ増幅器１２５
は入力信号ｘ（ｔ）を増幅し、影像フィルタ１３０と包
絡線検波器６１０へ出力信号ｙ（ｔ）を供給する。包絡
線検波器６１０は増幅されたＲＦ出力信号ｙ（ｔ）の包
絡線を検波し抽出して、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を出
力する。
【００３９】図６は、図５の送受信機６００に対するさ
らに他の実施の形態６１５を示す図である。なお、明快
さを持たせるため送受信機６００，６１５の全ての要素
は図５，６に示されていない。しかし、送受信機６０
０，６１５は図１に示されたものと同じ要素、すなわち
ＩＦフィルタ１５０、復調器ユニット１５５、ベースバ
ンドユニット１６０、プロセッサ１６５及び変調ユニッ
ト１７０をさらに含むものと理解される。
らに他の実施の形態６１５を示す図である。なお、明快
さを持たせるため送受信機６００，６１５の全ての要素
は図５，６に示されていない。しかし、送受信機６０
０，６１５は図１に示されたものと同じ要素、すなわち
ＩＦフィルタ１５０、復調器ユニット１５５、ベースバ
ンドユニット１６０、プロセッサ１６５及び変調ユニッ
ト１７０をさらに含むものと理解される。
【００４０】図６に示されるように、低ノイズ増幅器出
力ｙ（ｔ）の包絡線は、濾過された二乗包絡線信号ｒ2
（ｔ）を供給する包絡線検波器とフィルタ６１０によっ
て検波される。本実施の形態においては、平方根ユニッ
ト６３０は包絡線検波器６１０の出力を受け取るよう備
えられ、低ノイズ増幅器１２５の利得を制御するために
低ノイズ増幅器１２５の制御ポートへ包絡線信号ｒ
（ｔ）を供給する。実例的には、低ノイズ増幅器の電圧
制御利得のため、２：１ｄＢ−ｄＢ傾斜によって平方根
をとる操作が実行される。また、平方根ユニット６３０
と共に包絡線検波器またはフィルタ６１０が、図７に示
された回路を使用することによって二者択一的に実装さ
れる。
力ｙ（ｔ）の包絡線は、濾過された二乗包絡線信号ｒ2
（ｔ）を供給する包絡線検波器とフィルタ６１０によっ
て検波される。本実施の形態においては、平方根ユニッ
ト６３０は包絡線検波器６１０の出力を受け取るよう備
えられ、低ノイズ増幅器１２５の利得を制御するために
低ノイズ増幅器１２５の制御ポートへ包絡線信号ｒ
（ｔ）を供給する。実例的には、低ノイズ増幅器の電圧
制御利得のため、２：１ｄＢ−ｄＢ傾斜によって平方根
をとる操作が実行される。また、平方根ユニット６３０
と共に包絡線検波器またはフィルタ６１０が、図７に示
された回路を使用することによって二者択一的に実装さ
れる。
【００４１】図７は、図６の包絡線検波器またはフィル
タ６１０や平方根ユニット６３０の一実施形態としての
整流器６４０を示す図である。整流器６４０は図６の低
ノイズ増幅器１２５の出力を整流するため抵抗Ｒや容量
Ｃに接続されたダイオード６４５を備える。実例的に
は、整流器６４０は半波あるいは全波整流器とされる。
抵抗Ｒはダイオード６４５の出力ノードと接地ノードと
の間に接続される。同様に、容量Ｃもダイオード６４５
の出力ノードと接地ノードとの間に接続される。そして
結果的に整流された出力は、包絡線信号ｒ（ｔ）に比例
する。
タ６１０や平方根ユニット６３０の一実施形態としての
整流器６４０を示す図である。整流器６４０は図６の低
ノイズ増幅器１２５の出力を整流するため抵抗Ｒや容量
Ｃに接続されたダイオード６４５を備える。実例的に
は、整流器６４０は半波あるいは全波整流器とされる。
抵抗Ｒはダイオード６４５の出力ノードと接地ノードと
の間に接続される。同様に、容量Ｃもダイオード６４５
の出力ノードと接地ノードとの間に接続される。そして
結果的に整流された出力は、包絡線信号ｒ（ｔ）に比例
する。
【００４２】ここで注目すべきは、図５及び図６に示さ
れた送受信機６００，６１５の好ましい実施の形態は、
平方根ユニット６３０や整流回路６４０を含んでいない
ことである。従って、送受信機６００の好ましい実施の
形態においては、低ノイズ増幅器の利得が二乗包絡線信
号ｒ2 （ｔ）を用いて変調される。低ノイズ増幅器１２
５の出力信号ｙ（ｔ）は、以下の式（５）により与えら
れる。
れた送受信機６００，６１５の好ましい実施の形態は、
平方根ユニット６３０や整流回路６４０を含んでいない
ことである。従って、送受信機６００の好ましい実施の
形態においては、低ノイズ増幅器の利得が二乗包絡線信
号ｒ2 （ｔ）を用いて変調される。低ノイズ増幅器１２
５の出力信号ｙ（ｔ）は、以下の式（５）により与えら
れる。
【００４３】
【数５】
【００４４】ここで、ωC はキャリア周波数である。包
絡線検波器６１０によって検波される信号である低ノイ
ズ増幅器出力ｙ（ｔ）の二乗ｙ2 （ｔ）は、以下の式
（６）により与えられる。
絡線検波器６１０によって検波される信号である低ノイ
ズ増幅器出力ｙ（ｔ）の二乗ｙ2 （ｔ）は、以下の式
（６）により与えられる。
【００４５】
【数６】
【００４６】包絡線検波器６１０のフィルタは、次の式
（７）により与えられる信号ｆ（ｔ）を出力する。
（７）により与えられる信号ｆ（ｔ）を出力する。
【００４７】
【数７】
【００４８】１／（ΔｔC ）が電力増幅器（ＰＡ）から
の送信出力信号の帯域よりずっと大きい限りにおいて次
式（８）が適用される。
の送信出力信号の帯域よりずっと大きい限りにおいて次
式（８）が適用される。
【００４９】
【数８】
【００５０】次に、平方根ユニット６３０は、式（８）
に示されるようにほぼｒ2 （ｔ）である包絡線検波器６
１０から濾過された出力を受け取る。平方根ユニット６
３０は低ノイズ増幅器の利得を変調するために低ノイズ
増幅器の制御ポートへ包絡線信号ｒ（ｔ）を供給する。
二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は式（１）に示される。図８
と図９は、包絡線検波器とフィルタ６１０における他の
実施の形態６１０' ，６１０" を示す図である。図８と
図９に示されるように、フィルタは抵抗Ｒと容量Ｃとを
有するＲＣ回路によって実現され、１／ＲＣはＲＦ信号
ｙ（ｔ）のキャリア周波数ωC よりずっと小さく、か
つ、信号の帯域よりずっと大きい値とされる。
に示されるようにほぼｒ2 （ｔ）である包絡線検波器６
１０から濾過された出力を受け取る。平方根ユニット６
３０は低ノイズ増幅器の利得を変調するために低ノイズ
増幅器の制御ポートへ包絡線信号ｒ（ｔ）を供給する。
二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は式（１）に示される。図８
と図９は、包絡線検波器とフィルタ６１０における他の
実施の形態６１０' ，６１０" を示す図である。図８と
図９に示されるように、フィルタは抵抗Ｒと容量Ｃとを
有するＲＣ回路によって実現され、１／ＲＣはＲＦ信号
ｙ（ｔ）のキャリア周波数ωC よりずっと小さく、か
つ、信号の帯域よりずっと大きい値とされる。
【００５１】図８に示された包絡線検波器とフィルタ６
１０' は、２入力増倍ポートで低ノイズ増幅器の出力ｙ
（ｔ）を受け取る乗算器６５０を用いて実現される。そ
の乗算器６５０は入力の二乗を出力するものであり、す
なわち信号ｙ2 （ｔ）を出力する。そして、この信号ｙ
2 （ｔ）は接地ノードに接続された容量をともなうイン
ラインレジスタを有するフィルタ６５２により濾過され
る。フィルタ６５２の出力は、上記のような校正の間設
定され選択可能な利得Ｅ' を有する包絡線増幅器６５４
に供給される。包絡線増幅器６５４は二乗包絡線信号ｒ
2 （ｔ）を出力する。
１０' は、２入力増倍ポートで低ノイズ増幅器の出力ｙ
（ｔ）を受け取る乗算器６５０を用いて実現される。そ
の乗算器６５０は入力の二乗を出力するものであり、す
なわち信号ｙ2 （ｔ）を出力する。そして、この信号ｙ
2 （ｔ）は接地ノードに接続された容量をともなうイン
ラインレジスタを有するフィルタ６５２により濾過され
る。フィルタ６５２の出力は、上記のような校正の間設
定され選択可能な利得Ｅ' を有する包絡線増幅器６５４
に供給される。包絡線増幅器６５４は二乗包絡線信号ｒ
2 （ｔ）を出力する。
【００５２】図９に示された包絡線検波器とフィルタ６
１０" においては、パワー検波器６６０が、低ノイズ増
幅器の出力信号ｙ（ｔ）を受け取ってその二乗信号ｙ2
（ｔ）を出力する乗算器６５０にとって代わっている。
実例的には、パワー検波器６６０はショットキーダイオ
ードである。電力信号は電圧信号の二乗に関係している
ので、パワー検波器６６０の出力はｙ2 （ｔ）、すなわ
ち図８に示された乗算器６５０の出力と同じものに比例
する。
１０" においては、パワー検波器６６０が、低ノイズ増
幅器の出力信号ｙ（ｔ）を受け取ってその二乗信号ｙ2
（ｔ）を出力する乗算器６５０にとって代わっている。
実例的には、パワー検波器６６０はショットキーダイオ
ードである。電力信号は電圧信号の二乗に関係している
ので、パワー検波器６６０の出力はｙ2 （ｔ）、すなわ
ち図８に示された乗算器６５０の出力と同じものに比例
する。
【００５３】ここで注目すべきは、図１と図６に示され
た双方の実施の形態において、より条件を緩和した送受
切換器１２０が使用できることである。送受切換器１２
０は送信機と受信機１０５，１１０との間にかなり小さ
な分離を有する。送受切換器１２０が送信機１１０の電
力増幅器１７０と、受信機１０５の低ノイズ増幅器１２
５との間の分離を低減する場合には、送信信号の電力Ｐ
TXが低ノイズ増幅器の入力における妨害信号Ｐjam の電
力よりずっと大きくなる。従って、包絡線検波器６１０
は低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する送信信号ＰTXの包絡
線にだけ応答し、所望の包絡線が妨害信号Ｐjam によっ
てひずまされることがない。よって、送信信号ＰTXが妨
害信号Ｐjam よりずっと大きい場合には、混変調に対し
てより正確な補償がなされうる。
た双方の実施の形態において、より条件を緩和した送受
切換器１２０が使用できることである。送受切換器１２
０は送信機と受信機１０５，１１０との間にかなり小さ
な分離を有する。送受切換器１２０が送信機１１０の電
力増幅器１７０と、受信機１０５の低ノイズ増幅器１２
５との間の分離を低減する場合には、送信信号の電力Ｐ
TXが低ノイズ増幅器の入力における妨害信号Ｐjam の電
力よりずっと大きくなる。従って、包絡線検波器６１０
は低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する送信信号ＰTXの包絡
線にだけ応答し、所望の包絡線が妨害信号Ｐjam によっ
てひずまされることがない。よって、送信信号ＰTXが妨
害信号Ｐjam よりずっと大きい場合には、混変調に対し
てより正確な補償がなされうる。
【００５４】本発明による他の実施の形態に従うと、混
変調ノイズを低減する方法が提供される。特に、その方
法は、低ノイズ増幅器１２５の利得を変調する包絡線信
号ｒ（ｔ）、あるいはむしろその二乗ｒ2 （ｔ）を用い
ることにより混変調ノイズを低減することを含む。一の
方法においては、包絡線信号ｒ（ｔ）、あるいはむしろ
その二乗ｒ2 （ｔ）は図１に示されるように、ベースバ
ンドユニット１６０により供給されるベースバンド信号
から直接導かれる。好ましい方法においては、包絡線信
号ｒ（ｔ）、あるいはむしろその二乗ｒ2 （ｔ）は図５
及び図６に示されるように包絡線検波器６１０を用いる
低ノイズ増幅器１２５から直接導かれる。包絡線検波器
６１０は、低ノイズ増幅器１２５から供給されるＲＦ出
力信号ｙ（ｔ）の包絡線を検波する。
変調ノイズを低減する方法が提供される。特に、その方
法は、低ノイズ増幅器１２５の利得を変調する包絡線信
号ｒ（ｔ）、あるいはむしろその二乗ｒ2 （ｔ）を用い
ることにより混変調ノイズを低減することを含む。一の
方法においては、包絡線信号ｒ（ｔ）、あるいはむしろ
その二乗ｒ2 （ｔ）は図１に示されるように、ベースバ
ンドユニット１６０により供給されるベースバンド信号
から直接導かれる。好ましい方法においては、包絡線信
号ｒ（ｔ）、あるいはむしろその二乗ｒ2 （ｔ）は図５
及び図６に示されるように包絡線検波器６１０を用いる
低ノイズ増幅器１２５から直接導かれる。包絡線検波器
６１０は、低ノイズ増幅器１２５から供給されるＲＦ出
力信号ｙ（ｔ）の包絡線を検波する。
【００５５】本発明は、例証となる好ましい実施の形態
に関して特に示され、かつ記述されるものであり、形式
面や細部における前述その他の変更は、請求の範囲によ
ってのみ制限される本発明の精神と意図から離れること
なくなされることは当業者により理解される。
に関して特に示され、かつ記述されるものであり、形式
面や細部における前述その他の変更は、請求の範囲によ
ってのみ制限される本発明の精神と意図から離れること
なくなされることは当業者により理解される。
【図１】ベースバンド信号から直接的に得られる包絡線
信号に応答して変調される可変利得低ノイズ増幅器を有
する本発明に係る送受信機回路を示す図である。
信号に応答して変調される可変利得低ノイズ増幅器を有
する本発明に係る送受信機回路を示す図である。
【図２】単調な無変調妨害信号が、図１に示された送受
信機回路の受信帯に広がる単調感度抑圧試験のスペクト
ラムを示す図である。
信機回路の受信帯に広がる単調感度抑圧試験のスペクト
ラムを示す図である。
【図３】本発明において包絡線利得と混変調ノイズ電力
との関係を示す図である。
との関係を示す図である。
【図４】本発明において逆変調が無いときとあるときに
混変調ノイズが低減されているスペクトラムを示す図で
ある。
混変調ノイズが低減されているスペクトラムを示す図で
ある。
【図５】本発明による他の実施の形態に係る包絡線検波
器を有する送受信機回路を示す図である。
器を有する送受信機回路を示す図である。
【図６】本発明による送受信機について他の実施の形態
を示す図である。
を示す図である。
【図７】図６の包絡線検波器と平方根ユニットの実施の
形態を示す図である。
形態を示す図である。
【図８】図５の包絡線検波器とフィルタをより詳しく示
す図である。
す図である。
【図９】図５の包絡線検波器とフィルタにおける他の実
施の形態を示す図である。
施の形態を示す図である。
１００ 送受信機 １１０ 受信機 １２０ 送受切換器 １２５ 受信増幅器 １６０ ベースバンドユニット １７０ 変調器 １７５ 送信増幅器 ６１０ 包絡線検波器 ６３０ 平方根ユニット ６４０ 整流器
フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ Ｆターム(参考） 5K011 DA00 DA03 DA12 DA21 FA01 JA01 KA00 KA04
Claims (15)
- 【請求項１】 ベースバンド信号を出力するベースバン
ドユニットと、 前記ベースバンド信号を変調して被変調信号を出力する
変調器と、 前記被変調信号を増幅して送受切換器へ送信信号を出力
する送信増幅器と、 前記送受切換器から受信信号を受ける受信増幅器とを有
し、前記受信増幅器は前記送信信号に比例する包絡線信
号により変調される利得を有する送受信機。 - 【請求項２】 前記包絡線信号は、前記送信信号の電力
に比例する請求項１に記載の送受信機。 - 【請求項３】 前記包絡線信号は、前記ベースバンドユ
ニットによって供給される請求項１に記載の送受信機。 - 【請求項４】 前記受信増幅器の出力を受けて前記包絡
線信号を供給する包絡線検波器をさらに有する請求項１
に記載の送受信機。 - 【請求項５】 前記受信増幅器の出力を受けて前記包絡
線信号を出力する包絡線検波器と、 前記包絡線信号を受け取って、前記受信増幅器の前記利
得を変調する平方根信号を出力する平方根ユニットとを
さらに有する請求項１に記載の送受信機。 - 【請求項６】 前記受信増幅器の出力を整流して前記包
絡線信号を出力する整流器をさらに備えた請求項１に記
載の送受信機。 - 【請求項７】 送信機が受信機に誘起した混変調を減少
する方法であって、 ベースバンドユニットによってベースバンド信号を形成
するステップと、 被変調信号を形成するために前記ベースバンド信号を変
調するステップと、 送受切換器へ送信信号を供給するために前記被変調信号
を増幅するステップと、 増幅された受信信号を形成するために前記送受切換器か
ら受信信号を受信増幅器により受けるステップと、 前記送信信号に比例する包絡線信号を用いて前記受信増
幅器の利得を変調するステップとを有する方法。 - 【請求項８】 前記包絡線信号は、前記送信信号の電力
に比例する請求項７に記載の方法。 - 【請求項９】 前記包絡線信号は、前記ベースバンドユ
ニットによって供給される請求項７に記載の方法。 - 【請求項１０】 前記包絡線信号を形成するために包絡
線検波器によって前記増幅された受信信号の包絡線を検
波するステップをさらに有する請求項７に記載の方法。 - 【請求項１１】 前記包絡線信号を形成するために包絡
線検波器によって前記増幅された受信信号の包絡線を検
波するステップと、 前記受信増幅器の前記利得を変調するために前記包絡線
信号の平方根をとるステップとをさらに有する請求項７
に記載の方法。 - 【請求項１２】 前記包絡線信号を形成するために前記
受信増幅器の出力を整流するステップをさらに有する請
求項７に記載の方法。 - 【請求項１３】 送信機が受信機に誘起した混変調を減
少する方法であって、 送受切換器を通して送信信号を送信するステップと、 前記送受切換器を通して前記受信機の増幅器により受信
信号を受けるステップと、 前記送信信号の電力に比例する包絡線信号を形成するス
テップと、 前記包絡線信号を用いて前記増幅器の利得を変調するス
テップとを有する方法。 - 【請求項１４】 前記包絡線信号を形成するステップで
は、前記送信信号を形成するベースバンド信号から前記
包絡線信号を形成する請求項１３に記載の方法。 - 【請求項１５】 前記包絡線信号を形成するステップで
は、前記増幅器の出力から前記包絡線信号を形成する請
求項１３に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US316992 | 1999-05-24 | ||
| US09/316,992 US6717980B1 (en) | 1999-05-24 | 1999-05-24 | Reduction of transmitter induced cross modulation in a receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000349678A true JP2000349678A (ja) | 2000-12-15 |
| JP4350221B2 JP4350221B2 (ja) | 2009-10-21 |
Family
ID=23231639
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23329399A Expired - Fee Related JP4350221B2 (ja) | 1999-05-24 | 1999-08-19 | 混変調を低減する方法及びその方法を実現する送受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6717980B1 (ja) |
| JP (1) | JP4350221B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6766148B1 (en) * | 2000-03-21 | 2004-07-20 | Koninklijke Phillips Electronics N.V. | Switched sideband frequency low-IF transmitter |
| KR100511296B1 (ko) * | 2002-11-08 | 2005-08-31 | 엘지전자 주식회사 | 고조파를 제거한 저잡음 증폭기 선형화 장치 |
| WO2005104390A1 (en) | 2004-03-29 | 2005-11-03 | Qualcomm Incorporated | Adaptive interference filtering |
| WO2009075100A1 (ja) * | 2007-12-12 | 2009-06-18 | Panasonic Corporation | 無線回路装置 |
| JP2009165112A (ja) * | 2007-12-12 | 2009-07-23 | Panasonic Corp | 無線回路装置 |
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|---|---|---|---|---|
| US6882831B2 (en) * | 2001-12-07 | 2005-04-19 | Broadcom Corporation | Translational loop transmitter architecture employing channel power ratio measurements for modulation accuracy calibration |
| GB0209830D0 (en) * | 2002-04-30 | 2002-06-05 | Zarlink Semiconductor Ltd | Circuit stage for radio frequency tuner and radio frequency tuner |
| US7349365B2 (en) * | 2002-10-22 | 2008-03-25 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Mobile telephone messaging by baseband envelope modulation |
| US7406300B2 (en) * | 2004-07-29 | 2008-07-29 | Lucent Technologies Inc. | Extending wireless communication RF coverage inside building |
| FI20055424A0 (fi) * | 2005-08-04 | 2005-08-04 | Nokia Corp | Menetelmä lineaarisuuden ohjaamiseksi kommunikaatiojärjestelmässä, päätelaite ja vastaanotin |
| US20100271119A1 (en) * | 2006-10-23 | 2010-10-28 | Walid Karoui | Envelope detector, linearization circuit, amplifier circuit, method for detecting a modulation envelope and wireless communication unit |
| KR100801872B1 (ko) * | 2006-10-30 | 2008-02-11 | 지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드 | 선형성이 개선된 저잡음 증폭기 |
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| US4159448A (en) * | 1977-02-08 | 1979-06-26 | Rath Western Corporation | Communication systems |
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1999
- 1999-05-24 US US09/316,992 patent/US6717980B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-08-19 JP JP23329399A patent/JP4350221B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
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|---|---|
| JP4350221B2 (ja) | 2009-10-21 |
| US6717980B1 (en) | 2004-04-06 |
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