JP2000324829A - Resonance-type converter circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、共振型コンバータ
回路に関する。The present invention relates to a resonance type converter circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、電源（コンバータ）回路の性能向
上（小形軽量、高効率、低ノイズ）が求められており、
その１方式として各種の共振コンバータ回路が提案され
てきた。2. Description of the Related Art In recent years, there has been a demand for improved performance (small size, light weight, high efficiency, and low noise) of power supply (converter) circuits.
Various resonance converter circuits have been proposed as one of the methods.
【０００３】しかしながら、共振型コンバータ回路は、
通常、周波数制御されるため、小形化が不十分、スイッ
チングノイズ対策が困難等の問題があった。[0003] However, the resonance type converter circuit has
Usually, since the frequency is controlled, there have been problems such as insufficient miniaturization and difficulty in suppressing switching noise.
【０００４】そこで、これら従来の共振型コンバータ回
路の欠点を解決できる回路方式として、スイッチング周
波数を固定したままＰＷＭ(pulse width modulation)制
御できるＰＷＭ電流共振型コンバータ回路が考えられ
た。このＰＷＭ電流共振型コンバータ回路は、特許公報
第２７９２５３６号に、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと
して開示されている。Therefore, as a circuit method capable of solving the drawbacks of the conventional resonance type converter circuit, a PWM current resonance type converter circuit capable of PWM (pulse width modulation) control with a fixed switching frequency has been considered. This PWM current resonance type converter circuit is disclosed as a resonance type DC-DC converter in Japanese Patent Publication No. 2792536.
【０００５】図７には、このＰＷＭ電流共振型コンバー
タ回路（共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）を示されて
いる。FIG. 7 shows this PWM current resonance type converter circuit (resonance type DC-DC converter circuit).
【０００６】図７に図示の共振型コンバータ回路では、
主スイッチング素子（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ１に、キャパ
シタＣａ及び補助スイッチング素子Ｓ２の直列接続から
なるものとインダクタＬａとの並列接続からなるクラン
プ回路が付加されている。In the resonance type converter circuit shown in FIG.
The main switching element (nMOSFET) S1 is provided with a clamp circuit including a series connection of a capacitor Ca and an auxiliary switching element S2 and a parallel connection of an inductor La.
【０００７】詳細には、この共振型コンバータ回路は、
直流入力電圧源Ｖｉｎと、直流入力電圧源Ｖｉｎに接続
され、キャパシタＣａ及び補助スイッチング素子Ｓ２の
直列接続からなるものとインダクタＬａとの並列接続か
らなり直流入力電圧源Ｖｉｎと接続されたクランプ回路
と、クランプ回路及び直流入力電圧源Ｖｉｎに接続され
た主スイッチング素子Ｓ１と、直列共振回路用のインダ
クタＬｒ及びキャパシタＣｒの直列接続からなりクラン
プ回路に接続された直列共振回路と、直列共振回路に接
続された高周波トランス（センタタップ有り）Ｔ１´
と、同期整流ＦＥＴ（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ３及びＳ４か
らなり高周波トランスＴ１´の二次側に接続されたトラ
ンスの出力を整流する同期整流回路と、コンデンサＣと
負荷抵抗ＲＬとからなり同期整流回路で整流された出力
を平滑する平滑回路とから構成されている。More specifically, this resonance type converter circuit comprises:
A DC input voltage source Vin, a clamp circuit connected to the DC input voltage source Vin, comprising a series connection of a capacitor Ca and an auxiliary switching element S2, and a clamp circuit comprising a parallel connection of an inductor La and connected to the DC input voltage source Vin; , A main switching element S1 connected to the clamp circuit and the DC input voltage source Vin, a series resonant circuit connected to the clamp circuit, and a series resonant circuit composed of a series connection of an inductor Lr and a capacitor Cr for a series resonant circuit, and connected to the series resonant circuit. High-frequency transformer (with center tap) T1 '
And a synchronous rectifier circuit composed of synchronous rectification FETs (nMOSFETs) S3 and S4 and rectifying the output of a transformer connected to the secondary side of the high-frequency transformer T1 '; And a smoothing circuit for smoothing the output.
【０００８】この共振型コンバータ回路においては、高
周波トランスＴ１´の一次側に接続されたキャパシタＣ
ａ及び補助スイッチング素子（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ２か
らなるクランプ回路により、クランプ型のスイッチング
を行うと、主スイッチング素子（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ１
の両端電圧の波形は、振幅Ｖｉｎ／（１−Ｄ）の矩形波
となり、共振回路（ＬｒとＣｒとを含む）を通るエネル
ギーは時比率Ｄに比例する。これにより、周波数一定の
ままＰＷＭ制御可能な共振型コンバータ回路となる。In this resonance type converter circuit, the capacitor C connected to the primary side of the high-frequency transformer T1 '
a and the auxiliary switching element (nMOSFET) S2, when a clamp-type switching is performed, the main switching element (nMOSFET) S1
Is a rectangular wave of amplitude Vin / (1-D), and the energy passing through the resonance circuit (including Lr and Cr) is proportional to the duty ratio D. As a result, a resonance-type converter circuit capable of PWM control with a constant frequency is obtained.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】しかし、図７に示す共
振型コンバータ回路では、入力変動に対し、時比率（一
周期に対して主スイッチング素子Ｓ１がオンする時間比
率）を変化させて出力電圧を一定とするが、このとき、
時比率が０．５以外の値になる（バランスが崩れる）
と、同期整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）に流れる電流のバ
ランスが崩れ、一方に過大な電流が流れるため効率が低
下するという問題がある。However, in the resonance type converter circuit shown in FIG. 7, the output voltage is changed by changing the time ratio (the time ratio at which the main switching element S1 is turned on for one cycle) with respect to the input fluctuation. , But at this time,
The duty ratio is a value other than 0.5 (balance is lost)
Thus, there is a problem in that the balance of the current flowing through the synchronous rectification FETs (S3 and S4) is lost, and the excessive current flows on one side, thereby lowering the efficiency.
【００１０】本発明の目的は、上述の問題を解決し、改
良された共振型コンバータ回路を提供することにある。It is an object of the present invention to solve the above-mentioned problems and to provide an improved resonant converter circuit.
【００１１】本発明のもう一つの目的は、典型的には一
対の同期整流ＦＥＴであるところの一対の同期整流素子
に流れる電流のアンバランスを防ぎ、効率を改善された
共振型コンバータ回路を提供することにある。Another object of the present invention is to provide a resonance type converter circuit which has improved efficiency by preventing imbalance of currents flowing through a pair of synchronous rectification elements which are typically a pair of synchronous rectification FETs. Is to do.
【００１２】本発明の別の目的は、上述の、効率を改善
された共振型コンバータ回路に使用されるカレントダブ
ラー回路を提供することにある。Another object of the present invention is to provide a current doubler circuit for use in the above-described resonant converter circuit with improved efficiency.
【００１３】本発明の他の目的は、明細書の記述が進む
つれて明らかになろう。[0013] Other objects of the present invention will become apparent as the description of the specification proceeds.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】本発明によれば、直流入
力電圧源からの直流入力電圧を、スイッチングパルスの
制御下に主スイッチング素子でスイッチングして、高周
波トランスの一次側に供給し、該トランスの二次側巻線
の両端の二次側出力を整流回路で整流し、整流回路の出
力を平滑回路で平滑し、所定の直流電圧を出力する回路
で、前記トランスの一次側に共振回路を備えた共振型コ
ンバータ回路であって、主スイッチング素子にキャパシ
タと補助スイッチング素子との直列接続からなるクラン
プ回路を付加した共振型コンバータ回路において、前記
平滑回路は、前記トランスの二次側巻線の両端の第１及
び第２の出力端子に対応して第１及び第２の平滑用イン
ダクタを有し、前記第１の平滑用インダクタの一端が前
記トランスの二次側巻線の前記第１の出力端子に接続さ
れ、前記第２の平滑用インダクタの一端が前記トランス
の二次側巻線の前記第２の出力端子に接続され、前記第
１及び前記第２の平滑用インダクタは互いに磁気結合さ
れていることを特徴とする共振型コンバータ回路が得ら
れる。According to the present invention, a DC input voltage from a DC input voltage source is switched by a main switching element under control of a switching pulse and supplied to a primary side of a high-frequency transformer. A circuit that rectifies secondary outputs at both ends of a secondary winding of a transformer with a rectifier circuit, smoothes the output of the rectifier circuit with a smoothing circuit, and outputs a predetermined DC voltage. Wherein the smoothing circuit comprises a secondary winding of the transformer, wherein the main switching element is provided with a clamp circuit comprising a series connection of a capacitor and an auxiliary switching element. And first and second smoothing inductors corresponding to the first and second output terminals at both ends of the transformer. One end of the first smoothing inductor is connected to the secondary of the transformer. One end of the second smoothing inductor is connected to the second output terminal of a secondary winding of the transformer, and the first and second terminals are connected to the first output terminal of a winding. A resonance type converter circuit characterized in that the smoothing inductors are magnetically coupled to each other is obtained.
【００１５】さらに、本発明によれば、入力を一次側に
供給される高周波トランスの二次側巻線の両端の二次側
出力を整流回路で整流し、整流回路の出力を平滑回路で
平滑し、所定の直流電圧を出力するカレントダブラー回
路において、前記平滑回路は、前記トランスの二次側巻
線の両端の第１及び第２の出力端子に対応して第１及び
第２の平滑用インダクタを有し、前記第１の平滑用イン
ダクタの一端が前記トランスの二次側巻線の前記第１の
出力端子に接続され、前記第２の平滑用インダクタの一
端が前記トランスの二次側巻線の前記第２の出力端子に
接続され、前記第１及び前記第２の平滑用インダクタは
互いに磁気結合されていることを特徴とするカレントダ
ブラー回路が得られる。Further, according to the present invention, the secondary output at both ends of the secondary winding of the high-frequency transformer whose input is supplied to the primary side is rectified by the rectifying circuit, and the output of the rectifying circuit is smoothed by the smoothing circuit. In a current doubler circuit for outputting a predetermined DC voltage, the smoothing circuit includes a first and a second smoothing circuit corresponding to first and second output terminals at both ends of a secondary winding of the transformer. One end of the first smoothing inductor is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer, and one end of the second smoothing inductor is connected to the secondary side of the transformer. A current doubler circuit is obtained, wherein the current doubler circuit is connected to the second output terminal of a winding, and the first and second smoothing inductors are magnetically coupled to each other.
【００１６】[0016]
【作用】従来のカレントダブラー回路は、共振型コンバ
ータ回路には適用できなかったが、本発明では、２つの
平滑用インダクタＬｏ１及びＬｏ２を互いに磁気結合さ
せた新しいカレントダブラー回路とすることにより、共
振型コンバータ回路への適用を可能にした。Although the conventional current doubler circuit cannot be applied to the resonance type converter circuit, the present invention employs a new current doubler circuit in which the two smoothing inductors Lo1 and Lo2 are magnetically coupled to each other to obtain a resonance current doubler circuit. Application to the type converter circuit is enabled.
【００１７】[0017]
【発明の実施の形態】次に本発明の実施例について図面
を参照して説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００１８】図１を参照すると、本発明の一実施例によ
る共振型コンバータ回路（共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路）が示されており、この共振型コンバータ回路は、
図７と同様の参照符号で示す同様の部分を含んでいる。Referring to FIG. 1, there is shown a resonant converter circuit (resonant DC-DC converter circuit) according to an embodiment of the present invention.
It includes similar parts indicated by the same reference numerals as in FIG.
【００１９】図１の図示の共振型コンバータ回路は、直
流入力電圧源Ｖｉｎからの直流入力電圧を、スイッチン
グパルスの制御下に主スイッチング素子（ｎＭＯＳＦＥ
Ｔ）Ｓ１でスイッチングして、高周波トランスＴ１の一
次側に供給し、該トランスＴ１の二次側巻線の両端の二
次側出力を整流回路で整流し、整流回路の出力を平滑回
路で平滑し、所定の直流電圧を出力する回路で、前記ト
ランスＴ１の一次側に共振回路（Ｌｒ及びＣｒ）を備え
た共振型コンバータ回路であって、主スイッチング素子
Ｓ１にキャパシタＣａと補助スイッチング素子（ｎＭＯ
ＳＦＥＴ）Ｓ２との直列接続からなるクランプ回路を付
加した共振型コンバータ回路である。The illustrated resonant converter circuit shown in FIG. 1 converts a DC input voltage from a DC input voltage source Vin into a main switching element (nMOSFE) under the control of a switching pulse.
T) Switching at S1, supplying the primary side of the high-frequency transformer T1 to the primary side, rectifying the secondary outputs at both ends of the secondary winding of the transformer T1 with the rectifier circuit, and smoothing the output of the rectifier circuit with the smoothing circuit. A resonance type converter circuit having a resonance circuit (Lr and Cr) on the primary side of the transformer T1. The main switching element S1 has a capacitor Ca and an auxiliary switching element (nMO).
SFET) is a resonance type converter circuit to which a clamp circuit formed in series with S2 is added.
【００２０】この共振型コンバータ回路においては、ク
ランプ回路は、更に、インダクタＬａを有し、該インダ
クタＬａと前記トランスＴ１の一次側との間に前記共振
回路（Ｌｒ及びＣｒ）が直列共振回路として接続されて
いる。In this resonance type converter circuit, the clamp circuit further has an inductor La, and the resonance circuit (Lr and Cr) is a series resonance circuit between the inductor La and the primary side of the transformer T1. It is connected.
【００２１】この共振型コンバータ回路においては、平
滑回路は、前記トランスＴ１の二次側巻線の両端の第１
及び第２の出力端子に対応して第１及び第２の平滑用イ
ンダクタＬｏ１及びＬｏ２を有する。第１の平滑用イン
ダクタＬｏ１の一端が前記トランスＴ１の二次側巻線の
前記第１の出力端子に接続され、第２の平滑用インダク
タＬｏ２の一端が前記トランスＴ１の二次側巻線の前記
第２の出力端子に接続されている。第１及び第２の平滑
用インダクタＬｏ１及びＬｏ２は、共通の磁気コアに巻
回されることによって、互いに磁気結合されている。In this resonance type converter circuit, the smoothing circuit includes first and second ends of the secondary winding of the transformer T1.
And first and second smoothing inductors Lo1 and Lo2 corresponding to the first and second output terminals. One end of the first smoothing inductor Lo1 is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer T1, and one end of the second smoothing inductor Lo2 is connected to the secondary winding of the transformer T1. It is connected to the second output terminal. The first and second smoothing inductors Lo1 and Lo2 are magnetically coupled to each other by being wound around a common magnetic core.
【００２２】第１及び第２の平滑用インダクタＬｏ１及
びＬｏ２の他端は互いに接続されている。The other ends of the first and second smoothing inductors Lo1 and Lo2 are connected to each other.
【００２３】整流回路は、前記トランスＴ１の二次側巻
線の両端の前記第１及び前記第２の出力端子に対応して
第１及び第２の同期整流ＦＥＴ（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ３
及びＳ４を有する。第１の同期整流ＦＥＴ（Ｓ３）のド
レインが前記トランスＴ１の二次側巻線の前記第１の出
力端子に接続され、第２の同期整流ＦＥＴ（Ｓ４）のド
レインが前記トランスＴ１の二次側巻線の前記第２の出
力端子に接続されている。又、第１の同期整流ＦＥＴ
（Ｓ３）のゲートが前記トランスＴ１の二次側巻線の前
記第２の出力端子に接続され、第２の同期整流ＦＥＴ
（Ｓ４）のゲートが前記トランスＴ１の二次側巻線の前
記第１の出力端子に接続されている。第１及び前記第２
の同期整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）のソースが互いに接
続されている。The rectifier circuit includes first and second synchronous rectification FETs (nMOSFET) S3 corresponding to the first and second output terminals at both ends of the secondary winding of the transformer T1.
And S4. The drain of the first synchronous rectification FET (S3) is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer T1, and the drain of the second synchronous rectification FET (S4) is connected to the secondary of the transformer T1. It is connected to the second output terminal of the side winding. Also, the first synchronous rectification FET
A gate of (S3) is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer T1, and a second synchronous rectification FET
The gate of (S4) is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer T1. The first and the second
Of the synchronous rectification FETs (S3 and S4) are connected to each other.
【００２４】平滑回路は、更に、平滑用コンデンサＣを
有し、この平滑用コンデンサＣは、第１及び第２の同期
整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）のソースが互いに接続され
た点と、第１及び第２の平滑用インダクタＬｏ１及びＬ
ｏ２の他端が互いに接続された点との間に接続されてい
る。The smoothing circuit further has a smoothing capacitor C. The smoothing capacitor C has a point where the sources of the first and second synchronous rectification FETs (S3 and S4) are connected to each other and a first capacitor. And second smoothing inductors Lo1 and L
The other end of o2 is connected to a point connected to each other.
【００２５】平滑用コンデンサＣに並列に負荷ＲＬが接
続され、この負荷ＲＬに前記所定の直流電圧が出力され
る。A load RL is connected in parallel to the smoothing capacitor C, and the predetermined DC voltage is output to the load RL.
【００２６】図２に、図１の共振型コンバータ回路に使
用されたカレントダブラー回路を示す。FIG. 2 shows a current doubler circuit used in the resonant converter circuit of FIG.
【００２７】図１の共振型コンバータ回路においては、
上述したように、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイ
ッチング素子Ｓ２、クランプキャパシタＣａ、及びイン
ダクタＬａで構成されるアクティブクランプ回路に、イ
ンダクタＬｒ及びキャパシタＣｒで構成される直列共振
回路と高周波トランスＴ１とが接続されている。In the resonance type converter circuit shown in FIG.
As described above, the high-frequency transformer T1 and the series resonance circuit including the inductor Lr and the capacitor Cr are connected to the active clamp circuit including the main switching element S1 and the auxiliary switching element S2, the clamp capacitor Ca, and the inductor La. Have been.
【００２８】高周波トランスＴ１の二次側には、同期整
流ＦＥＴであるＳ３及びＳ４、磁気結合された平滑イン
ダクタＬｏ１及びＬｏ２で構成される図２に示すカレン
トダブラー回路により整流平滑を行い、負荷ＲＬに電力
供給する。On the secondary side of the high-frequency transformer T1, rectification and smoothing are performed by a current doubler circuit shown in FIG. 2 composed of synchronous rectification FETs S3 and S4 and magnetically coupled smoothing inductors Lo1 and Lo2. Supply power.
【００２９】図２に示すように、本発明で用いるカレン
トダブラー回路は、平滑インダクタ（出力インダクタ）
Ｌｏ１及びＬｏ２が互いに磁気結合されているという点
で、図３に示す従来のカレントダブラー回路と異なって
いる。As shown in FIG. 2, the current doubler circuit used in the present invention is a smoothing inductor (output inductor).
It differs from the conventional current doubler circuit shown in FIG. 3 in that Lo1 and Lo2 are magnetically coupled to each other.
【００３０】次に図１の共振型コンバータ回路の動作を
説明する。Next, the operation of the resonant converter circuit shown in FIG. 1 will be described.
【００３１】本回路の主スイッチング素子Ｓ１及び補助
スイッチング素子Ｓ２はデッドタイムを挟んで交互にオ
ンする。デッドタイム期間にインダクタＬａの電流及び
共振電流で主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチン
グ素子Ｓ２の出力容量を充放電することにより、零電圧
スイッチングが行われる。２つのスイッチング素子Ｓ１
及びＳ２のスイッチング動作によりインダクタＬａには
台形波電圧が印加されるが、この電圧のピーク・ピーク
値は、Ｖｉｎ／（１−Ｄ）で表され、時比率Ｄにより変
調される。The main switching element S1 and the auxiliary switching element S2 of this circuit are turned on alternately with a dead time therebetween. Zero voltage switching is performed by charging and discharging the output capacitance of the main switching element S1 and the auxiliary switching element S2 with the current of the inductor La and the resonance current during the dead time period. Two switching elements S1
A trapezoidal wave voltage is applied to the inductor La by the switching operation of S2 and S2. The peak-to-peak value of this voltage is represented by Vin / (1-D), and is modulated by the duty ratio D.
【００３２】これがインダクタＬｒ、キャパシタＣｒで
構成される共振回路の入力電圧となる。高周波数トラン
スＴ１の一次側に加えられた電圧は降圧され、二次側に
接続された図１のカレントダブラー回路により全波整流
され、平滑回路を通して出力される。This is the input voltage of the resonance circuit composed of the inductor Lr and the capacitor Cr. The voltage applied to the primary side of the high frequency transformer T1 is stepped down, full-wave rectified by the current doubler circuit of FIG. 1 connected to the secondary side, and output through the smoothing circuit.
【００３３】図１及び図２に示すように、高周波トラン
スを、センタータップ方式の高周波トランスＴ１´（図
７）から、カレントダブラー方式の高周波トランスＴ１
に変更することにより、電力変換効率を改善できる。As shown in FIGS. 1 and 2, the high frequency transformer is changed from a center tap type high frequency transformer T1 '(FIG. 7) to a current doubler type high frequency transformer T1.
, The power conversion efficiency can be improved.
【００３４】なお、図３に示した従来のカレントダブラ
ー回路では、電流共振型コンバータ回路には適用できな
かったが、本発明では、図２に示すように、２つの平滑
用インダクタＬｏ１及びＬｏ２を互いに磁気結合させた
新しいカレントダブラー回路とすることにより、電流共
振型コンバータ回路への適用を可能にした。Although the conventional current doubler circuit shown in FIG. 3 cannot be applied to a current resonance type converter circuit, the present invention employs two smoothing inductors Lo1 and Lo2 as shown in FIG. By using a new current doubler circuit that is magnetically coupled to each other, it is possible to apply it to a current resonance type converter circuit.
【００３５】次に、上述した実施例の効果を説明する。Next, the effects of the above-described embodiment will be described.
【００３６】（１）既に述べたように、図７に示す従来
の共振型コンバータ回路では、入力変動に対し、時比率
（一周期に対して主スイッチング素子Ｓ１がオンする時
間比率）を変化させて出力電圧を一定とするが、このと
き、時比率が０．５以外の値になる（バランスが崩れ
る）と、同期整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）に流れる電流
のバランスが崩れ、一方に過大な電流が流れるため効率
が低下するという問題があった。(1) As described above, in the conventional resonant converter circuit shown in FIG. 7, the time ratio (the time ratio at which the main switching element S1 is turned on for one cycle) is changed with respect to the input fluctuation. In this case, if the duty ratio becomes a value other than 0.5 (the balance is lost), the balance of the current flowing through the synchronous rectification FETs (S3 and S4) is lost. There is a problem that the efficiency decreases due to the flow of current.
【００３７】図１の共振型コンバータ回路では、磁気的
に結合したカレントダブラー回路のインダクタＬｏ１及
びＬｏ２によって、同期整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）の
電流アンバランスを防ぐため、効率を改善することがで
きる。In the resonance type converter circuit shown in FIG. 1, the current imbalance of the synchronous rectification FETs (S3 and S4) is prevented by the inductors Lo1 and Lo2 of the magnetically coupled current doubler circuit, so that the efficiency can be improved. .
【００３８】図４に、本発明による提案型の共振型コン
バータ回路（即ち、図１の共振型コンバータ回路）と、
従来型の共振型コンバータ回路（即ち、図７の共振型コ
ンバータ回路）の入力変動時の効率の比較を示した。本
発明による提案型の共振型コンバータ回路（即ち、図１
の共振型コンバータ回路）は、従来型の共振型コンバー
タ回路（即ち、図７の共振型コンバータ回路）よりも、
入力変動時の効率が改善されている。FIG. 4 shows a proposed resonant converter circuit according to the present invention (ie, the resonant converter circuit of FIG. 1),
A comparison of the efficiency of the conventional resonant converter circuit (that is, the resonant converter circuit of FIG. 7) at the time of input fluctuation is shown. The proposed resonant converter circuit according to the invention (ie, FIG.
Of the conventional resonance converter circuit (that is, the resonance converter circuit of FIG. 7),
The efficiency at the time of input fluctuation has been improved.
【００３９】図５に、本発明による提案型の共振型コン
バータ回路（即ち、図１の共振型コンバータ回路）と、
従来型の共振型コンバータ回路（即ち、図７の共振型コ
ンバータ回路）の軽負荷時の効率の比較を示した。本発
明による提案型の共振型コンバータ回路（即ち、図１の
共振型コンバータ回路）は、従来型の共振型コンバータ
回路（即ち、図７の共振型コンバータ回路）よりも、軽
負荷時の効率が改善されている。FIG. 5 shows a proposed resonant converter circuit according to the present invention (ie, the resonant converter circuit of FIG. 1),
A comparison of the efficiency of a conventional resonant converter circuit (that is, the resonant converter circuit of FIG. 7) at a light load is shown. The proposed resonant converter circuit (ie, the resonant converter circuit of FIG. 1) according to the present invention has a lower efficiency at light load than the conventional resonant converter circuit (ie, the resonant converter circuit of FIG. 7). Has been improved.
【００４０】（２）また、センタータップの高周波トラ
ンスＴ１´（図７）は平滑用インダクタも兼ねているた
め形状が大きい。(2) The center tap high-frequency transformer T1 '(FIG. 7) also has a large shape because it also serves as a smoothing inductor.
【００４１】本発明で用いるカレントダブラー回路の高
周波トランスＴ１は平滑用インダクタＬｏ１及びＬｏ２
を別に持つため小さくてすむ。しかも平滑用インダクタ
Ｌｏ１及びＬｏ２は、一つのコアに巻回することにより
互いに磁気結合させるため、非常に小さい。The high frequency transformer T1 of the current doubler circuit used in the present invention has smoothing inductors Lo1 and Lo2.
It can be small to have a separate. Moreover, since the smoothing inductors Lo1 and Lo2 are magnetically coupled to each other by being wound around one core, they are very small.
【００４２】図６には本発明の他の実施例による共振型
コンバータ回路が示されている。この図６の共振型コン
バータ回路は、図１において、同期整流ＦＥＴ（Ｓ３及
びＳ４）がダイオードＳ３´及びＳ４´に置き換えられ
ている。ダイオードＳ３´及びＳ４´のカソードが高周
波トランスＴ１の二次側巻線の両端に接続され、ダイオ
ードＳ３´及びＳ４´のアノードが互いに接続されて、
平滑用コンデンサＣ及び負荷抵抗ＲＬの一端に接続され
る。この共振型コンバータ回路の場合も、上記（２）の
メリットが生じる。FIG. 6 shows a resonance type converter circuit according to another embodiment of the present invention. 6, the synchronous rectification FETs (S3 and S4) in FIG. 1 are replaced with diodes S3 'and S4'. The cathodes of the diodes S3 'and S4' are connected to both ends of the secondary winding of the high-frequency transformer T1, and the anodes of the diodes S3 'and S4' are connected to each other.
It is connected to one end of the smoothing capacitor C and one end of the load resistor RL. Also in the case of this resonance type converter circuit, the advantage of the above (2) occurs.
【００４３】[0043]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
一対の同期整流素子に流れる電流のアンバランスを防
ぎ、効率を改善された共振型コンバータ回路を得ること
ができる。As described above, according to the present invention,
An unbalance of currents flowing through the pair of synchronous rectifiers can be prevented, and a resonant converter circuit with improved efficiency can be obtained.
【００４４】更に本発明によれば、上述の、効率を改善
された共振型コンバータ回路に使用されるカレントダブ
ラー回路を得ることができる。Further, according to the present invention, it is possible to obtain a current doubler circuit used in the above-described resonance type converter circuit with improved efficiency.
【図１】本発明の一実施例による共振型コンバータ回路
（共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a resonant converter circuit (resonant DC-DC converter circuit) according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１の共振型コンバータ回路に使用されたカレ
ントダブラー回路を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a current doubler circuit used in the resonance type converter circuit of FIG. 1;
【図３】従来のカレントダブラー回路を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a conventional current doubler circuit.
【図４】本発明による提案型の共振型コンバータ回路
（図１の共振型コンバータ回路）と、従来型の共振型コ
ンバータ回路（図７の共振型コンバータ回路）の入力変
動時の効率の比較を示した図である。FIG. 4 shows a comparison between the efficiency of the proposed resonant converter circuit (resonant converter circuit of FIG. 1) according to the present invention and the conventional resonant converter circuit (resonant converter circuit of FIG. 7) at the time of input fluctuation. FIG.
【図５】本発明による提案型の共振型コンバータ回路
（図１の共振型コンバータ回路）と、従来型の共振型コ
ンバータ回路（図７の共振型コンバータ回路）の軽負荷
時の効率の比較を示した図である。5 is a comparison between the efficiency of the proposed resonant converter circuit (resonant converter circuit of FIG. 1) according to the present invention and the conventional resonant converter circuit (resonant converter circuit of FIG. 7) under light load. FIG.
【図６】本発明の他の実施例による共振型コンバータ回
路（共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）を示す図であ
る。FIG. 6 is a diagram showing a resonance type converter circuit (resonance type DC-DC converter circuit) according to another embodiment of the present invention.
【図７】従来の共振型コンバータ回路（共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路）を示す図である。FIG. 7 shows a conventional resonant converter circuit (resonant DC-D
FIG. 3 is a diagram illustrating a C converter circuit).
Ｓ１ 主スイッチング素子 Ｓ２ 補助スイッチング素子 Ｔ１ 高周波トランス Ｓ３ 同期整流ＦＥＴ Ｓ４ 同期整流ＦＥＴ Ｌｏ１ 平滑用インダクタ Ｌｏ２ 平滑用インダクタ Ｃ 平滑用コンデンサ Ｓ３´ ダイオード Ｓ４´ ダイオード S1 Main switching element S2 Auxiliary switching element T1 High frequency transformer S3 Synchronous rectification FET S4 Synchronous rectification FET Lo1 Smoothing inductor Lo2 Smoothing inductor C Smoothing capacitor S3 'diode S4' diode
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成１２年７月３１日（２０００．７．３
１）[Submission date] July 31, 2000 (2007.3.
1)
【手続補正１】[Procedure amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】全文[Correction target item name] Full text
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【書類名】 明細書[Document Name] Statement
【発明の名称】 共振型コンバータ回路[Title of the Invention] Resonant type converter circuit
【特許請求の範囲】[Claims]
【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、共振型コンバータ
回路に関する。The present invention relates to a resonance type converter circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、電源（コンバータ）回路の性能向
上（小形軽量、高効率、低ノイズ）が求められており、
その１方式として各種の共振コンバータ回路が提案され
てきた。2. Description of the Related Art In recent years, there has been a demand for improved performance (small size, light weight, high efficiency, and low noise) of power supply (converter) circuits.
Various resonance converter circuits have been proposed as one of the methods.
【０００３】しかしながら、共振型コンバータ回路は、
通常、周波数制御されるため、小形化が不十分、スイッ
チングノイズ対策が困難等の問題があった。[0003] However, the resonance type converter circuit has
Usually, since the frequency is controlled, there have been problems such as insufficient miniaturization and difficulty in suppressing switching noise.
【０００４】そこで、これら従来の共振型コンバータ回
路の欠点を解決できる回路方式として、スイッチング周
波数を固定したままＰＷＭ(pulse width modulation)制
御できるＰＷＭ電流共振型コンバータ回路が考えられ
た。このＰＷＭ電流共振型コンバータ回路は、特許公報
第２７９２５３６号に、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと
して開示されている。Therefore, as a circuit method capable of solving the drawbacks of the conventional resonance type converter circuit, a PWM current resonance type converter circuit capable of PWM (pulse width modulation) control with a fixed switching frequency has been considered. This PWM current resonance type converter circuit is disclosed as a resonance type DC-DC converter in Japanese Patent Publication No. 2792536.
【０００５】図６には、このＰＷＭ電流共振型コンバー
タ回路（共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）を示されて
いる。FIG. 6 shows this PWM current resonance type converter circuit (resonance type DC-DC converter circuit).
【０００６】図６に図示の共振型コンバータ回路では、
主スイッチング素子（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ１に、キャパ
シタＣａ及び補助スイッチング素子Ｓ２の直列接続から
なるものとインダクタＬａとの並列接続からなるクラン
プ回路が付加されている。In the resonance type converter circuit shown in FIG.
The main switching element (nMOSFET) S1 is provided with a clamp circuit including a series connection of a capacitor Ca and an auxiliary switching element S2 and a parallel connection of an inductor La.
【０００７】詳細には、この共振型コンバータ回路は、
直流入力電圧源Ｖｉｎと、直流入力電圧源Ｖｉｎに接続
され、キャパシタＣａ及び補助スイッチング素子Ｓ２の
直列接続からなるものとインダクタＬａとの並列接続か
らなり直流入力電圧源Ｖｉｎと接続されたクランプ回路
と、クランプ回路及び直流入力電圧源Ｖｉｎに接続され
た主スイッチング素子Ｓ１と、直列共振回路用のインダ
クタＬｒ及びキャパシタＣｒの直列接続からなりクラン
プ回路に接続された直列共振回路と、直列共振回路に接
続された高周波トランス（センタタップ有り）Ｔ１´
と、同期整流ＦＥＴ（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ３及びＳ４か
らなり高周波トランスＴ１´の二次側に接続されたトラ
ンスの出力を整流する同期整流回路と、コンデンサＣと
負荷抵抗ＲＬとからなり同期整流回路で整流された出力
を平滑する平滑回路とから構成されている。More specifically, this resonance type converter circuit comprises:
A DC input voltage source Vin, a clamp circuit connected to the DC input voltage source Vin, comprising a series connection of a capacitor Ca and an auxiliary switching element S2, and a clamp circuit comprising a parallel connection of an inductor La and connected to the DC input voltage source Vin; , A main switching element S1 connected to the clamp circuit and the DC input voltage source Vin, a series resonant circuit connected to the clamp circuit, and a series resonant circuit composed of a series connection of an inductor Lr and a capacitor Cr for a series resonant circuit, and connected to the series resonant circuit. High-frequency transformer (with center tap) T1 '
And a synchronous rectifier circuit composed of synchronous rectification FETs (nMOSFETs) S3 and S4 and rectifying the output of a transformer connected to the secondary side of the high-frequency transformer T1 '; And a smoothing circuit for smoothing the output.
【０００８】この共振型コンバータ回路においては、高
周波トランスＴ１´の一次側に接続されたキャパシタＣ
ａ及び補助スイッチング素子（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ２か
らなるクランプ回路により、クランプ型のスイッチング
を行うと、主スイッチング素子（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ１
の両端電圧の波形は、振幅Ｖｉｎ／（１−Ｄ）の矩形波
となり、共振回路（ＬｒとＣｒとを含む）を通るエネル
ギーは時比率Ｄに比例する。これにより、周波数一定の
ままＰＷＭ制御可能な共振型コンバータ回路となる。In this resonance type converter circuit, the capacitor C connected to the primary side of the high-frequency transformer T1 '
a and the auxiliary switching element (nMOSFET) S2, when a clamp-type switching is performed, the main switching element (nMOSFET) S1
Is a rectangular wave of amplitude Vin / (1-D), and the energy passing through the resonance circuit (including Lr and Cr) is proportional to the duty ratio D. As a result, a resonance-type converter circuit capable of PWM control with a constant frequency is obtained.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】しかし、図６に示す共
振型コンバータ回路では、入力変動に対し、時比率（一
周期に対して主スイッチング素子Ｓ１がオンする時間比
率）を変化させて出力電圧を一定とするが、このとき、
時比率が０．５以外の値になる（バランスが崩れる）
と、同期整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）に流れる電流のバ
ランスが崩れ、一方に過大な電流が流れるため効率が低
下するという問題がある。However, in the resonance type converter circuit shown in FIG. 6, the output voltage is changed by changing the time ratio (the time ratio at which the main switching element S1 is turned on for one cycle) with respect to the input fluctuation. , But at this time,
The duty ratio is a value other than 0.5 (balance is lost)
Thus, there is a problem in that the balance of the current flowing through the synchronous rectification FETs (S3 and S4) is lost, and the excessive current flows on one side, thereby lowering the efficiency.
【００１０】本発明の目的は、上述の問題を解決し、改
良された共振型コンバータ回路を提供することにある。It is an object of the present invention to solve the above-mentioned problems and to provide an improved resonant converter circuit.
【００１１】本発明のもう一つの目的は、典型的には一
対の同期整流ＦＥＴであるところの一対の同期整流素子
に流れる電流のアンバランスを防ぎ、効率を改善された
共振型コンバータ回路を提供することにある。Another object of the present invention is to provide a resonance type converter circuit which has improved efficiency by preventing imbalance of currents flowing through a pair of synchronous rectification elements which are typically a pair of synchronous rectification FETs. Is to do.
【００１２】本発明の別の目的は、上述の、効率を改善
された共振型コンバータ回路に使用される整流平滑回路
を提供することにある。It is another object of the present invention to provide a rectifying / smoothing circuit used in the above-described resonance converter circuit with improved efficiency.
【００１３】本発明の他の目的は、明細書の記述が進む
つれて明らかになろう。[0013] Other objects of the present invention will become apparent as the description of the specification proceeds.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】本発明によれば、直流入
力電圧源からの直流入力電圧を、スイッチングパルスの
制御下に主スイッチング素子でスイッチングして、高周
波トランスの一次側に供給し、該トランスの二次側巻線
の両端の二次側出力を整流回路で整流し、整流回路の出
力を平滑回路で平滑し、所定の直流電圧を出力する回路
で、前記トランスの一次側に共振回路を備えた共振型コ
ンバータ回路であって、主スイッチング素子にキャパシ
タと補助スイッチング素子との直列接続からなるクラン
プ回路を付加した共振型コンバータ回路において、前記
整流回路は、前記トランスの二次側巻線の両端の前記第
１及び前記第２の出力端子に対応して第１及び第２の整
流ＦＥＴを有し、前記第１の整流ＦＥＴのドレイン及び
ソースの一方が前記トランスの二次側巻線の前記第１の
出力端子に接続され、前記第２の整流ＦＥＴのドレイン
及びソースの一方が前記トランスの二次側巻線の前記第
２の出力端子に接続され、前記第１の整流ＦＥＴのゲー
トが前記トランスの二次側巻線の前記第２の出力端子に
接続され、前記第２の整流ＦＥＴのゲートが前記トラン
スの二次側巻線の前記第１の出力端子に接続され、前記
第１の整流ＦＥＴのドレイン及びソースの他方が前記第
２の整流ＦＥＴのドレイン及びソースの他方に接続され
ており、前記平滑回路は、前記トランスの二次側巻線の
両端の第１及び第２の出力端子に対応して第１及び第２
の平滑用インダクタを有し、前記第１の平滑用インダク
タの一端が前記トランスの二次側巻線の前記第１の出力
端子に接続され、前記第２の平滑用インダクタの一端が
前記トランスの二次側巻線の前記第２の出力端子に接続
され、前記第１及び前記第２の平滑用インダクタは互い
に磁気結合されていることを特徴とする共振型コンバー
タ回路が得られる。According to the present invention, a DC input voltage from a DC input voltage source is switched by a main switching element under control of a switching pulse and supplied to a primary side of a high-frequency transformer. A circuit that rectifies secondary outputs at both ends of a secondary winding of a transformer with a rectifier circuit, smoothes the output of the rectifier circuit with a smoothing circuit, and outputs a predetermined DC voltage. Wherein the rectifier circuit comprises a secondary winding of the transformer, wherein the main converter comprises a main switching element and a clamp circuit comprising a series connection of a capacitor and an auxiliary switching element. Has first and second rectification FETs corresponding to the first and second output terminals at both ends of the first rectification FET, and one of a drain and a source of the first rectification FET is connected to a front end. Connected to the first output terminal of a secondary winding of a transformer, one of a drain and a source of the second rectifier FET is connected to the second output terminal of a secondary winding of the transformer, The gate of the first rectifier FET is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer, and the gate of the second rectifier FET is connected to the first terminal of the secondary winding of the transformer. The other of the drain and the source of the first rectifier FET is connected to the other of the drain and the source of the second rectifier FET, and the smoothing circuit includes a secondary winding of the transformer. Corresponding to the first and second output terminals at both ends of the first and second terminals.
One end of the first smoothing inductor is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer, and one end of the second smoothing inductor is connected to the transformer. A resonance type converter circuit is obtained, wherein the resonance type converter circuit is connected to the second output terminal of the secondary winding, and the first and second smoothing inductors are magnetically coupled to each other.
【００１５】さらに、本発明によれば、入力を一次側に
供給される高周波トランスの二次側巻線の両端の二次側
出力を整流回路で整流し、整流回路の出力を平滑回路で
平滑し、所定の直流電圧を出力する整流平滑回路におい
て、前記整流回路は、前記トランスの二次側巻線の両端
の前記第１及び前記第２の出力端子に対応して第１及び
第２の整流ＦＥＴを有し、前記第１の整流ＦＥＴのドレ
イン及びソースの一方が前記トランスの二次側巻線の前
記第１の出力端子に接続され、前記第２の整流ＦＥＴの
ドレイン及びソースの一方が前記トランスの二次側巻線
の前記第２の出力端子に接続され、前記第１の整流ＦＥ
Ｔのゲートが前記トランスの二次側巻線の前記第２の出
力端子に接続され、前記第２の整流ＦＥＴのゲートが前
記トランスの二次側巻線の前記第１の出力端子に接続さ
れ、前記第１の整流ＦＥＴのドレイン及びソースの他方
が前記第２の整流ＦＥＴのドレイン及びソースの他方に
接続されており、前記平滑回路は、前記トランスの二次
側巻線の両端の第１及び第２の出力端子に対応して第１
及び第２の平滑用インダクタを有し、前記第１の平滑用
インダクタの一端が前記トランスの二次側巻線の前記第
１の出力端子に接続され、前記第２の平滑用インダクタ
の一端が前記トランスの二次側巻線の前記第２の出力端
子に接続され、前記第１及び前記第２の平滑用インダク
タは互いに磁気結合されていることを特徴とする整流平
滑回路が得られる。Further, according to the present invention, the secondary output at both ends of the secondary winding of the high-frequency transformer whose input is supplied to the primary side is rectified by the rectifying circuit, and the output of the rectifying circuit is smoothed by the smoothing circuit. In a rectifying / smoothing circuit that outputs a predetermined DC voltage, the rectifying circuit includes first and second output terminals corresponding to the first and second output terminals at both ends of a secondary winding of the transformer. One of a drain and a source of the first rectifier FET is connected to the first output terminal of a secondary winding of the transformer, and one of a drain and a source of the second rectifier FET Is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer, and the first rectifier FE
A gate of T is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer, and a gate of the second rectifier FET is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer. The other of the drain and the source of the first rectifier FET is connected to the other of the drain and the source of the second rectifier FET, and the smoothing circuit includes first and second ends of a secondary winding of the transformer. And the first output terminal corresponding to the second output terminal.
And a second smoothing inductor, one end of the first smoothing inductor is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer, and one end of the second smoothing inductor is A rectifying / smoothing circuit is obtained, wherein the rectifying / smoothing circuit is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer and the first and second smoothing inductors are magnetically coupled to each other.
【００１６】[0016]
【作用】従来の整流平滑回路は、共振型コンバータ回路
には適用できなかったが、本発明では、２つの平滑用イ
ンダクタＬｏ１及びＬｏ２を互いに磁気結合させた新し
い整流平滑回路とすることにより、共振型コンバータ回
路への適用を可能にした。The conventional rectifying / smoothing circuit cannot be applied to the resonance type converter circuit. However, in the present invention, a new rectifying / smoothing circuit in which two smoothing inductors Lo1 and Lo2 are magnetically coupled to each other is used. Application to the type converter circuit is enabled.
【００１７】[0017]
【発明の実施の形態】次に本発明の実施例について図面
を参照して説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００１８】図１を参照すると、本発明の一実施例によ
る共振型コンバータ回路（共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路）が示されており、この共振型コンバータ回路は、
図６と同様の参照符号で示す同様の部分を含んでいる。Referring to FIG. 1, there is shown a resonant converter circuit (resonant DC-DC converter circuit) according to an embodiment of the present invention.
It includes similar parts indicated by the same reference numerals as in FIG.
【００１９】図１の図示の共振型コンバータ回路は、直
流入力電圧源Ｖｉｎからの直流入力電圧を、スイッチン
グパルスの制御下に主スイッチング素子（ｎＭＯＳＦＥ
Ｔ）Ｓ１でスイッチングして、高周波トランスＴ１の一
次側に供給し、該トランスＴ１の二次側巻線の両端の二
次側出力を整流回路で整流し、整流回路の出力を平滑回
路で平滑し、所定の直流電圧を出力する回路で、前記ト
ランスＴ１の一次側に共振回路（Ｌｒ及びＣｒ）を備え
た共振型コンバータ回路であって、主スイッチング素子
Ｓ１にキャパシタＣａと補助スイッチング素子（ｎＭＯ
ＳＦＥＴ）Ｓ２との直列接続からなるクランプ回路を付
加した共振型コンバータ回路である。The illustrated resonant converter circuit shown in FIG. 1 converts a DC input voltage from a DC input voltage source Vin into a main switching element (nMOSFE) under the control of a switching pulse.
T) Switching at S1, supplying the primary side of the high-frequency transformer T1 to the primary side, rectifying the secondary outputs at both ends of the secondary winding of the transformer T1 with the rectifier circuit, and smoothing the output of the rectifier circuit with the smoothing circuit. A resonance type converter circuit having a resonance circuit (Lr and Cr) on the primary side of the transformer T1. The main switching element S1 has a capacitor Ca and an auxiliary switching element (nMO).
SFET) is a resonance type converter circuit to which a clamp circuit formed in series with S2 is added.
【００２０】この共振型コンバータ回路においては、ク
ランプ回路は、更に、インダクタＬａを有し、該インダ
クタＬａと前記トランスＴ１の一次側との間に前記共振
回路（Ｌｒ及びＣｒ）が直列共振回路として接続されて
いる。In this resonance type converter circuit, the clamp circuit further has an inductor La, and the resonance circuit (Lr and Cr) is a series resonance circuit between the inductor La and the primary side of the transformer T1. It is connected.
【００２１】この共振型コンバータ回路においては、平
滑回路は、前記トランスＴ１の二次側巻線の両端の第１
及び第２の出力端子に対応して第１及び第２の平滑用イ
ンダクタＬｏ１及びＬｏ２を有する。第１の平滑用イン
ダクタＬｏ１の一端が前記トランスＴ１の二次側巻線の
前記第１の出力端子に接続され、第２の平滑用インダク
タＬｏ２の一端が前記トランスＴ１の二次側巻線の前記
第２の出力端子に接続されている。第１及び第２の平滑
用インダクタＬｏ１及びＬｏ２は、共通の磁気コアに巻
回されることによって、互いに磁気結合されている。In this resonance type converter circuit, the smoothing circuit includes first and second ends of the secondary winding of the transformer T1.
And first and second smoothing inductors Lo1 and Lo2 corresponding to the first and second output terminals. One end of the first smoothing inductor Lo1 is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer T1, and one end of the second smoothing inductor Lo2 is connected to the secondary winding of the transformer T1. It is connected to the second output terminal. The first and second smoothing inductors Lo1 and Lo2 are magnetically coupled to each other by being wound around a common magnetic core.
【００２２】第１及び第２の平滑用インダクタＬｏ１及
びＬｏ２の他端は互いに接続されている。The other ends of the first and second smoothing inductors Lo1 and Lo2 are connected to each other.
【００２３】整流回路は、前記トランスＴ１の二次側巻
線の両端の前記第１及び前記第２の出力端子に対応して
第１及び第２の同期整流ＦＥＴ（ｎＭＯＳＦＥＴ）Ｓ３
及びＳ４を有する。第１の同期整流ＦＥＴ（Ｓ３）のド
レインが前記トランスＴ１の二次側巻線の前記第１の出
力端子に接続され、第２の同期整流ＦＥＴ（Ｓ４）のド
レインが前記トランスＴ１の二次側巻線の前記第２の出
力端子に接続されている。又、第１の同期整流ＦＥＴ
（Ｓ３）のゲートが前記トランスＴ１の二次側巻線の前
記第２の出力端子に接続され、第２の同期整流ＦＥＴ
（Ｓ４）のゲートが前記トランスＴ１の二次側巻線の前
記第１の出力端子に接続されている。第１及び前記第２
の同期整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）のソースが互いに接
続されている。The rectifier circuit includes first and second synchronous rectification FETs (nMOSFET) S3 corresponding to the first and second output terminals at both ends of the secondary winding of the transformer T1.
And S4. The drain of the first synchronous rectification FET (S3) is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer T1, and the drain of the second synchronous rectification FET (S4) is connected to the secondary of the transformer T1. It is connected to the second output terminal of the side winding. Also, the first synchronous rectification FET
A gate of (S3) is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer T1, and a second synchronous rectification FET
The gate of (S4) is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer T1. The first and the second
Of the synchronous rectification FETs (S3 and S4) are connected to each other.
【００２４】平滑回路は、更に、平滑用コンデンサＣを
有し、この平滑用コンデンサＣは、第１及び第２の同期
整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）のソースが互いに接続され
た点と、第１及び第２の平滑用インダクタＬｏ１及びＬ
ｏ２の他端が互いに接続された点との間に接続されてい
る。The smoothing circuit further has a smoothing capacitor C. The smoothing capacitor C has a point where the sources of the first and second synchronous rectification FETs (S3 and S4) are connected to each other and a first capacitor. And second smoothing inductors Lo1 and L
The other end of o2 is connected to a point connected to each other.
【００２５】平滑用コンデンサＣに並列に負荷ＲＬが接
続され、この負荷ＲＬに前記所定の直流電圧が出力され
る。A load RL is connected in parallel to the smoothing capacitor C, and the predetermined DC voltage is output to the load RL.
【００２６】図２に、図１の共振型コンバータ回路に使
用された整流平滑回路を示す。FIG. 2 shows a rectifying / smoothing circuit used in the resonant converter circuit of FIG.
【００２７】図１の共振型コンバータ回路においては、
上述したように、主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイ
ッチング素子Ｓ２、クランプキャパシタＣａ、及びイン
ダクタＬａで構成されるアクティブクランプ回路に、イ
ンダクタＬｒ及びキャパシタＣｒで構成される直列共振
回路と高周波トランスＴ１とが接続されている。In the resonance type converter circuit shown in FIG.
As described above, the high-frequency transformer T1 and the series resonance circuit including the inductor Lr and the capacitor Cr are connected to the active clamp circuit including the main switching element S1 and the auxiliary switching element S2, the clamp capacitor Ca, and the inductor La. Have been.
【００２８】高周波トランスＴ１の二次側には、同期整
流ＦＥＴであるＳ３及びＳ４、磁気結合された平滑イン
ダクタＬｏ１及びＬｏ２で構成される図２に示す整流平
滑回路により整流平滑を行い、負荷ＲＬに電力供給す
る。On the secondary side of the high-frequency transformer T1, rectifying and smoothing are performed by a rectifying and smoothing circuit shown in FIG. 2 which is composed of synchronous rectification FETs S3 and S4 and magnetically coupled smoothing inductors Lo1 and Lo2. Supply power.
【００２９】図２に示すように、本発明で用いる整流平
滑回路は、平滑インダクタ（出力インダクタ）Ｌｏ１及
びＬｏ２が互いに磁気結合されているという点で、図３
に示す従来の整流平滑回路と異なっている。As shown in FIG. 2, the rectifying / smoothing circuit used in the present invention differs from the rectifying / smoothing circuit in that smoothing inductors (output inductors) Lo1 and Lo2 are magnetically coupled to each other.
Is different from the conventional rectifying and smoothing circuit shown in FIG.
【００３０】次に図１の共振型コンバータ回路の動作を
説明する。Next, the operation of the resonant converter circuit shown in FIG. 1 will be described.
【００３１】本回路の主スイッチング素子Ｓ１及び補助
スイッチング素子Ｓ２はデッドタイムを挟んで交互にオ
ンする。デッドタイム期間にインダクタＬａの電流及び
共振電流で主スイッチング素子Ｓ１及び補助スイッチン
グ素子Ｓ２の出力容量を充放電することにより、零電圧
スイッチングが行われる。２つのスイッチング素子Ｓ１
及びＳ２のスイッチング動作によりインダクタＬａには
台形波電圧が印加されるが、この電圧のピーク・ピーク
値は、Ｖｉｎ／（１−Ｄ）で表され、時比率Ｄにより変
調される。The main switching element S1 and the auxiliary switching element S2 of this circuit are turned on alternately with a dead time therebetween. Zero voltage switching is performed by charging and discharging the output capacitance of the main switching element S1 and the auxiliary switching element S2 with the current of the inductor La and the resonance current during the dead time period. Two switching elements S1
A trapezoidal wave voltage is applied to the inductor La by the switching operation of S2 and S2. The peak-to-peak value of this voltage is represented by Vin / (1-D), and is modulated by the duty ratio D.
【００３２】これがインダクタＬｒ、キャパシタＣｒで
構成される共振回路の入力電圧となる。高周波数トラン
スＴ１の一次側に加えられた電圧は降圧され、二次側に
接続された図１の整流平滑回路により全波整流され、平
滑回路を通して出力される。This is the input voltage of the resonance circuit composed of the inductor Lr and the capacitor Cr. The voltage applied to the primary side of the high-frequency transformer T1 is stepped down, full-wave rectified by the rectifying and smoothing circuit of FIG. 1 connected to the secondary side, and output through the smoothing circuit.
【００３３】図１及び図２に示すように、高周波トラン
スを、センタータップ方式の高周波トランスＴ１´（図
６）から、整流平滑方式の高周波トランスＴ１に変更す
ることにより、電力変換効率を改善できる。As shown in FIGS. 1 and 2, the power conversion efficiency can be improved by changing the high frequency transformer from the center tap type high frequency transformer T1 '(FIG. 6) to the rectifying and smoothing type high frequency transformer T1. .
【００３４】なお、図３に示した従来の整流平滑回路で
は、電流共振型コンバータ回路には適用できなかった
が、本発明では、図２に示すように、２つの平滑用イン
ダクタＬｏ１及びＬｏ２を互いに磁気結合させた新しい
整流平滑回路とすることにより、電流共振型コンバータ
回路への適用を可能にした。Although the conventional rectifying and smoothing circuit shown in FIG. 3 cannot be applied to a current resonance type converter circuit, the present invention employs two smoothing inductors Lo1 and Lo2 as shown in FIG. By using a new rectifying and smoothing circuit that is magnetically coupled to each other, it is possible to apply it to a current resonance type converter circuit.
【００３５】次に、上述した実施例の効果を説明する。Next, the effects of the above-described embodiment will be described.
【００３６】（１）既に述べたように、図６に示す従来
の共振型コンバータ回路では、入力変動に対し、時比率
（一周期に対して主スイッチング素子Ｓ１がオンする時
間比率）を変化させて出力電圧を一定とするが、このと
き、時比率が０．５以外の値になる（バランスが崩れ
る）と、同期整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）に流れる電流
のバランスが崩れ、一方に過大な電流が流れるため効率
が低下するという問題があった。(1) As described above, in the conventional resonant converter circuit shown in FIG. 6, the time ratio (the time ratio at which the main switching element S1 is turned on for one cycle) is changed with respect to the input fluctuation. In this case, if the duty ratio becomes a value other than 0.5 (the balance is lost), the balance of the current flowing through the synchronous rectification FETs (S3 and S4) is lost. There is a problem that the efficiency decreases due to the flow of current.
【００３７】図１の共振型コンバータ回路では、磁気的
に結合した整流平滑回路のインダクタＬｏ１及びＬｏ２
によって、同期整流ＦＥＴ（Ｓ３及びＳ４）の電流アン
バランスを防ぐため、効率を改善することができる。In the resonant converter circuit shown in FIG. 1, the inductors Lo1 and Lo2 of the rectifying / smoothing circuit which are magnetically coupled.
Thereby, the current imbalance of the synchronous rectification FETs (S3 and S4) can be prevented, so that the efficiency can be improved.
【００３８】図４に、本発明による提案型の共振型コン
バータ回路（即ち、図１の共振型コンバータ回路）と、
従来型の共振型コンバータ回路（即ち、図６の共振型コ
ンバータ回路）の入力変動時の効率の比較を示した。本
発明による提案型の共振型コンバータ回路（即ち、図１
の共振型コンバータ回路）は、従来型の共振型コンバー
タ回路（即ち、図６の共振型コンバータ回路）よりも、
入力変動時の効率が改善されている。FIG. 4 shows a proposed resonant converter circuit according to the present invention (ie, the resonant converter circuit of FIG. 1),
A comparison of the efficiency of the conventional resonant converter circuit (that is, the resonant converter circuit of FIG. 6) at the time of input fluctuation is shown. The proposed resonant converter circuit according to the invention (ie, FIG.
Of the conventional resonance converter circuit (that is, the resonance converter circuit of FIG. 6).
The efficiency at the time of input fluctuation has been improved.
【００３９】図５に、本発明による提案型の共振型コン
バータ回路（即ち、図１の共振型コンバータ回路）と、
従来型の共振型コンバータ回路（即ち、図６の共振型コ
ンバータ回路）の軽負荷時の効率の比較を示した。本発
明による提案型の共振型コンバータ回路（即ち、図１の
共振型コンバータ回路）は、従来型の共振型コンバータ
回路（即ち、図６の共振型コンバータ回路）よりも、軽
負荷時の効率が改善されている。FIG. 5 shows a proposed resonant converter circuit according to the present invention (ie, the resonant converter circuit of FIG. 1),
A comparison of the efficiency of a conventional resonant converter circuit (that is, the resonant converter circuit of FIG. 6) at a light load is shown. The proposed resonant converter circuit (ie, the resonant converter circuit of FIG. 1) according to the present invention has a lower light load efficiency than the conventional resonant converter circuit (ie, the resonant converter circuit of FIG. 6). Has been improved.
【００４０】（２）また、センタータップの高周波トラ
ンスＴ１´（図６）は平滑用インダクタも兼ねているた
め形状が大きい。(2) The center tap high-frequency transformer T1 '(FIG. 6) has a large shape because it also serves as a smoothing inductor.
【００４１】本発明で用いる整流平滑回路の高周波トラ
ンスＴ１は平滑用インダクタＬｏ１及びＬｏ２を別に持
つため小さくてすむ。しかも平滑用インダクタＬｏ１及
びＬｏ２は、一つのコアに巻回することにより互いに磁
気結合させるため、非常に小さい。The high-frequency transformer T1 of the rectifying and smoothing circuit used in the present invention can be small because it has the smoothing inductors Lo1 and Lo2 separately. Moreover, since the smoothing inductors Lo1 and Lo2 are magnetically coupled to each other by being wound around one core, they are very small.
【００４２】[0042]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
一対の同期整流素子に流れる電流のアンバランスを防
ぎ、効率を改善された共振型コンバータ回路を得ること
ができる。As described above, according to the present invention,
An unbalance of currents flowing through the pair of synchronous rectifiers can be prevented, and a resonant converter circuit with improved efficiency can be obtained.
【００４３】更に本発明によれば、上述の、効率を改善
された共振型コンバータ回路に使用される整流平滑回路
を得ることができる。Further, according to the present invention, it is possible to obtain a rectifying / smoothing circuit used in the above-described resonance type converter circuit with improved efficiency.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図１】本発明の一実施例による共振型コンバータ回路
（共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a resonant converter circuit (resonant DC-DC converter circuit) according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１の共振型コンバータ回路に使用された整流
平滑回路を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a rectifying and smoothing circuit used in the resonance type converter circuit of FIG.
【図３】従来の整流平滑回路を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a conventional rectifying and smoothing circuit.
【図４】本発明による提案型の共振型コンバータ回路
（図１の共振型コンバータ回路）と、従来型の共振型コ
ンバータ回路（図６の共振型コンバータ回路）の入力変
動時の効率の比較を示した図である。FIG. 4 is a comparison between the efficiency of the proposed resonant converter circuit (resonant converter circuit of FIG. 1) according to the present invention and the conventional resonant converter circuit (resonant converter circuit of FIG. 6) at the time of input fluctuation. FIG.
【図５】本発明による提案型の共振型コンバータ回路
（図１の共振型コンバータ回路）と、従来型の共振型コ
ンバータ回路（図６の共振型コンバータ回路）の軽負荷
時の効率の比較を示した図である。5 is a comparison between the efficiency of the proposed resonant converter circuit (resonant converter circuit of FIG. 1) according to the present invention and a conventional resonant converter circuit (resonant converter circuit of FIG. 6) at a light load. FIG.
【図６】従来の共振型コンバータ回路（共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路）を示す図である。FIG. 6 shows a conventional resonant converter circuit (resonant DC-D
FIG. 3 is a diagram illustrating a C converter circuit).
【符号の説明】 Ｓ１ 主スイッチング素子 Ｓ２ 補助スイッチング素子 Ｔ１ 高周波トランス Ｓ３ 同期整流ＦＥＴ Ｓ４ 同期整流ＦＥＴ Ｌｏ１ 平滑用インダクタ Ｌｏ２ 平滑用インダクタ Ｃ 平滑用コンデンサ[Description of Signs] S1 Main switching element S2 Auxiliary switching element T1 High-frequency transformer S3 Synchronous rectification FET S4 Synchronous rectification FET Lo1 Smoothing inductor Lo2 Smoothing inductor C Smoothing capacitor
【手続補正２】[Procedure amendment 2]
【補正対象書類名】図面[Document name to be amended] Drawing
【補正対象項目名】図６[Correction target item name] Fig. 6
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【図６】 FIG. 6
【手続補正３】[Procedure amendment 3]
【補正対象書類名】図面[Document name to be amended] Drawing
【補正対象項目名】図７[Correction target item name] Fig. 7
【補正方法】削除[Correction method] Deleted
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田中 秀和 福岡県福岡市東区郷口町６−６−６ Ｆターム(参考） 5H730 AA14 BB21 BB66 DD04 DD41 EE01 EE08 EE14 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Hidekazu Tanaka 6-6-6 Goguchicho, Higashi-ku, Fukuoka City F-term (reference) 5H730 AA14 BB21 BB66 DD04 DD41 EE01 EE08 EE14
Claims (14)
スイッチングパルスの制御下に主スイッチング素子でス
イッチングして、高周波トランスの一次側に供給し、該
トランスの二次側巻線の両端の二次側出力を整流回路で
整流し、整流回路の出力を平滑回路で平滑し、所定の直
流電圧を出力する回路で、前記トランスの一次側に共振
回路を備えた共振型コンバータ回路であって、主スイッ
チング素子にキャパシタと補助スイッチング素子との直
列接続からなるクランプ回路を付加した共振型コンバー
タ回路において、 前記平滑回路は、前記トランスの二次側巻線の両端の第
１及び第２の出力端子に対応して第１及び第２の平滑用
インダクタを有し、前記第１の平滑用インダクタの一端
が前記トランスの二次側巻線の前記第１の出力端子に接
続され、前記第２の平滑用インダクタの一端が前記トラ
ンスの二次側巻線の前記第２の出力端子に接続され、前
記第１及び前記第２の平滑用インダクタは互いに磁気結
合されていることを特徴とする共振型コンバータ回路。1. A DC input voltage from a DC input voltage source,
Switching is performed by the main switching element under the control of the switching pulse, supplied to the primary side of the high-frequency transformer, and the secondary outputs at both ends of the secondary winding of the transformer are rectified by the rectifier circuit, and the output of the rectifier circuit is changed. A resonance type converter circuit having a resonance circuit on the primary side of the transformer, which is a circuit that outputs a predetermined DC voltage by smoothing with a smoothing circuit, wherein the main switching element includes a series connection of a capacitor and an auxiliary switching element. In a resonance type converter circuit to which a clamp circuit is added, the smoothing circuit has first and second smoothing inductors corresponding to first and second output terminals at both ends of a secondary winding of the transformer. One end of the first smoothing inductor is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer, and one end of the second smoothing inductor is connected to the transformer. A resonance type converter circuit connected to the second output terminal of a secondary winding of the impedance, and wherein the first and second smoothing inductors are magnetically coupled to each other.
において、 前記第１及び前記第２の平滑用インダクタは、共通の磁
気コアに巻回されることによって、互いに磁気結合され
ていることを特徴とする共振型コンバータ回路。2. The resonant converter circuit according to claim 1, wherein the first and second smoothing inductors are magnetically coupled to each other by being wound around a common magnetic core. Characteristic resonant converter circuit.
において、 前記整流回路は、前記トランスの二次側巻線の両端の前
記第１及び前記第２の出力端子に対応して第１及び第２
の整流ＦＥＴを有し、前記第１の整流ＦＥＴのドレイン
及びソースの一方が前記トランスの二次側巻線の前記第
１の出力端子に接続され、前記第２の整流ＦＥＴのドレ
イン及びソースの一方が前記トランスの二次側巻線の前
記第２の出力端子に接続され、前記第１の整流ＦＥＴの
ゲートが前記トランスの二次側巻線の前記第２の出力端
子に接続され、前記第２の整流ＦＥＴのゲートが前記ト
ランスの二次側巻線の前記第１の出力端子に接続され、
前記第１の整流ＦＥＴのドレイン及びソースの他方が前
記第２の整流ＦＥＴのドレイン及びソースの他方に接続
されていることを特徴とする共振型コンバータ回路。3. The resonance type converter circuit according to claim 1, wherein the rectifier circuit has first and second output terminals corresponding to the first and second output terminals at both ends of a secondary winding of the transformer. Second
One of a drain and a source of the first rectifier FET is connected to the first output terminal of a secondary winding of the transformer, and a drain and a source of the second rectifier FET are connected to each other. One is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer, the gate of the first rectifier FET is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer, A gate of a second rectifier FET is connected to the first output terminal of a secondary winding of the transformer;
A resonance type converter circuit, wherein the other of the drain and the source of the first rectification FET is connected to the other of the drain and the source of the second rectification FET.
において、 前記平滑回路の前記第１及び前記第２の平滑用インダク
タの他端が互いに接続され、 前記平滑回路は、更に、平滑用コンデンサを有し、この
平滑用コンデンサは、前記第１の整流ＦＥＴのドレイン
及びソースの前記他方が前記第２の整流ＦＥＴのドレイ
ン及びソースの前記他方に接続された点と、前記第１及
び前記第２の平滑用インダクタの他端が互いに接続され
た点との間に接続されていることを特徴とする共振型コ
ンバータ回路。4. The resonant converter circuit according to claim 3, wherein the other ends of the first and second smoothing inductors of the smoothing circuit are connected to each other, and the smoothing circuit further includes a smoothing capacitor. Wherein the smoothing capacitor has a point where the other of the drain and the source of the first rectifier FET is connected to the other of the drain and the source of the second rectifier FET; 2. The resonance type converter circuit according to claim 2, wherein the other end of the smoothing inductor is connected to a point connected to the other end.
において、 前記平滑用コンデンサに並列に負荷が接続され、この負
荷に前記所定の直流電圧が出力されることを特徴とする
共振型コンバータ回路。5. The resonance type converter circuit according to claim 4, wherein a load is connected in parallel to said smoothing capacitor, and said predetermined DC voltage is output to said load. .
において、 前記整流回路は、前記トランスの二次側巻線の両端の前
記第１及び前記第２の出力端子に対応して第１及び第２
のダイオードを有し、前記第１のダイオードのカソード
が前記トランスの二次側巻線の前記第１の出力端子に接
続され、前記第２のダイオードのカソードが前記トラン
スの二次側巻線の前記第２の出力端子に接続され、前記
第１及び前記第２のダイオードのアノードが互いに接続
されていることを特徴とする共振型コンバータ回路。6. The resonance type converter circuit according to claim 1, wherein the rectifier circuit includes first and second output terminals corresponding to both ends of a secondary winding of the transformer. Second
Wherein the cathode of the first diode is connected to the first output terminal of the secondary winding of the transformer, and the cathode of the second diode is connected to the secondary winding of the transformer. A resonant converter circuit connected to the second output terminal, wherein anodes of the first and second diodes are connected to each other.
において、 前記平滑回路の前記第１及び前記第２の平滑用インダク
タの他端が互いに接続され、 前記平滑回路は、更に、平滑用コンデンサを有し、この
平滑用コンデンサは、前記第１及び前記第２のダイオー
ドのアノードが互いに接続された点と、前記第１及び前
記第２の平滑用インダクタの他端が互いに接続された点
との間に接続されていることを特徴とする共振型コンバ
ータ回路。7. The resonance type converter circuit according to claim 6, wherein the other ends of the first and second smoothing inductors of the smoothing circuit are connected to each other, and the smoothing circuit further includes a smoothing capacitor. This smoothing capacitor has a point in which the anodes of the first and second diodes are connected to each other, and a point in which the other ends of the first and second smoothing inductors are connected to each other. A resonance type converter circuit characterized in that it is connected between the resonance type converter circuits.
において、 前記平滑用コンデンサに並列に負荷が接続され、この負
荷に前記所定の直流電圧が出力されることを特徴とする
共振型コンバータ回路。8. The resonance type converter circuit according to claim 7, wherein a load is connected in parallel to said smoothing capacitor, and said predetermined DC voltage is output to said load. .
において、 前記クランプ回路は、更に、インダクタを有し、該イン
ダクタと前記トランスの一次側との間に前記共振回路が
直列共振回路として接続されていることを特徴とする共
振型コンバータ回路。9. The resonance converter circuit according to claim 1, wherein the clamp circuit further includes an inductor, and the resonance circuit is connected as a series resonance circuit between the inductor and a primary side of the transformer. A resonance type converter circuit characterized in that:
ンスの二次側巻線の両端の二次側出力を整流回路で整流
し、整流回路の出力を平滑回路で平滑し、所定の直流電
圧を出力するカレントダブラー回路において、 前記平滑回路は、前記トランスの二次側巻線の両端の第
１及び第２の出力端子に対応して第１及び第２の平滑用
インダクタを有し、前記第１の平滑用インダクタの一端
が前記トランスの二次側巻線の前記第１の出力端子に接
続され、前記第２の平滑用インダクタの一端が前記トラ
ンスの二次側巻線の前記第２の出力端子に接続され、前
記第１及び前記第２の平滑用インダクタは互いに磁気結
合されていることを特徴とするカレントダブラー回路。10. A rectifier circuit rectifies secondary outputs at both ends of a secondary winding of a high-frequency transformer whose input is supplied to a primary side, smoothes an output of the rectifier circuit with a smoothing circuit, and outputs a predetermined DC voltage. Wherein the smoothing circuit includes first and second smoothing inductors corresponding to first and second output terminals at both ends of a secondary winding of the transformer, One end of a first smoothing inductor is connected to the first output terminal of a secondary winding of the transformer, and one end of the second smoothing inductor is connected to the second output terminal of a secondary winding of the transformer. A current doubler circuit, wherein the first and second smoothing inductors are magnetically coupled to each other.
回路において、 前記第１及び前記第２の平滑用インダクタは、共通の磁
気コアに巻回されることによって、互いに磁気結合され
ていることを特徴とするカレントダブラー回路。11. The current doubler circuit according to claim 10, wherein the first and second smoothing inductors are magnetically coupled to each other by being wound around a common magnetic core. Current doubler circuit.
回路において、 前記整流回路は、前記トランスの二次側巻線の両端の前
記第１及び前記第２の出力端子に対応して第１及び第２
の整流ＦＥＴを有し、前記第１の整流ＦＥＴのドレイン
及びソースの一方が前記トランスの二次側巻線の前記第
１の出力端子に接続され、前記第２の整流ＦＥＴのドレ
イン及びソースの一方が前記トランスの二次側巻線の前
記第２の出力端子に接続され、前記第１の整流ＦＥＴの
ゲートが前記トランスの二次側巻線の前記第２の出力端
子に接続され、前記第２の整流ＦＥＴのゲートが前記ト
ランスの二次側巻線の前記第１の出力端子に接続され、
前記第１の整流ＦＥＴのドレイン及びソースの他方が前
記第２の整流ＦＥＴのドレイン及びソースの他方に接続
されていることを特徴とするカレントダブラー回路。12. The current doubler circuit according to claim 10, wherein the rectifier circuit includes first and second output terminals corresponding to the first and second output terminals at both ends of a secondary winding of the transformer. 2
One of a drain and a source of the first rectifier FET is connected to the first output terminal of a secondary winding of the transformer, and a drain and a source of the second rectifier FET are connected to each other. One is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer, the gate of the first rectifier FET is connected to the second output terminal of the secondary winding of the transformer, A gate of a second rectifier FET is connected to the first output terminal of a secondary winding of the transformer;
A current doubler circuit, wherein the other of the drain and the source of the first rectifier FET is connected to the other of the drain and the source of the second rectifier FET.
回路において、 前記平滑回路の前記第１及び前記第２の平滑用インダク
タの他端が互いに接続され、 前記平滑回路は、更に、平滑用コンデンサを有し、この
平滑用コンデンサは、前記第１の整流ＦＥＴのドレイン
及びソースの前記他方が前記第２の整流ＦＥＴのドレイ
ン及びソースの前記他方に接続された点と、前記第１及
び前記第２の平滑用インダクタの他端が互いに接続され
た点との間に接続されていることを特徴とするカレント
ダブラー回路。13. The current doubler circuit according to claim 12, wherein the other ends of the first and second smoothing inductors of the smoothing circuit are connected to each other, and the smoothing circuit further includes a smoothing capacitor. The smoothing capacitor has a point where the other of the drain and the source of the first rectifier FET is connected to the other of the drain and the source of the second rectifier FET; A current doubler circuit, wherein the other end of the smoothing inductor is connected to a point connected to each other.
回路において、 前記平滑用コンデンサに並列に負荷が接続され、この負
荷に前記所定の直流電圧が出力されることを特徴とする
カレントダブラー回路。14. The current doubler circuit according to claim 13, wherein a load is connected in parallel to said smoothing capacitor, and said predetermined DC voltage is output to said load.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11134437A JP2000324829A (en) | 1999-05-14 | 1999-05-14 | Resonance-type converter circuit |
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|---|---|
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