JP2000023455A - Resonant switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、特に低電圧大出力
電流を出力する例えば２石電流共振型コンバータ等の共
振型スイッチング電源に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a resonance type switching power supply which outputs a low voltage and a large output current, such as a two-pole current resonance type converter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、スイッチング電源において、
コンピュータ等のＣＰＵ、メモリ等の負荷で低電圧大電
流を出力する場合、２次側の整流回路でのわずかなイン
ピーダンス損失で、効率が悪化し、内部発熱を招き、ひ
いては電源の信頼性に重大な影響を与える。図４は、低
出力電圧大出力電流（数１０Ａ〜数１００Ａ）を実現す
るための２石電流共振型コンバータにおける２次側の全
波整流回路の従来例を示す回路図である。この整流回路
は、コンバータトランス１０の２次側巻線１２の両端に
整流ダイオード１４Ａ、１４Ｂを接続し、各整流ダイオ
ード１４Ａ、１４Ｂの出力を平滑コンデンサ１６の正極
に接続し、２次側巻線１２にセンタタップされた端子を
平滑コンデンサ１６（Ｃ１）の負極に接続したものであ
る。2. Description of the Related Art Conventionally, in a switching power supply,
When a low voltage and large current is output from a load such as a CPU or a memory of a computer, etc., a slight impedance loss in the rectifier circuit on the secondary side causes the efficiency to deteriorate, causing internal heat generation, and seriously affecting the reliability of the power supply. Have a significant effect. FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional example of a secondary-side full-wave rectifier circuit in a two-pole current resonance type converter for realizing a low output voltage and a large output current (several tens of amps to several hundreds of amps). In this rectifier circuit, rectifier diodes 14A and 14B are connected to both ends of a secondary winding 12 of a converter transformer 10, the outputs of the rectifier diodes 14A and 14B are connected to the positive electrode of a smoothing capacitor 16, and The center-tapped terminal 12 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor 16 (C1).
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような構成において、２次側回路の損失の主な原因とし
ては、以下のようなものが挙げられる。 （１）コンバータトランスの２次巻線の線材での直流ロ
ス、漏洩ＦＬＵＸによる渦電流損、高周波動作での表皮
効果ロス。 （２）２次側整流ダイオードのＶＦ、ＳＷロス。 （３）チョークコイル等の直流抵抗ロス。 そして、上述のような回路の場合、さらに効率を改善
し、ロスを減らすためには、コンバータトランスを大き
くし、巻線できるスペースを大きくし、巻線ロスを改善
し、また整流ＳＷ素子を大きくして電流容量を上げる必
要があるため、部品のコストアップとなり、ひいては電
源の大型化を招くという問題がある。However, in the configuration described above, the main causes of the loss of the secondary circuit are as follows. (1) DC loss in the secondary winding wire of the converter transformer, eddy current loss due to leakage FLUX, and skin effect loss in high frequency operation. (2) VF and SW loss of the secondary side rectifier diode. (3) DC resistance loss of the choke coil and the like. In the case of the circuit as described above, in order to further improve the efficiency and reduce the loss, the converter transformer is increased, the space for winding is increased, the winding loss is improved, and the rectifying SW element is increased. As a result, it is necessary to increase the current capacity, so that the cost of parts increases, and the power supply becomes larger.
【０００４】そこで本発明の目的は、低電圧大電流出力
を実現する上で２次側整流回路のロスを低減し、高効率
化及び小型化を達成することができる共振型スイッチン
グ電源を提供することにある。Accordingly, an object of the present invention is to provide a resonance type switching power supply capable of reducing the loss of a secondary rectifier circuit and realizing high efficiency and miniaturization in realizing low voltage and large current output. It is in.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】本発明は前記目的を達成
するため、直流電圧源よりスイッチング素子及び共振回
路を介して得られる交流電力をコンバータトランスの１
次側巻線に供給し、前記コンバータトランスの２次側巻
線から得られる交流電力を整流回路で整流し、さらに平
滑回路で平滑化する共振型スイッチング電源において、
前記整流回路は、前記２次側巻線の両端に接続された一
対のトランジスタを具備し、前記各トランジスタを介し
て前記２次側巻線から得られる交流電圧を整流して平滑
回路に出力する同期整流回路部と、前記２次側巻線の両
端に接続された互いに同特性の一対のフィルタインダク
タ及び一対のダイオードを具備し、前記フィルタインダ
クタ及びダイオードを介して前記２次側巻線から得られ
る交流電圧を整流して平滑回路に出力する電流ダブラ回
路部とを有し、前記電流ダブラ回路部により、前記同期
整流回路部の各トランジスタにおける逆電流を阻止する
ようにしたことを特徴とする。SUMMARY OF THE INVENTION In order to achieve the above object, the present invention is to convert AC power obtained from a DC voltage source through a switching element and a resonance circuit into a converter transformer.
A resonance type switching power supply that supplies AC power obtained from a secondary winding of the converter transformer to a secondary winding, rectifies the AC power with a rectifier circuit, and further smoothes the AC power with a smoothing circuit.
The rectifier circuit includes a pair of transistors connected to both ends of the secondary winding, rectifies an AC voltage obtained from the secondary winding via the respective transistors, and outputs the rectified voltage to a smoothing circuit. A synchronous rectifier circuit unit, and a pair of filter inductors and a pair of diodes having the same characteristics connected to both ends of the secondary winding, and obtained from the secondary winding via the filter inductor and the diode. And a current doubler circuit section for rectifying the applied AC voltage and outputting the rectified AC voltage to a smoothing circuit, wherein the current doubler circuit section prevents a reverse current in each transistor of the synchronous rectification circuit section. .
【０００６】本発明の共振型スイッチング電源におい
て、コンバータトランスの２次側整流回路は、一対のト
ランジスタを有する同期整流回路部と、一対のフィルタ
インダクタ及び一対のダイオードを有する電流ダブラ回
路部との組み合わせにより構成されている。そして、同
期整流回路部の各トランジスタは、コンバータトランス
の２次側巻線における極性反転に同期して交互にオン・
オフし、２次側巻線からの交流電力を整流して平滑回路
に供給する。また、電流ダブラ回路部も、コンバータト
ランスの２次側巻線からの交流電力に基づいて、フィル
タインダクタ及びダイオードの経路が順次切り換わるよ
うに動作し、２次側巻線からの交流電力を整流して平滑
回路に供給する。さらに、電流ダブラ回路部のフィルタ
インダクタにより、２次側巻線の極性反転時における同
期整流回路部の各トランジスタの逆電流を阻止でき、適
正な同期整流回路部の動作を簡易な構成により得ること
ができる。In the resonant switching power supply of the present invention, the secondary rectifier circuit of the converter transformer is a combination of a synchronous rectifier circuit having a pair of transistors and a current doubler circuit having a pair of filter inductors and a pair of diodes. It consists of. Then, each transistor of the synchronous rectifier circuit section is turned on alternately in synchronization with the polarity inversion in the secondary winding of the converter transformer.
Turn off, rectify the AC power from the secondary winding and supply it to the smoothing circuit. The current doubler circuit also operates so that the path of the filter inductor and the diode is sequentially switched based on the AC power from the secondary winding of the converter transformer, and rectifies the AC power from the secondary winding. And supplies it to the smoothing circuit. Furthermore, the filter inductor of the current doubler circuit section can prevent reverse current of each transistor of the synchronous rectification circuit section at the time of reversal of the polarity of the secondary winding, and obtain proper operation of the synchronous rectification circuit section with a simple configuration. Can be.
【０００７】[0007]
【発明の実施の形態】以下、本発明による共振型スイッ
チング電源の実施の形態について説明する。図１は、本
発明による共振型スイッチング電源を適用した２石電流
共振型コンバータの第１の構成例を示す回路図である。
本例の２石電流共振型コンバータにおいて、コンバータ
トランス２００の１次側は、直流電圧源１００に対して
ハーフブリッジ接続された一対のＭＯＳ−ＦＥＴ（スイ
ッチング素子）１１０、１２０を交互にオン・オフし、
各ＭＯＳ−ＦＥＴ１１０、１２０の接続点から共振コン
デンサ１３０（Ｃ２）を介してコンバータトランス２０
０の１次側巻線２１０に正弦波交流電流を供給する。す
なわち、このような構成において、電流共振はコンバー
タトランス２００のリーケージインダクタンスと共振コ
ンデンサ１３０により行われている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the resonant switching power supply according to the present invention will be described. FIG. 1 is a circuit diagram showing a first configuration example of a two-pole current resonance type converter to which a resonance type switching power supply according to the present invention is applied.
In the two-pole current resonance type converter of this example, the primary side of the converter transformer 200 alternately turns on and off a pair of MOS-FETs (switching elements) 110 and 120 that are half-bridge connected to the DC voltage source 100. And
The converter transformer 20 is connected from the connection point of each of the MOS-FETs 110 and 120 via the resonance capacitor 130 (C2).
A sine-wave alternating current is supplied to the primary winding 210 of the zero. That is, in such a configuration, current resonance is performed by the leakage inductance of the converter transformer 200 and the resonance capacitor 130.
【０００８】一方、コンバータトランス２００の２次側
は、一対のＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０よりなる同期
整流回路部と、一対のフィルタインダクタ４１０、４２
０及び一対のダイオード４３０、４４０よりなる電流ダ
ブラ回路部と、平滑コンデンサ５００（Ｃ３）とを有す
る。同期整流回路部は、２次側巻線２２０のメイン部の
両端を巻き上げて形成した駆動用巻線２３０Ａ、２３０
Ｂにより、トランス２００の反転信号を用いてＭＯＳ−
ＦＥＴ３１０、３２０を駆動するものであり、２次側巻
線２２０における極性反転に同期して各ＭＯＳ−ＦＥＴ
３１０、３２０が交互にオン・オフし、２次側巻線２２
０からの交流電力を整流して平滑コンデンサ５００に供
給する。すなわち、各ＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０の
ソースは、２次側巻線２２０のメイン部の各端部に接続
されるとともに、駆動用巻線２３０Ａ、２３０Ｂの終端
部に接続された分圧抵抗２４０Ａ、２４０Ｂ、２５０
Ａ、２５０Ｂのループが接続されている。また、各ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ３１０、３２０のゲートは、分圧抵抗２４０
Ａ、２４０Ｂ、２５０Ａ、２５０Ｂの接続中点に接続さ
れ、各ＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０のドレインは、平
滑コンデンサ５００の正極端子に接続されている。On the other hand, on the secondary side of the converter transformer 200, a synchronous rectification circuit section including a pair of MOS-FETs 310 and 320 and a pair of filter inductors 410 and 42 are provided.
It has a current doubler circuit portion including zero and a pair of diodes 430 and 440, and a smoothing capacitor 500 (C3). The synchronous rectification circuit section is formed by winding both ends of the main part of the secondary winding 220 and driving windings 230A, 230
B, the MOS-
FETs 310 and 320 are driven, and each MOS-FET is synchronized with the polarity inversion in the secondary winding 220.
310 and 320 alternately turn on and off, and the secondary winding 22
The AC power from 0 is rectified and supplied to the smoothing capacitor 500. That is, the sources of the respective MOS-FETs 310 and 320 are connected to the respective ends of the main part of the secondary winding 220, and the voltage dividing resistors 240A, which are connected to the ends of the driving windings 230A and 230B. 240B, 250
A and 250B loops are connected. In addition, each MO
The gates of the S-FETs 310 and 320
The drains of the MOS-FETs 310 and 320 are connected to the positive terminal of the smoothing capacitor 500.
【０００９】一方、電流ダブラ回路部は、互いに同特性
を有する一対のフィルタインダクタ４１０、４２０を、
２次側巻線２２０のメイン部の両端と平滑コンデンサ５
００の負極端子との間に接続するとともに、互いに同特
性を有する一対のダイオード４３０、４４０を２次側巻
線２２０のメイン部の両端と平滑コンデンサ５００の正
極端子との間に接続したものである。また、各ダイオー
ド４３０、４４０は、各ＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０
のソースとドレインの間に挿入されている。このような
電流ダブラ回路部では、２次側巻線２２０の極性反転動
作に基づいて、２次側巻線２２０、フィルタインダクタ
４１０、４２０、ダイオード４３０、４４０、及び平滑
コンデンサ５００を含む経路が交互に切り換わり、２次
側交流電力の整流、平滑動作を行うものである。On the other hand, the current doubler circuit section includes a pair of filter inductors 410 and 420 having the same characteristics as each other.
Both ends of the main part of the secondary winding 220 and the smoothing capacitor 5
00, and a pair of diodes 430 and 440 having the same characteristics are connected between both ends of the main portion of the secondary winding 220 and the positive terminal of the smoothing capacitor 500. is there. The diodes 430 and 440 are connected to the MOS-FETs 310 and 320, respectively.
Is inserted between the source and the drain. In such a current doubler circuit section, a path including the secondary winding 220, the filter inductors 410 and 420, the diodes 430 and 440, and the smoothing capacitor 500 alternates based on the polarity inversion operation of the secondary winding 220. And performs the rectification and smoothing operation of the secondary side AC power.
【００１０】そして、このような電流ダブラ回路部は、
以下のような効果を有する。 （１）２次側巻線のセンタタップが不要である。 （２）トランス巻線の構造が簡素となる。 （３）２次側巻線に流れる電流が約１／２となり、２次
側巻線の発熱が軽減される。特に本例では、上述のよう
にトランス２００のリーケージインダクタを使用して共
振させるので、渦電流損の影響で巻線の発熱は大きいた
め、効果は大である。 （４）フィルタインダクタ４１０、４２０に流れる電流
は出力電流の約１／２となる。なお、このような電流ダ
ブラ回路部は、それ自体は公知であるため詳細は省略す
る。[0010] Such a current doubler circuit section includes:
It has the following effects. (1) The center tap of the secondary winding is not required. (2) The structure of the transformer winding is simplified. (3) The current flowing through the secondary winding is reduced to about １ ／, and the heat generation of the secondary winding is reduced. In particular, in this example, since the resonance is performed using the leakage inductor of the transformer 200 as described above, the effect of the eddy current loss is large because the heat generation of the winding is large. (4) The current flowing through the filter inductors 410 and 420 is about 1/2 of the output current. The details of such a current doubler circuit section are omitted because they are publicly known.
【００１１】ところで、上述のような同期整流回路部で
は、整流素子としてダイオードの代わりにＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ３１０、３２０を用いることにより、ダイオードを用
いた場合の損失を低減することができる。しかしなが
ら、このようにＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０を用いた
場合は、ダイオードを用いた場合と異なり、逆方向にも
電流が流れるため、負荷条件等によっては、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ３１０、３２０に逆電流が流れてしまい、発熱や１
次側スイッチング損失を招くという問題がある。そこ
で、このようなＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０の逆電流
を簡易に防止する構成として、例えば特願平１０−６７
３２６号に記載されるもののように、平滑コンデンサの
前段にチョークコイルを挿入し、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１
０、３２０の極性反転時における動作を抑制する方法が
ある。In the above-mentioned synchronous rectifier circuit section, a MOS-FE is used as a rectifier instead of a diode.
By using T310 and T320, loss when using a diode can be reduced. However, when the MOS-FETs 310 and 320 are used in this way, unlike the case where a diode is used, a current flows in the opposite direction, so that the MOS-F
Reverse currents flow through the ETs 310 and 320, causing heat generation and 1
There is a problem that secondary switching loss is caused. Therefore, as a configuration for simply preventing the reverse current of the MOS-FETs 310 and 320, for example, Japanese Patent Application No. 10-67.
No. 326, a choke coil is inserted before the smoothing capacitor, and the MOS-FET 31
There is a method of suppressing the operation when the polarity of 0 or 320 is inverted.
【００１２】しかし、この方法では、チョークコイルを
設ける上に、電流容量もほぼ出力電流以上の容量が必要
となり、トランスの大型化を招くものとなる。そこで本
例では、上述のようなチョークコイルを設ける代わり
に、電流ダブラ回路部のフィルタインダクタ４１０、４
２０を用いてＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０の適正な同
期整流動作を簡単な構成により実現するものである。ま
た、このように電流ダブラ回路部のフィルタインダクタ
４１０、４２０を用いた構成では、上述のように電流容
量も１／２でよく、トランスの大型化も生じないもので
ある。However, in this method, in addition to providing the choke coil, the current capacity is required to be substantially equal to or larger than the output current, which results in an increase in the size of the transformer. Therefore, in this example, instead of providing the choke coil as described above, the filter inductors 410, 4
20 is used to realize an appropriate synchronous rectification operation of the MOS-FETs 310 and 320 with a simple configuration. Further, in the configuration using the filter inductors 410 and 420 of the current doubler circuit section, the current capacity may be １ ／ as described above, and the transformer does not increase in size.
【００１３】以上説明したように、本例の２石電流共振
型コンバータでは、電流ダブラ回路部の２つのフィルタ
インダクタ４１０、４２０の効果により、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ３１０、３２０には正方向にのみ連続的に電流が流
れ、コンバータトランス２００に結合した駆動用巻線２
３０Ａ、２３０Ｂによってコンバータトランス２００の
反転信号を拾い、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０を駆動
することができ、ＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０の逆電
流による損失を伴う等の不具合なく、簡単に同期整流回
路部を構成することができる。As described above, in the two-pole current resonance type converter of this embodiment, the MOS-FE is formed by the effect of the two filter inductors 410 and 420 of the current doubler circuit.
A current continuously flows only in the positive direction in T310 and 320, and the driving winding 2 coupled to the converter transformer 200
The synchronous rectifier circuit section can be easily configured without the disadvantage that the inverted signals of the converter transformer 200 can be picked up by the 30A and 230B and the MOS-FETs 310 and 320 can be driven, and the MOS-FETs 310 and 320 can be driven without a loss due to the reverse current. can do.
【００１４】また、従来の全波整流回路のみで出力した
場合に比べ、流れる電流が小さいので、コンバータトラ
ンス２００の発熱が小さく、また同じ面積で倍の巻線が
巻けるため、巻線のインピーダンスを下げることができ
る。さらに、同期整流回路部がトランス２００の反転信
号を使用するだけで駆動可能なため、容易に低コストで
構成することができる。そして、上述のように２石電流
共振型コンバータの高効率化を達成できるので、電源サ
イズの小型化、信頼性の向上を図ることができる。In addition, the current flowing through the converter transformer 200 is smaller than that of a conventional full-wave rectifier circuit, so that the heat generated by the converter transformer 200 is small and the double winding can be wound in the same area. Can be lowered. Furthermore, since the synchronous rectification circuit can be driven only by using the inverted signal of the transformer 200, it can be easily configured at low cost. Further, as described above, the efficiency of the dual current resonance type converter can be improved, so that the size of the power supply can be reduced and the reliability can be improved.
【００１５】図２は、本発明による共振型スイッチング
電源を適用した２石電流共振型コンバータの第２の構成
例を示す回路図である。本例は、図１に示すＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ３１０、３２０、フィルタインダクタ４１０、４２
０、ダイオード４３０、４４０の極性を反転させたもの
である。この場合、各ＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０
は、コンバータトランス２００に２次側巻線２２０とは
別に設けられた駆動用巻線２６０により駆動される。な
お、その他は図１に示す構成と共通であるため、同一符
号を付して説明は省略する。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second example of the configuration of a dual current resonance type converter to which the resonance type switching power supply according to the present invention is applied. In this example, the MOS-F shown in FIG.
ET310, 320, filter inductors 410, 42
0, the polarity of the diodes 430 and 440 is inverted. In this case, each of the MOS-FETs 310 and 320
Are driven by a driving winding 260 provided separately from the secondary winding 220 in the converter transformer 200. The other components are common to those of the configuration shown in FIG.
【００１６】図３は、本発明による共振型スイッチング
電源を適用した２石電流共振型コンバータの第３の構成
例を示す回路図である。この２石電流共振型コンバータ
は、コンバータトランス２００とは別の駆動トランス６
１０により各ＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０を駆動する
ものである。すなわち、本例では、１次側の各ＭＯＳ−
ＦＥＴ１１０、１２０を駆動するための共振電源用の駆
動トランス６００と、２次側の各ＭＯＳ−ＦＥＴ３１
０、３２０を駆動するための同期整流回路部用の駆動ト
ランス６１０とを有し、これら各駆動トランス６００、
６１０を共通の共振回路制御部６２０によって駆動する
ものである。FIG. 3 is a circuit diagram showing a third example of the configuration of a dual current resonance type converter to which the resonance type switching power supply according to the present invention is applied. The two-transistor current resonance type converter has a drive transformer 6 different from the converter transformer 200.
10 drives each of the MOS-FETs 310 and 320. That is, in this example, each MOS-
A driving transformer 600 for driving a resonance power supply for driving the FETs 110 and 120, and each MOS-FET 31 on the secondary side
0, 320, and a drive transformer 610 for a synchronous rectification circuit section for driving the drive transformers 600,
610 is driven by a common resonance circuit control unit 620.
【００１７】共振回路制御部６２０及び駆動トランス６
００は、本来１次側の各ＭＯＳ−ＦＥＴ１１０、１２０
を駆動するために設けられており、この駆動信号を流用
して駆動トランス６１０を駆動する。このような構成に
よっても、２次側の各ＭＯＳ−ＦＥＴ３１０、３２０を
同様に駆動することができ、共振電源に適した整流回路
を構成できる。なお、その他は図１に示す構成と共通で
あるため、同一符号を付して説明は省略する。Resonant circuit control section 620 and drive transformer 6
00 is the primary-side MOS-FETs 110 and 120
The driving transformer 610 is driven by using the driving signal. Even with such a configuration, each of the MOS-FETs 310 and 320 on the secondary side can be similarly driven, and a rectifier circuit suitable for a resonance power supply can be configured. The other components are common to those of the configuration shown in FIG.
【００１８】[0018]
【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源では、コンバータトランスの２次側整流回路が、
一対のトランジスタを有する同期整流回路部と、一対の
フィルタインダクタ及び一対のダイオードを有する電流
ダブラ回路部との組み合わせにより構成した。このた
め、従来の全波整流回路のみで出力した場合に比べ、電
流量を小さくでき、コンバータトランスの発熱を小さく
できるとともに、巻線のインピーダンスを下げることが
でき、スイッチング電源の高効率化を達成できる。した
がって、電源サイズの小型化、信頼性の向上を図ること
ができる。また、電流ダブラ回路部のフィルタインダク
タにより、同期整流回路部の各トランジスタの逆電流を
阻止でき、適正な同期整流回路部の動作を簡易な構成に
より得ることができる。As described above, in the switching power supply according to the present invention, the secondary rectifier circuit of the converter transformer includes:
It is configured by a combination of a synchronous rectification circuit unit having a pair of transistors and a current doubler circuit unit having a pair of filter inductors and a pair of diodes. For this reason, compared with the case where only the conventional full-wave rectifier circuit is used for output, the amount of current can be reduced, the heat generated by the converter transformer can be reduced, and the impedance of the winding can be reduced, achieving higher efficiency of the switching power supply. it can. Therefore, the size of the power supply can be reduced and the reliability can be improved. In addition, the reverse current of each transistor of the synchronous rectification circuit can be prevented by the filter inductor of the current doubler circuit, and an appropriate operation of the synchronous rectification circuit can be obtained with a simple configuration.
【図１】本発明による共振型スイッチング電源を適用し
た２石電流共振型コンバータの第１の構成例を示す回路
図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first configuration example of a two-pole current resonance type converter to which a resonance type switching power supply according to the present invention is applied.
【図２】本発明による共振型スイッチング電源を適用し
た２石電流共振型コンバータの第２の構成例を示す回路
図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second example of the configuration of a dual current resonance type converter to which the resonance type switching power supply according to the present invention is applied.
【図３】本発明による共振型スイッチング電源を適用し
た２石電流共振型コンバータの第３の構成例を示す回路
図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a third example of the configuration of a dual current resonance type converter to which the resonance type switching power supply according to the present invention is applied.
【図４】２石電流共振型コンバータにおける２次側の全
波整流回路の従来例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional example of a secondary-side full-wave rectifier circuit in a two-pole current resonance type converter.
１００……直流電圧源、１１０、１２０……ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ、１３０……共振コンデンサ、２００……コンバー
タトランス、２３０Ａ、２３０Ｂ……駆動用巻線、３１
０、３２０……ＭＯＳ−ＦＥＴ、４１０、４２０……フ
ィルタインダクタ、４３０、４４０……ダイオード、５
００……平滑コンデンサ。100 DC voltage source, 110, 120 MOS-F
ET, 130: Resonant capacitor, 200: Converter transformer, 230A, 230B: Drive winding, 31
0, 320: MOS-FET, 410, 420: Filter inductor, 430, 440: Diode, 5
00 ... Smoothing capacitor.
Claims (9)
振回路を介して得られる交流電力をコンバータトランス
の１次側巻線に供給し、前記コンバータトランスの２次
側巻線から得られる交流電力を整流回路で整流し、さら
に平滑回路で平滑化する共振型スイッチング電源におい
て、 前記整流回路は、前記２次側巻線の両端に接続された一
対のトランジスタを具備し、前記各トランジスタを介し
て前記２次側巻線から得られる交流電圧を整流して平滑
回路に出力する同期整流回路部と、 前記２次側巻線の両端に接続された互いに同特性の一対
のフィルタインダクタ及び一対のダイオードを具備し、
前記フィルタインダクタ及びダイオードを介して前記２
次側巻線から得られる交流電圧を整流して平滑回路に出
力する電流ダブラ回路部とを有し、 前記電流ダブラ回路部により、前記同期整流回路部の各
トランジスタにおける逆電流を阻止するようにした、 ことを特徴とする共振型スイッチング電源。An AC power obtained from a DC voltage source via a switching element and a resonance circuit is supplied to a primary winding of a converter transformer, and the AC power obtained from a secondary winding of the converter transformer is rectified. In a resonance type switching power supply that rectifies by a circuit and further smoothes by a smoothing circuit, the rectification circuit includes a pair of transistors connected to both ends of the secondary winding, and the two rectifiers are connected through the respective transistors. A synchronous rectification circuit unit that rectifies an AC voltage obtained from the secondary winding and outputs the rectified voltage to a smoothing circuit; and a pair of filter inductors and a pair of diodes connected to both ends of the secondary winding and having the same characteristics. And
2 through the filter inductor and the diode.
A current doubler circuit section for rectifying an AC voltage obtained from the secondary winding and outputting the rectified voltage to a smoothing circuit, wherein the current doubler circuit section prevents reverse current in each transistor of the synchronous rectification circuit section. A resonant switching power supply characterized by the following.
接続されたスイッチング素子を交互にオン・オフし、前
記スイッチング素子の接続点から共振コンデンサを介し
てコンバータトランスの１次側巻線に交流電力を供給す
る２石電流共振型コンバータであることを特徴とする請
求項１記載の共振型スイッチング電源。2. A switching element, which is half-bridge connected to the DC voltage source, is turned on and off alternately, and AC power is applied from a connection point of the switching element to a primary winding of a converter transformer via a resonance capacitor. 2. The resonance type switching power supply according to claim 1, wherein the power supply is a two-pole current resonance type converter.
スタは、電界効果トランジスタであることを特徴とする
請求項２記載の共振型スイッチング電源。3. The resonance type switching power supply according to claim 2, wherein said switching element and said transistor are field effect transistors.
トランスの２次側巻線の両端に接続された駆動用巻線に
より、分圧抵抗を介して駆動されることを特徴とする請
求項１記載の共振型スイッチング電源。4. The transistor according to claim 1, wherein each of the transistors is driven by a driving winding connected to both ends of a secondary winding of the converter transformer via a voltage dividing resistor. Resonant switching power supply.
トランスに前記２次側巻線とは別に設けられた駆動用巻
線により、分圧抵抗を介して駆動されることを特徴とす
る請求項１記載の共振型スイッチング電源。5. The transistor according to claim 1, wherein each of the transistors is driven via a voltage dividing resistor by a driving winding provided separately from the secondary winding in the converter transformer. Resonant type switching power supply.
するための駆動トランスと、２次側の各電界効果トラン
ジスタを駆動するための駆動トランスと、前記各駆動ト
ランスを制御するための制御回路とを有することを特徴
とする請求項３記載の共振型スイッチング電源。6. A drive transformer for driving each of the primary-side field effect transistors, a drive transformer for driving each of the secondary-side field effect transistors, and a control circuit for controlling each of the drive transformers. The resonance type switching power supply according to claim 3, comprising:
タインダクタが前記２次側巻線の両端と前記平滑回路の
一方の接続端との間に接続され、前記各ダイオードが前
記２次側巻線の両端と前記平滑回路の他方の接続端との
間に接続されていることを特徴とする請求項１記載の共
振型スイッチング電源。7. The current doubler circuit section, wherein each of the filter inductors is connected between both ends of the secondary winding and one connection end of the smoothing circuit, and each of the diodes is connected to the secondary winding. 2. The resonance type switching power supply according to claim 1, wherein the switching power supply is connected between both ends of the wire and the other connection end of the smoothing circuit.
電界効果トランジスタであり、前記電流ダブラ回路部の
各ダイオードは、前記同期整流回路部の各電界効果トラ
ンジスタのソースとドレインの間に挿入されていること
を特徴とする請求項７記載の共振型スイッチング電源。8. Each of the transistors of the synchronous rectification circuit section is a field effect transistor, and each diode of the current doubler circuit section is inserted between a source and a drain of each field effect transistor of the synchronous rectification circuit section. The resonance type switching power supply according to claim 7, wherein:
界効果トランジスタであることを特徴とする請求項３記
載の共振型スイッチング電源。9. The resonance type switching power supply according to claim 3, wherein said field effect transistor is a MOS type field effect transistor.
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