JP2000322136A - Protection circuit in dc stabilizing power supply circuit - Google Patents
Protection circuit in dc stabilizing power supply circuitInfo
- Publication number
- JP2000322136A JP2000322136A JP11127952A JP12795299A JP2000322136A JP 2000322136 A JP2000322136 A JP 2000322136A JP 11127952 A JP11127952 A JP 11127952A JP 12795299 A JP12795299 A JP 12795299A JP 2000322136 A JP2000322136 A JP 2000322136A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- output
- circuit
- power supply
- collector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は直流安定化電源回路
の保護回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a protection circuit for a stabilized DC power supply circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図５に従来の直流安定化電源回路とその
保護回路を示す。Ｑ１はＰＮＰ型の出力トランジスタで
あり、そのエミッタは直流電源入力端子１に接続され、
コレクタは出力端子２に接続されている。また、ベース
はＮＰＮ型のドライブトランジスタＱ２のコレクタに接
続されている。2. Description of the Related Art FIG. 5 shows a conventional stabilized DC power supply circuit and its protection circuit. Q1 is a PNP type output transistor, the emitter of which is connected to the DC power input terminal 1;
The collector is connected to the output terminal 2. The base is connected to the collector of the NPN type drive transistor Q2.
【０００３】３は基準電圧回路４で発生する基準電圧と
ノードａの電圧を比較し、その差電圧によってドライブ
トランジスタＱ１を駆動する誤差増幅器である。ノード
ａの電圧は出力電圧Ｖoを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧したも
のであり、その値は出力電圧Ｖoの変化に応じて変わ
る。この誤差増幅器３の出力によりトランジスタＱ２を
介して出力トランジスタＱ１を制御することにより出力
電圧Ｖoを所定の値に保持できる。An error amplifier 3 compares the reference voltage generated by the reference voltage circuit 4 with the voltage at the node a, and drives the drive transistor Q1 based on the difference voltage. The voltage at the node a is obtained by dividing the output voltage Vo by the resistors R1 and R2, and the value changes according to the change of the output voltage Vo. By controlling the output transistor Q1 via the transistor Q2 by the output of the error amplifier 3, the output voltage Vo can be held at a predetermined value.
【０００４】出力トランジスタＱ１のエミッタとベース
間に接続された抵抗Ｒ３はドライブトランジスタＱ２等
の高温時のリーク電流により出力トランジスタＱ１が誤
動作するのを防止するために設けられている。例えば、
加熱保護回路５を構成するトランジスタの接合温度が１
５０℃になると、加熱保護回路５が導通状態となり、ト
ランジスタＱ２のベース電圧をグランド電圧に落とすの
で、トランジスタＱ２がＯＦＦとなる。それによって出
力トランジスタＱ１もＯＦＦとなり、トランジスタＱ１
のコレクタ電流は殆ど流れなくなるが、抵抗Ｒ３が無い
場合は、ドライブトランジスタＱ２のリークがあると、
そのリーク電流がトランジスタＱ１の擬似ドライブ電流
となり、出力トランジスタＱ１で電流増幅率ｈfE倍され
た電流が、出力トランジスタＱ１のコレクタに流れてし
まう。A resistor R3 connected between the emitter and the base of the output transistor Q1 is provided to prevent the output transistor Q1 from malfunctioning due to a high temperature leakage current of the drive transistor Q2 and the like. For example,
The junction temperature of the transistor constituting the overheat protection circuit 5 is 1
When the temperature reaches 50 ° C., the heating protection circuit 5 becomes conductive, and the base voltage of the transistor Q2 drops to the ground voltage, so that the transistor Q2 is turned off. As a result, the output transistor Q1 is also turned off, and the transistor Q1 is turned off.
, The collector current hardly flows, but when there is no resistor R3, if there is a leak in the drive transistor Q2,
The leak current becomes a pseudo drive current of the transistor Q1, and the current multiplied by the current amplification factor h fE in the output transistor Q1 flows to the collector of the output transistor Q1.
【０００５】しかし、抵抗Ｒ３が存在すると、前記リー
ク電流が抵抗Ｒ３側に流れる。そして、そのリーク電流
による抵抗Ｒ３での電圧降下が出力トランジスタＱ１の
ベース・エミッタ電圧ＶBEに達しなければ出力トランジ
スタＱ１は導通しないため万一リークがあっても誤動作
を防ぐことができるのである。However, when the resistor R3 exists, the leak current flows to the resistor R3. If the voltage drop at the resistor R3 due to the leak current does not reach the base-emitter voltage V BE of the output transistor Q1, the output transistor Q1 does not conduct, so that even if there is a leak, malfunction can be prevented.
【０００６】また、出力トランジスタＱ１の出力側に大
きな容量が接続された場合に、入力側の電圧を遮断する
と、入力側よりも出力側の電圧が高くなり、抵抗Ｒ３に
逆方向の電流Ｉ1’が流れ出力トランジスタＱ１が逆ト
ランジスタ動作（コレクタからエミッタ側へ電流が流れ
る）を起こす。この逆トランジスタ動作が生じると、出
力トランジスタＱ１が破壊してしまう場合がある。この
破壊を防止するために図示の極性で挿入された保護ダイ
オードＤが必要となる。When a large capacitance is connected to the output side of the output transistor Q1, if the voltage on the input side is cut off, the voltage on the output side becomes higher than the input side, and the current I 1 in the reverse direction flows through the resistor R3. 'Flows and the output transistor Q1 performs the reverse transistor operation (current flows from the collector to the emitter side). When this reverse transistor operation occurs, the output transistor Q1 may be broken. To prevent this destruction, a protection diode D inserted with the illustrated polarity is required.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】ところで、最近の直流
安定化電源回路として低消費電流のものが要望されてい
る。その根拠としては、例えば携帯電話機やＰＨＳ等の
バッテリ駆動型機器の動作時間拡大に対応させることが
挙げられる。この低消費電流は携帯電話での待受け時間
延長につながるため非常に重要である。By the way, there is a demand for a recent stabilized DC power supply circuit having low current consumption. The reason for this is, for example, that the operating time of a battery-operated device such as a mobile phone or a PHS can be extended. This low current consumption is very important because it leads to an extension of standby time in a mobile phone.
【０００８】しかしながら、上記従来の直流安定化電源
回路では、加熱による誤動作を防止するための保護抵抗
Ｒ３を設けているため消費電流Ｉ1が、 Ｉ1＝ＶBE(Q1)／Ｒ３ だけ増加している。ここで、ＶBE(Q1)は出力トランジス
タＱ１のベース・エミッタ間電圧である。However, in the conventional DC stabilized power supply circuit described above, since the protection resistor R3 for preventing malfunction due to heating is provided, the current consumption I 1 increases by I 1 = V BE (Q1) / R3. ing. Here, V BE (Q1) is a base-emitter voltage of the output transistor Q1.
【０００９】上記の式で与えられる電流Ｉ1は高温時に
おいて約１０μＡ程度必要であり、Ｉ1は負の温度特性
をもつため常温時のＩ1は約３０μＡとなる。直流安定
化電源回路全体での無負荷時の消費電流は約１５０μＡ
であることから、この電流Ｉ1の占める割合は大きく、
電力ロスの大きな原因となっている。[0009] current I 1 given by the formula above is required about 10μA at high temperatures, I 1 at the normal temperature for I 1 is having a negative temperature characteristic is about 30 .mu.A. The current consumption of the entire DC stabilized power supply circuit at no load is about 150μA
Therefore, the ratio of the current I 1 is large,
This is a major cause of power loss.
【００１０】本発明はこのような点に鑑みなされたもの
であって、無負荷電流が少ないながら上記の加熱保護及
び逆耐圧保護を効果的に行ない得る直流安定化電源回路
を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above circumstances, and has as its object to provide a stabilized DC power supply circuit capable of effectively performing the above-described heating protection and reverse withstand voltage protection while having a small no-load current. And
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め請求項１の発明では、ＰＮＰ型の出力トランジスタの
エミッタを電源入力端子に接続し、コレクタを出力端子
に接続し、ベースにドライブトランジスタを接続し、該
ドライブトランジスタを介して出力トランジスタを前記
出力端子の電圧情報に基づいて制御するようにした直流
安定化電源回路が高温時に非導通となる前記ドライブト
ランジスタのリーク電流によって誤動作するのを防止す
るために前記電源入力端子から前記出力トランジスタの
ベース側へ前記ドライブトランジスタのリーク電流を側
路する一方向性導電素子を設けている。According to the first aspect of the present invention, an emitter of a PNP type output transistor is connected to a power input terminal, a collector is connected to an output terminal, and a base is a drive transistor. The DC stabilized power supply circuit, which controls the output transistor via the drive transistor based on the voltage information of the output terminal, malfunctions due to the leak current of the drive transistor which becomes non-conductive at high temperature. In order to prevent this, a unidirectional conductive element for bypassing the leak current of the drive transistor from the power input terminal to the base of the output transistor is provided.
【００１２】一方向性導電素子を用いることによりその
導通時の電流を小さく保つことができる。また、一方向
性導電素子を用いることにより出力トランジスタを逆動
作させるようなバイアス電流は流れない。By using a unidirectional conductive element, the current at the time of conduction can be kept small. In addition, a bias current that reverses the operation of the output transistor does not flow by using the unidirectional conductive element.
【００１３】また、請求項２の発明は請求項１に記載の
直流安定化電源回路の保護回路において、温度検出回路
を設け、この温度検出回路の出力によって前記一方向性
導電素子の導通／非導通を制御するようになっている。
この場合、温度が低い時は一方向性導電素子は非導通と
なり、この素子を流れる消費電流は零となる。According to a second aspect of the present invention, in the protection circuit for a DC stabilized power supply circuit according to the first aspect, a temperature detection circuit is provided, and the one-way conductive element is turned on / off by an output of the temperature detection circuit. The continuity is controlled.
In this case, when the temperature is low, the one-way conductive element becomes non-conductive, and the current consumption flowing through this element becomes zero.
【００１４】また、請求項３の発明は請求項１又は２に
記載の直流安定化電源回路の保護回路において、温度が
所定値以上になると前記温度検出回路の出力によって前
記ドライブトランジスタが非導通とされることを特徴と
している。この構成によると、１つの温度検出回路が一
方向性導電素子制御用の温度検出とドライブトランジス
タ制御用の温度検出に共用される。According to a third aspect of the present invention, in the protection circuit of the DC stabilized power supply circuit according to the first or second aspect, when the temperature exceeds a predetermined value, the output of the temperature detection circuit turns off the drive transistor. It is characterized by being done. According to this configuration, one temperature detection circuit is used for both temperature detection for controlling the unidirectional conductive element and temperature detection for controlling the drive transistor.
【００１５】また、請求項４の発明は請求項３に記載の
直流安定化電源回路の保護回路において、前記温度検出
回路は基準電圧がベースに与えられるとともに温度の上
昇に応じて閾値が下がる第１、第２のトランジスタを含
んでおり、第１のトランジスタのコレクタ出力は前記一
方向性導電素子の導通／非導通を制御するように用いら
れ、第２のトランジスタのコレクタ出力は前記ドライブ
トランジスタの導通／非導通を制御するように用いられ
ることを特徴としている。According to a fourth aspect of the present invention, in the protection circuit for a DC stabilized power supply circuit according to the third aspect, the temperature detection circuit is configured such that a reference voltage is applied to a base and a threshold value decreases in accordance with an increase in temperature. A collector output of the first transistor is used to control conduction / non-conduction of the one-way conductive element, and a collector output of the second transistor is connected to the drive transistor of the drive transistor. It is characterized by being used to control conduction / non-conduction.
【００１６】また、請求項５の発明は請求項１〜４のい
ずれかに記載の直流安定化電源回路の保護回路におい
て、前記一方向性導電素子はエミッタが前記出力トラン
ジスタのエミッタに接続されコレクタが前記出力トラン
ジスタのベースに接続されたＰＮＰ型のトランジスタで
あることを特徴としている。According to a fifth aspect of the present invention, in the protection circuit for a DC stabilized power supply circuit according to any one of the first to fourth aspects, the one-way conductive element has an emitter connected to an emitter of the output transistor and a collector. Are PNP-type transistors connected to the base of the output transistor.
【００１７】また、請求項６の発明は、ＰＮＰ型の出力
トランジスタのエミッタを電源入力端子に接続し、コレ
クタを出力端子に接続し、ベースにドライブトランジス
タを接続し、該ドライブトランジスタを介して出力トラ
ンジスタを前記出力端子の電圧情報に基いて制御するよ
うにした直流安定化電源回路と、高温時におけるリーク
による擬似ドライブ電流によって前記出力トランジスタ
が誤動作するのを防止する第１保護手段と、前記出力ト
ランジスタの逆耐圧保護を図る第２保護手段とを有する
直流安定化電源回路の保護回路において、温度検出回路
の出力によって駆動されるカレントミラー回路を設け、
そのカレントミラー回路の出力側トランジスタのエミッ
タが前記出力トランジスタのエミッタに接続され、コレ
クタが前記出力トランジスタのベースに接続されている
ことにより前記第１、第２保護手段が前記カレントミラ
ー回路によって共通に形成されていることを特徴として
いる。According to a sixth aspect of the present invention, an emitter of a PNP type output transistor is connected to a power supply input terminal, a collector is connected to an output terminal, a drive transistor is connected to a base, and an output is provided via the drive transistor. A DC stabilized power supply circuit for controlling a transistor based on voltage information of the output terminal, first protection means for preventing the output transistor from malfunctioning due to a pseudo drive current due to leakage at high temperature, and In a protection circuit of a DC stabilized power supply circuit having a second protection means for protecting a transistor against reverse withstand voltage, a current mirror circuit driven by an output of a temperature detection circuit is provided;
Since the emitter of the output transistor of the current mirror circuit is connected to the emitter of the output transistor and the collector is connected to the base of the output transistor, the first and second protection means are shared by the current mirror circuit. It is characterized by being formed.
【００１８】[0018]
【発明の実施の形態】本発明の第１実施形態を示す図１
において、図５の従来例と同一部分には同一の符号を付
してある。本実施形態では、高温リークによる誤動作防
止と逆耐圧保護とを１つの回路（高温リーク誤動作防止
／逆耐圧保護回路）７で構成している。尚、６は温度検
出回路である。FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention.
In the figure, the same parts as those in the conventional example of FIG. In the present embodiment, the prevention of malfunction due to high-temperature leakage and the protection against reverse breakdown voltage are constituted by one circuit (high-temperature leakage malfunction prevention / reverse breakdown voltage protection circuit) 7. Reference numeral 6 denotes a temperature detection circuit.
【００１９】図２は図１の回路のうち、加熱保護回路５
と高温リーク誤動作防止／逆耐圧保護回路７を具体的に
示したものである。図２において、加熱保護回路５は抵
抗Ｒ４、Ｒ５とＰＮＰトランジスタＱ３、ＮＰＮトラン
ジスタＱ４とから構成されている。FIG. 2 is a circuit diagram of the circuit shown in FIG.
And the high-temperature leak malfunction prevention / reverse withstand voltage protection circuit 7 are specifically shown. In FIG. 2, the heating protection circuit 5 includes resistors R4 and R5, a PNP transistor Q3, and an NPN transistor Q4.
【００２０】抵抗Ｒ４の一端は入力端子１に接続され、
他端は温度検出回路６に接続されている。トランジスタ
Ｑ３はエミッタが入力端子１に接続され、ベースが温度
検出回路６と抵抗Ｒ４の接続ノード（イ）に接続され、
コレクタが抵抗Ｒ５を介してグランド端子８に接続され
ている。One end of the resistor R4 is connected to the input terminal 1,
The other end is connected to the temperature detection circuit 6. The transistor Q3 has an emitter connected to the input terminal 1, a base connected to a connection node (A) between the temperature detection circuit 6 and the resistor R4,
The collector is connected to the ground terminal 8 via the resistor R5.
【００２１】トランジスタＱ４のベースはトランジスタ
Ｑ３のコレクタと抵抗Ｒ５の接続ノード（ロ）に接続さ
れ、エミッタはグランド端子８に接続されている。ま
た、コレクタはドライブトランジスタＱ２のベースに接
続されている。The base of the transistor Q4 is connected to the connection node (b) between the collector of the transistor Q3 and the resistor R5, and the emitter is connected to the ground terminal 8. The collector is connected to the base of drive transistor Q2.
【００２２】高温リーク誤動作防止／逆耐圧保護回路７
は２つのＰＮＰトランジスタＱ５，Ｑ６から成るカレン
トミラー回路で構成されており、そのカレントミラー回
路の入力側のトランジスタＱ５はエミッタが入力端子１
に接続され、ベースとコレクタが温度検出回路６に接続
されている。High temperature leak malfunction prevention / reverse breakdown voltage protection circuit 7
Is composed of a current mirror circuit composed of two PNP transistors Q5 and Q6. The transistor Q5 on the input side of the current mirror circuit has an emitter connected to the input terminal 1
, And the base and the collector are connected to the temperature detection circuit 6.
【００２３】また、カレントミラー回路の出力側のトラ
ンジスタＱ６のエミッタは入力端子１に接続され、コレ
クタは出力トランジスタＱ１のベースとドライブトラン
ジスタＱ２のコレクタに接続されている。トランジスタ
Ｑ６のベースはトランジスタＱ５のベースに接続されて
いる。The emitter of the transistor Q6 on the output side of the current mirror circuit is connected to the input terminal 1, and the collector is connected to the base of the output transistor Q1 and the collector of the drive transistor Q2. The base of transistor Q6 is connected to the base of transistor Q5.
【００２４】基準電圧回路４から与えられる基準電圧よ
りも温度検出回路６での温度検出電圧が小さくなると、
温度検出回路６が導通してノード（イ）の電圧が下がる
ので、トランジスタＱ３がＯＮする。そのため、ノード
（ロ）の電圧が上がり、トランジスタＱ４がＯＮする。
その結果、ドライブトランジスタＱ２のベース電圧はグ
ランド電圧に落ち、ドライブトランジスタＱ２はＯＦＦ
状態に固定される。When the temperature detection voltage in the temperature detection circuit 6 becomes smaller than the reference voltage given from the reference voltage circuit 4,
Since the temperature detection circuit 6 becomes conductive and the voltage at the node (a) falls, the transistor Q3 turns on. Therefore, the voltage of the node (b) increases, and the transistor Q4 turns on.
As a result, the base voltage of the drive transistor Q2 drops to the ground voltage, and the drive transistor Q2 is turned off.
Fixed to state.
【００２５】このとき、ドライブトランジスタＱ２にリ
ーク電流が流れても、そのリーク電流は出力トランジス
タＱ１のベース電流とはならない。それは、別途、温度
検出回路６の出力によりトランジスタＱ５、Ｑ６がＯＮ
するので、ドライブトランジスタＱ２のリーク電流はト
ランジスタＱ６のコレクタ電流として流れ、出力トラン
ジスタＱ１を側路するからである。At this time, even if a leak current flows through drive transistor Q2, the leak current does not become a base current of output transistor Q1. That is, the transistors Q5 and Q6 are turned on separately by the output of the temperature detection circuit 6.
Therefore, the leakage current of drive transistor Q2 flows as the collector current of transistor Q6, bypassing output transistor Q1.
【００２６】このとき、トランジスタＱ６のエミッタ・
コレクタ間電圧は殆ど零と考えてよい。よって、出力ト
ランジスタＱ１のエミッタ・ベース間に導通バイアスが
かからず、トランジスタＱ１はＯＦＦのままである。こ
のように、加熱時（高温時）におけるドライブトランジ
スタＱ２等のリーク電流によって出力トランジスタＱ１
が誤動作（ＯＮ）することは阻止される。At this time, the emitter of the transistor Q6
The collector-to-collector voltage can be considered almost zero. Therefore, no conduction bias is applied between the emitter and the base of the output transistor Q1, and the transistor Q1 remains OFF. Thus, the output transistor Q1 is generated by the leakage current of the drive transistor Q2 and the like during heating (at high temperature).
Is prevented from malfunctioning (ON).
【００２７】次に、負荷に大容量が接続されていて、入
力側が遮断したとき出力トランジスタＱ１が逆動作する
ことがない。即ち、このときトランジスタＱ６がＯＦＦ
であっても、ＯＮであっても、トランジスタＱ１を逆動
作させるような電流は流れない。つまり、トランジスタ
Ｑ１を逆動作するような電流を流す手段（図５の抵抗Ｒ
５）が存在しないので、トランジスタＱ１は逆動作を起
こさないのである。よって、従来のように保護ダイオー
ドＤをエミッタ・コレクタ間に接続する必要はない。Next, when a large capacity is connected to the load and the input side is cut off, the output transistor Q1 does not operate reversely. That is, at this time, the transistor Q6 is turned off.
, Or ON, no current flows to reverse the transistor Q1. That is, means for flowing a current that causes the transistor Q1 to reversely operate (the resistor R in FIG. 5)
Since 5) does not exist, the transistor Q1 does not perform the reverse operation. Therefore, it is not necessary to connect the protection diode D between the emitter and the collector as in the related art.
【００２８】次に、図３は図２の回路において、更に温
度検出回路６についても具体的に示している。ここで、
温度検出回路６はＮＰＮ型のトランジスタＱ７とＱ８と
抵抗Ｒ７とから成っている。トランジスタＱ７のベース
は基準電圧回路４に接続され、基準電圧Ｖrefが印加さ
れている。トランジスタＱ８はコレクタとベースが結合
されたダイオード構成を成しており、そのエミッタは抵
抗Ｒ７を介してグランド端子８に接続され、コレクタと
ベースはトランジスタＱ７のエミッタとトランジスタＱ
９のエミッタに接続されている。尚、出力端子２にはコ
ンデンサＣが接続されているものとし、更に負荷１００
も接続されている。FIG. 3 specifically shows the temperature detection circuit 6 in the circuit of FIG. here,
The temperature detecting circuit 6 includes NPN transistors Q7 and Q8 and a resistor R7. The base of the transistor Q7 is connected to the reference voltage circuit 4, to which the reference voltage Vref is applied. Transistor Q8 has a diode configuration in which a collector and a base are coupled, an emitter thereof is connected to ground terminal 8 via a resistor R7, and a collector and a base are connected to an emitter of transistor Q7 and a transistor Q7.
9 emitters. The output terminal 2 is connected to a capacitor C.
Is also connected.
【００２９】温度が所定値未満であれば、トランジスタ
Ｑ７、Ｑ９の閾値（トランジスタのＶF）は充分下がら
ないので、基準電圧ＶrefによってトランジスタＱ７、
Ｑ９をＯＮさせることはできない。そのためカレントミ
ラー回路（Ｑ５、Ｑ６）はＯＦＦとなっている。このた
め、電流ＩCは流れない。このとき、出力端子２に接続
されているコンデンサＣが満充電状態でなければ、ノー
ドａの電圧が基準電圧Ｖrefより低いため誤差増幅器３
の出力がハイレベルとなり、ドライブトランジスタＱ２
が導通し、それによって出力トランジスタＱ１も導通す
る。トランジスタＱ１のコレクタ電流によってコンデン
サＣは満充電される。If the temperature is lower than the predetermined value, the threshold value (V F of the transistors) of the transistors Q7 and Q9 does not drop sufficiently.
Q9 cannot be turned on. Therefore, the current mirror circuits (Q5, Q6) are OFF. Therefore, current I C does not flow. At this time, if the capacitor C connected to the output terminal 2 is not in the fully charged state, the voltage at the node a is lower than the reference voltage Vref, so that the error amplifier 3
Becomes high level, and the drive transistor Q2
Conducts, and thereby the output transistor Q1 also conducts. The capacitor C is fully charged by the collector current of the transistor Q1.
【００３０】出力端子２に接続される負荷１００が無負
荷状態のとき、コンデンサＣが満充電になると、誤差増
幅器３の出力がローレベルになってドライブトランジス
タＱ２がＯＦＦになるとともに、出力トランジスタＱ１
もＯＦＦになる。この場合、温度が低ければドライブト
ランジスタＱ２等にリーク電流も発生しないと考えてよ
い。よって、出力トランジスタＱ１が誤動作することは
ない。When the load 100 connected to the output terminal 2 is in a no-load state and the capacitor C is fully charged, the output of the error amplifier 3 goes low, the drive transistor Q2 is turned off, and the output transistor Q1 is turned off.
Is also turned off. In this case, if the temperature is low, it can be considered that no leak current occurs in the drive transistor Q2 and the like. Therefore, the output transistor Q1 does not malfunction.
【００３１】出力端子２に接続された負荷１００が動作
し、負荷電流が流れると、コンデンサＣの電圧が下がる
ので、ドライブトランジスタＱ２がＯＮし、出力トラン
ジスタＱ１もＯＮしてコンデンサＣを充電する。When the load 100 connected to the output terminal 2 operates and a load current flows, the voltage of the capacitor C decreases, so that the drive transistor Q2 turns on and the output transistor Q1 also turns on to charge the capacitor C.
【００３２】次に、温度が所定値以上高くなると（加熱
時）、トランジスタＱ７、Ｑ９の閾値が下がって、これ
らのトランジスタＱ７、Ｑ９がＯＮすることによりトラ
ンジスタＱ３がＯＮして抵抗Ｒ５に電流が流れるので、
トランジスタＱ４がＯＮとなり、ドライブトランジスタ
Ｑ２のベースをグランド電圧にクランプする。Next, when the temperature rises by more than a predetermined value (at the time of heating), the threshold values of the transistors Q7 and Q9 decrease, and when these transistors Q7 and Q9 are turned on, the transistor Q3 is turned on and a current flows through the resistor R5. Because it flows
The transistor Q4 is turned on, and clamps the base of the drive transistor Q2 to the ground voltage.
【００３３】このため、ドライブトランジスタＱ２はＯ
ＦＦとなり、出力トランジスタＱ１もＯＦＦになる。こ
のとき、高温でのリーク電流がドライブトランジスタＱ
２に流れることがある。しかし、このとき、トランジス
タＱ９もＯＮしていて、カレントミラー回路（Ｑ５、Ｑ
６）がＯＮするので、トランジスタＱ６のエミッタから
コレクタに電流ＩCが流れ、これがドライブトランジス
タＱ２へ流れ、リーク電流をキャンセルする。Therefore, drive transistor Q2 is connected to O
It becomes FF, and the output transistor Q1 is also turned off. At this time, the leakage current at a high temperature
May flow to 2. However, at this time, the transistor Q9 is also ON and the current mirror circuit (Q5, Q5
Since 6) is turned ON, the current I C flows from the emitter to the collector of the transistor Q6, which flows into the drive transistor Q2, to cancel the leakage current.
【００３４】電流ＩCは従来の抵抗Ｒ３（図５参照）に
流れる電流に比し小さな値の電流であり、しかも定常時
（所定温度以下のとき）には流れないので、消費電流の
低減が図れる。また、高温リーク誤動作防止／逆耐圧保
護回路７（カレントミラー回路）を動作させるための温
度検出はトランジスタＱ８、Ｑ９で行なわれ、過電圧保
護回路を動作させるための温度検出もトタンジスタＱ
８、Ｑ９で行なわれる如く、温度検出回路が殆ど兼用に
なっているので、その分、温度検出のための回路構成が
少なくなっており、コスト低減に寄与する。The current I C has a smaller value than the current flowing through the conventional resistor R3 (see FIG. 5), and does not flow in a steady state (when the temperature is lower than a predetermined temperature). I can do it. Temperature detection for operating the high temperature leak malfunction prevention / reverse breakdown voltage protection circuit 7 (current mirror circuit) is performed by the transistors Q8 and Q9, and temperature detection for operating the overvoltage protection circuit is also performed by the transistor Q8.
Since the temperature detection circuit is almost double-purposed as performed in steps 8 and 9, the circuit configuration for detecting the temperature is reduced correspondingly, which contributes to cost reduction.
【００３５】図４は横軸にトランジスタの接合温度Ｔｊ
（℃）を取り、縦軸に保護回路に流れる電流を取って示
す消費電流特性である。ここで、αは従来例（図５）の
消費電流特性であり、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは本発明の実施
形態（図４）の保護回路で流れる消費電流を示してい
る。これより、本実施形態での電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは
トータルしても従来の電流αより遥かに少なくできるこ
とが分かる。FIG. 4 shows the junction temperature Tj of the transistor on the horizontal axis.
(° C.), and the vertical axis represents the current consumption characteristics indicated by the current flowing through the protection circuit. Here, α is the current consumption characteristic of the conventional example (FIG. 5), and Ia, Ib, and Ic are the current consumption flowing in the protection circuit of the embodiment (FIG. 4) of the present invention. From this, it can be seen that the currents Ia, Ib, Ic in the present embodiment can be made much smaller than the conventional current α in total.
【００３６】[0036]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、従
来例に比し消費電流を著しく低減できるので、携帯電話
機やＰＨＳ等のバッテリ駆動型機器の動作時間拡大を図
ることができる。特に、この低消費電流化は携帯電話で
の待受け時間延長につながるため非常に有効である。ま
た、一方向性導電素子を用いることにより容易にその導
通時の電流を小さく保つことができる。また、一方向性
導電素子を用いることにより出力トランジスタを逆動作
させるようなバイアス電流は流れないので、従来のよう
に出力トランジスタのエミッタ・コレクタ間に逆動作破
壊を防止するための保護ダイオードを設けることを要し
ない。As described above, according to the present invention, the current consumption can be significantly reduced as compared with the conventional example, so that the operation time of a battery-operated device such as a portable telephone or a PHS can be extended. In particular, this reduction in current consumption is very effective because it leads to an extension of standby time in a mobile phone. In addition, by using the unidirectional conductive element, the current during conduction can be easily kept small. In addition, since a bias current that reverses the operation of the output transistor does not flow by using the unidirectional conductive element, a protection diode is provided between the emitter and the collector of the output transistor to prevent reverse operation breakdown as in the related art. You don't need to.
【００３７】また、請求項３の発明によれば、１つの温
度検出回路が一方向性導電素子制御用の温度検出とドラ
イブトランジスタ制御用の温度検出に共用されるので、
その分、温度検出のための回路構成が少なくなり、コス
ト低減が図れる。According to the third aspect of the present invention, one temperature detecting circuit is shared for temperature detection for controlling the unidirectional conductive element and for detecting the drive transistor.
To that extent, the circuit configuration for detecting the temperature is reduced, and the cost can be reduced.
【００３８】また、請求項５の発明では、一方向性導電
素子はエミッタが前記出力トランジスタのエミッタに接
続されコレクタが前記出力トランジスタのベースに接続
されたＰＮＰ型のトランジスタで構成されているので、
ベースに制御信号を印加することで容易にＯＮ／ＯＦＦ
を制御できるとともに、実施形態で挙げているようにカ
レントミラー回路の一部として構成できるので、電流値
の制御が容易である。According to the fifth aspect of the present invention, since the one-way conductive element is constituted by a PNP transistor whose emitter is connected to the emitter of the output transistor and whose collector is connected to the base of the output transistor,
Easy ON / OFF by applying control signal to base
Can be controlled and can be configured as a part of a current mirror circuit as described in the embodiment, so that the current value can be easily controlled.
【図１】本発明の実施形態に係る直流安定化電源回路の
保護回路を示す回路図FIG. 1 is a circuit diagram showing a protection circuit of a stabilized DC power supply circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】その一部を残して具体的に示す回路構成図FIG. 2 is a circuit configuration diagram specifically showing a part of the circuit;
【図３】その殆ど全部を具体的に示す回路構成図FIG. 3 is a circuit configuration diagram specifically showing almost all of them.
【図４】温度に対する消費電流の特性を従来例と本発明
について示す特性図FIG. 4 is a characteristic diagram showing the characteristics of current consumption with respect to temperature for a conventional example and the present invention.
【図５】従来例の直流安定化電源回路の保護回路を示す
回路図FIG. 5 is a circuit diagram showing a protection circuit of a conventional DC stabilized power supply circuit.
１ 入力端子 ２ 出力端子 ３ 誤差増幅器 Ｑ１ 出力トランジスタ Ｑ２ ドライブトランジスタ ４ 基準電圧回路 ５ 加熱保護回路 ６ 温度検出回路 ７ 高温リーク誤動作防止／逆耐圧保護回路 Ｑ５，Ｑ６ カレントミラー回路を構成するトランジ
スタDESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Input terminal 2 Output terminal 3 Error amplifier Q1 Output transistor Q2 Drive transistor 4 Reference voltage circuit 5 Heat protection circuit 6 Temperature detection circuit 7 High temperature leak malfunction prevention / reverse withstand voltage protection circuit Q5, Q6 Transistor which constitutes a current mirror circuit
Claims (6)
電源入力端子に接続し、コレクタを出力端子に接続し、
ベースにドライブトランジスタを接続し、該ドライブト
ランジスタを介して出力トランジスタを前記出力端子の
電圧情報に基づいて制御するようにした直流安定化電源
回路が高温時に非導通となる前記ドライブトランジスタ
のリーク電流によって誤動作するのを防止するために前
記電源入力端子から前記出力トランジスタのベース側へ
前記ドライブトランジスタのリーク電流を側路する一方
向性導電素子を設けたことを特徴とする直流安定化電源
回路の保護回路。An emitter of a PNP type output transistor is connected to a power supply input terminal, a collector is connected to an output terminal,
The drive transistor is connected to the base, and the DC stabilized power supply circuit, which controls the output transistor via the drive transistor based on the voltage information of the output terminal, becomes non-conductive at high temperature due to the leakage current of the drive transistor. A DC stabilized power supply circuit comprising: a unidirectional conductive element for bypassing a leakage current of the drive transistor from the power input terminal to a base side of the output transistor to prevent malfunction. Protection circuit.
回路の出力によって前記一方向性導電素子の導通／非導
通を制御することを特徴とする請求項１に記載の直流安
定化電源回路の保護回路。2. The stabilized DC power supply circuit according to claim 1, further comprising a temperature detecting circuit, wherein conduction / non-conduction of said one-way conductive element is controlled by an output of said temperature detecting circuit. Protection circuit.
路の出力によって前記ドライブトランジスタが非導通と
されることを特徴とする請求項１又は２に記載の直流安
定化電源回路の保護回路。3. The protection circuit for a DC stabilized power supply circuit according to claim 1, wherein the drive transistor is turned off by an output of the temperature detection circuit when the temperature becomes equal to or higher than a predetermined value.
えられるとともに温度の上昇に応じて閾値が下がる第
１、第２のトランジスタを含んでおり、第１のトランジ
スタのコレクタ出力は前記一方向性導電素子の導通／非
導通を制御するように用いられ、第２のトランジスタの
コレクタ出力は前記ドライブトランジスタの導通／非導
通を制御するように用いられることを特徴とする請求項
３に記載の直流安定化電源回路の保護回路。4. The temperature detecting circuit includes a first transistor and a second transistor which are supplied with a reference voltage to a base and whose threshold value decreases in accordance with an increase in temperature, and wherein the collector output of the first transistor is the one-way collector. 4. The device according to claim 3, wherein the transistor is used to control conduction / non-conduction of the conductive element, and the collector output of the second transistor is used to control conduction / non-conduction of the drive transistor. Protection circuit for DC stabilized power supply circuit.
力トランジスタのエミッタに接続されコレクタが前記出
力トランジスタのベースに接続されたＰＮＰ型のトラン
ジスタであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか
に記載の直流安定化電源回路の保護回路。5. The one-way conductive element according to claim 1, wherein said one-way conductive element is a PNP transistor in which an emitter is connected to an emitter of said output transistor and a collector is connected to a base of said output transistor. The protection circuit of the DC stabilized power supply circuit according to any one of the above.
電源入力端子に接続し、コレクタを出力端子に接続し、
ベースにドライブトランジスタを接続し、該ドライブト
ランジスタを介して出力トランジスタを前記出力端子の
電圧情報に基いて制御するようにした直流安定化電源回
路と、高温時におけるリークによる擬似ドライブ電流に
よって前記出力トランジスタが誤動作するのを防止する
第１保護手段と、前記出力トランジスタの逆耐圧保護を
図る第２保護手段とを有する直流安定化電源回路の保護
回路において、 温度検出回路の出力によって駆動されるカレントミラー
回路を設け、そのカレントミラー回路の出力側トランジ
スタのエミッタが前記出力トランジスタのエミッタに接
続され、コレクタが前記出力トランジスタのベースに接
続されていることにより前記第１、第２保護手段が前記
カレントミラー回路によって共通に形成されていること
を特徴とする直流安定化電源回路の保護回路。6. The PNP output transistor has an emitter connected to a power supply input terminal, a collector connected to an output terminal,
A DC stabilized power supply circuit having a drive transistor connected to a base and controlling the output transistor via the drive transistor based on the voltage information of the output terminal; and a pseudo drive current caused by a leak at a high temperature. In a protection circuit of a DC stabilized power supply circuit having first protection means for preventing malfunction of the output transistor and second protection means for protecting the output transistor against reverse breakdown voltage, a current mirror driven by an output of a temperature detection circuit A circuit is provided, and the emitter of the output transistor of the current mirror circuit is connected to the emitter of the output transistor, and the collector is connected to the base of the output transistor. That they are commonly formed by circuits Characteristic protection circuit for DC stabilized power supply circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12795299A JP3642699B2 (en) | 1999-05-10 | 1999-05-10 | DC stabilized power circuit protection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12795299A JP3642699B2 (en) | 1999-05-10 | 1999-05-10 | DC stabilized power circuit protection circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000322136A true JP2000322136A (en) | 2000-11-24 |
| JP3642699B2 JP3642699B2 (en) | 2005-04-27 |
Family
ID=14972710
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12795299A Expired - Fee Related JP3642699B2 (en) | 1999-05-10 | 1999-05-10 | DC stabilized power circuit protection circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3642699B2 (en) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002366237A (en) * | 2001-06-08 | 2002-12-20 | Seiko Instruments Inc | Voltage regulator |
| JP2007244147A (en) * | 2006-03-10 | 2007-09-20 | Hitachi Ltd | Power source protective circuit for integrated circuit |
| CN100574030C (en) * | 2006-09-27 | 2009-12-23 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | Leakage current protecting circuit |
| JP2010204761A (en) * | 2009-02-27 | 2010-09-16 | New Japan Radio Co Ltd | Stabilized power supply circuit |
| JP2015176327A (en) * | 2014-03-14 | 2015-10-05 | セイコーインスツル株式会社 | overheat protection circuit and voltage regulator |
| WO2021073663A3 (en) * | 2020-06-24 | 2021-06-10 | 华源智信半导体(深圳)有限公司 | Pin multiplexing-based temperature protection method and circuit |
| WO2023228552A1 (en) * | 2022-05-24 | 2023-11-30 | ローム株式会社 | Linear regulator, semiconductor device, switching power supply |
-
1999
- 1999-05-10 JP JP12795299A patent/JP3642699B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002366237A (en) * | 2001-06-08 | 2002-12-20 | Seiko Instruments Inc | Voltage regulator |
| JP4732617B2 (en) * | 2001-06-08 | 2011-07-27 | セイコーインスツル株式会社 | Voltage regulator |
| JP2007244147A (en) * | 2006-03-10 | 2007-09-20 | Hitachi Ltd | Power source protective circuit for integrated circuit |
| US7656624B2 (en) | 2006-03-10 | 2010-02-02 | Hitachi, Ltd. | IC power protection circuit |
| JP4690915B2 (en) * | 2006-03-10 | 2011-06-01 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Integrated circuit power protection circuit |
| CN100574030C (en) * | 2006-09-27 | 2009-12-23 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | Leakage current protecting circuit |
| JP2010204761A (en) * | 2009-02-27 | 2010-09-16 | New Japan Radio Co Ltd | Stabilized power supply circuit |
| JP2015176327A (en) * | 2014-03-14 | 2015-10-05 | セイコーインスツル株式会社 | overheat protection circuit and voltage regulator |
| WO2021073663A3 (en) * | 2020-06-24 | 2021-06-10 | 华源智信半导体(深圳)有限公司 | Pin multiplexing-based temperature protection method and circuit |
| WO2023228552A1 (en) * | 2022-05-24 | 2023-11-30 | ローム株式会社 | Linear regulator, semiconductor device, switching power supply |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3642699B2 (en) | 2005-04-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6816348B2 (en) | Input protection circuit of a handheld electric device | |
| JP3358459B2 (en) | Temperature detection circuit | |
| JPS6149616A (en) | Circuit device for protecting temperature | |
| US6072676A (en) | Protection circuit for an excitation current source | |
| JP4996057B2 (en) | Semiconductor circuit | |
| JP2000322136A (en) | Protection circuit in dc stabilizing power supply circuit | |
| JPH10201095A (en) | Power circuit | |
| US20230327554A1 (en) | Three output dc voltage supply with short circuit protection | |
| JP2005530342A (en) | Power supply configuration of protected dual voltage microelectronic circuit | |
| JP3574599B2 (en) | Inrush current prevention circuit with input overvoltage limit function | |
| JP2003509002A (en) | Switched mode power supply with device for limiting output voltage | |
| JPH10322914A (en) | Stabilization power circuit | |
| JP2002049430A (en) | Power source circuit | |
| JP5331515B2 (en) | Stabilized power circuit | |
| JP3417858B2 (en) | Power supply with current limiter function | |
| JP2004062491A (en) | Stabilized dc power supply circuit | |
| JP3369490B2 (en) | Current limiter circuit for power supply circuit | |
| JP4622085B2 (en) | Trapezoidal wave output circuit | |
| JPH034128Y2 (en) | ||
| JP2000092823A (en) | Current limiting circuit | |
| JP2002320377A (en) | Dc-dc converter and electronic apparatus comprising it | |
| JPH0449585Y2 (en) | ||
| JPS6046572B2 (en) | Malfunction prevention circuit at power-on | |
| JPS58115730A (en) | Constant power relay drive circuit | |
| JPH05284638A (en) | Abnormality detecting circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041013 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041026 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041224 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050125 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050125 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080204 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090204 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100204 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100204 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110204 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120204 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120204 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130204 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130204 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140204 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |