JP2000269930A - Synchronization system for multi-carrier receiver, synchronizing circuit for multi-carrier receiver, and multi-carrier receiver - Google Patents
Synchronization system for multi-carrier receiver, synchronizing circuit for multi-carrier receiver, and multi-carrier receiverInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリア受
信装置の同期回路に関する。本発明は特にディジタルデ
ータを直交周波数分割多重変調して伝送するディジタル
伝送システムの受信装置における同期回路として特に有
効である。The present invention relates to a synchronization circuit of a multi-carrier receiver. The present invention is particularly effective as a synchronization circuit in a receiving apparatus of a digital transmission system for transmitting digital data by orthogonal frequency division multiplex modulation.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年、多数の搬送波(キャリア)を使用
した、多重通信方式が盛んに開発されている。中でも、
直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division
Multiplexing)方式は、高速且つ高密度信号のディジタ
ル伝送方式として注目されている。このOFDM方式
は、高品質且つ干渉に強い点で特に自動車等に於ける移
動受信に適したオーディオ信号、映像信号の伝送手段と
して有望視されている。2. Description of the Related Art In recent years, a multiplex communication system using a large number of carriers has been actively developed. Among them,
Orthogonal Frequency Division Multiplex
Multiplexing) has attracted attention as a digital transmission system for high-speed and high-density signals. This OFDM system is considered to be promising as a means for transmitting audio signals and video signals particularly suitable for mobile reception in automobiles and the like because of its high quality and strong resistance to interference.
【0003】OFDM方式は、互いに直交する数百或い
は数千の搬送波を用いることで、各搬送波のデータレー
トを数百分の1或いは数千分の1に落とすことができ
る。これにより、いわゆるマルチパスによる干渉を軽減
させることができる。更に、実質的な信号(有効シンボ
ル)と、受信サイドで除去される前提で送信される信号
(ガードインターバル、GI)を反復的に送信すること
で、マルチパスによる干渉をより低減することが行われ
ている。The OFDM system can reduce the data rate of each carrier to hundreds or thousands by using hundreds or thousands of carriers orthogonal to each other. This can reduce so-called multipath interference. Further, by repeatedly transmitting a substantial signal (effective symbol) and a signal (guard interval, GI) transmitted on the premise that the signal is removed on the receiving side, it is possible to further reduce multipath interference. Have been done.
【0004】ガードインターバル(GI)を含んだ信号
を送信する方式では、受信装置において、復調時にこの
ガードインターバル(GI)を判別除去することが必要
である。その同期をとる(ガードインターバルのタイミ
ングを正確に測る)手段として、例えば図7に示す特開
平7−99486号公報記載のOFDM受信同期回路9
00が知られている。受信信号は直交復調されることに
より、位相が互いにπ/2異なる同相成分(Inphase、
I成分)と直交成分(Quadrature、Q成分)の2系列に
それぞれ復調される。OFDM受信同期回路900は、
それら同相成分(I成分)と直交成分(Q成分)のいず
れか一方について、遅延回路91により遅延された遅延
信号と、遅延されていないもとの信号とを乗算回路92
にて相関値をとることで、同期信号を得るものである。In the method of transmitting a signal including a guard interval (GI), it is necessary for a receiving apparatus to discriminate and remove the guard interval (GI) during demodulation. As means for achieving the synchronization (accurately measuring the timing of the guard interval), for example, an OFDM reception synchronization circuit 9 described in JP-A-7-99486 shown in FIG.
00 is known. The received signal is subjected to quadrature demodulation, so that in-phase components (Inphase, Inphase,
The signals are demodulated into two streams of an I component) and a quadrature component (Quadrature, Q component). OFDM reception synchronization circuit 900
For one of the in-phase component (I component) and the quadrature component (Q component), a multiplication circuit 92 multiplies the delayed signal delayed by the delay circuit 91 and the original signal that has not been delayed.
The synchronization signal is obtained by taking the correlation value at.
【0005】OFDM受信同期回路900の作用は以下
の通りである。図2に、受信信号を直交復調した信号の
概念図を示す。尚、受信信号を直交復調した信号はアナ
ログ/ディジタル変換(A/D変換)を経てOFDM受
信同期回路900に入力されるものであるが、簡単の
為、図2にはアナログ状態の信号を示す。OFDM受信
同期回路900に入力される信号はあくまでディジタル
信号である。The operation of the OFDM reception synchronization circuit 900 is as follows. FIG. 2 shows a conceptual diagram of a signal obtained by orthogonally demodulating a received signal. A signal obtained by orthogonally demodulating the received signal is input to the OFDM reception synchronization circuit 900 through analog / digital conversion (A / D conversion). For simplicity, FIG. 2 shows a signal in an analog state. . The signal input to the OFDM reception synchronization circuit 900 is a digital signal to the last.
【0006】図2は1有効シンボルと、それに対応する
ガードインターバル(GI)を示したものである。ガー
ドインターバル(GI)は、対応する(後続の)有効シ
ンボルの末尾の一定期間を複写することで形成されてい
る。図7に示すOFDM受信同期回路900に受信信号
を直交復調した信号Saが入力されると、その信号は遅
延回路91と乗算回路92に入力される。遅延回路91
からは、有効シンボル期間だけ遅延された信号Sbが乗
算回路92に出力される。FIG. 2 shows one effective symbol and a guard interval (GI) corresponding thereto. The guard interval (GI) is formed by copying a certain period at the end of the corresponding (subsequent) effective symbol. When the signal Sa obtained by orthogonally demodulating the received signal is input to the OFDM reception synchronization circuit 900 shown in FIG. 7, the signal is input to the delay circuit 91 and the multiplication circuit 92. Delay circuit 91
, The signal Sb delayed by the effective symbol period is output to the multiplication circuit 92.
【0007】乗算回路92は、遅延回路91からの遅延
信号Sbと、遅延されていない元の信号Saとの相関を
とり、相関値Rを出力する。この際、Saに示す遅延さ
れていない信号の「…、有効シンボルk−1の末尾の一
定期間、有効シンボルkの末尾の一定期間、有効シンボ
ルk+1の末尾の一定期間、…」と、Sbに示す遅延さ
れた信号の「…、GIk-1、GIk、GIk+1、…」とは
同一であるので、相関値RはSaに示す遅延されていな
い信号の各有効シンボルの末尾(Sbに示す遅延された
信号の各GIの末尾)にてピークを示す。このようにし
てガードインターバル(GI)除去のための同期信号、
即ち、高速フーリエ変換(FFT)する期間を決定する
ための同期信号を得るとするものである。The multiplying circuit 92 correlates the delayed signal Sb from the delay circuit 91 with the original signal Sa which has not been delayed, and outputs a correlation value R. At this time, in the undelayed signal shown in Sa, “..., a fixed period at the end of the effective symbol k−1, a fixed period at the end of the effective symbol k, a fixed period at the end of the effective symbol k + 1,. .., GI k−1 , GI k , GI k + 1 ,... Of the delayed signal shown, the correlation value R is the end of each effective symbol (“Sa”) of the undelayed signal shown in Sa. A peak is shown at the end of each GI of the delayed signal shown in Sb). In this manner, a synchronization signal for guard interval (GI) removal,
That is, a synchronizing signal for determining a period for performing fast Fourier transform (FFT) is obtained.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】ところがOFDM受信
同期回路900の相関値は、図8のRに示すような、ピ
ークが一定の波形には一般にならない。一般に、遅延さ
れていない信号の有効シンボルkの末尾の一定期間と、
遅延された信号のGIk以外の相関値は、確率的には平
均値として0をとると期待できる。しかし、相関値は、
カードインターバルに於ける波形に依存し、この区間の
波形は有効シンボルに応じて変化する。従って相関値
は、伝送された有効シンボルに応じて変化し、有効シン
ボルは時間によって大きく変化する結果、相関値は時間
の経過に伴って大きく変化することになる。よって、元
の信号の有効シンボルの末尾毎に、所定(しきい値以
上)の大きさのピーク信号が常時得られるとは限らな
い。即ち、シンボル毎に確実に同期信号が得られないと
いう問題があった。However, the correlation value of the OFDM reception synchronization circuit 900 does not generally become a waveform having a constant peak as shown by R in FIG. In general, a certain period at the end of the effective symbol k of the undelayed signal,
Correlation values other than GI k of the delayed signal can be expected to take 0 as an average value in terms of probability. However, the correlation value is
It depends on the waveform in the card interval, and the waveform in this section changes according to the effective symbol. Therefore, the correlation value changes in accordance with the transmitted effective symbol, and the effective symbol greatly changes with time, so that the correlation value greatly changes with time. Therefore, it is not always possible to always obtain a peak signal having a predetermined (above a threshold) magnitude at each end of the effective symbol of the original signal. That is, there is a problem that a synchronization signal cannot be reliably obtained for each symbol.
【0009】本発明は上記の課題を解決するためになさ
れたものであり、その目的は、有効シンボル取り出しタ
イミングを決めるマルチキャリア受信装置の同期方式を
提案することである。また他の目的は、その方式を用い
たマルチキャリア受信装置用同期回路を提供することで
あり、更には、その同期回路を有したマルチキャリア受
信装置を提供することである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned problem, and an object of the present invention is to propose a synchronization method of a multi-carrier receiving apparatus which determines an effective symbol extraction timing. Another object of the present invention is to provide a synchronization circuit for a multicarrier receiving apparatus using the method, and further to provide a multicarrier receiving apparatus having the synchronization circuit.
【0010】[0010]
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、請求項1に記載の手段によれば、有効シンボルと、
その一部を複写したガードインターバルとからなる信号
から、有効シンボル長の信号を取り出し離散フーリエ変
換するための時間ウィンドウを決めるマルチキャリア受
信装置の同期方式において、位相変調方式により変調さ
れた受信信号を直交復調し、その復調信号からあるタイ
ミングで有効シンボル長の信号を取り出し、取り出した
有効シンボル長の信号ごとに離散フーリエ変換を行い、
その離散フーリエ変換の結果である周波数の異なるキャ
リアの複素ベクトルの大きさを比較し、そのキャリアの
複素ベクトルの大きさの分散が極小値になるよう有効シ
ンボル取り出しタイミングをフィードバック制御するこ
とを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided an information processing apparatus comprising: an effective symbol;
A signal having an effective symbol length is extracted from a signal consisting of a guard interval obtained by copying a part of the signal, and in a synchronization method of a multicarrier receiving apparatus that determines a time window for performing a discrete Fourier transform, a reception signal modulated by a phase modulation method is used. Quadrature demodulation, extracting a signal of an effective symbol length at a certain timing from the demodulated signal, performing a discrete Fourier transform for each of the extracted signals of the effective symbol length,
The magnitude of the complex vector of a carrier having a different frequency, which is the result of the discrete Fourier transform, is compared, and the feedback control of the effective symbol extraction timing is performed so that the variance of the magnitude of the complex vector of the carrier becomes a minimum value. I do.
【0011】また、請求項2に記載の手段によれば、有
効シンボルと、その一部を複写したガードインターバル
とからなる信号から、有効シンボル長の信号を取り出し
離散フーリエ変換するための時間ウィンドウを決めるマ
ルチキャリア受信装置の同期回路において、位相変調方
式により変調された受信信号を直交復調した復調信号に
対し、有効シンボル長の信号を取り出すタイミングを決
めるタイミング発生手段と、取り出した有効シンボル長
の信号ごとに離散フーリエ変換を行う離散フーリエ変換
演算手段と、その離散フーリエ変換演算手段の出力であ
る周波数の異なるキャリアの複素ベクトルの大きさを比
較する、キャリア振幅比較手段と、キャリア振幅比較手
段の出力により有効シンボル取り出しタイミングを調整
するタイミング調整手段とから構成され、キャリアの複
素ベクトルの大きさの分散が極小値になるよう有効シン
ボル取り出しタイミングをフィードバック制御すること
を特徴とする。According to the second aspect of the present invention, a time window for extracting a signal having an effective symbol length from a signal including an effective symbol and a guard interval obtained by copying a part of the effective symbol and performing a discrete Fourier transform is provided. A synchronization circuit of a multicarrier receiving apparatus for determining a timing of extracting a signal of an effective symbol length for a demodulated signal obtained by orthogonally demodulating a received signal modulated by a phase modulation method; And a carrier amplitude comparing means for comparing the magnitudes of complex vectors of carriers having different frequencies which are outputs of the discrete Fourier transform calculating means, and an output of the carrier amplitude comparing means. Timing to adjust effective symbol extraction timing Is composed of a unit, the size of the dispersion of the complex vector of the carrier and wherein the feedback control of the effective symbol extraction timing to be the minimum value.
【0012】また、請求項3に記載の手段によれば、請
求項2に記載のマルチキャリア受信装置用同期回路にお
いて、前記タイミング調整手段が位相同期ループである
ことを特徴とする。According to a third aspect of the present invention, in the synchronous circuit for a multicarrier receiving apparatus according to the second aspect, the timing adjusting means is a phase locked loop.
【0013】また、請求項4に記載の手段によれば、請
求項2又は請求項3に記載のマルチキャリア受信装置用
同期回路を備えたマルチキャリア受信装置とすることを
特徴とする。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a multicarrier receiving apparatus including the synchronous circuit for a multicarrier receiving apparatus according to the second or third aspect.
【0014】[0014]
【作用及び発明の効果】BPSK(Binary Phase Shift
Keying)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keyin
g)等の位相変調方式においては、変調波の振幅は一定
である。よってマルチキャリア送信方式においてこれら
の位相変調方式を採用すれば、周波数の異なるキャリア
の振幅は一定である。この送信波を受信し、有効シンボ
ルと、有効シンボルの一部を複写したガードインターバ
ルとからなる受信信号から離散フーリエ変換により復調
する際、1シンボル区間(ガードインターバルとそれに
対応する後続の有効シンボル)から正しく1有効シンボ
ル長の信号を取り出して離散フーリエ変換すれば、出力
結果である各キャリアの振幅は全て等しい。しかし、2
シンボル区間(ガードインターバルとそれに対応する後
続の有効シンボル、及び更に後続するガードインターバ
ルとそれに対応する後続の有効シンボル)に渡って1有
効シンボル長の信号を取り出した場合、離散フーリエ変
換の出力結果は各キャリアの干渉から、キャリアの振幅
に差が生じる。この原理を利用し、あるタイミングで1
有効シンボル長の時間ウィンドウにより離散フーリエ変
換した結果からキャリアの振幅を比較し、時間ウィンド
ウを時間掃引して、キャリアの振幅の大きさの分散が極
小値を取るタイミングを見つければそれが正しい時間ウ
ィンドウタイミングとなる。[Functions and Effects of the Invention] BPSK (Binary Phase Shift)
Keying), QPSK (Quadrature Phase Shift Keyin)
In the phase modulation method such as g), the amplitude of the modulated wave is constant. Therefore, if these phase modulation methods are adopted in the multi-carrier transmission method, the amplitudes of carriers having different frequencies are constant. When this transmission wave is received and demodulated by discrete Fourier transform from a received signal composed of an effective symbol and a guard interval obtained by copying a part of the effective symbol, one symbol interval (a guard interval and a subsequent effective symbol corresponding thereto) If a signal having one effective symbol length is correctly extracted from the data and subjected to discrete Fourier transform, the amplitude of each carrier as an output result is all equal. However, 2
When a signal of one effective symbol length is extracted over a symbol section (a guard interval and a subsequent effective symbol corresponding thereto, and a further succeeding guard interval and a subsequent effective symbol corresponding thereto), the output result of the discrete Fourier transform is The interference of each carrier causes a difference in carrier amplitude. Using this principle, 1
The carrier amplitude is compared from the result of the discrete Fourier transform using the time window of the effective symbol length, the time window is swept over time, and if the timing at which the variance of the amplitude of the carrier takes a minimum value is found, the correct time window is obtained. It's timing.
【0015】上記の同期方式を採用する回路においては
位相同期ループの使用が有効である。このような同期回
路を使用したマルチキャリア受信装置は、確実な同期を
取ることができる。尚、送信波に対し、干渉波(遅延に
よる妨害波)が存在しない場合は、時間ウィンドウの始
まりのタイミングは、ガードインターバルの始まりから
終わりまでの許容幅を持つことになる。以上の同期方
式、同期回路及び受信装置は、例えば位相変調によるO
FDM方式において特に有効である。The use of a phase locked loop is effective in a circuit employing the above-described synchronization method. A multi-carrier receiving apparatus using such a synchronization circuit can achieve reliable synchronization. When there is no interference wave (interference wave due to delay) with respect to the transmission wave, the timing of the start of the time window has an allowable width from the start to the end of the guard interval. The above-described synchronization method, synchronization circuit, and receiver are, for example, O
This is particularly effective in the FDM system.
【0016】[0016]
【発明の実施の形態】以下、本発明の具体的な一実施例
について、図を用いて説明する。以下の実施例ではQP
SK−OFDM方式による例を説明するが、本発明は以
下の実施例に限定されるものではない。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A specific embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the following embodiment, QP
An example using the SK-OFDM method will be described, but the present invention is not limited to the following examples.
【0017】まず、QPSK−OFDM方式における本
発明の原理の適用について説明する。OFDM信号は、
離散フーリエ逆変換(Inverse Descrete Fourier Trans
form)或いは高速フーリエ逆変換(Inverse Fast Fouri
er Transform)による信号処理で変調されるので、直交
復調及びアナログ/ディジタル(A/D)変換れれたデ
ィジタル信号x(n)を次のように置くことができる。ただ
し、X(h)は伝送されるベースバンド信号を形成する各キ
ャリアの周波数軸上の複素シンボルであり、jは虚数単
位である。なお0≦n,h≦N−1、即ちN点での離散
フーリエ逆変換であるとする。First, the application of the principle of the present invention to the QPSK-OFDM system will be described. The OFDM signal is
Inverse Descrete Fourier Transform
form) or Inverse Fast Fouri
er Transform), the digital signal x (n) subjected to quadrature demodulation and analog / digital (A / D) conversion can be placed as follows. Here, X (h) is a complex symbol on the frequency axis of each carrier forming the baseband signal to be transmitted, and j is an imaginary unit. It is assumed that 0 ≦ n, h ≦ N−1, that is, an inverse discrete Fourier transform at N points.
【数1】 (Equation 1)
【0018】これを受信側で直交復調し、離散フーリエ
変換(Descrete Fourier Transform)或いは高速フーリ
エ変換(Fast Fourier Transform)による信号処理でX
(h)を次のように得る。The signal is quadrature-demodulated on the receiving side, and is subjected to signal processing by a discrete Fourier transform (Descrete Fourier Transform) or a fast Fourier transform (Fast Fourier Transform).
(h) is obtained as follows.
【数2】 (Equation 2)
【0019】ところが、ガードインターバル(GI)が
挿入されているので、ディジタル信号x(n)を次のように
書き換える必要が有る。即ち、ガードインターバル長を
m個のディジタル信号(0<m<N)とし、k番目のガ
ードインターバル(GI)ディジタル信号をxGk(n)(0
≦n≦m−1)、後続のk番目の有効シンボルのディジ
タル信号をxSk(n)(0≦n≦N−1)とすれば、次の通
りとなる。However, since the guard interval (GI) is inserted, it is necessary to rewrite the digital signal x (n) as follows. That is, the guard interval length is m digital signals (0 <m <N), and the k-th guard interval (GI) digital signal is x Gk (n) (0
.Ltoreq.n.ltoreq.m-1) and the digital signal of the succeeding k-th effective symbol is xSk (n) (0.ltoreq.n.ltoreq.N-1).
【数3】 (Equation 3)
【0020】いま、0<p<mとして、FFTウィンド
ウタイミングが図6の(a)、(b)のようにp個のデ
ィジタル信号長だけずれている場合をそれぞれ考える。
図の(a)は、FFTウィンドウタイミングがk番目の
ガードインターバル(GI)と後続のk番目の有効シン
ボルにまたがっている場合、図6の(b)はFFTウィ
ンドウタイミングがk番目の有効シンボルと後続のk+
1番目のガードインターバル(GI)にまたがっている
場合である。Now, assume that 0 <p <m and the FFT window timing is shifted by p digital signal lengths as shown in FIGS. 6A and 6B.
FIG. 6A shows a case where the FFT window timing extends over the k-th guard interval (GI) and the succeeding k-th effective symbol, and FIG. Subsequent k +
This is the case where it extends over the first guard interval (GI).
【0021】〔図6の(a)の場合〕FFTの結果X'
(h)は次の通りとなる。[Case of FIG. 6 (a)] FFT result X '
(h) is as follows.
【数4】 (Equation 4)
【0022】即ち、各キャリアの振幅(複素シンボルの
絶対値)|X'(h)|はFFTウィンドウタイミングが有
効シンボルに一致している時の振幅|X(h)|と同一であ
る。That is, the amplitude (absolute value of the complex symbol) | X '(h) | of each carrier is the same as the amplitude | X (h) | when the FFT window timing matches the effective symbol.
【0023】〔図6の(b)の場合〕FFTの結果X''
(h)は次の通りとなる。[Case (b) of FIG. 6] FFT result X ″
(h) is as follows.
【数5】 (Equation 5)
【0024】式(5)の第2項(中括弧)は常に0、と
はならない。よって各キャリアの振幅|X''(h)|は|X
(h)|と等しくならないと考えて良い。The second term (braces) in equation (5) is not always 0. Therefore, the amplitude | X ″ (h) | of each carrier is | X
(h) |
【0025】図1は、本発明の具体的な一実施例に係る
OFDM受信装置用同期回路100を、連携するOFD
M受信装置の内部の周辺回路(210〜250)と共に
示したブロック図である。OFDM受信装置用同期回路
100は、キャリアレベル測定回路110、平坦度測定
回路120、位相同期ループ130から構成される。FIG. 1 is a block diagram of an OFDM receiving apparatus synchronizing circuit 100 according to a specific embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram shown together with peripheral circuits (210 to 250) inside the M receiving apparatus. The OFDM receiver synchronization circuit 100 includes a carrier level measurement circuit 110, a flatness measurement circuit 120, and a phase locked loop 130.
【0026】位相同期ループ130は、電圧制御発振器
と位相弁別器、低域濾波器からなる。The phase locked loop 130 includes a voltage controlled oscillator, a phase discriminator, and a low-pass filter.
【0027】図1に示すように、QPSK方式により位
相変調された受信信号が直交復調回路210に入力され
る。このOFDM信号は図2に示すように、有効シンボ
ルと、その有効シンボルの末尾の一定期間を複写したガ
ードインターバル(GI)とから成る。図2のOFDM
信号は、互いに直交関係にある周波数を持つキャリアの
合成信号であり、各キャリアの振幅は一定である。As shown in FIG. 1, a received signal phase-modulated by the QPSK method is input to a quadrature demodulation circuit 210. As shown in FIG. 2, the OFDM signal includes an effective symbol and a guard interval (GI) obtained by copying a fixed period at the end of the effective symbol. OFDM of FIG.
The signal is a composite signal of carriers having frequencies that are orthogonal to each other, and the amplitude of each carrier is constant.
【0028】QPSK方式による位相変調を図3に示
す。元となるデータを2ビットずつ1組で同周波数のπ
/2位相の異なるI相,Q相キャリアにより送信する。
即ち、1有効シンボルは2ビットである。図3に示す通
り、元のデータの(00)(10)(11)(01)に
対し、I相,Q相の(1,1)(−1,1)(−1,−
1)(1,−1)が対応する。これらが1本のキャリア
として直交変調され、送信される。これを図1のように
受信し、直交復調回路210にて直交変調することによ
り、I相,Q相の(1,1)(−1,1)(−1,−
1)(1,−1)が復調される。FIG. 3 shows the phase modulation by the QPSK method. The original data is π of the same frequency in a set of 2 bits each.
The transmission is performed using I-phase and Q-phase carriers having different phases.
That is, one effective symbol is 2 bits. As shown in FIG. 3, the original data (00) (10) (11) (01) are compared with the I-phase and Q-phase (1, 1) (-1, 1) (-1, 1).
1) (1, -1) corresponds. These are orthogonally modulated as one carrier and transmitted. This signal is received as shown in FIG. 1 and is quadrature-modulated by the quadrature demodulation circuit 210, so that the I-phase and Q-phase (1, 1) (-1, 1) (-1, 1,-)
1) (1, -1) is demodulated.
【0029】図1の直交復調回路210の出力I及びQ
は、それぞれが図2に示すようなガードインターバル
(GI)と有効シンボルの信号列である。これは図4に
示すようになっている。ここでウィンドウ回路220に
より、図4でFFT−W−aと示したタイミングで1有
効シンボル長Ts分だけ取り出し、直並列変換回路(S
/P)220で直並列変換して高速フーリエ変換器(F
FT)240で高速フーリエ変換すれば、正しく同期復
調される。これを並直列変換器(P/S)250で1つ
の信号列として出力する。The outputs I and Q of the quadrature demodulation circuit 210 of FIG.
Are a guard interval (GI) and a signal sequence of effective symbols, respectively, as shown in FIG. This is as shown in FIG. Here, the window circuit 220 extracts one effective symbol length Ts at the timing indicated by FFT-Wa in FIG.
/ P) 220 to perform a fast-Fourier transform (F
If fast Fourier transform is performed at (FT) 240, synchronous demodulation is performed correctly. This is output as one signal train by a parallel / serial converter (P / S) 250.
【0030】ところが図4でFFT−W−bと示したタ
イミングで1有効シンボル長Ts分だけ取り出し場合、
FFT240の出力である周波数スペクトルは図5の
(a)のようなキャリアのパワーレベルが揃ったもので
はなく、(b)のようにキャリアのパワーレベルが揃っ
ていない。そこで図1のようにFFT240の出力をO
FDM受信装置用同期回路100に入力し、ウィンドウ
回路220のウィンドウタイミングをフィードバック制
御させる。However, when only one effective symbol length Ts is extracted at the timing indicated by FFT-Wb in FIG.
The frequency spectrum output from the FFT 240 does not have the same carrier power level as shown in FIG. 5A, but does not have the same carrier power level as shown in FIG. 5B. Therefore, as shown in FIG.
The signal is input to the FDM receiver synchronization circuit 100, and the window timing of the window circuit 220 is feedback-controlled.
【0031】OFDM受信装置用同期回路100による
フィードバック制御は次の通りである。FFT240の
出力である各キャリアのパワーレベルをキャリアレベル
測定回路110で測定する。FFT240の出力は各キ
ャリアの情報の複素ベクトルてあるので、キャリアレベ
ル測定回路110の演算は情報の複素ベクトルの大きさ
を求めることになる。キャリアがN本ならばNポイント
FFT240の出力は2N個(N対)、キャリアレベル
測定回路110の出力はN個となる。The feedback control by the OFDM receiver synchronization circuit 100 is as follows. The power level of each carrier, which is the output of the FFT 240, is measured by the carrier level measurement circuit 110. Since the output of the FFT 240 is a complex vector of the information of each carrier, the operation of the carrier level measuring circuit 110 determines the magnitude of the complex vector of the information. If the number of carriers is N, the output of the N-point FFT 240 is 2N (N pairs), and the output of the carrier level measuring circuit 110 is N.
【0032】キャリアレベル測定回路110のN個の出
力を平坦度測定回路120で分散を求める。キャリアレ
ベル測定回路110のN個の出力がai(1≦i≦N)
であれば、その平均値M及び分散Vは、総和記号が1≦
i≦Nでの総和をとるものとして次の通りである。 M=Σai/N …(6) NV=Σ(M−ai)2 …(7)The variance of the N outputs of the carrier level measuring circuit 110 is determined by the flatness measuring circuit 120. The N outputs of the carrier level measuring circuit 110 are a i (1 ≦ i ≦ N)
Then, the average value M and the variance V are such that the sum symbol is 1 ≦
Assuming that the sum is obtained when i ≦ N is as follows. M = Σa i / N (6) NV = Σ (M-a i ) 2 (7)
【0033】こうして分散V又はそのN倍の量NVを求
め、その時間微分又は時間比例積分をとり、位相同期ル
ープ(Phase Locked Loop)130に出力する。分散V
(又はそのN倍の量NV)の極小値で時間微分は0を取
るのでこれにより位相同期ループ130は分散V(又は
そのN倍の量NV)の極小値の時刻に同期した信号を出
力することができる。In this manner, the variance V or the amount NV which is N times the variance is obtained, and its time derivative or time proportional integral is calculated and output to a phase locked loop (Phase Locked Loop) 130. Variance V
Since the time derivative is 0 at the minimum value of the (or N times the amount NV), the phase locked loop 130 outputs a signal synchronized with the time of the minimum value of the variance V (or the N times the amount NV). be able to.
【0034】このように位相同期ループ130は平坦度
測定回路120の出力によりウィンドウ回路220のウ
ィンドウタイミングをフィードバック制御する。こうし
て、平坦度測定回路120からの出力が極小値を取った
とき、ウィンドウ回路220におけるウィンドウタイミ
ングが完全に同期する。As described above, the phase locked loop 130 feedback-controls the window timing of the window circuit 220 based on the output of the flatness measuring circuit 120. Thus, when the output from the flatness measuring circuit 120 takes the minimum value, the window timing in the window circuit 220 is completely synchronized.
【0035】上記実施例では受信信号の変調方式がQP
SKであるものを示したが、本発明はこれに限定されな
い。BPSK、8相PSK、その他位相変調方式であれ
ば良い。また、マルチキャリア伝送方式としてOFDM
方式のものを示したが、その他のマルチキャリア伝送方
式でも本発明が適用できる。In the above embodiment, the modulation scheme of the received signal is QP
Although shown as being SK, the present invention is not limited to this. BPSK, 8-phase PSK, or any other phase modulation method may be used. Also, OFDM is used as a multicarrier transmission method
Although the system is shown, the present invention can be applied to other multicarrier transmission systems.
【図1】 本発明の具体的な一実施例に係るOFDM受
信装置用同期回路100の構成を示したブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a synchronization circuit 100 for an OFDM receiver according to a specific embodiment of the present invention.
【図2】 本発明の具体的な一実施例に係るOFDM受
信装置が受信するOFDM信号の、有効シンボルとガー
ドインターバル(GI)を示した概念図。FIG. 2 is a conceptual diagram showing an effective symbol and a guard interval (GI) of an OFDM signal received by an OFDM receiving apparatus according to a specific embodiment of the present invention.
【図3】 QPSK変調方式の概念図。FIG. 3 is a conceptual diagram of a QPSK modulation method.
【図4】 復調信号とFFTウィンドウの関係を示した
概念図。FIG. 4 is a conceptual diagram showing a relationship between a demodulated signal and an FFT window.
【図5】 (a)は図4のFFT−W−aに示すウィン
ドウによるFFT出力を示す図、(b)は図4のFFT
−W−bに示すウィンドウによるFFT出力を示す図。5A is a diagram showing an FFT output by a window shown in FFT-Wa in FIG. 4, and FIG. 5B is a diagram showing an FFT output in FIG.
The figure which shows the FFT output by the window shown by -Wb.
【図6】 (a)は、FFTウィンドウタイミングがk
番目のガードインターバル(GI)と後続のk番目の有
効シンボルにまたがっている場合、(b)はFFTウィ
ンドウタイミングがk番目の有効シンボルと後続のk+
1番目のガードインターバル(GI)にまたがっている
場合を示す図。FIG. 6 (a) shows that the FFT window timing is k
(B) when the FFT window timing is over the k-th effective symbol and the subsequent k +
The figure which shows the case where it straddles the 1st guard interval (GI).
【図7】 従来のOFDM受信同期回路900を示した
ブロック図。FIG. 7 is a block diagram showing a conventional OFDM reception synchronization circuit 900.
【図8】 従来のOFDM受信同期回路900の作用を
示す、同相成分(I成分)の信号、その遅延信号、及び
それらの相関値を示した概念図。FIG. 8 is a conceptual diagram showing a signal of an in-phase component (I component), a delay signal thereof, and a correlation value thereof, showing the operation of the conventional OFDM reception synchronization circuit 900.
100…OFDM受信装置用同期回路 110…キャリアレベル測定回路 120…平坦度測定回路 130…位相同期ループ 91…遅延回路 92…乗算回路 210〜250…周辺回路 REFERENCE SIGNS LIST 100 synchronization circuit for OFDM receiving apparatus 110 carrier level measurement circuit 120 flatness measurement circuit 130 phase locked loop 91 delay circuit 92 multiplication circuit 210 to 250 peripheral circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 秀昭 愛知県愛知郡長久手町大字長湫字横道41番 地の1 株式会社豊田中央研究所内 Fターム(参考) 5K022 DD13 DD17 DD19 DD33 DD42 5K047 AA05 BB01 CC01 CC08 DD01 DD02 EE02 EE04 HH01 HH11 HH55 MM12 MM13 MM62 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Hideaki Ito 41-1, Oku-cho, Yokomichi, Nagakute-cho, Aichi-gun, Aichi Prefecture F-term in Toyota Central R & D Laboratories Co., Ltd. 5K022 DD13 DD17 DD19 DD33 DD42 5K047 AA05 BB01 CC01 CC08 DD01 DD02 EE02 EE04 HH01 HH11 HH55 MM12 MM13 MM62
Claims (4)
複写したガードインターバルとからなる信号から、有効
シンボル長の信号を取り出し離散フーリエ変換するため
の時間ウィンドウを決めるマルチキャリア受信装置の同
期方式において、 位相変調方式により変調された受信信号を直交復調し、 その復調信号から、あるタイミングで有効シンボル長の
信号を取り出し、 取り出した有効シンボル長の信号ごとに離散フーリエ変
換を行い、 その離散フーリエ変換の結果である周波数の異なるキャ
リアの複素ベクトルの大きさを比較し、 そのキャリアの複素ベクトルの大きさの分散関連値が極
小値になるよう有効シンボル取り出しタイミングをフィ
ードバック制御することを特徴とするマルチキャリア受
信装置の同期方式。1. A method of synchronizing a multi-carrier receiving apparatus for extracting a signal having an effective symbol length from a signal including an effective symbol and a guard interval obtained by copying a part of the effective symbol and determining a time window for performing a discrete Fourier transform. A quadrature demodulation of the received signal modulated by the phase modulation method, an effective symbol length signal is extracted from the demodulated signal at a certain timing, and a discrete Fourier transform is performed for each extracted effective symbol length signal. The magnitude of a complex vector of a carrier having a different frequency, which is the result of the above, is compared, and the effective symbol extraction timing is feedback-controlled so that the dispersion-related value of the magnitude of the complex vector of the carrier becomes a minimum value. Carrier receiver synchronization method.
複写したガードインターバルとからなる信号から、有効
シンボル長の信号を取り出し離散フーリエ変換するため
の時間ウィンドウを決めるマルチキャリア受信装置の同
期回路において、 位相変調方式により変調された受信信号を直交復調した
復調信号に対し、 有効シンボル長の信号を取り出すタイミングを決めるタ
イミング発生手段と、 取り出した有効シンボル長の信号ごとに離散フーリエ変
換を行う離散フーリエ変換演算手段と、 その離散フーリエ変換演算手段の出力である、周波数の
異なるキャリアの複素ベクトルの大きさを比較する、キ
ャリア振幅比較手段と、 キャリア振幅比較手段の出力により有効シンボル取り出
しタイミングを調整するタイミング調整手段と、 から構成され、キャリアの複素ベクトルの大きさの分散
関連値が極小値になるよう有効シンボル取り出しタイミ
ングをフィードバック制御することを特徴とするマルチ
キャリア受信装置用同期回路。2. A synchronous circuit of a multicarrier receiving apparatus for extracting a signal having an effective symbol length from a signal including an effective symbol and a guard interval obtained by copying a part of the effective symbol and determining a time window for performing a discrete Fourier transform. A timing generating means for determining a timing for extracting a signal having an effective symbol length from a demodulated signal obtained by orthogonally demodulating a received signal modulated by the phase modulation method; and a discrete Fourier transform for performing a discrete Fourier transform for each signal having the extracted effective symbol length. A conversion calculating means for comparing the magnitudes of complex vectors of carriers having different frequencies, which are outputs of the discrete Fourier transform calculating means; and a carrier amplitude comparing means; and adjusting an effective symbol extraction timing by an output of the carrier amplitude comparing means. And timing adjustment means. A synchronous circuit for a multi-carrier receiving apparatus, wherein feedback control of effective symbol extraction timing is performed so that a dispersion-related value of a magnitude of a complex vector of a carrier becomes a minimum value.
プであることを特徴とする請求項2に記載のマルチキャ
リア受信装置用同期回路。3. The synchronization circuit according to claim 2, wherein said timing adjustment means is a phase locked loop.
ャリア受信装置用同期回路を備えたことを特徴とするマ
ルチキャリア受信装置。4. A multicarrier receiving apparatus comprising the synchronization circuit for a multicarrier receiving apparatus according to claim 2 or 3.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11075270A JP2000269930A (en) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | Synchronization system for multi-carrier receiver, synchronizing circuit for multi-carrier receiver, and multi-carrier receiver |
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-
1999
- 1999-03-19 JP JP11075270A patent/JP2000269930A/en active Pending
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