JP2000245150A - Switching power circuit and device for switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、産業用や民生用の
電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源
回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply circuit for supplying a stabilized DC voltage to industrial and consumer electronic equipment.
【0002】[0002]
【従来の技術】米国においてはパーソナルコンピュータ
の待機時の消費電力が30W以下となるよう1993年
にEnergy Star Computer Programの基準設定が設けら
れ、日本においては1995年にVTRの待機時の消費
電力を10%カットするよう規定されるなど、全世界的
に低消費電力化への動きを背景にして電子機器に用いら
れるスイッチング電源の省エネルギー化が求められてい
る。2. Description of the Related Art In the United States, the standard setting of the Energy Star Computer Program was established in 1993 so that the power consumption of a personal computer during standby was 30 W or less. In Japan, the power consumption during standby of a VTR was reduced in 1995. With the worldwide trend toward low power consumption, such as a regulation to cut by 10%, there is a demand for energy saving of switching power supplies used in electronic devices.
【0003】図9に、従来のスイッチング電源回路10
1の構成を示す。スイッチング電源回路101におい
て、入力端子P1・P2に入力された交流電圧はまず整
流ブリッジ回路2によって整流され、平滑コンデンサC
1によって平滑化される。この直流電圧が電源ライン3
・4間に印加されることにより、コンバータ15のVC
C端子である端子K5に電源が供給され、端子(コント
ロール端子)K3に接続されたコンデンサC3に定電流
源TD1から充電電流が流れるとともに、定電流源TD
1とコンデンサC3との接続点7の電圧がPWM比較器
12の入力端子F4に入力される。FIG. 9 shows a conventional switching power supply circuit 10.
1 is shown. In the switching power supply circuit 101, the AC voltage input to the input terminals P1 and P2 is first rectified by the rectification bridge circuit 2, and the smoothing capacitor C
It is smoothed by one. This DC voltage is the power line 3
The VC of the converter 15 is applied by applying the voltage between
Power is supplied to a terminal K5 which is a C terminal, a charging current flows from a constant current source TD1 to a capacitor C3 connected to a terminal (control terminal) K3, and a constant current source TD
The voltage at the connection point 7 between 1 and the capacitor C3 is input to the input terminal F4 of the PWM comparator 12.
【0004】また、前記直流電圧はダイオードD2、プ
ルアップ抵抗R1、および端子K4に接続されたフォト
トランジスタQ2からなる直列回路にも印加され、プル
アップ抵抗R1とフォトトランジスタQ2との接続点1
0の電圧がPWM比較器12の入力端子F2に入力され
る。さらに、PWM比較器12の入力端子F3に基準電
圧源14から直流の基準電圧Vref1が入力される。The DC voltage is also applied to a series circuit including a diode D2, a pull-up resistor R1, and a phototransistor Q2 connected to a terminal K4, and a connection point 1 between the pull-up resistor R1 and the phototransistor Q2.
A voltage of 0 is input to the input terminal F2 of the PWM comparator 12. Further, the DC reference voltage Vref1 is input from the reference voltage source 14 to the input terminal F3 of the PWM comparator 12.
【0005】PWM比較器12は、発振回路13から入
力端子F1に入力される信号の周期で、かつ入力端子F
2・F3・F4に入力される3つの電圧のうち最も低い
電圧に基づいたデューティのパルスを生成して出力す
る。起動時にはコンデンサC3の端子間電圧、すなわち
端子K3におけるコントロール端子電圧CAが0から徐
々に立ち上がるため、入力端子F4に入力される電圧で
決定されるデューティのパルスが出力されてソフトスタ
ートが行われる。[0005] The PWM comparator 12 has a cycle of a signal input from the oscillation circuit 13 to the input terminal F1 and the input terminal F1.
A pulse having a duty based on the lowest voltage among the three voltages input to 2.F3.F4 is generated and output. At the time of startup, the voltage between the terminals of the capacitor C3, that is, the control terminal voltage CA at the terminal K3 gradually rises from 0, so that a pulse having a duty determined by the voltage input to the input terminal F4 is output and soft start is performed.
【0006】このパルスは制御回路6で定電圧化された
後、端子K1と端子K2との間に接続されたスイッチン
グ素子Q1のゲートに入力され、このゲートパルスによ
りスイッチング素子Q1が導通/遮断される。スイッチ
ング素子Q1の導通時にはパルストランス5の1次巻線
5aに電流が流れて励磁エネルギーが蓄積され、遮断時
にはこのエネルギーが2次巻線5bで誘導起電力によっ
て放出されるため、この起電力によって流れる電流がダ
イオードD1、平滑コンデンサC2によって整流・平滑
化され、出力端子P3・P4間から安定化された直流電
圧が出力される。After this pulse is made constant by the control circuit 6, it is input to the gate of the switching element Q1 connected between the terminals K1 and K2, and the gate pulse turns on / off the switching element Q1. You. When the switching element Q1 is turned on, a current flows through the primary winding 5a of the pulse transformer 5 and the excitation energy is accumulated. When the switching element Q1 is cut off, the energy is released by the induced electromotive force in the secondary winding 5b. The flowing current is rectified and smoothed by the diode D1 and the smoothing capacitor C2, and a stabilized DC voltage is output from between the output terminals P3 and P4.
【0007】起動後、コンデンサC3の端子間電圧は徐
々に上昇し、充電が完了して定常状態になると、入力端
子F2に入力される接続点10の電圧、あるいは入力端
子F3に入力される基準電圧Vref1の電圧が最も低
くなる。一方、2次側では電源ライン8・9間に接続さ
れた出力検出回路20によって出力電圧を検出してお
り、出力電圧が所定値よりも高い(低い)ときには発光
ダイオードD3の発光強度を増加(減少)させて、発光
ダイオードD3とフォトカプラを構成するフォトトラン
ジスタQ2のインピーダンスを減少(増大)させる。こ
れにより接続点10の電圧が低下(上昇)し、接続点1
0の電圧が基準電圧Vref1よりも低い場合には、上
記電圧低下(上昇)分に応じてデューティが小さく(大
きく)なるよう調整されたパルスがPWM比較器12か
ら出力される。これにより、出力電圧の定電圧化が行わ
れる。After the start, the voltage between the terminals of the capacitor C3 gradually rises, and when the charging is completed and a steady state is reached, the voltage at the node 10 input to the input terminal F2 or the reference voltage input to the input terminal F3. The voltage of the voltage Vref1 becomes the lowest. On the other hand, on the secondary side, the output voltage is detected by the output detection circuit 20 connected between the power supply lines 8 and 9. When the output voltage is higher (lower) than a predetermined value, the light emission intensity of the light emitting diode D3 is increased ( Decrease) to decrease (increase) the impedance of the light emitting diode D3 and the phototransistor Q2 forming the photocoupler. As a result, the voltage at the connection point 10 decreases (increases), and the connection point 1
When the voltage of 0 is lower than the reference voltage Vref1, the PWM comparator 12 outputs a pulse adjusted so that the duty becomes smaller (increased) in accordance with the voltage decrease (increase). Thus, the output voltage is made constant.
【0008】ところで、スイッチング電源回路101は
待機時に軽負荷となるため、この間のスイッチング素子
Q1のスイッチング動作が重負荷時と同様の周波数で行
われると、全体の消費電力に占めるスイッチング損失の
割合が大きくなる。そこで、接続点10の電圧が発振周
波数低下回路91に入力されるようにしておき、出力検
出回路20が軽負荷と判定する高い出力電圧を検出して
接続点10の電圧が規定値以下に低下すると、発振回路
13の発振周波数を低下させるようにしている。Since the switching power supply circuit 101 is lightly loaded during standby, if the switching operation of the switching element Q1 during this period is performed at the same frequency as that during heavy load, the ratio of switching loss to the total power consumption is reduced. growing. Therefore, the voltage at the connection point 10 is input to the oscillation frequency lowering circuit 91, and the output detection circuit 20 detects a high output voltage that is determined to be a light load, and the voltage at the connection point 10 drops below a specified value. Then, the oscillation frequency of the oscillation circuit 13 is reduced.
【0009】また、軽負荷時の消費電力を低減する他の
構成例として、特開平8−111975号公報に開示さ
れているように、力率改善回路を備えたスイッチング電
源回路において軽負荷時に上記力率改善回路の動作を停
止させ、その動作に相当する消費電力を低減するように
したものがある。As another configuration example for reducing the power consumption at the time of light load, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. HEI 8-111975, a switching power supply circuit having a power factor improving circuit has the above-mentioned structure at light load. In some cases, the operation of the power factor correction circuit is stopped to reduce the power consumption corresponding to the operation.
【0010】従来のスイッチング電源回路はこのように
して軽負荷時の低消費電力化を図ってきた。In the conventional switching power supply circuit, low power consumption at light load has been achieved in this manner.
【0011】[0011]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のスイッチング電源回路101では、発振回路13の
発振周波数を20kHz以下の可聴周波数領域にまで低
下させることができないため、発振周波数を低下させて
スイッチング損失を低減させることにより低消費電力化
を図るには限界があるという問題がある。また、特開平
8−111975号公報のスイッチング電源回路では、
力率改善回路の動作を停止させた場合に、この力率改善
回路を経由させないでトランスの1次巻線に流れる電流
をON/OFFするスイッチング素子に電力を供給して
おり、軽負荷時のスイッチング損失は低減されないまま
である。However, in the conventional switching power supply circuit 101, the oscillation frequency of the oscillation circuit 13 cannot be reduced to an audible frequency range of 20 kHz or less. There is a problem that there is a limit in reducing power consumption by reducing power consumption. Further, in the switching power supply circuit disclosed in JP-A-8-111975,
When the operation of the power factor correction circuit is stopped, power is supplied to the switching element for turning on / off the current flowing through the primary winding of the transformer without passing through the power factor correction circuit, and the power is supplied during light load. Switching losses remain unreduced.
【0012】本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされ
たものであって、その目的は、軽負荷時のスイッチング
損失をより低減することのできるスイッチング電源回
路、およびそれに用いられるスイッチング電源用デバイ
スを提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional problems, and has as its object to provide a switching power supply circuit capable of further reducing switching loss at a light load, and a switching power supply device used therein. Is to provide.
【0013】[0013]
【課題を解決するための手段】請求項1に係る発明のス
イッチング電源回路は、上記課題を解決するために、変
圧器の1次側に入力される直流電圧をスイッチングして
2次側にパルスとして出力させるスイッチング手段と、
上記パルスを平滑化して得られる直流電圧を負荷へ出力
する出力手段と、上記出力手段からの出力電圧をフィー
ドバックし、発振動作を行う発振手段から出力される発
振信号とフィードバックされた上記出力電圧とに基づい
て上記スイッチング手段を所定の周波数およびデューテ
ィでスイッチング動作させるように制御する制御手段と
を有するスイッチング電源回路において、負荷の大きさ
を検出する負荷状態検出手段を有し、上記制御手段は上
記負荷状態検出手段が所定値以下の負荷である軽負荷を
検出したときに、上記発振手段の発振動作を一時停止さ
せて上記スイッチング動作に遮断状態に保たれる休止期
間を設けるスイッチング休止手段を有することを特徴と
している。According to a first aspect of the present invention, there is provided a switching power supply circuit for switching a DC voltage input to a primary side of a transformer and applying a pulse to a secondary side. Switching means for outputting as
Output means for outputting a DC voltage obtained by smoothing the pulse to a load, and feedback of the output voltage from the output means, an oscillation signal output from an oscillation means for performing an oscillating operation, and the output voltage fed back; And a control means for controlling the switching means to perform a switching operation at a predetermined frequency and duty based on the switching power supply circuit, further comprising: a load state detection means for detecting a magnitude of a load; When the load state detecting means detects a light load which is a load equal to or less than a predetermined value, a switching pause means for temporarily suspending the oscillating operation of the oscillating means and providing a pause period in which the switching operation is kept in a cut-off state is provided. It is characterized by:
【0014】上記の発明によれば、DC−DCコンバー
タなどとして用いられるこのスイッチング電源回路は、
定常時には、発振手段から出力される発振信号と出力手
段からフィードバックされる出力電圧とに基づいて、ス
イッチング手段のスイッチング周波数とそのデューティ
を決定しているが、このとき同時に負荷状態検出手段に
より、出力手段に接続される負荷の大きさを検出してい
る。そして、スイッチング電源回路が待機状態などとな
って負荷状態検出手段により軽負荷が検出されると、ス
イッチング休止手段はその検出結果に基づいて発振手段
の発振動作を一時停止させることで、スイッチング手段
のスイッチング動作に遮断状態に保たれる休止期間を設
ける。According to the above invention, this switching power supply circuit used as a DC-DC converter, etc.
In a steady state, the switching frequency of the switching means and its duty are determined based on the oscillation signal output from the oscillation means and the output voltage fed back from the output means. The magnitude of the load connected to the means is detected. When a light load is detected by the load state detecting means due to the switching power supply circuit being in a standby state or the like, the switching suspending means temporarily suspends the oscillating operation of the oscillating means on the basis of the detection result, thereby enabling the switching means to operate. A quiescent period in which the switching operation is kept in the cutoff state is provided.
【0015】これにより、軽負荷時にはスイッチング手
段におけるスイッチング損失が大幅に低減されるととも
に、その制御手段での損失が抑制されるため、スイッチ
ング電源回路全体の消費電力が大幅に低減される。従っ
て、このような構成によれば、複数のコンバータ回路を
設けておいて負荷状態に応じて選択的に使用するなどの
煩雑な構造は必要なく、単一のコンバータ回路で定常負
荷から軽負荷まで対応することができる。この結果、ス
イッチング電源回路の低消費電力化を低コストかつ小型
な回路構成で実現することができる。As a result, when the load is light, the switching loss in the switching means is greatly reduced, and the loss in the control means is suppressed, so that the power consumption of the entire switching power supply circuit is greatly reduced. Therefore, according to such a configuration, there is no need for a complicated structure such as providing a plurality of converter circuits and selectively using them according to the load state. Can respond. As a result, low power consumption of the switching power supply circuit can be realized with a low cost and small circuit configuration.
【0016】請求項2に係る発明のスイッチング電源回
路は、上記課題を解決するために、請求項1に記載のス
イッチング電源回路において、上記負荷状態検出手段
は、上記出力手段に流れる電流レベルから負荷の大きさ
を検出することを特徴としている。According to a second aspect of the present invention, there is provided a switching power supply circuit according to the first aspect, wherein the load state detecting means detects a load from a current level flowing through the output means. It is characterized by detecting the size of.
【0017】上記の発明によれば、負荷状態検出手段
は、出力手段に流れる電流レベルを、例えば出力手段に
挿入した抵抗の端子間電圧から検出するなどして、負荷
の大きさを検出する。従って、電流レベルが予め定める
スイッチング電源回路の2次側電流レベル未満であると
きには軽負荷と判定して、スイッチング休止手段によっ
てスイッチング手段のスイッチング動作に休止期間を設
ける。一方、電流レベルが予め定めるスイッチング電源
回路の2次側電流レベル以上であるときには定常負荷と
判定して、通常のスイッチング動作を行わせる。According to the above invention, the load state detecting means detects the magnitude of the load by detecting the level of the current flowing through the output means, for example, from the voltage between the terminals of the resistor inserted into the output means. Therefore, when the current level is lower than the predetermined secondary-side current level of the switching power supply circuit, it is determined that the load is light, and the switching pausing unit provides a pause period for the switching operation of the switching unit. On the other hand, when the current level is equal to or higher than the predetermined secondary current level of the switching power supply circuit, it is determined that the load is a steady load, and a normal switching operation is performed.
【0018】これにより、定常負荷と軽負荷との2つの
負荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定
する回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選
択するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な
構成にすることができる。Thus, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. The power supply circuit can have a simple configuration.
【0019】請求項3に係る発明のスイッチング電源回
路は、上記課題を解決するために、請求項1に記載のス
イッチング電源回路において、上記負荷状態検出手段
は、上記スイッチング手段に流れる電流レベルから負荷
の大きさを検出することを特徴としている。According to a third aspect of the present invention, there is provided a switching power supply circuit according to the first aspect, wherein the load state detecting means determines a load from a current level flowing through the switching means. It is characterized by detecting the size of.
【0020】上記の発明によれば、負荷状態検出手段
は、スイッチング手段に流れる電流レベルを、例えばス
イッチング手段に直列に挿入した抵抗の端子間電圧から
検出するなどして、負荷の大きさを検出する。従って、
電流レベルが予め定めるスイッチング電源回路の1次側
ドレイン電流レベル未満であるときには軽負荷と判定し
て、スイッチング休止手段によってスイッチング手段の
スイッチング動作に休止期間を設ける。一方、電流レベ
ルが予め定めるスイッチング電源回路の1次側ドレイン
電流レベル以上であるときには定常負荷と判定して、通
常のスイッチング動作を行わせる。According to the above invention, the load state detecting means detects the level of the load by detecting the level of the current flowing through the switching means from, for example, the voltage between the terminals of a resistor inserted in series with the switching means. I do. Therefore,
When the current level is less than a predetermined primary drain current level of the switching power supply circuit, it is determined that the load is light, and the switching operation of the switching unit is provided with a pause period by the switching pause unit. On the other hand, when the current level is equal to or higher than the predetermined drain current level of the switching power supply circuit, it is determined that the load is a steady load, and a normal switching operation is performed.
【0021】これにより、定常負荷と軽負荷との2つの
負荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定
する回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選
択するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な
構成にすることができる。Thus, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. The power supply circuit can have a simple configuration.
【0022】請求項4に係る発明のスイッチング電源回
路は、上記課題を解決するために、請求項1に記載のス
イッチング電源回路において、上記負荷状態検出手段
は、フィードバックされる上記出力電圧から負荷の大き
さを検出することを特徴としている。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a switching power supply circuit according to the first aspect, wherein the load state detecting means is configured to detect a load from the output voltage fed back. It is characterized in that the size is detected.
【0023】上記の発明によれば、負荷の大きさが出力
手段の出力電圧に対応していることを利用して、負荷状
態検出手段に、フィードバックされる出力電圧から負荷
の大きさを検出させるようにする。従って、フィードバ
ック電圧レベルが予め定める電圧レベル以上であるとき
には軽負荷と判定して、スイッチング休止手段によって
スイッチング手段のスイッチング動作に休止期間を設け
る。一方、フィードバック電圧レベルが予め定める電圧
レベル未満であるときには定常負荷と判定して、通常の
スイッチング動作を行わせる。According to the above invention, the load state detecting means detects the load size from the output voltage fed back, utilizing the fact that the magnitude of the load corresponds to the output voltage of the output means. To do. Therefore, when the feedback voltage level is equal to or higher than the predetermined voltage level, it is determined that the load is light, and the switching pausing unit provides a pausing period for the switching operation of the switching unit. On the other hand, when the feedback voltage level is lower than the predetermined voltage level, it is determined that the load is a steady load, and a normal switching operation is performed.
【0024】これにより、定常負荷と軽負荷との2つの
負荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定
する回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選
択するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な
構成にすることができる。Thus, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. The power supply circuit can have a simple configuration.
【0025】請求項5に係る発明のスイッチング電源回
路は、上記課題を解決するために、請求項1また4に記
載のスイッチング電源回路において、上記負荷状態検出
手段は、上記デューティのサイクルレベルから負荷の大
きさを検出することを特徴としている。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a switching power supply circuit according to the first or fourth aspect of the present invention, wherein the load state detecting means determines a load from the duty cycle level. It is characterized by detecting the size of.
【0026】上記の発明によれば、負荷の大きさが制御
手段で制御されるスイッチング動作のデューティのサイ
クルレベルに対応していることを利用して、負荷状態検
出手段に、制御されるデューティのサイクルレベルから
負荷の大きさを検出させるようにする。従って、デュー
ティのサイクルレベルが予め定めるサイクルレベル未満
であるときには軽負荷と判定して、スイッチング休止手
段によってスイッチング手段のスイッチング動作に休止
期間を設ける。一方、デューティのサイクルレベルが予
め定めるサイクルレベル以上であるときには定常負荷と
判定して、通常のスイッチング動作を行わせる。According to the above-mentioned invention, the fact that the magnitude of the load corresponds to the cycle level of the duty of the switching operation controlled by the control means is used to provide the load state detection means with the duty of the controlled duty. The magnitude of the load is detected from the cycle level. Therefore, when the duty cycle level is less than the predetermined cycle level, it is determined that the load is light, and the switching pause unit provides a pause period for the switching operation of the switching unit. On the other hand, when the duty cycle level is equal to or higher than the predetermined cycle level, it is determined that the load is a steady load, and a normal switching operation is performed.
【0027】これにより、定常負荷と軽負荷との2つの
負荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定
する回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選
択するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な
構成にすることができる。With this, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. The power supply circuit can have a simple configuration.
【0028】請求項6に係る発明のスイッチング電源回
路は、上記課題を解決するために、請求項1、2、およ
び4のいずれかに記載のスイッチング電源回路におい
て、上記負荷状態検出手段により検出された負荷の大き
さが、上記制御手段の外部で電圧に変換されて入力され
るように設けられた上記制御手段のコントロール端子か
ら上記スイッチング休止手段に入力されることを特徴と
している。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a switching power supply circuit according to any one of the first, second, and fourth aspects of the present invention, wherein the load state is detected by the load state detection means. The magnitude of the load is input to the switching suspending means from a control terminal of the control means provided so as to be converted into a voltage and input outside the control means.
【0029】上記の発明によれば、負荷状態検出手段に
より検出された負荷の大きさは、電圧に変換された後、
制御手段に設けられたコントロール端子に入力され、ス
イッチング休止手段に入力される。従って、例えばコン
トロール端子電圧レベルが予め定める電圧レベル以上で
あるときには軽負荷と判定して、スイッチング休止手段
によってスイッチング手段のスイッチング動作に休止期
間を設ける一方、コントロール端子電圧レベルが予め定
める電圧レベル未満であるときには定常負荷と判定し
て、通常のスイッチング動作を行わせるようにすればよ
い。According to the above invention, the magnitude of the load detected by the load state detecting means is converted into a voltage,
The signal is input to a control terminal provided in the control means, and is input to the switching suspending means. Accordingly, for example, when the control terminal voltage level is equal to or higher than the predetermined voltage level, it is determined that the load is light, and the switching operation of the switching means is provided with a pause period by the switching pause means, while the control terminal voltage level is lower than the predetermined voltage level. In some cases, it may be determined that the load is a steady load, and a normal switching operation may be performed.
【0030】これにより、定常負荷と軽負荷との2つの
負荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定
する回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選
択するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な
構成にすることができる。Thus, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. The power supply circuit can have a simple configuration.
【0031】請求項7に係る発明のスイッチング電源用
デバイスは、上記課題を解決するために、請求項1ない
し6のいずれかに記載のスイッチング電源回路の少なく
とも上記スイッチング手段および上記制御手段が1パッ
ケージ内に封止されてなることを特徴としている。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a switching power supply device, wherein at least the switching means and the control means of the switching power supply circuit according to any one of the first to sixth aspects are in one package. It is characterized by being sealed inside.
【0032】上記の発明によれば、請求項1ないし6の
いずれかに記載のスイッチング電源回路を、少なくとも
スイッチング手段および制御手段を1パッケージ内に封
止してなるスイッチング電源用デバイスを用いて構成す
るので、実装面積を非常に小さくすることができる。According to the above invention, the switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 6 is constituted by using a switching power supply device in which at least switching means and control means are sealed in one package. Therefore, the mounting area can be made very small.
【0033】[0033]
【発明の実施の形態】〔実施の形態1〕本発明のスイッ
チング電源回路の実施の一形態について図1ないし図3
に基づいて説明すれば、以下の通りである。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiment 1 FIGS. 1 to 3 show an embodiment of a switching power supply circuit according to the present invention.
This will be described below.
【0034】図1に、本実施の形態のスイッチング電源
回路1の構成を示す。スイッチング電源回路1は、整流
ブリッジ回路2および平滑コンデンサC1からなる入力
部と、コンバータ15およびパルストランス5からなる
電圧変換部と、ダイオードD1および平滑コンデンサC
2からなる出力部と、出力検出回路20・発光ダイオー
ドD3・フォトトランジスタQ2・コンデンサC3・ダ
イオードD4・抵抗R2・ツェナーダイオードZD1・
フォトトランジスタQ3からなるフィードバック部とか
ら構成され、DC−DCコンバータとして用いられるも
のである。FIG. 1 shows a configuration of a switching power supply circuit 1 according to the present embodiment. The switching power supply circuit 1 includes an input unit including a rectifier bridge circuit 2 and a smoothing capacitor C1, a voltage conversion unit including a converter 15 and a pulse transformer 5, a diode D1, and a smoothing capacitor C1.
2 and an output detection circuit 20, an output detection circuit 20, a light emitting diode D3, a phototransistor Q2, a capacitor C3, a diode D4, a resistor R2, a Zener diode ZD1,
And a feedback section including a phototransistor Q3, and is used as a DC-DC converter.
【0035】入力部は、入力端子P1・P2間に入力さ
れる商用交流電圧をダイオードで構成される整流ブリッ
ジ回路2で整流し、これを平滑コンデンサC1で平滑化
して得られる直流電圧を電源ライン3・4間に出力する
ものである。The input section rectifies a commercial AC voltage inputted between the input terminals P1 and P2 with a rectifying bridge circuit 2 composed of diodes, and smoothes the rectified bridge voltage with a smoothing capacitor C1 to obtain a DC voltage. It is output between 3 and 4.
【0036】電圧変換部において、パルストランス(変
圧器)5は、電圧の変換比に応じた巻数に設定された1
次巻線5aと2次巻線5bとを有している。またコンバ
ータ15は、Nチャンネル型のパワーMOSFETから
なるスイッチング素子(スイッチング手段)Q1と、ダ
イオードD2・プルアップ抵抗R1・定電流源TD1・
ツェナーダイオードZD2・発振周波数休止期間回路1
1・発振回路13・PWM比較器12・基準電圧源14
・制御回路6からなるスイッチング制御回路(制御手
段)とから構成される。このコンバータ15は1パッケ
ージ内にモールドされたデバイスであり、スイッチング
素子Q1のドレインが接続される端子K1、ソースが接
続される端子K2、外部から制御信号を入力するための
端子(コントロール端子)K3、GND側電源端子とし
ての端子K4、およびVCC(電源)端子としての端子
K5を有している。In the voltage converter, the pulse transformer (transformer) 5 has a number of turns set to 1 according to the voltage conversion ratio.
It has a secondary winding 5a and a secondary winding 5b. The converter 15 includes a switching element (switching means) Q1 composed of an N-channel type power MOSFET, a diode D2, a pull-up resistor R1, a constant current source TD1,
Zener diode ZD2 and oscillation frequency idle period circuit 1
1. Oscillation circuit 13, PWM comparator 12, Reference voltage source 14
A switching control circuit (control means) comprising the control circuit 6; The converter 15 is a device molded in one package, and includes a terminal K1 to which a drain of the switching element Q1 is connected, a terminal K2 to which a source is connected, and a terminal (control terminal) K3 for inputting a control signal from outside. , A terminal K4 as a GND-side power supply terminal and a terminal K5 as a VCC (power supply) terminal.
【0037】パルストランス5の1次巻線5aとコンバ
ータ15のスイッチング素子Q1とは直列に接続されて
おり、制御回路6から出力されるゲートパルスによって
スイッチング素子Q1がスイッチング動作を行うことで
1次巻線5aに流れる電流がパルスに変換される。ダイ
オードD2とプルアップ抵抗R1とは端子K5・K4間
に直列に接続されており、該プルアップ抵抗R1と、端
子K4と電源ライン4との間に接続された後述するフォ
トトランジスタQ2との接続点10は、PWM比較器1
2の入力端子F2に接続されている。また、定電流源T
D1は端子K5・K3間に接続されており、ツェナーダ
イオードZD2は端子K3とアースラインとの間に接続
されている。また、定電流源TD1と、端子K3と電源
ライン4との間に接続された後述するコンデンサC3と
の接続点7は、PWM比較器12の入力端子F4に接続
されている。The primary winding 5a of the pulse transformer 5 and the switching element Q1 of the converter 15 are connected in series, and the switching operation of the switching element Q1 by the gate pulse output from the control circuit 6 causes the primary The current flowing through the winding 5a is converted into a pulse. The diode D2 and the pull-up resistor R1 are connected in series between the terminals K5 and K4, and the connection between the pull-up resistor R1 and a phototransistor Q2 described later connected between the terminal K4 and the power supply line 4. Point 10 is the PWM comparator 1
2 input terminal F2. Further, the constant current source T
D1 is connected between terminals K5 and K3, and zener diode ZD2 is connected between terminal K3 and the ground line. A connection point 7 between the constant current source TD1 and a capacitor C3 described later connected between the terminal K3 and the power supply line 4 is connected to the input terminal F4 of the PWM comparator 12.
【0038】上記接続点10・16は発振周波数休止期
間回路11に接続されており、発振周波数休止期間回路
11は接続点10・16の電圧に基づいて発振回路13
の発振を休止させるか否かの制御信号を発振回路13に
出力する。発振回路13は発振周波数休止期間回路11
によって発振休止を指示する制御信号が入力されない限
り、所定の周波数の発振信号を連続的に生成して出力す
る。The connection points 10 and 16 are connected to the oscillation frequency idle period circuit 11, and the oscillation frequency idle period circuit 11 outputs the oscillation circuit 13 based on the voltage at the connection points 10 and 16.
A control signal is output to the oscillating circuit 13 as to whether or not to suspend the oscillation. The oscillation circuit 13 includes the oscillation frequency idle period circuit 11
As long as the control signal for instructing the suspension of the oscillation is not input, an oscillation signal of a predetermined frequency is continuously generated and output.
【0039】発振回路13の出力端子はPWM比較器1
2の入力端子F1に接続されており、PWM比較器12
は、入力端子F1に入力される発振信号の周期で、かつ
入力端子F2に入力される接続点10の電圧、入力端子
F3に入力される基準電圧源14の基準電圧Vref
1、および入力端子F4に入力される接続点7の電圧の
うち最も低い電圧に対応したデューティのパルスを生成
して制御回路6に出力する。制御回路6は、PWM比較
器12から出力されたパルスの電圧値をスイッチング素
子Q1のゲートが駆動可能となるレベルに制御して該ゲ
ートに出力する。The output terminal of the oscillation circuit 13 is a PWM comparator 1
2 of the PWM comparator 12
Is the period of the oscillation signal input to the input terminal F1, the voltage at the node 10 input to the input terminal F2, the reference voltage Vref of the reference voltage source 14 input to the input terminal F3.
1 and a pulse having a duty corresponding to the lowest voltage among the voltages at the connection point 7 input to the input terminal F4, and outputs the generated pulse to the control circuit 6. The control circuit 6 controls the voltage value of the pulse output from the PWM comparator 12 to a level at which the gate of the switching element Q1 can be driven, and outputs the level to the gate.
【0040】出力部(出力手段)は、スイッチング素子
Q1が遮断されたときにパルストランス5の1次巻線5
aから2次巻線5bに受け渡された励磁エネルギーが2
次巻線5bの誘導起電力で放出されることにより流れる
電流を、ダイオードD1で整流して平滑コンデンサC2
で平滑化し、直流安定化電圧として出力ライン8・9間
に出力するものである。出力電圧は出力端子P3・P4
間から負荷に供給される。The output section (output means) is connected to the primary winding 5 of the pulse transformer 5 when the switching element Q1 is cut off.
a, the excitation energy passed to the secondary winding 5b is 2
The current flowing due to the induced electromotive force of the next winding 5b is rectified by the diode D1 and is smoothed by the smoothing capacitor C2.
And output as a stabilized DC voltage between the output lines 8 and 9. The output voltage is the output terminal P3 / P4
It is supplied to the load from between.
【0041】フィードバック部(負荷状態検出手段)に
おいて、出力検出回路20は出力ライン8・9間に設け
られており、例えば出力部の出力電圧や出力電流を検出
する。発光ダイオードD3は出力ライン8と出力検出回
路20との間に接続され、出力検出回路20によって検
出された出力電圧や出力電流に応じた発光強度に調整さ
れる。フォトトランジスタQ2はコンバータ15の端子
K4と電源ライン4との間に接続されるとともに、発光
ダイオードD3とフォトカプラを構成しており、発光ダ
イオードD3からの受光強度に応じてインピーダンスが
変化する。これにより、出力検出回路20の検出結果
が、接続点10の電圧にフィードバックされる。In the feedback section (load state detecting means), the output detection circuit 20 is provided between the output lines 8 and 9 and detects, for example, the output voltage and output current of the output section. The light emitting diode D3 is connected between the output line 8 and the output detection circuit 20, and is adjusted to have a light emission intensity corresponding to the output voltage or output current detected by the output detection circuit 20. The phototransistor Q2 is connected between the terminal K4 of the converter 15 and the power supply line 4 and forms a photocoupler with the light emitting diode D3. The impedance of the phototransistor Q2 changes according to the intensity of light received from the light emitting diode D3. As a result, the detection result of the output detection circuit 20 is fed back to the voltage at the connection point 10.
【0042】コンデンサC3はコンバータ15の端子K
3と電源ライン4との間に接続されている。そして、一
端が電源ライン3に接続された抵抗R2は、一端が電源
ライン4に接続されたツェナーダイオードZD1とフォ
トトランジスタQ3との並列回路に接続されており、抵
抗R2と該並列回路との接続点側をアノードとして、こ
の接続点とコンデンサC3の端子K3側の一端との間に
ダイオードD4が接続されている。フォトトランジスタ
Q3は、出力検出回路20中に設けられた図示しない発
光ダイオードとフォトカプラを構成しており、出力検出
回路20の検出結果に基づいてON・OFF動作を行
う。これにより、出力検出回路20の検出結果がコンデ
ンサC3の電圧、すなわち接続点7の電圧にフィードバ
ックされる。The capacitor C3 is connected to the terminal K of the converter 15.
3 and a power supply line 4. The resistor R2, one end of which is connected to the power supply line 3, is connected to a parallel circuit of the Zener diode ZD1 and the phototransistor Q3, one end of which is connected to the power supply line 4, and the connection between the resistor R2 and the parallel circuit. The diode D4 is connected between the connection point and one end of the capacitor C3 on the terminal K3 side with the point side as the anode. The phototransistor Q3 forms a photocoupler with a light emitting diode (not shown) provided in the output detection circuit 20, and performs an ON / OFF operation based on a detection result of the output detection circuit 20. As a result, the detection result of the output detection circuit 20 is fed back to the voltage of the capacitor C3, that is, the voltage of the connection point 7.
【0043】上記の構成のスイッチング電源回路1の動
作について以下に説明する。入力端子P1・P2間に印
加された交流電圧はまず整流ブリッジ回路2によって整
流され、平滑コンデンサC1によって平滑化される。こ
の直流電圧が電源ライン3・4間に印加されることによ
り、コンバータ15の端子K5に電源が供給され、定電
流源TD1から、また抵抗R2およびダイオードD4を
介して、コンデンサC3に充電電流が流れるとともに、
接続点7の電圧がPWM比較器12の入力端子F4に入
力される。The operation of the switching power supply circuit 1 having the above configuration will be described below. The AC voltage applied between the input terminals P1 and P2 is first rectified by the rectifying bridge circuit 2 and smoothed by the smoothing capacitor C1. When this DC voltage is applied between the power supply lines 3 and 4, power is supplied to the terminal K5 of the converter 15, and a charging current flows from the constant current source TD1 to the capacitor C3 via the resistor R2 and the diode D4. As it flows,
The voltage at the connection point 7 is input to the input terminal F4 of the PWM comparator 12.
【0044】また、前記直流電圧はダイオードD2、プ
ルアップ抵抗R1、およびフォトトランジスタQ2から
なる直列回路にも印加され、接続点10の電圧がPWM
比較器12の入力端子F2に入力される。The DC voltage is also applied to a series circuit including a diode D2, a pull-up resistor R1, and a phototransistor Q2.
The signal is input to the input terminal F2 of the comparator 12.
【0045】PWM比較器12は、発振回路13から入
力端子F1に入力される発振信号の周期で、かつ入力端
子F2・F3・F4に入力される3つの電圧のうち最も
低い電圧に基づいたデューティのパルスを生成して出力
する。起動時にはコンデンサC3の端子間電圧、すなわ
ち端子K3におけるコントロール端子電圧CAが0から
徐々に立ち上がるため、入力端子F4に入力される電圧
で決定されるデューティのパルスが出力されてソフトス
タートが行われる。このパルスは制御回路6で定電圧化
された後スイッチング素子Q1のゲートに入力され、こ
のゲートパルスによりスイッチング素子Q1が導通/遮
断される。スイッチング素子Q1の導通時にはパルスト
ランス5の1次巻線5aに電流が流れて励磁エネルギー
が蓄積され、遮断時にはこのエネルギーが2次巻線5b
で誘導起電力によって放出されるため、この起電力によ
って流れる電流がダイオードD1、平滑コンデンサC2
によって整流・平滑化され、出力端子P3・P4間から
安定化された直流電圧が出力される。The PWM comparator 12 has a duty cycle based on the period of the oscillation signal input from the oscillation circuit 13 to the input terminal F1 and the lowest voltage among the three voltages input to the input terminals F2, F3 and F4. The pulse is generated and output. At the time of startup, the voltage between the terminals of the capacitor C3, that is, the control terminal voltage CA at the terminal K3 gradually rises from 0, so that a pulse having a duty determined by the voltage input to the input terminal F4 is output and soft start is performed. This pulse is made into a constant voltage by the control circuit 6 and then inputted to the gate of the switching element Q1, and the switching pulse of the switching element Q1 is turned on / off by this gate pulse. When the switching element Q1 is turned on, a current flows through the primary winding 5a of the pulse transformer 5 and the excitation energy is accumulated.
Is discharged by the induced electromotive force, the current flowing by this electromotive force is applied to the diode D1 and the smoothing capacitor C2.
Rectified and smoothed, and a stabilized DC voltage is output from between the output terminals P3 and P4.
【0046】起動後、コンデンサC3の端子間電圧は徐
々に上昇し、充電が完了して定常状態になると、入力端
子F2に入力される接続点10の電圧、あるいは入力端
子F3に入力される基準電圧Vref1の電圧が最も低
くなる。一方、2次側で出力検出回路20によって検出
された出力電圧が所定値よりも高い(低い)ときには発
光ダイオードD3の発光強度を増加(減少)させてフォ
トトランジスタQ2のインピーダンスを減少(増大)さ
せる。これにより接続点10の電圧が低下(上昇)し、
接続点10の電圧が基準電圧Vref1よりも低い場合
には、上記電圧低下(上昇)分に応じてデューティが小
さく(大きく)なるよう調整されたパルスがPWM比較
器12から出力される。これにより、出力電圧の定電圧
化が行われる。After the start, the voltage between the terminals of the capacitor C3 gradually rises, and when the charging is completed and a steady state is reached, the voltage at the connection point 10 input to the input terminal F2 or the reference voltage input to the input terminal F3. The voltage of the voltage Vref1 becomes the lowest. On the other hand, when the output voltage detected by the output detection circuit 20 on the secondary side is higher (lower) than a predetermined value, the light emitting intensity of the light emitting diode D3 is increased (decreased) to decrease (increase) the impedance of the phototransistor Q2. . As a result, the voltage at the connection point 10 decreases (increases),
When the voltage at the connection point 10 is lower than the reference voltage Vref1, the PWM comparator 12 outputs a pulse adjusted so that the duty is reduced (increased) in accordance with the voltage decrease (increase). Thus, the output voltage is made constant.
【0047】負荷が所定値よりも大きい定常負荷のとき
には、出力検出回路20の発光ダイオードは発光するよ
うに制御され、この結果フォトトランジスタQ3がON
状態となって、接続点7の電圧がツェナーダイオードZ
D2のツェナー電圧に等しくなる。発振周波数休止期間
回路11には動作・非動作を決めるしきい値があり、こ
のときの接続点10の電圧はしきい値よりも高く、また
接続点7の電圧はしきい値よりも低くなるように設定さ
れており、この設定で発振周波数休止期間回路11は動
作しない論理となっている。これにより、発振周波数休
止期間回路11からは発振回路13を通常動作させる制
御信号が出力され、発振回路13は例えば図2(b)に
示すような三角波を連続して出力する。When the load is a steady load larger than a predetermined value, the light emitting diode of the output detection circuit 20 is controlled to emit light, and as a result, the phototransistor Q3 is turned on.
State, and the voltage at the node 7 becomes the Zener diode Z
It becomes equal to the Zener voltage of D2. The oscillation frequency idle period circuit 11 has a threshold value for determining the operation or non-operation. At this time, the voltage at the connection point 10 is higher than the threshold value, and the voltage at the connection point 7 is lower than the threshold value. The logic is such that the oscillation frequency idle period circuit 11 does not operate with this setting. As a result, a control signal for normally operating the oscillation circuit 13 is output from the oscillation frequency pause period circuit 11, and the oscillation circuit 13 continuously outputs, for example, a triangular wave as shown in FIG.
【0048】一方、負荷が所定値よりも小さい軽負荷に
なると、出力検出回路20の発光ダイオードは発光しな
いように制御され、この結果フォトトランジスタQ3が
OFF状態、ツェナーダイオードZD1がON状態とな
って、接続点7の電圧が(ツェナーダイオードZD1の
ツェナー電圧)−(ダイオードD4の電圧)に上昇す
る。このときの接続点10の電圧はしきい値よりも低
く、また接続点7の電圧はしきい値よりも高くなるよう
に設定されており、この設定で発振周波数休止期間回路
11が動作する論理となっている。これにより、発振周
波数休止期間回路11からは発振回路13の発振に休止
期間を設ける制御信号が出力され、発振回路13は軽負
荷の間に図2(a)に示すように発振の休止期間が設け
られた三角波を出力する。従って、これに伴いスイッチ
ング素子Q1は一定期間遮断された状態で休止するよう
なスイッチング動作を行う。On the other hand, when the load becomes a light load smaller than the predetermined value, the light emitting diode of the output detection circuit 20 is controlled so as not to emit light. As a result, the phototransistor Q3 is turned off and the Zener diode ZD1 is turned on. , The voltage at the connection point 7 rises to (the Zener voltage of the Zener diode ZD1) − (the voltage of the diode D4). At this time, the voltage at the connection point 10 is set to be lower than the threshold value, and the voltage at the connection point 7 is set to be higher than the threshold value. It has become. As a result, the oscillation frequency idle period circuit 11 outputs a control signal for providing an idle period to the oscillation of the oscillation circuit 13, and the oscillation circuit 13 outputs the oscillation idle period during a light load as shown in FIG. Outputs the provided triangular wave. Accordingly, accordingly, the switching element Q1 performs a switching operation in which the switching element Q1 is stopped in a state of being cut off for a certain period.
【0049】これにより、軽負荷時にはスイッチング素
子Q1におけるスイッチング損失が大幅に低減されると
ともに、休止期間を設けた分、スイッチング制御回路で
の損失が抑制されるため、スイッチング電源回路1全体
の消費電力は非常に小さいものとなる。従って、このよ
うな構成によれば、複数のコンバータ回路を設けておい
て負荷状態に応じて選択的に使用するなどの煩雑な構造
は必要なく、単一のコンバータ回路で定常負荷から軽負
荷まで対応することができる。この結果、スイッチング
電源回路の低消費電力化を低コストかつ小型な回路構成
で実現することができる。As a result, when the load is light, the switching loss in the switching element Q1 is significantly reduced, and the loss in the switching control circuit is suppressed by the provision of the idle period. Will be very small. Therefore, according to such a configuration, there is no need for a complicated structure such as providing a plurality of converter circuits and selectively using them according to the load state. Can respond. As a result, low power consumption of the switching power supply circuit can be realized with a low cost and small circuit configuration.
【0050】次に、上述したコンバータ(スイッチング
電源用デバイス)15のパッケージ形態について以下に
説明する。図3にコンバータ15のパッケージ構造を示
す。前述のダイオードD2、プルアップ抵抗R1、定電
流源TD1、ツェナーダイオードZD2、発振周波数休
止期間回路11、発振回路13、PWM比較器12、基
準電圧源14、および制御回路6からなるスイッチング
制御回路は集積回路チップ19内に形成されており、こ
の集積回路チップ19はセラミック基板17に搭載され
ている。集積回路チップ19を搭載したセラミック基板
17およびスイッチング素子Q1は樹脂などで一体に封
止されている。Next, the package form of the converter (switching power supply device) 15 will be described below. FIG. 3 shows a package structure of the converter 15. The switching control circuit including the diode D2, the pull-up resistor R1, the constant current source TD1, the zener diode ZD2, the oscillation frequency idle period circuit 11, the oscillation circuit 13, the PWM comparator 12, the reference voltage source 14, and the control circuit 6 It is formed in an integrated circuit chip 19, which is mounted on a ceramic substrate 17. The ceramic substrate 17 on which the integrated circuit chip 19 is mounted and the switching element Q1 are integrally sealed with resin or the like.
【0051】パワーMOSFET(金属酸化膜半導体)
で実現されるスイッチング素子Q1において、前記パル
ストランス5の1次巻線5aに接続されるドレインはリ
ードフレーム18から端子K1に接続されている。ま
た、端子K2はスイッチング素子Q1のソースおよびコ
ンバータ15の接地ラインに接続され、端子K3は図1
におけるコンデンサC3に接続されて制御回路6への入
力信号となるコントロール端子電圧CAが入力される。
さらに、端子K4は前記フォトトランジスタQ2のコレ
クタに接続され、端子K5は電源ライン3に接続され
る。Power MOSFET (metal oxide semiconductor)
, The drain connected to the primary winding 5a of the pulse transformer 5 is connected from the lead frame 18 to the terminal K1. The terminal K2 is connected to the source of the switching element Q1 and the ground line of the converter 15, and the terminal K3 is connected to the terminal shown in FIG.
The control terminal voltage CA which is connected to the capacitor C3 and becomes an input signal to the control circuit 6 is input.
Further, the terminal K4 is connected to the collector of the phototransistor Q2, and the terminal K5 is connected to the power supply line 3.
【0052】スイッチング素子Q1およびスイッチング
制御回路を1パッケージ内に封止したこのようなスイッ
チング電源用デバイスを用いてスイッチング電源回路1
を構成することにより、実装面積を非常に小さくするこ
とができる。The switching power supply circuit 1 is formed by using such a switching power supply device in which the switching element Q1 and the switching control circuit are sealed in one package.
, The mounting area can be made very small.
【0053】〔実施の形態2〕本発明のスイッチング電
源回路の他の実施の形態について図4に基づいて説明す
れば、以下の通りである。なお、前記実施の形態1で述
べた構成要素と同一の機能を有する構成要素については
同一の符号を付し、その説明を省略する。[Second Embodiment] The following will describe another embodiment of the switching power supply circuit of the present invention with reference to FIG. Components having the same functions as those described in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
【0054】図4に示すように、本実施の形態のスイッ
チング電源回路21は、実施の形態1で述べたスイッチ
ング電源回路1における出力検出回路11を出力電圧検
出部と出力電流検出部とから構成したものである。ま
た、出力電流検出部からのフィードバックを受けるフォ
トトランジスタQ5が発振周波数休止期間回路11に接
続されるとともに、ツェナーダイオードZD2を省略
し、端子K3の外部にはコンデンサC3のみが接続され
るようにして接続点7の電圧をPWM比較器12にのみ
入力するようにしたものである。さらに、接続点10の
電圧もPWM比較器12にのみ入力される。As shown in FIG. 4, the switching power supply circuit 21 of the present embodiment has the output detection circuit 11 in the switching power supply circuit 1 described in the first embodiment composed of an output voltage detection section and an output current detection section. It was done. In addition, the phototransistor Q5 receiving the feedback from the output current detector is connected to the oscillation frequency idle period circuit 11, the zener diode ZD2 is omitted, and only the capacitor C3 is connected outside the terminal K3. The configuration is such that the voltage at the connection point 7 is input only to the PWM comparator 12. Further, the voltage at the connection point 10 is also input only to the PWM comparator 12.
【0055】出力検出回路11において、出力電圧検出
部は抵抗R3・R4およびシャントレギュレータSR1
からなり、出力電圧を検出して接続点10の電圧にフィ
ードバックする。抵抗R3・R4は、出力ライン8・9
間に直列接続された分圧抵抗であり、それらの接続点は
シャントレギュレータSR1のR端子に接続されてい
る。シャントレギュレータSR1は発光ダイオードD3
のカソードと出力ライン9との間に接続されている。In the output detecting circuit 11, the output voltage detecting section includes the resistors R3 and R4 and the shunt regulator SR1.
The output voltage is detected and fed back to the voltage at the connection point 10. The resistors R3 and R4 are connected to the output lines 8.9
The voltage dividing resistors are connected in series between them, and their connection points are connected to the R terminal of the shunt regulator SR1. The shunt regulator SR1 is a light emitting diode D3
And the output line 9.
【0056】出力電圧が上昇すると、抵抗R3・R4に
よる分圧が大きくなり、シャントレギュレータSR1は
発光ダイオードD3のカソード電圧を低下させるように
出力を調整する。これにより発光ダイオードD3の発光
強度が増大してフォトトランジスタQ2のインピーダン
スが減少し、接続点10の電圧が低下する。一方、出力
電圧が低下すると、抵抗R3・R4による分圧が小さく
なり、シャントレギュレータSR1は発光ダイオードD
3のカソード電圧を上昇させるように出力を調整する。
これにより発光ダイオードD3の発光強度が減少してフ
ォトトランジスタQ2のインピーダンスが増大し、接続
点10の電圧が上昇する。When the output voltage increases, the voltage divided by the resistors R3 and R4 increases, and the shunt regulator SR1 adjusts the output so as to reduce the cathode voltage of the light emitting diode D3. As a result, the light emission intensity of the light emitting diode D3 increases, the impedance of the phototransistor Q2 decreases, and the voltage at the connection point 10 decreases. On the other hand, when the output voltage decreases, the voltage division by the resistors R3 and R4 decreases, and the shunt regulator SR1 switches the light emitting diode D
The output is adjusted so as to increase the cathode voltage of No. 3.
As a result, the light emission intensity of the light emitting diode D3 decreases, the impedance of the phototransistor Q2 increases, and the voltage at the connection point 10 increases.
【0057】出力電流検出部は、抵抗R5・R6・R7
・R8、比較器16、トランジスタQ4、および発光ダ
イオードD5からなり、出力電流を検出してフォトトラ
ンジスタQ5から発振周波数休止期間回路11への入力
電圧にフィードバックする。抵抗R7は出力ライン9上
に挿入されており、その一端は比較器16の非反転入力
端子に接続されている。抵抗R5・R6は、出力ライン
8と抵抗R7の他端との間に直列接続された分圧抵抗で
あり、それらの接続点は比較器16の反転入力端子に接
続されている。抵抗R8、発光ダイオードD5、および
トランジスタQ4は出力ライン8・9間に直列接続され
ており、トランジスタQ4のベースは比較器16の出力
端子に接続されている。また、発光ダイオードD5はフ
ォトトランジスタQ5とフォトカプラを構成している。The output current detecting section includes resistors R5, R6, R7
R8, comparator 16, transistor Q4, and light emitting diode D5. The output current is detected and fed back from the phototransistor Q5 to the input voltage to the oscillation frequency idle period circuit 11. The resistor R7 is inserted on the output line 9 and one end thereof is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 16. The resistors R5 and R6 are voltage-dividing resistors connected in series between the output line 8 and the other end of the resistor R7, and their connection points are connected to the inverting input terminal of the comparator 16. The resistor R8, the light emitting diode D5, and the transistor Q4 are connected in series between the output lines 8.9, and the base of the transistor Q4 is connected to the output terminal of the comparator 16. The light emitting diode D5 forms a photocoupler with the phototransistor Q5.
【0058】出力電流、すなわち負荷電流が予め定めた
2次側電流レベルよりも大きい定常時には、抵抗R7の
高電位側の一端の電圧が抵抗R5・R6による分圧より
も大きくなり、比較器16はHighレベルの電圧を出
力してトランジスタQ4をON状態にする。これによ
り、発光ダイオードD5のカソード電圧が低下して発光
ダイオードD5が発光し、フォトトランジスタQ5がO
N状態となってフォトトランジスタQ5から発振周波数
休止期間回路11への入力電圧がLowレベルになる。In a steady state where the output current, that is, the load current is larger than a predetermined secondary current level, the voltage at one end on the high potential side of the resistor R7 becomes larger than the voltage divided by the resistors R5 and R6. Outputs a high level voltage to turn on the transistor Q4. As a result, the cathode voltage of the light emitting diode D5 decreases, and the light emitting diode D5 emits light.
The state becomes the N state, and the input voltage from the phototransistor Q5 to the oscillation frequency pause period circuit 11 becomes Low level.
【0059】一方、出力電流が上記2次側電流レベルよ
りも小さい軽負荷時には、抵抗R7の高電位側の一端の
電圧が抵抗R5・R6による分圧よりも小さくなり、比
較器16はLowレベルの電圧を出力してトランジスタ
Q4をOFF状態にする。これにより、発光ダイオード
D5のカソード電圧が上昇して発光ダイオードD5は発
光せず、フォトトランジスタQ5がOFF状態となって
フォトトランジスタQ5から発振周波数休止期間回路1
1への入力電圧がHighレベルになる。On the other hand, at a light load when the output current is smaller than the secondary current level, the voltage at one end on the high potential side of the resistor R7 becomes smaller than the voltage divided by the resistors R5 and R6, and the comparator 16 outputs a low level. To turn off the transistor Q4. As a result, the cathode voltage of the light emitting diode D5 increases, the light emitting diode D5 does not emit light, the phototransistor Q5 is turned off, and the oscillation frequency pause period circuit 1
The input voltage to 1 goes high.
【0060】以上の構成のスイッチング電源回路21に
おいて、定常負荷のときにはフォトトランジスタQ5か
ら発振周波数休止期間回路11への入力電圧がしきい値
より低くなって、発振周波数休止期間回路11は動作し
ない論理となっている。軽負荷のときにはフォトトラン
ジスタQ5から発振周波数休止期間回路11への入力電
圧がしきい値より高くなって、発振周波数休止期間回路
11が動作する論理となっている。In the switching power supply circuit 21 having the above configuration, the input voltage from the phototransistor Q5 to the oscillation frequency idle period circuit 11 becomes lower than the threshold value when the load is a steady load, and the oscillation frequency idle period circuit 11 does not operate. It has become. When the load is light, the input voltage from the phototransistor Q5 to the oscillation frequency idle period circuit 11 becomes higher than the threshold value, and the logic is such that the oscillation frequency idle period circuit 11 operates.
【0061】このように、本実施の形態のスイッチング
電源回路21によれば、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができる。As described above, according to the switching power supply circuit 21 of the present embodiment, the circuit for setting the idle period of the switching operation for the two load states of the steady load and the light load is incorporated in the normal circuit. Since it is only necessary to select whether or not to operate, the switching power supply circuit can have a simple configuration.
【0062】また、実施の形態1と同様に、本実施の形
態におけるコンバータ15を1つのパッケージに封止す
ることができるのはもちろんである。Further, as in the first embodiment, the converter 15 of the present embodiment can be sealed in one package.
【0063】〔実施の形態3〕本発明のスイッチング電
源回路のさらに他の実施の形態について図5に基づいて
説明すれば、以下の通りである。なお、前記実施の形態
1および2で述べた構成要素と同一の機能を有する構成
要素については同一の符号を付し、その説明を省略す
る。Third Embodiment A third embodiment of the switching power supply circuit of the present invention will be described below with reference to FIG. Note that components having the same functions as those described in the first and second embodiments are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
【0064】図5に示すように、本実施の形態のスイッ
チング電源回路31は、実施の形態1で述べたスイッチ
ング電源回路1のコンバータ15内に、スイッチング素
子Q1の電流、すなわち1次側電流を検出して発振周波
数休止期間回路11への入力電圧にフィードバックする
1次側電流検出回路を有する構成である。これに伴い、
ツェナーダイオードZD2を省略し、端子K3の外部に
はコンデンサC3のみが接続されるようにして、接続点
7の電圧をPWM比較器12にのみ入力するようにして
ある。1次側電流検出回路は負荷状態検出手段の一部を
構成している。As shown in FIG. 5, the switching power supply circuit 31 according to the present embodiment stores the current of the switching element Q1, that is, the primary side current in the converter 15 of the switching power supply circuit 1 described in the first embodiment. It has a primary side current detection circuit that detects and feeds back to the input voltage to the oscillation frequency idle period circuit 11. Along with this,
The zener diode ZD2 is omitted, and only the capacitor C3 is connected to the outside of the terminal K3, so that the voltage at the connection point 7 is input only to the PWM comparator 12. The primary side current detection circuit constitutes a part of the load state detection means.
【0065】1次側電流検出回路は、抵抗R9・R10
およびコンデンサC4からなる。抵抗R9はスイッチン
グ素子Q1のソースと端子K2との間に設けられ、これ
と並列に抵抗R10とコンデンサC4との直列回路が設
けられている。また、抵抗R10とコンデンサC4との
接続点32は発振周波数休止期間回路11に接続されて
いる。The primary side current detection circuit includes resistors R9 and R10
And a capacitor C4. The resistor R9 is provided between the source of the switching element Q1 and the terminal K2, and a series circuit of the resistor R10 and the capacitor C4 is provided in parallel with the resistor R9. A connection point 32 between the resistor R10 and the capacitor C4 is connected to the oscillation frequency idle period circuit 11.
【0066】スイッチング素子Q1を流れる1次側電流
は2次側の出力電流に対応しているため、上記1次側電
流検出回路は、この1次側電流を抵抗R9の端子間電圧
に変換し、コンデンサC4で平滑して接続点32の電圧
にフィードバックする。定常負荷の場合は1次側電流が
予め定める1次側ドレイン電流レベルよりも大きいた
め、抵抗R9の端子間電圧は大きく、接続点32の電圧
は高くなって発振周波数休止期間回路11にHighレ
ベルの電圧が入力される。軽負荷の場合は1次側電流が
上記1次側ドレイン電流レベルよりも小さいため、抵抗
R9の端子間電圧は小さく、接続点32の電圧は低くな
って発振周波数休止期間回路11にLowレベルの電圧
が入力される。Since the primary side current flowing through the switching element Q1 corresponds to the secondary side output current, the primary side current detection circuit converts this primary side current into a voltage between terminals of the resistor R9. , Smoothed by the capacitor C4 and fed back to the voltage at the connection point 32. In the case of a steady load, since the primary current is larger than a predetermined primary drain current level, the voltage between the terminals of the resistor R9 is large, the voltage at the connection point 32 is high, and the oscillation frequency idle period circuit 11 is at a high level. Is input. In the case of a light load, the primary-side current is smaller than the primary-side drain current level, the voltage between the terminals of the resistor R9 is small, the voltage at the connection point 32 is low, and the oscillation frequency idle period circuit 11 Voltage is input.
【0067】上記の構成のスイッチング電源回路31に
おいて、定常負荷のときには接続点10・32の電圧が
ともにしきい値より高くなって、発振周波数休止期間回
路11は動作しない論理となっている。一方、軽負荷の
ときには接続点10・32の電圧がともにしきい値より
低くなって、発振周波数休止期間回路11が動作する論
理となっている。In the switching power supply circuit 31 having the above configuration, the logic is such that the voltage at the connection points 10 and 32 both becomes higher than the threshold value when the load is steady and the oscillation frequency idle period circuit 11 does not operate. On the other hand, when the load is light, the voltages at the connection points 10 and 32 are both lower than the threshold value, so that the oscillation frequency idle period circuit 11 operates.
【0068】なお、起動時には、ソフトスタートによっ
て1次側電流が小さく、接続点32の電圧がしきい値よ
り低い期間が存在するが、このとき出力電圧が低いこと
により接続点10の電圧がしきい値より高くなるので、
発振周波数休止期間回路11を動作させないようにする
ことができる。At the time of startup, there is a period in which the primary side current is small due to soft start and the voltage at the node 32 is lower than the threshold value. At this time, the voltage at the node 10 is reduced due to the low output voltage. Will be higher than the threshold,
The oscillation frequency idle period circuit 11 can be prevented from operating.
【0069】このように、本実施の形態のスイッチング
電源回路31によれば、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができる。As described above, according to the switching power supply circuit 31 of the present embodiment, the circuit for setting the idle period of the switching operation for the two load states of the steady load and the light load is incorporated in the normal circuit. Since it is only necessary to select whether or not to operate, the switching power supply circuit can have a simple configuration.
【0070】また、実施の形態1と同様に、本実施の形
態におけるコンバータ15を1つのパッケージに封止す
ることができるのはもちろんである。Further, as in the first embodiment, it is needless to say that converter 15 in the present embodiment can be sealed in one package.
【0071】〔実施の形態4〕本発明のスイッチング電
源回路のさらに他の実施の形態について図6に基づいて
説明すれば、以下の通りである。なお、前記実施の形態
1ないし3で述べた構成要素と同一の機能を有する構成
要素については同一の符号を付し、その説明を省略す
る。[Embodiment 4] Still another embodiment of the switching power supply circuit of the present invention will be described below with reference to FIG. Note that components having the same functions as those described in the first to third embodiments are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
【0072】図6に示すように、本実施の形態のスイッ
チング電源回路41は、実施の形態3で述べたスイッチ
ング電源回路31の出力検出回路11を抵抗R3・R4
およびシャントレギュレータSR1で構成し、1次側電
流検出回路を省略して出力電圧を接続点10の電圧にフ
ィードバックするようにしたものである。As shown in FIG. 6, the switching power supply circuit 41 of the present embodiment is configured such that the output detection circuit 11 of the switching power supply circuit 31 described in the third embodiment is connected to the resistors R3 and R4.
And a shunt regulator SR1 in which the primary side current detection circuit is omitted and the output voltage is fed back to the voltage at the connection point 10.
【0073】抵抗R3・R4およびシャントレギュレー
タSR1によって出力電圧を検出し、接続点10の電圧
にフィードバックする動作は実施の形態2で述べた通り
である。この場合、定常負荷のときには出力電圧が低い
ので、接続点10の電圧はしきい値より高くなって、発
振周波数休止期間回路11は動作しない論理となってい
る。一方、軽負荷のときには出力電圧が高くなるので、
接続点10の電圧はしきい値より低くなって、発振周波
数休止期間回路11が動作する論理となっている。The operation of detecting the output voltage by the resistors R3 and R4 and the shunt regulator SR1 and feeding it back to the voltage at the connection point 10 is as described in the second embodiment. In this case, since the output voltage is low at the time of a steady load, the voltage at the connection point 10 becomes higher than the threshold value, and the logic is such that the oscillation frequency idle period circuit 11 does not operate. On the other hand, when the load is light, the output voltage increases.
The voltage at the connection point 10 is lower than the threshold value, and the logic is such that the oscillation frequency idle period circuit 11 operates.
【0074】このように、本実施の形態のスイッチング
電源回路41によれば、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができる。As described above, according to the switching power supply circuit 41 of the present embodiment, the circuit for setting the idle period of the switching operation for the two load states of the steady load and the light load is incorporated in the normal circuit. Since it is only necessary to select whether or not to operate, the switching power supply circuit can have a simple configuration.
【0075】また、実施の形態1と同様に、本実施の形
態におけるコンバータ15を1つのパッケージに封止す
ることができるのはもちろんである。Further, as in the first embodiment, it is needless to say that converter 15 in the present embodiment can be sealed in one package.
【0076】〔実施の形態5〕本発明のスイッチング電
源回路のさらに他の実施の形態について図7に基づいて
説明すれば、以下の通りである。なお、前記実施の形態
1ないし4で述べた構成要素と同一の機能を有する構成
要素については同一の符号を付し、その説明を省略す
る。[Fifth Embodiment] Still another embodiment of the switching power supply circuit of the present invention is described below with reference to FIG. Components having the same functions as the components described in the first to fourth embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【0077】図7に示すように、本実施の形態のスイッ
チング電源回路51は、実施の形態4で述べたスイッチ
ング電源回路41のコンバータ15内におけるPWM比
較器12の出力端子と発振周波数休止期間回路11との
間に、PWM比較器12から出力されるパルスのデュー
ティのサイクルを検出するデューティサイクル検出回路
52を設けたものである。デューティサイクル検出回路
52は負荷状態検出手段の一部を構成している。As shown in FIG. 7, the switching power supply circuit 51 of the present embodiment comprises an output terminal of the PWM comparator 12 in the converter 15 of the switching power supply circuit 41 described in the fourth embodiment and an oscillation frequency idle period circuit. 11 is provided with a duty cycle detection circuit 52 for detecting the duty cycle of the pulse output from the PWM comparator 12. The duty cycle detection circuit 52 forms a part of the load state detection means.
【0078】この場合、定常負荷のときにはデューティ
サイクルが長いので、デューティサイクル検出回路52
はこれを検出して、HighレベルあるいはLowレベ
ルの電圧を発振周波数検出回路11に出力する。一方、
軽負荷のときにはデューティサイクルが短いので、デュ
ーティサイクル検出回路52はこれを検出して、定常負
荷のときにHighレベルの電圧を出力した場合にはL
owレベルの電圧を、定常負荷のときにLowレベルの
電圧を出力した場合にはHighレベルの電圧を発振周
波数検出回路11に出力する。In this case, since the duty cycle is long at the time of a steady load, the duty cycle detection circuit 52
Detects this, and outputs a High-level or Low-level voltage to the oscillation frequency detection circuit 11. on the other hand,
Since the duty cycle is short when the load is light, the duty cycle detection circuit 52 detects this, and when a high-level voltage is output during a steady load, L
When a low-level voltage is output under a steady load, a high-level voltage is output to the oscillation frequency detection circuit 11.
【0079】従って、定常負荷のときには接続点10の
電圧はしきい値より高くなり、またデューティサイクル
検出回路52からの出力電圧はしきい値より高く(低
く)なって、発振周波数休止期間回路11は動作しない
論理となっている。軽負荷のときには接続点10の電圧
はしきい値より低くなり、またデューティサイクル検出
回路52からの出力電圧はしきい値より低く(高く)な
って、発振周波数休止期間回路11が動作する論理とな
っている。Therefore, at a steady load, the voltage at the node 10 becomes higher than the threshold value, and the output voltage from the duty cycle detection circuit 52 becomes higher (lower) than the threshold value, and the oscillation frequency idle period circuit 11 Is not working logic. When the load is light, the voltage at the node 10 becomes lower than the threshold value, and the output voltage from the duty cycle detection circuit 52 becomes lower (higher) than the threshold value. Has become.
【0080】なお、起動時には、ソフトスタートによっ
てデューティサイクルの短い期間が存在するが、このと
き出力電圧が低いことにより接続点10の電圧がしきい
値より高くなるので、発振周波数休止期間回路11を動
作させないようにすることができる。At the time of startup, there is a period in which the duty cycle is short due to the soft start. At this time, the voltage at the node 10 becomes higher than the threshold value due to the low output voltage. It can be disabled.
【0081】このように、本実施の形態のスイッチング
電源回路51によれば、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができる。As described above, according to the switching power supply circuit 51 of the present embodiment, the circuit for setting the idle period of the switching operation for the two load states of the steady load and the light load is incorporated in the normal circuit. Since it is only necessary to select whether or not to operate, the switching power supply circuit can have a simple configuration.
【0082】また、実施の形態1と同様に、本実施の形
態におけるコンバータ15を1つのパッケージに封止す
ることができるのはもちろんである。Further, as in the first embodiment, it is needless to say that converter 15 in the present embodiment can be sealed in one package.
【0083】〔実施の形態6〕本発明のスイッチング電
源回路のさらに他の実施の形態について図8に基づいて
説明すれば、以下の通りである。なお、前記実施の形態
1ないし5で述べた構成要素と同一の機能を有する構成
要素については同一の符号を付し、その説明を省略す
る。[Embodiment 6] Still another embodiment of the switching power supply circuit of the present invention will be described below with reference to FIG. Note that components having the same functions as those described in the first to fifth embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
【0084】図8に示すように、本実施の形態のスイッ
チング電源回路61は、実施の形態1で述べたスイッチ
ング電源回路1において、出力検出回路20を実施の形
態2で述べたものと同一とし、さらに接続点10の電圧
をPWM比較器12にのみ入力するように構成したもの
である。As shown in FIG. 8, the switching power supply circuit 61 according to the present embodiment is the same as the switching power supply circuit 1 described in the first embodiment except that the output detection circuit 20 is the same as that described in the second embodiment. , And the voltage at the connection point 10 is input only to the PWM comparator 12.
【0085】すなわち、抵抗R5・R6・R7・R8、
比較器16、トランジスタQ4、および発光ダイオード
D5からなる出力電流検出部によって検出した出力電流
のフィードバックのみにより、発振周波数休止期間回路
11の動作・非動作を制御する。That is, the resistors R5, R6, R7, R8,
The operation / non-operation of the oscillation frequency idle period circuit 11 is controlled only by the feedback of the output current detected by the output current detection unit including the comparator 16, the transistor Q4, and the light emitting diode D5.
【0086】この場合、定常負荷のときには、接続点7
の電圧はしきい値よりも低くなって、発振周波数休止期
間回路11は動作しない論理となっている。一方、軽負
荷のときには、接続点7の電圧はしきい値よりも高くな
って、発振周波数休止期間回路11が動作する論理とな
っている。In this case, at a steady load, the connection point 7
Is lower than the threshold value, so that the oscillation frequency idle period circuit 11 does not operate. On the other hand, when the load is light, the voltage at the node 7 becomes higher than the threshold value, and the logic is such that the oscillation frequency idle period circuit 11 operates.
【0087】このように、本実施の形態のスイッチング
電源回路61によれば、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができる。As described above, according to the switching power supply circuit 61 of the present embodiment, the circuit for setting the idle period of the switching operation for the two load states of the steady load and the light load is incorporated in the normal circuit. Since it is only necessary to select whether or not to operate, the switching power supply circuit can have a simple configuration.
【0088】また、実施の形態1と同様に、本実施の形
態におけるコンバータ15を1つのパッケージに封止す
ることができるのはもちろんである。Further, as in the first embodiment, the converter 15 of the present embodiment can be sealed in one package.
【0089】[0089]
【発明の効果】請求項1に係る発明のスイッチング電源
回路は、以上のように、変圧器の1次側に入力される直
流電圧をスイッチングして2次側にパルスとして出力さ
せるスイッチング手段と、上記パルスを平滑化して得ら
れる直流電圧を負荷へ出力する出力手段と、上記出力手
段からの出力電圧をフィードバックし、発振動作を行う
発振手段から出力される発振信号とフィードバックされ
た上記出力電圧とに基づいて上記スイッチング手段を所
定の周波数およびデューティでスイッチング動作させる
ように制御する制御手段とを有するスイッチング電源回
路において、負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段
を有し、上記制御手段は上記負荷状態検出手段が所定値
以下の負荷である軽負荷を検出したときに、上記発振手
段の発振動作を一時停止させて上記スイッチング動作に
遮断状態に保たれる休止期間を設けるスイッチング休止
手段を有する構成である。According to the first aspect of the present invention, there is provided a switching power supply circuit for switching a DC voltage input to a primary side of a transformer and outputting a pulse to a secondary side as described above, Output means for outputting a DC voltage obtained by smoothing the pulse to a load, and feedback of the output voltage from the output means, an oscillation signal output from an oscillation means for performing an oscillating operation, and the output voltage fed back; And a control means for controlling the switching means to perform a switching operation at a predetermined frequency and duty based on the switching power supply circuit, further comprising: a load state detection means for detecting a magnitude of a load; When the load state detecting means detects a light load that is equal to or less than a predetermined value, the oscillation operation of the oscillating means is stopped. Is stopped is configured to have a switching pause means for providing a pause period to be kept in the interrupted state to the switching operation.
【0090】それゆえ、軽負荷時にはスイッチング手段
におけるスイッチング損失が大幅に低減されるととも
に、その制御手段での損失が抑制されるため、スイッチ
ング電源回路全体の消費電力が大幅に低減される。従っ
て、このような構成によれば、複数のコンバータ回路を
設けておいて負荷状態に応じて選択的に使用するなどの
煩雑な構造は必要なく、単一のコンバータ回路で定常負
荷から軽負荷まで対応することができる。この結果、ス
イッチング電源回路の低消費電力化を低コストかつ小型
な回路構成で実現することができるという効果を奏す
る。Therefore, when the load is light, the switching loss in the switching means is greatly reduced, and the loss in the control means is suppressed, so that the power consumption of the entire switching power supply circuit is significantly reduced. Therefore, according to such a configuration, there is no need for a complicated structure such as providing a plurality of converter circuits and selectively using them according to the load state. Can respond. As a result, there is an effect that the power consumption of the switching power supply circuit can be reduced with a low cost and small circuit configuration.
【0091】請求項2に係る発明のスイッチング電源回
路は、以上のように、請求項1に記載のスイッチング電
源回路において、上記負荷状態検出手段は、上記出力手
段に流れる電流レベルから負荷の大きさを検出する構成
である。As described above, in the switching power supply circuit according to the second aspect of the present invention, in the switching power supply circuit according to the first aspect, the load state detecting means determines the size of the load based on a current level flowing through the output means. Is detected.
【0092】それゆえ、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができるという効果を奏する。Therefore, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. There is an effect that the power supply circuit can have a simple configuration.
【0093】請求項3に係る発明のスイッチング電源回
路は、以上のように、請求項1に記載のスイッチング電
源回路において、上記負荷状態検出手段は、上記スイッ
チング手段に流れる電流レベルから負荷の大きさを検出
する構成である。According to a third aspect of the present invention, as described above, in the switching power supply circuit according to the first aspect, the load state detecting means determines the size of the load based on a current level flowing through the switching means. Is detected.
【0094】それゆえ、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができるという効果を奏する。Therefore, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. There is an effect that the power supply circuit can have a simple configuration.
【0095】請求項4に係る発明のスイッチング電源回
路は、以上のように、請求項1に記載のスイッチング電
源回路において、上記負荷状態検出手段は、フィードバ
ックされる上記出力電圧から負荷の大きさを検出する構
成である。According to a fourth aspect of the present invention, as described above, in the switching power supply circuit according to the first aspect, the load state detecting means determines the magnitude of the load from the output voltage fed back. This is a configuration for detecting.
【0096】それゆえ、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができるという効果を奏する。Therefore, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. There is an effect that the power supply circuit can have a simple configuration.
【0097】請求項5に係る発明のスイッチング電源回
路は、以上のように、請求項1または4に記載のスイッ
チング電源回路において、上記負荷状態検出手段は、上
記デューティのサイクルレベルから負荷の大きさを検出
する構成である。According to a fifth aspect of the present invention, as described above, in the switching power supply circuit according to the first or fourth aspect, the load state detecting means determines the magnitude of the load based on the duty cycle level. Is detected.
【0098】それゆえ、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができるという効果を奏する。Therefore, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. There is an effect that the power supply circuit can have a simple configuration.
【0099】請求項6に係る発明のスイッチング電源回
路は、以上のように、請求項1、2、および4のいずれ
かに記載のスイッチング電源回路において、上記負荷状
態検出手段により検出された負荷の大きさが、上記制御
手段の外部で電圧に変換されて入力されるように設けら
れた上記制御手段のコントロール端子から上記スイッチ
ング休止手段に入力される構成である。According to a sixth aspect of the present invention, as described above, in the switching power supply circuit according to any one of the first, second, and fourth aspects, the load of the load detected by the load state detection means is controlled. The magnitude is inputted to the switching suspending means from a control terminal of the control means provided so as to be converted into a voltage and inputted outside the control means.
【0100】それゆえ、定常負荷と軽負荷との2つの負
荷状態に対して、スイッチング動作の休止期間を設定す
る回路を通常回路に組み込んで動作させるか否かを選択
するだけでよいので、スイッチング電源回路を簡便な構
成にすることができるという効果を奏する。Therefore, it is only necessary to select whether or not to operate the circuit for setting the idle period of the switching operation in the normal circuit under the two load states of the steady load and the light load. There is an effect that the power supply circuit can have a simple configuration.
【0101】請求項7に係る発明のスイッチング電源用
デバイスは、以上のように、請求項1ないし6のいずれ
かに記載のスイッチング電源回路の少なくとも上記スイ
ッチング手段および上記制御手段が1パッケージ内に封
止されてなる構成である。According to a seventh aspect of the present invention, as described above, at least the switching means and the control means of the switching power supply circuit according to any one of the first to sixth aspects are enclosed in one package. This is a configuration that is stopped.
【0102】それゆえ、少なくともスイッチング手段お
よび制御手段を1パッケージ内に封止してなるスイッチ
ング電源用デバイスを用いてスイッチング電源回路を構
成するので、実装面積を非常に小さくすることができる
という効果を奏する。Therefore, since the switching power supply circuit is constituted by using the switching power supply device in which at least the switching means and the control means are sealed in one package, the mounting area can be made very small. Play.
【図1】本発明の第1の実施の形態におけるスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路ブロック図である。FIG. 1 is a circuit block diagram illustrating a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図2】(a)は軽負荷時における発振回路の発振の状
態を示す波形図、(b)は定常負荷における発振回路の
発振の状態を示す波形図である。2A is a waveform diagram illustrating an oscillation state of the oscillation circuit under a light load, and FIG. 2B is a waveform diagram illustrating an oscillation state of the oscillation circuit under a steady load.
【図3】図1のスイッチング電源回路におけるコンバー
タのパッケージの構成を示す平面図である。FIG. 3 is a plan view showing a configuration of a converter package in the switching power supply circuit of FIG. 1;
【図4】本発明の第2の実施の形態におけるスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路ブロック図である。FIG. 4 is a circuit block diagram illustrating a configuration of a switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図5】本発明の第3の実施の形態におけるスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路ブロック図である。FIG. 5 is a circuit block diagram illustrating a configuration of a switching power supply circuit according to a third embodiment of the present invention.
【図6】本発明の第4の実施の形態におけるスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路ブロック図である。FIG. 6 is a circuit block diagram illustrating a configuration of a switching power supply circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
【図7】本発明の第5の実施の形態におけるスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路ブロック図である。FIG. 7 is a circuit block diagram illustrating a configuration of a switching power supply circuit according to a fifth embodiment of the present invention.
【図8】本発明の第6の実施の形態におけるスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路ブロック図である。FIG. 8 is a circuit block diagram illustrating a configuration of a switching power supply circuit according to a sixth embodiment of the present invention.
【図9】従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路
ブロック図である。FIG. 9 is a circuit block diagram showing a configuration of a conventional switching power supply circuit.
1 スイッチング電源回路 5 パルストランス(変圧器) 6 制御回路(制御手段) 11 発振周波数休止期間回路(制御手段) 12 PWM比較器(制御手段) 13 発振回路(制御手段) 14 基準電圧源(制御手段) 15 コンバータ(スイッチング電源用デバイス) 20 出力検出回路(負荷状態検出手段) 21 スイッチング電源回路 31 スイッチング電源回路 41 スイッチング電源回路 51 スイッチング電源回路 52 デューティサイクル検出回路(負荷状態検出
手段) 61 スイッチング電源回路 C2 平滑コンデンサ(出力手段) C3 コンデンサ(負荷状態検出手段) C4 コンデンサ(負荷状態検出手段) D1 ダイオード(出力手段) D2 ダイオード(制御手段) D3 発光ダイオード(負荷状態検出手段) D4 ダイオード(制御手段) D5 発光ダイオード(負荷状態検出手段) K3 コントロール端子 Q1 スイッチング素子(スイッチング手段) Q2 フォトトランジスタ(負荷状態検出手段) Q3 フォトトランジスタ(負荷状態検出手段) Q4 トランジスタ(負荷状態検出手段) Q5 フォトトランジスタ(負荷状態検出手段) R1 プルアップ抵抗(制御手段) R2 抵抗(負荷状態検出手段) R3 抵抗(負荷状態検出手段) R4 抵抗(負荷状態検出手段) R5 抵抗(負荷状態検出手段) R6 抵抗(負荷状態検出手段) R7 抵抗(負荷状態検出手段) R8 抵抗(負荷状態検出手段) R9 抵抗(負荷状態検出手段) R10 抵抗(負荷状態検出手段) SR1 シャントレギュレータ(負荷状態検出手段) TD1 定電流源(制御手段) ZD1 ツェナーダイオード(負荷状態検出手段) ZD2 ツェナーダイオード(制御手段)REFERENCE SIGNS LIST 1 switching power supply circuit 5 pulse transformer (transformer) 6 control circuit (control means) 11 oscillation frequency idle period circuit (control means) 12 PWM comparator (control means) 13 oscillation circuit (control means) 14 reference voltage source (control means) 15 converter (device for switching power supply) 20 output detection circuit (load state detection means) 21 switching power supply circuit 31 switching power supply circuit 41 switching power supply circuit 51 switching power supply circuit 52 duty cycle detection circuit (load state detection means) 61 switching power supply circuit C2 Smoothing capacitor (output means) C3 Capacitor (load state detecting means) C4 Capacitor (load state detecting means) D1 diode (output means) D2 diode (control means) D3 Light emitting diode (load state detecting means) D4 diode (Control means) D5 Light emitting diode (Load state detecting means) K3 Control terminal Q1 Switching element (Switching means) Q2 Phototransistor (Load state detecting means) Q3 Phototransistor (Load state detecting means) Q4 Transistor (Load state detecting means) Q5 Phototransistor (load state detection means) R1 Pull-up resistor (control means) R2 Resistance (load state detection means) R3 Resistance (load state detection means) R4 Resistance (load state detection means) R5 Resistance (load state detection means) R6 resistance (Load state detecting means) R7 Resistance (Load state detecting means) R8 Resistance (Load state detecting means) R9 Resistance (Load state detecting means) R10 Resistance (Load state detecting means) SR1 Shunt regulator (Load state detecting means) TD1 Constant current Source (control means) ZD1 Zener -Diode (load condition detecting means) ZD2 Zener diode (control means)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 友宏 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 (72)発明者 久川 浩司 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 (72)発明者 金森 淳 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 Fターム(参考) 5H730 AA14 BB43 BB57 CC01 DD04 EE02 EE07 EE59 FD01 FD31 FD41 FD61 FF02 FF19 FG05 FG26 XC14 ZZ11 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Tomohiro Suzuki 22-22, Nagaikecho, Abeno-ku, Osaka-shi, Osaka Inside Sharp Corporation (72) Inventor Koji Kugawa 22-22, Nagaikecho, Abeno-ku, Osaka-shi, Osaka Inside (72) Inventor Atsushi Kanamori 22-22 Nagaikecho, Abeno-ku, Osaka City, Osaka F-term (reference) 5H730 AA14 BB43 BB57 CC01 DD04 EE02 EE07 EE59 FD01 FD31 FD41 FD61 FF02 FF19 FG05 FG26 XC14 ZZ11
Claims (7)
イッチングして2次側にパルスとして出力させるスイッ
チング手段と、上記パルスを平滑化して得られる直流電
圧を負荷へ出力する出力手段と、上記出力手段からの出
力電圧をフィードバックし、発振動作を行う発振手段か
ら出力される発振信号とフィードバックされた上記出力
電圧とに基づいて上記スイッチング手段を所定の周波数
およびデューティでスイッチング動作させるように制御
する制御手段とを有するスイッチング電源回路におい
て、 負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段を有し、上記
制御手段は上記負荷状態検出手段が所定値以下の負荷で
ある軽負荷を検出したときに、上記発振手段の発振動作
を一時停止させて上記スイッチング動作に遮断状態に保
たれる休止期間を設けるスイッチング休止手段を有する
ことを特徴とするスイッチング電源回路。1. A switching means for switching a DC voltage input to a primary side of a transformer and outputting a pulse to a secondary side, and an output means for outputting a DC voltage obtained by smoothing the pulse to a load. And feedback the output voltage from the output means to cause the switching means to perform a switching operation at a predetermined frequency and duty based on the oscillating signal output from the oscillating means performing the oscillating operation and the output voltage fed back. A switching power supply circuit having control means for controlling the load condition, comprising: a load state detecting means for detecting a magnitude of a load, wherein the control means detects a light load in which the load state detecting means is a load equal to or less than a predetermined value. A pause period during which the oscillating operation of the oscillating means is temporarily stopped and the switching operation is kept in a cutoff state A switching power supply circuit, comprising: a switching pause unit for providing a switching power supply.
流れる電流レベルから負荷の大きさを検出することを特
徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。2. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein said load state detecting means detects a magnitude of a load from a current level flowing through said output means.
グ手段に流れる電流レベルから負荷の大きさを検出する
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回
路。3. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein said load state detecting means detects a magnitude of a load from a current level flowing through said switching means.
される上記出力電圧から負荷の大きさを検出することを
特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。4. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein said load state detecting means detects a magnitude of a load from said output voltage fed back.
のサイクルレベルから負荷の大きさを検出することを特
徴とする請求項1または4に記載のスイッチング電源回
路。5. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein said load state detecting means detects a magnitude of a load from a cycle level of said duty.
荷の大きさが、上記制御手段の外部で電圧に変換されて
入力されるように設けられた上記制御手段のコントロー
ル端子から上記スイッチング休止手段に入力されること
を特徴とする請求項1、2、および4のいずれかに記載
のスイッチング電源回路。6. The switching suspending means from a control terminal of the control means provided so that the magnitude of the load detected by the load state detecting means is converted into a voltage outside the control means and inputted. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is input to the switching power supply circuit.
ッチング電源回路の少なくとも上記スイッチング手段お
よび上記制御手段が1パッケージ内に封止されてなるこ
とを特徴とするスイッチング電源用デバイス。7. A switching power supply device according to claim 1, wherein at least said switching means and said control means of said switching power supply circuit are sealed in one package.
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