JP2000184730A

JP2000184730A - Ｐｗｍインバータの負荷電流検出装置

Info

Publication number: JP2000184730A
Application number: JP10352654A
Authority: JP
Inventors: Atsuyoshi Hayashi; 淳悦林; Tadashi Takano; 正高野
Original assignee: Moriyama Kogyo KK
Current assignee: Moriyama Kogyo KK
Priority date: 1998-12-11
Filing date: 1998-12-11
Publication date: 2000-06-30

Abstract

(57)【要約】【課題】直流電源から供給される直流電力をブリッジ
回路によって交流電力に変換し誘導性負荷に供給するＰ
ＷＭインバータの負荷電流検出装置において、構造を簡
単にし安価にし、また小型化を可能にする。【解決手段】ブリッジ回路のスイッチング素子に逆並
列接続されたフライホイール用ダイオードと、直流電源
とブリッジ回路との間に直列接続された電源電流検出用
のシャント抵抗と、シャント抵抗の両端間の電圧差を負
荷のフライホイール電流の減少特性と略同じ減少特性で
減少させる時定数回路とを備え、時定数回路の出力から
負荷電流を求める。ブリッジ回路は正極側（ハイサイ
ド）と負極側（ローサイド）の２組のスイッチング素子
群の一方の群のスイッチング素子を作動期間中連続オン
とし、他方の群のスイッチング素子をＰＷＭ制御するこ
とができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＰＷＭインバー
タに接続される負荷に流れる電流を直流電源の電流から
検出するためのＰＷＭインバータの負荷電流検出装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ブラシレスＤＣモータなどの誘導性の負
荷すなわち比較的大きなインダクタンスを有する負荷を
電圧型ＰＷＭインバータによって制御するものが公知で
ある。ここにインバータは、直流電力を交流電力に変換
する電力変換回路であり、電圧型ＰＷＭインバータは直
流電源側に平滑コンデンサや電池を持ちその出力インピ
ーダンスを小さくして電圧源とみなせるようにして出力
電圧をＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変
調）制御するものである。

【０００３】このような電圧型のＰＷＭインバータは出
力インピーダンスが低くなるため、負荷電流の制御を高
速で行うことが可能になる。例えばモータの出力制御に
用いる場合には、モータ電流の変化の速さがトルク応答
すなわち制御の速度応答性を決めることになるため、こ
のような電圧型のインバータが適するものである。

【０００４】また負荷電流はＰＷＭ制御信号のデューテ
ィ（オン時間／（オン時間＋オフ時間））により制御さ
れるから、負荷電流を常時監視して目標値と比較し、両
者の差によってデューティを制御する必要がある。例え
ば負荷がモータの場合には、負荷電流が出力トルクに対
応するから、目標とするトルク（トルク指令値）と負荷
電流から求めたモータ出力トルクとの差を求める必要が
ある。

【０００５】この負荷電流を検出するために、従来より
カレントトランス（Current Transformer、ＣＴ、変流
器）やホール素子を用いたホールＣＴが用いられてい
る。また３相インバータの場合には、２つの相につき各
相の電流を求め、これらの和により残る１つの相の電流
を求めていた。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来より用いられてい
たカレントトランスやホールＣＴなどは構造が複雑で大
変高価であり、また鉄心とこの鉄心に巻いた一次コイル
には負荷電流が流れるため小型化が困難でもあった。さ
らに３相インバータとした場合にはカレントトランスな
どが２組必要となり一層複雑になる。

【０００７】この発明はこのような事情に鑑みなされた
ものであり、構造が簡単で安価にもなり、また小型化に
も適するＰＷＭインバータの負荷電流検出装置を提供す
ることを目的とする。

【０００８】

【発明の構成】この発明によればこの目的は、直流電源
から供給される直流電力をブリッジ回路によって交流電
力に変換し誘導性負荷に供給するＰＷＭインバータにお
いて、前記ブリッジ回路のスイッチング素子に逆並列接
続されたフライホイール用ダイオードと、直流電源とブ
リッジ回路との間に直列接続された電源電流検出用のシ
ャント抵抗と、前記シャント抵抗の両端間の電圧差を前
記負荷のフライホイール電流の減少特性と略同じ減少特
性で減少させる時定数回路とを備え、前記時定数回路の
出力から負荷電流を求めることを特徴とするＰＷＭイン
バータの負荷電流装置、により達成される。

【０００９】直流電源は電池とこれに並列接続した平滑
用コンデンサとで形成することができるが、交流を整流
して平滑コンデンサで平滑したものでもよい。また誘導
性の負荷は、例えばブラシレスＤＣモータや誘導モー
タ、同期モータなどとすることができるが、これらに限
られない。ブリッジ回路は正極側（ハイサイド）と負極
側（ローサイド）の２組のスイッチング素子群の一方の
群のスイッチング素子を作動期間中連続オンとし、他方
の群のスイッチング素子をＰＷＭ制御することができ
る。両方の群のスイッチング素子を共にＰＷＭ制御して
もよいのは勿論である。

【００１０】ブリッジ回路を形成するスイッチング素子
をパワーＭＯＳＦＥＴで構成する場合には、ＭＯＳＦＥ
Ｔが内蔵する寄生ダイオードをフライホイール用ダイオ
ードとして利用することができる。また時定数回路は並
列接続されたコンデンサと抵抗を有するＣＲ回路で形成
することができるが、適切な時定数を持つものであれば
インダクタンスを含む回路で構成してもよい。

【００１１】

【実施態様】図１は本発明を用いた一実施態様のブロッ
ク図、図２はその主回路構成を示す図、図３はモータ電
流および電池電流の波形図、図４は電流検出装置の回路
構成を示す図、図５は電機子巻線に印加される誘起電圧
（Ａ）と電機子電流（Ｂ）を示す図、図６はこのブリッ
ジ回路のスイッチング素子のオン・オフ動作を示すゲー
トシーケンス図である。

【００１２】この実施態様は３相ブラシレスＤＣモータ
に本発明を適用したものであり、図５、６は常時２つの
相に１２０°ずつ通電する（常時２相通電）場合を示
す。また図１に示すものは例えばトルク指令値に対する
実際のモータトルク（電流によって示される）をモータ
速度によって変化させるようにしたものであり、例えば
モータ速度の上昇に伴ってトルク指令値に対するモータ
出力の割合（モータトルク／トルク指令値）を減少させ
ることができる。このような制御装置は、例えば人力駆
動力をトルク指令値としてモータ出力を制御し、このモ
ータによるアシスト比（駆動力の補助の比率）を車速の
増加に伴って減少させるようにした電動補助動力付きの
自転車に好適である。

【００１３】図１、２において符号１０はブリッジ回路
であり、スイッチング素子としての６個のパワーＭＯＳ
ＦＥＴ（Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ）からなる。すなわち
一方のスイッチング素子群を形成する３個のパワーＭＯ
ＳＦＥＴ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は直流電源の電池Ｖ_bの正極に
接続され、他方のスイッチング素子群を形成する３個の
パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｘ，Ｙ，Ｚ）は電池Ｖ_bの負極に
接続されている。

【００１４】なお各パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｕ，Ｖ，Ｗ，
Ｘ，Ｙ，Ｚ）はそれぞれ寄生ダイオードＤ₁〜Ｄ₆を内蔵
する。また電池Ｖ_bには平滑用電解コンデンサＣ_Oが並列
接続され、これらで直流電源が形成される。この直流電
源は、ブリッジ１０側から見た電源側の出力インピーダ
ンスを低くして電圧源と見なせるようにして電圧型イン
バータとしたものである。電池Ｖ_bの負極側にはシャン
ト抵抗Ｒ_Oが介在し、この抵抗Ｒ_Oの降下電圧から後記す
る電流検出部２６（図４）によってモータ電流ＩＭが検
出される。

【００１５】１２は３相ブランレスＤＣモータであり、
永久磁石型回転子と、電機子巻線を有する固定子と、回
転子の回転角を検出するエンコーダＥＮ（図１）とを持
つ。エンコーダＥＮは回転子に固定された複数の永久磁
石を複数のホール素子で検出するものであり、ホール素
子は磁界の方向が逆になっても磁石を検出できる交番磁
界型ホール素子である。

【００１６】固定子の３相の電機子巻線はブリッジ回路
１０とスター結線される。すなわち３相の電機子巻線の
中性点が互いに接続され、他端（非中性点側）がブリッ
ジ回路１０のパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｕ，Ｘ）間、（Ｖ，
Ｙ）間、（Ｗ，Ｚ）間にそれぞれ接続されている。この
結果３相の電機子巻線にはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の
電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れる（図５の（Ｂ）参照）。

【００１７】パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｕ〜Ｚ）はゲートド
ライバ１４によってオン・オフ制御される。ゲートドラ
イバ１４は各パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｕ〜Ｚ）ごとに別々
に設けた駆動回路を内蔵し、制御信号によって各パワー
ＭＯＳＦＥＴ（Ｕ〜Ｚ）を別々にオン・オフする。ここ
で駆動回路はパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｕ〜Ｚ）のゲートＧ
に供給する電流ｉｇを制御する。

【００１８】次に制御回路を図１に基づいて説明する。
この回路はＣＰＵ１６を用いたソフトウェアにより形成
されるが、図１ではソフトウェアで形成される機能をブ
ロックで表示したものである。１８はアクセルポテンシ
ョメータであり、電動補助動力付き自転車に適用した場
合には、このポテンショメータ１８はペダル踏力Ｆ_Pを
検出する。このペダル踏力Ｆ_Pは、図示しない入力イン
ターフェースを介して２値化されＣＰＵ１６に入力され
る。

【００１９】ＣＰＵ１６ではこのペダル踏力Ｆ_Pからト
ルク指令部２０においてトルク指令値Ｔ_Pを求める。前
記エンコーダＥＮの出力はＣＰＵ１６に入力され、モー
タ速度検出部２２およびモータ回転ロジック部２４に入
る。モータ速度検出部２２ではモータ回転速度Ｎすなわ
ち自転車の車速を検出する。モータ回転ロジック部２４
では回転子の回転角度から３相電機子巻線のどの巻線に
励磁電流を供給するか決定するためのロジック信号Ｌを
出力する。すなわちこのロジック信号Ｌは、図５におい
て回転子の回転角度θの変化に対して、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の
電流を供給するタイミングを決める。この実施態様では
常時２相通電としたから、各層は６０°の電流停止間隔
ごとに１２０°間隔で正方向および逆方向に電流を流
す。

【００２０】この実施態様では正極側（ハイサイド）の
パワーＦＥＴ（Ｖ、Ｖ、Ｗ）はそれぞれ所定作動期間内
で連続してオンとされ、負極側（ローサイド）のパワー
ＦＥＴ（Ｘ、Ｙ、Ｚ）はそれぞれの所定作動期間内でＰ
ＷＭ制御される。図６は各パワーＦＥＴ（Ｕ〜Ｗ）のオ
ン・オフ動作を示す。すなわち後記するＰＷＭロジック
部４２が出力するＰＷＭ制御信号と前記ロジック信号Ｌ
とはＰＷＭインターフェース２６に入力され、このＰＷ
Ｍインタフェース２６は回転子の回転角度位置に対応し
た所定回転角度範囲内で所定のパワーＦＥＴ（Ｕ、Ｖ、
Ｗ）を連続オンさせ、またパワーＦＥＴ（Ｘ、Ｙ、Ｚ）
をＰＷＭ制御する。

【００２１】次に電流検出部２６を図３，４を用いて説
明する。ブリッジ回路１０のパワーＦＥＴ（Ｕ〜Ｚ）が
選択的に順次オン・オフされると、モータ１２の各相巻
線には図３に示すモータ電流Ｉ_Mが流れる。例えばパワ
ーＦＥＴ（Ｕ）と（Ｙ）がオンとなった時（図５，６の
区間）には、パワーＦＥＴ（Ｙ）がＰＷＭ制御信号に
よってオン・オフするのに同期してモータ電流Ｉ_Mおよ
び電池電流Ｉ_Bは図３に実線で示すように変化する。

【００２２】直流電源の出力インピーダンスは低いの
で、電池電流Ｉ_BはパワーＦＥＴ（Ｙ）のオン・オフに
同期してオン・オフする。すなわちＰＷＭ制御信号がオ
ンとなる時点ｔ₁でパワーＦＥＴ（Ｙ）がオンとなり電
池電流Ｉ_Bが流れ始めるが、負荷回路にインダクタンス
があるためにこの電池電流Ｉ_Bは最初小さくてその後増
大する。そしてＰＷＭ制御信号がオフとなる時点ｔ₂で
パワーＦＥＴ（Ｙ）はオフとなり電池電流Ｉ_Bは０とな
る。

【００２３】一方モータ電流Ｉ_Mは、パワーＦＥＴ
（Ｙ）が時点ｔ₁でオンとなるのに伴い流れ始め、その
後負荷回路の時定数によって決まる増加特性ａに従って
増大する。図２でＩ_Aはこの時のモータ電流を示す。そ
してパワーＦＥＴ（Ｙ）がオフとなる時点ｔ２以後はフ
ライホイール回路の時定数に従って次にオンとなる時点
ｔ₁まで減少特性ｂに従って減少する。すなわちこの時
にはモータのフライホイール電流Ｉ_Fが図２において点
線で示すように、Ｖ相からダイオードＤ₂，パワーＦＥ
Ｔ（Ｕ）、Ｕ相の経路に流れる。

【００２４】本発明はシャント抵抗Ｒ₀で検出した電池
電流Ｉ_Bを用いて、パワーＦＥＴがオフとなる期間内で
はこの電流Ｉ_Bを前記フライホイール電流Ｉ_Fの減少特性
ｂに近似させた特性ｃ（図３参照）で減少させることに
より、電池電流Ｉ_Bの検出出力をモータ電流Ｉ_Mに近似さ
せるものである。このためにシャント抵抗Ｒ₀で検出し
た電池電流Ｉ_Bを後記するＣＲ時定数回路３０に通し、
図３に破線で示す特性ｃとするものである。

【００２５】すなわちこの電流検出部２６は、図４に示
すようにシャント抵抗Ｒ₀の両端間電圧を増幅する演算
増幅器からなる増幅器２８と、この増幅器２８の出力を
モータ電流Ｉ_Mの前記特性ｂに近似した特性ｃで減少さ
せるためのＣＲ時定数回路３０とを有する。時定数回路
３０は並列接続されたコンデンサ３２および抵抗３４を
持ち、これらの時定数ＣＲは電池電流Ｉ_Bを図３に示す
特性ｃのように変化させるように決定される。

【００２６】この時定数回路３０の出力Ｉ_Cは増幅器３
６で増幅され、さらにＡ／Ｄ変換器３８（図４）で２値
化されてＣＰＵ３０に入力される。この出力Ｉ_Cはモー
タ１２の駆動トルクＴ_Dに対応する。なおこの出力Ｉ_Cは
ロジック信号Ｌと対比することにより、いずれの相電流
iv、iv、iwであるかを判別することが可能である。

【００２７】図１において４０はつき合わせ部であり、
トルク指令値Ｔ_Pと駆動トルクＴ_Dとの差（Ｔ_P−Ｔ_D）を
求め、この差（Ｔ_P−Ｔ_D）にモータ速度Ｎによる修正を
加えてトルク目標値Ｔ_Oを求める。すなわちモータ速度
Ｎの増加と共に減少し一定速度以上で０となる補正係数
をこの差（Ｔ_P−Ｔ_D）に乗算することによりトルク目標
値Ｔ_Oを求める。

【００２８】４２はＰＷＭロジック部であり、トルク目
標値Ｔ_Oに対応したデューティのＰＷＭ制御信号Ｐを出
力する。前記ＰＷＭインターフェース２６はＰＷＭ制御
信号Ｐをロジック信号Ｌに基づき６個のパワーＦＥＴ
（Ｕ〜Ｚ）に対応するタイミングで前記ゲートドライバ
１４に送出する。

【００２９】ここにＰＷＭインターフェース２６は図６
に示すように、電池Ｖ_bの正極側に接続されるパワーＦ
ＥＴ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を、モータ回転ロジック部２４が出
力するロジック信号Ｌに基づいて作動期間内で連続して
オンとする。また電池Ｖ_bの負極側に接続されるパワー
ＦＥＴ（Ｘ，Ｙ，Ｚ）を、ロジック信号Ｌに基づいて作
動期間内ではＰＷＭ制御信号ＰによってＰＷＭ制御す
る。このように一方のパワーＦＥＴ（Ｘ，Ｙ，Ｚ）のみ
をＰＷＭ制御することにより、ゲートドライバ１４の回
路構成を単純化することが可能になる。

【００３０】次にこの実施態様の動作を説明する。電源
スイッチ（図示せず）をオンとし、アクセルポテンショ
メータ１８から所定の目標値、例えば電動補助動力付き
自転車であればペダル踏力Ｆ_Pを入力する。するとトル
ク指令部２０はこのペダル踏力Ｆ_Pに相当するトルク指
令値Ｔ_Pを求め、つき合わせ部４０がトルク目標値Ｔ₀を
出力し、ＰＷＭロジック部４２はこのトルク目標値Ｔ₀
に対応したデューティのＰＷＭ制御信号ＰをＰＷＭイン
ターフェース２６に送る。この結果ブリッジ回路１０の
中の所定のパワーＦＥＴ（Ｕ〜Ｚ）がオンとされ、モー
タ１２に電機子電流が供給される。

【００３１】この時のモータ電流Ｉ_Mは、電流検出部２
６で検出される。すなわちシャント抵抗Ｒ₀で検出した
電池電流Ｉ_BをＣＲ時定数回路３０に通すことによって
その出力Ｉ_Cをモータ電流Ｉ_Mに近似させ、この出力Ｉ_C
をもって近似的にモータ電流Ｉ_Mと見なすものである。
モータ電流Ｉ_Mはモータ１２のトルクに相当するから、
この出力Ｉ_Cからモータ１２の駆動トルクＴ_Dを求め、つ
き合わせ部４０に入力するものである。このつき合わせ
部４０ではトルク指令値Ｔ_Pと実際の駆動トルクＴ_Dとの
差（Ｔ_P−Ｔ_D）に基づいてトルク目標値Ｔ₀を求める。
前記したように電動補助動力付き自転車の場合には、こ
の差（Ｔ_P−Ｔ_D）に車速による修正係数を乗算してトル
ク目標値Ｔ₀を求める。

【００３２】

【他の実施態様】以上説明した実施態様では正極側（ハ
イサイド）のパワーＦＥＴ（Ｕ、Ｖ、Ｗ）は作動期間中
連続オンとし、負極側（ローサイド）のパワーＦＥＴ
（Ｘ、Ｙ、Ｚ）のみをＰＷＭ制御するようにしたので、
特にパワーＦＥＴ（Ｕ、Ｖ、Ｗ）をオン・オフするゲー
ト回路の動作速度が遅くなるためにゲートドライバ１４
を単純化することができる。しかし本発明は全てのパワ
ーＦＥＴ（Ｕ〜Ｚ）をＰＷＭ制御するものにも適用で
き、これを含む。

【００３３】フライホイール・ダイオードＤ₁〜Ｄ₆は、
パワーＦＥＴ（Ｕ〜Ｚ）の寄生ダイオードを利用した
が、独立のダイオードを用いてもよい。パワーＦＥＴ
（Ｕ〜Ｚ）に代えて他のスイッチング素子、例えば絶縁
ゲートバイポーラモードトランジスタ（ＩＧＢＴ、Insu
lated Gate Bipolar Mode Transistor）やバイポーラト
ランジスタなどを用いてもよい。この発明はブラシレス
ＤＣモータの駆動回路に限らず誘導性負荷を有する種々
の装置に適用可能である。

【００３４】また時定数回路はＣＲ回路で構成するのが
回路構成が簡単になり望ましいが、これに限定されるも
のではなく、インダクタンス（Ｌ）を含む回路で構成す
ることも可能である。要するにこの時定数回路は電池電
流Ｉ_Bの減少特性が所望の特性となるように設定すれば
よい。インバータは負荷には単相、三相のものがあるか
ら、単相の負荷に対しては二相インバータとするのは勿
論であり、本発明は二相インバータも含む。

【００３５】

【発明の効果】請求項１の発明は以上のように、ブリッ
ジ回路と直流電源との間に直列接続したシャント抵抗で
検出した直流電源の電流値を、負荷のフライホイール電
流の減少特性と略同じ減少特性で減少させる時定数回路
に導き、この時定数回路の出力を負荷電流と見なすもの
であるから、カレントトランスやホールＣＴなどの複雑
で高価な電流センサを用いることなく負荷電流を検出す
ることが可能になり、構造を簡単にし安価にすることが
できる。また小型化が図れる。

【００３６】直流電源は、電池とこれに並列接続された
平滑用コンデンサとで形成することができる（請求項
２）。インバータは負荷が単相か三相かに応じて二相、
三相インバータとする。負荷が３相交流同期電動機例え
ばブラシレスＤＣモータである時には、３相電圧型ＰＷ
Ｍインバータとする（請求項３）。

【００３７】ブリッジ回路は正極側（ハイサイド）のス
イッチング素子群と負極側（ローサイド）のスイッチン
グ素子群との一方の群に含まれるスイッチング素子をそ
れぞれの作動期間内で連続オンとし、他方の群に含まれ
るスイッチング素子をそれぞれの作動期間内でＰＷＭ制
御する構成とすることができる（請求項４）。この場合
には一方の群のスイッチング素子をオン・オフさせる駆
動回路の動作周波数が低くなるので、その駆動回路を簡
単化することが可能である。

【００３８】スイッチング素子としては、パワーＭＯＳ
ＦＥＴが最適である。すなわち入力インピーダンスが大
きく電圧駆動型であるために高速スイッチングに適する
からである。このＭＯＳＦＥＴにはその構造上ダイオー
ドが逆並列方向に寄生しているのが普通であるから、こ
の寄生ダイオードをフライホイール用ダイオードとして
利用することができ、この場合にはブリッジ回路を一層
単純化することができる（請求項５）。時定数回路はコ
ンデンサと抵抗を並列接続したＣＲ回路で構成すれば回
路を簡単にすることができる（請求項６）。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を用いた一実施態様のブロック図

【図２】その主回路の構成を示す図

【図３】モータ電流およびモータ電流の波形図

【図４】電流検出装置の回路構成図

【図５】電機子印加電圧（Ａ）および電機子電流（Ｂ）
を示す図

【図６】ブリッジ回路のゲートシーケンス図

【符号の説明】

１０ブリッジ回路１２モータ１４ゲートドライバ１６ＣＰＵ２６電流検出部２８増幅器３０ＣＲ時定数回路３２コンデンサ３４抵抗３６増幅器Ｕ、Ｖ、Ｗ正極側（ハイサイド）パワーＭＯＳＦＥＴＸ、Ｙ、Ｚ負極側（ローサイド）パワーＭＯＳＦＥＴＤ₁〜Ｄ₆ フライホイール用ダイオードＩ_M モータ電流Ｉ_B 電池電流

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源から供給される直流電力をブリ
ッジ回路によって交流電力に変換し誘導性負荷に供給す
るＰＷＭインバータにおいて、前記ブリッジ回路のスイ
ッチング素子に逆並列接続されたフライホイール用ダイ
オードと、直流電源とブリッジ回路との間に直列接続さ
れた電源電流検出用のシャント抵抗と、前記シャント抵
抗の両端間の電圧差を前記負荷のフライホイール電流の
減少特性と略同じ減少特性で減少させる時定数回路とを
備え、前記時定数回路の出力から負荷電流を求めること
を特徴とするＰＷＭインバータの負荷電流検出装置。
【請求項２】直流電源は電池とこの電池に並列接続さ
れた平滑用コンデンサとで形成されている請求項１のＰ
ＷＭインバータの負荷電流装置。
【請求項３】インバータは３相電圧型ＰＷＭインバー
タであり、負荷は３相交流同期電動機である請求項１ま
たは２のＰＷＭインバータの負荷電流装置。
【請求項４】ブリッジ回路は直流電源の正極側に接続
されたスイッチング素子群と負極側に接続されたスイッ
チング素子群とを備え、一方のスイッチング素子群の各
スイッチング素子は所定の作動期間内で連続してオンと
され、他方のスイッチング素子群の各スイッチング素子
は所定の作動期間内でＰＷＭ制御信号によってオン・オ
フ制御される請求項１〜３のいずれかのＰＷＭインバー
タの負荷電流装置。
【請求項５】ブリッジ回路を形成するスイッチング素
子はパワーＭＯＳＦＥＴで形成され、フライホイール用
ダイオードはこれらパワーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオー
ドで形成される請求項１〜４のいずれかのＰＷＭインバ
ータの負荷電流装置。
【請求項６】時定数回路は並列接続されたコンデンサ
および抵抗を有するＣＲ回路で形成されている請求項１
〜５のいずれかのＰＷＭインバータの負荷電流装置。