JP2000171499A - 周波数監視装置 - Google Patents
周波数監視装置Info
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- JP2000171499A JP2000171499A JP10349742A JP34974298A JP2000171499A JP 2000171499 A JP2000171499 A JP 2000171499A JP 10349742 A JP10349742 A JP 10349742A JP 34974298 A JP34974298 A JP 34974298A JP 2000171499 A JP2000171499 A JP 2000171499A
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Abstract
で連続監視できるようにする。 【解決手段】 GPS受信機100内のプロセッサ14
は受信信号の観測によるドップラシフト周波数と推測に
よるドップラシフト周波数との差からシステムクロック
のクロックドリフトを検出し、これと監視信号分周器1
01の分周比とから監視信号の周波数誤差を算出する。 【効果】 測位システムにおける高精度な周波数信号を
基準として利用するため、従来のような周波数カウンタ
やリファレンス周波数信号を発生する装置が不要とな
り、定期点検も不要となる。
Description
信号を受信して、監視対象とする信号の周波数誤差を監
視する装置に関する。
一般に、実際の稼働状態の下で、機器の入出力部または
内部の所定信号の周波数を連続的に監視することが要求
される。そして所定の周波数許容誤差を超えた場合にア
ラーム信号を発生させたりする機能が必要とされる。
一般に周波数カウンタが用いられるが、このような周波
数カウンタによる監視を行う代わりに、高精度のリファ
レンス周波数信号を発生する装置を設けておき、このリ
ファレンス周波数を一定分周比で分周することによって
所望の周波数信号を発生させる手法もある。
れの方法によっても、要求精度が高くなる程、装置が大
型化し、コスト高になる欠点があった。また、周波数カ
ウンタによる場合は周波数カウンタの定期的なメンテナ
ンスが必要であり、リファレンス周波数信号を発生する
装置を用いる場合でも、その装置の定期的なメンテナン
スが必要であるため、厳密には連続的な監視を行うこと
はできなかった。
て、小型、低コストで、連続監視を行うことのできる周
波数監視装置を提供することにある。
置は、GPSシステムのような、測位系で用いられる高
精度な周波数信号を利用して、所望の信号の周波数を監
視するものである。
位用衛星から受信点までの距離を観測するための信号や
各測位用衛星の位置を求めるための情報が送信されてい
て、受信機は各測位用衛星からの測位用信号を用いて各
測位用衛星の位置と各測位用衛星から受信機までの距離
とから受信機の測位を行う。
の周波数信号発生器)を搭載していて、測位用の電波
(搬送波)、C/Aコード等はこれから生成されてい
る。また衛星上の時計もこれによって駆動されていてG
PS時を保持している。
プラシフト周波数は、受信点と衛星との相対位置関係お
よび相対運動量に応じて計算によって求められる量であ
る。一方の観測によるキャリア周波数またはドップラシ
フト周波数は、システムクロック信号の周波数誤差に応
じた観測誤差を含むものである。したがって上記推測に
よるキャリア周波数またはドップラシフト周波数と、観
測によるキャリア周波数またはドップラシフト周波数と
の差はシステムクロック信号の周波数誤差に起因するも
のである。したがって、もしシステムクロックにクロッ
クドリフトがなければ、上記推測によるキャリア周波数
またはドップラシフト周波数と、観測によるキャリア周
波数またはドップラシフト周波数とは一致することにな
る。
であり、周波数監視の対象である監視信号を所定分周比
で分周して、または監視信号自体を受信機内部のシステ
ムクロック信号として入力する手段と、測位用衛星から
送信された信号を受信するとともに、受信信号の観測に
よるキャリア周波数またはドップラシフト周波数を検出
する手段と、受信信号から受信点に対する前記測位用衛
星の相対運動を求めるとともに、受信信号のキャリア周
波数またはドップラシフト周波数を推測し、この推測に
よるキャリア周波数またはドップラシフト周波数と、前
記観測によるキャリア周波数またはドップラシフト周波
数との差をシステムクロック信号のクロックドリフト
(周波数次元の誤差または周波数誤差の比率)として求
めるとともに、該クロックドリフトを基に監視信号の周
波数誤差を求める。
S衛星の保持しているGPS時とは、受信機のシステム
クロック信号の周波数誤差に応じて変動する。本願発明
はこの作用を有効に利用したものであり、監視信号の分
周信号または監視信号をシステムクロック信号として時
刻を計時する手段と、測位用衛星から送信された信号を
受信するとともに、受信信号から時刻情報を生成する手
段と、該生成した時刻情報と前記システムクロックによ
る時刻との差の変化を求めるとともに、この時刻差の変
化を基に監視信号の周波数誤差を求める。
高精度な周波数信号を基準として、監視対象である信号
の周波数を監視するものであるため、従来のような周波
数カウンタやリファレンス周波数信号を発生する装置が
不要となり、これらを用いることによる問題も生じな
い。
周波数監視装置の構成を図1〜図9を参照して以下に説
明する。
ブロック図である。同図において100で示す部分はG
PS受信機であり、GPSアンテナ1、受信回路11、
A/Dコンバータ12、ディジタル信号処理回路13、
プロセッサ14、および分周器15から成る。また同図
において101で示す部分は監視信号分周器であり、分
周器21,23、位相比較器22およびVCXO24か
ら成る。ここでVCXO24は電圧制御水晶発振器であ
り、位相比較器22より出力される制御電圧信号に応じ
た周波数の信号を発振する。分周器21は監視信号を所
定分周比で分周し、分周器23はVCXO24の発振信
号を所定分周比で分周する。そして位相比較器22は分
周器21および23の出力信号の位相を比較し、その位
相差が0になるようにVCXO24に対して制御電圧信
号を出力する。これによってPLL回路を構成し、監視
信号分周器101は分周器21および23の分周比で定
まる分周比で監視信号を分周した信号をGPS受信機1
00に対してシステムクロック信号として出力する。た
とえば、分周器21の分周比を1/Na、分周器23の
分周比を1/Nb、監視信号の周波数をfoとすれば、
VCXO24の発振周波数f1はf1=fo・(Nb/
Na)となる。すなわち監視信号分周器101はNb/
Na分周器として作用する。
波数変換の基準信号として、また、A/Dコンバータ1
2に対するサンプリングクロック信号およびディジタル
信号処理回路13に対するシステムクロック信号として
与えられる。
ンバータ12により変換されたディジタルデータ列に対
し演算処理によってI成分とQ成分についてC/Aコー
ドとの相関をとり、I相関値とQ相関値を求める。ま
た、±0.5チップずれたC/Aコードとの相関をと
り、その差をE−L相関値として求める。
して1ms毎にプロセッサ14に対して割込信号を与え
る。プロセッサ14はCPU、ROM、RAM等からな
り、I相関値とQ相関値から受信信号のキャリア位相を
検出し、E−L相関値から受信信号に含まれているC/
Aコードの位相を検出し、キャリア位相とC/Aコード
位相の追尾を行う。またプロセッサ14は後述するよう
に、観測によるドップラシフト周波数と推測によるドッ
プラシフト周波数との差をシステムクロックのクロック
ドリフトとして求め、このシステムクロックのクロック
ドリフトと監視信号分周器101の分周比とから、監視
信号の周波数誤差を求める。また、プロセッサ14は受
信信号およびそれに含まれている情報を基に、測位系で
用いる時系(GPS時またはUTC(協定世界時))の
時刻を求める。さらにプロセッサ14は、システムクロ
ック信号の分周信号である1ms毎の割込処理で時刻を
計時する。そして、後述するように、受信信号から生成
した上記時刻情報と上記システムクロックにより計時し
た時刻との差の変化を求め、その時刻差の変化を基に監
視信号の周波数誤差を求める。
路13およびプロセッサ14部分の構成を示すブロック
図である。図2においてCPU61はROM62に予め
書き込まれたプログラムを実行する。RAM63はその
プログラムの実行に際してワーキングエリアとして用い
る。通信インタフェース64は外部装置に対して各種デ
ータを出力する。キャリアNCO51は乗算器52に対
してキャリア信号(データ)を与え、乗算器52はA/
Dコンバータ(図1における12)からのデータに対し
てキャリア信号のデータを乗算することによってキャリ
ア成分を除去する。C/Aコード発生回路53はシステ
ムクロックに同期してCPU61から与えられたC/A
コードを、指定された位相で発生する。相関器54はI
相関器、Q相関器およびE−L相関器から成る。I相関
器とQ相関器は、受信信号のキャリア周波数におけるI
成分とQ成分について、キャリアNCO51の発生した
キャリア信号データとの相関を求める。また、E−L相
関器は後述するように、正規のC/Aコード位相から±
0.5チップずれたC/Aコードと受信信号のC/Aコ
ードとの相関値の差を求める。CPU61は相関器54
の求めたI相関値とQ相関値を基に、受信信号のキャリ
ア位相を検出し、キャリア位相が0になるように、すな
わち受信信号のキャリア位相とキャリアNCO51の発
生するキャリア信号データの位相とが一致するように、
キャリアNCO51に対するキャリア周波数およびキャ
リア位相の制御データを求め、キャリアNCO51へ与
える。またCPU61はE−L相関値を基にC/Aコー
ド位相を検出し、C/Aコード位相が0になるように、
すなわち受信信号のC/Aコード位相とC/Aコード発
生回路53の発生するC/Aコードの位相とが一致する
ように、C/Aコード発生回路53に対するC/Aコー
ド位相制御データを求め、これをC/Aコード発生回路
へ与える。さらにCPU61は受信信号から航法メッセ
ージデータを抽出し、時刻情報と複数の衛星の軌道情報
およびC/Aコード位相から測位演算を行う。また後述
するように、受信信号の観測によるドップラシフト周波
数と、計算によるドップラシフト周波数との差をシステ
ムクロックのクロックドリフトとして求め、このシステ
ムクロックのクロックドリフトと監視信号分周器101
の分周比とから、監視信号の周波数誤差を求め、そのデ
ータを通信インタフェース64を介して外部へ出力す
る。
構成を示す図である。C/Aコードのチップ率(ビット
率)は1.023Mbps、コード長は1023ビット
であり、1コード長が1msの周期で繰り返されてい
る。
ドに対する受信機側で発生したC/Aコードの位相差と
両者の相関値との関係を示す図である。図2に示したC
/Aコード発生回路53は、比較しようとするC/Aコ
ード位相に対して0.5チップ進んだC/AコードE
と、0.5チップ遅れたC/AコードLをそれぞれ発生
し、相関器54はそれぞれについて相関値を求める。図
4において、(P)は遅れ進みのないC/Aコードの位
相を表している。図4の(A)に示す例では、比較しよ
うとするC/Aコードの位相が受信信号のC/Aコード
より少し遅れているため、0.5チップ進んだC/Aコ
ードとの相関値CE は0.5チップ遅れたC/Aコード
との相関値CL より高くなる。この2つの相関値CE と
CL との差(E−L相関値)から受信機側で発生したC
/Aコードと受信信号のC/Aコードとの位相差を求
め、CE とCL の差が最も小さくなる方向にC/Aコー
ドの位相を制御する。図4の(B)に示すように、比較
すべきC/Aコードの位相が受信信号のC/Aコードの
位相に完全に一致すれば、CE =CL となる。
の構成を示す図である。航法メッセージはビット率50
bps、全ビット数1500ビットを主フレームとする
データであり、6秒300ビットずつの5つのサブフレ
ーム(サブフレーム1〜サブフレーム5)に分割されて
いる。これらのフレーム内には衛星の軌道情報、電離層
の補正係数、衛星の時計の補正係数、週の初めからのG
PS時による経過時間(秒)の情報などが含まれてい
る。
るフリーランカウンタから出力される信号に基づく1m
s毎の割り込み処理の手順を示すフローチャートであ
る。この処理では図2に示した相関器54からE−L相
関値、I相関値およびQ相関値をそれぞれ読み取り、こ
れらをRAM63の所定のデータバッファエリアへ格納
する。
で行われる処理内容を示すフローチャートである。図7
において「ループフィルタの演算」処理では、上記デー
タバッファエリアから各相関値を読み取り、後述するよ
うにキャリア位相/周波数およびC/Aコード位相の追
尾のための演算を行う。「各種データ出力」処理では、
このようにして求めた制御データを図2に示したキャリ
アNCO51およびC/Aコード発生回路53へそれぞ
れ出力し、監視信号の周波数誤差のデータを外部へ出力
する。また、「測位演算」処理では、各衛星のC/Aコ
ード位相から受信点の測位演算を行い、またキャリア周
波数から受信点の測位座標系に対する3次元方向の速度
を求める。但し、受信機が大地に固定されているのであ
れば、この速度演算は不要である。なお、「その他」の
処理では、図5に示した航法メッセージからの時刻情報
や衛星の軌道情報の抽出、測位に用いるべき衛星の割
当、各衛星の追尾のステータス変更および信号中断時の
処理等を行う。
順を示すフローチャートである。まず受信点に対する衛
星の相対運動から受信信号の受けるドップラシフト周波
数を推測する。次にデータバッファエリアより各相関値
を読み出し、受信信号のC/Aコード位相とキャリア位
相およびキャリア周波数の追尾を行うために、図2に示
したC/Aコード発生回路53に与えるべきコード位相
制御データおよびキャリアNCO51に対して与えるべ
きキャリア位相/周波数制御データを求める。またこれ
とともに観測によるドップラシフト周波数を検出する。
この観測によるドップラシフト周波数は、キャリアNC
O51に対して制御データを与えてキャリア位相および
キャリア周波数の追尾を行う過程で、その推定誤差から
検出する。その後、すでに求めている推測によるドップ
ラシフト周波数と上記観測によるドップラシフト周波数
との差をシステムクロックのクロックドリフトとして求
める。そして、このクロックドリフトと監視信号分周器
101の分周比に基づいて監視信号の周波数誤差を求め
る。ここで、監視信号の周波数をfo、システムクロッ
クの周波数をf1、クロックドリフトをΔf1、監視信
号分周器101の分周比をf1/foとすれば、監視信
号の周波数誤差Δfoは、Δfo=(fo/f1)・Δ
f1として求める。
すフローチャートである。この処理では、上記コード位
相制御データを図2に示したC/Aコード発生回路53
へ与え、上記キャリア位相/周波数制御データをキャリ
アNCO51に与える。また監視信号の周波数誤差デー
タを外部へ出力し、さらに周波数誤差が予め定めた許容
誤差範囲外となったか否かを判定し、許容範囲外となれ
ばアラーム信号を外部へ出力する。
シフト周波数と観測によるドップラシフト周波数との差
から監視信号の周波数誤差を検出するようにしたが、監
視信号の分周信号をシステムクロック信号として受信機
内部で計時した時刻と、測位用衛星からの受信信号を基
に生成した時刻とから監視信号の周波数誤差を検出する
こともできる。図10はその場合の処理内容を示すフロ
ーチャートである。この処理は毎秒の測位演算の際に行
われるものである。図1に示したプロセッサ14は、シ
ステムクロック信号の分周信号である1ms毎の割込処
理で1ms単位で時刻を計時する。そして、図10に示
した毎秒の処理ではそのシステムクロックにより計時し
た時刻と受信信号から生成したGPS時との差Δtを求
め、前回(1秒前)のΔtの値(Δto)との差の変化
を求める。この処理は毎秒行われるので、図10におけ
るτは1であり、Δt−Δtoをシステムクロックの周
波数誤差Δfとして求める。その後、次回の処理に備え
てΔtoをΔtに退避する。
ステムクロックの周波数が変化し、システムクロックの
計時による受信機内部での時刻の歩進に進み・遅れが生
じる。図10に示した処理は受信機内部での計時による
時刻の進み・遅れからシステムクロックの周波数誤差を
逆に検出するものである。監視信号の周波数誤差を求め
るためには、上記Δfに監視信号の分周比の逆数を乗じ
ればよい。
して受信機へシステムクロックとして与えるようにした
が、監視信号の周波数自体を受信機のシステムクロック
の周波数としてもよい。
位システムにおける高精度な周波数信号を基準として、
監視対象である信号の周波数を監視するものであるた
め、従来のような周波数カウンタやリファレンス周波数
信号を発生する装置が不要となる。そのため、高い周波
数精度での監視を行う場合でも、装置の大型化およびコ
ストの上昇を招かず、さらに稼働状態での連続監視が可
能となる。
の全体の構成を示すブロック図である。
びプロセッサ14部分の構成を示すブロック図である。
/Aコードとの相関値の関係を示す図である。
ーチャートである。
内容を示すフローチャートである。
チャートである。
ートである。
示すフローチャートである。
Claims (2)
- 【請求項1】 監視信号の分周信号または監視信号を受
信機内部のシステムクロック信号として入力する手段
と、測位用衛星から送信された信号を受信するととも
に、受信信号の観測によるキャリア周波数またはドップ
ラシフト周波数を検出する手段と、受信信号から受信点
に対する前記測位用衛星の相対運動を求めるとともに、
受信信号のキャリア周波数またはドップラシフト周波数
を推測し、この推測によるキャリア周波数またはドップ
ラシフト周波数と、前記観測によるキャリア周波数また
はドップラシフト周波数との差をシステムクロック信号
のクロックドリフトとして求めるとともに、該クロック
ドリフトを基に監視信号の周波数誤差を求める手段とを
設けて成る周波数監視装置。 - 【請求項2】 監視信号の分周信号または監視信号をシ
ステムクロック信号として時刻を計時する手段と、測位
用衛星から送信された信号を受信するとともに、受信信
号から時刻情報を生成する手段と、該生成した時刻情報
と前記システムクロックによる時刻との差の変化を求め
るとともに、この時刻差の変化を基に監視信号の周波数
誤差を求める手段とを設けて成る周波数監視装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10349742A JP2000171499A (ja) | 1998-12-09 | 1998-12-09 | 周波数監視装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10349742A JP2000171499A (ja) | 1998-12-09 | 1998-12-09 | 周波数監視装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000171499A true JP2000171499A (ja) | 2000-06-23 |
Family
ID=18405803
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10349742A Pending JP2000171499A (ja) | 1998-12-09 | 1998-12-09 | 周波数監視装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2000171499A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2018036274A (ja) * | 2011-10-25 | 2018-03-08 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | ナビゲーションシステム受信機におけるクロックドリフトプロファイル判定 |
WO2020214680A1 (en) * | 2019-04-15 | 2020-10-22 | The Regents Of The University Of California | Receiver design for doppler positioning with low earth orbit satellites and differential carrier phase measurements |
-
1998
- 1998-12-09 JP JP10349742A patent/JP2000171499A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2018036274A (ja) * | 2011-10-25 | 2018-03-08 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | ナビゲーションシステム受信機におけるクロックドリフトプロファイル判定 |
WO2020214680A1 (en) * | 2019-04-15 | 2020-10-22 | The Regents Of The University Of California | Receiver design for doppler positioning with low earth orbit satellites and differential carrier phase measurements |
US11960018B2 (en) | 2019-04-15 | 2024-04-16 | The Regents Of The University Of California | Receiver design for doppler positioning with low earth orbit satellites and differential carrier phase measurements |
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