JP2000138648A - Inverse fourier transform circuit and inverse fourier transform method - Google Patents
Inverse fourier transform circuit and inverse fourier transform methodInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ方式を採
用するディジタル無線通信システムの通信機器に使用す
る逆フーリエ変換回路及び逆フーリエ変換方法に関す
る。[0001] 1. Field of the Invention [0002] The present invention relates to an inverse Fourier transform circuit and an inverse Fourier transform method used for communication equipment of a digital wireless communication system adopting the OFDM system.
【０００２】[0002]
【従来の技術】マルチキャリアディジタル変調方式の一
種であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Mu
ltiplexing:直交周波数分割多重）方式は、ノイズやマ
ルチパス妨害に強い方式であることから、近年、ディジ
タル無線通信システムに採用されている。2. Description of the Related Art OFDM (Orthogonal Frequency Division Mu) which is a kind of multi-carrier digital modulation system.
The ltiplexing (orthogonal frequency division multiplexing) method is a method that is resistant to noise and multipath interference, and has recently been adopted for digital wireless communication systems.
【０００３】図４は、ＯＦＤＭ変調器の構成を示すブロ
ック図である。なお、図４における変調方式をＱＰＳＫ
とし、サブキャリア数を４とする。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an OFDM modulator. Note that the modulation scheme in FIG.
And the number of subcarriers is four.
【０００４】まず、送信データの同相成分及び直交成分
は、直列並列変換回路４０１にてそれぞれサブキャリア
数分に並列変換され、逆フーリエ変換回路４０２にて逆
フーリエ変換され、Ｄ／Ａ変換器４０３、４０４にてそ
れぞれアナログに変換される。そして、Ｄ／Ａ変換器４
０３から出力された同相成分及びＤ／Ａ変換器４０４か
ら出力された直交成分は、直交変調部４０５にて直交変
調され、増幅器４０６にて電力を増幅され、アンテナ４
０７から出力される。First, an in-phase component and a quadrature component of transmission data are parallel-converted by the serial-to-parallel conversion circuit 401 to the number of subcarriers, respectively, and are inverse Fourier-transformed by an inverse Fourier transform circuit 402, and a D / A converter 403. , 404 respectively. And the D / A converter 4
03 and the quadrature component output from the D / A converter 404 are quadrature-modulated by the quadrature modulation unit 405, the power is amplified by the amplifier 406, and the antenna 4
07.
【０００５】以下、従来の逆フーリエ変換回路４０２に
おける逆フーリエ変換について、図５に示すブロック図
を用いて説明する。ここで、周波数ωjのサブキャリア
ｊ（ｊ＝０、１、２、３）に対する同相成分をIj(nT）
とし、直交成分をQj(nT）とする（ｎは整数、Ｔはサン
プリング周期）と、逆フーリエ変換後の信号Ｄ(nT)は、
以下に示す式（１）にて表される。Hereinafter, the inverse Fourier transform in the conventional inverse Fourier transform circuit 402 will be described with reference to a block diagram shown in FIG. Here, the in-phase component for subcarrier j (j = 0, 1, 2, 3) of frequency ω j is represented by I j (nT)
And the orthogonal component is Q j (nT) (n is an integer and T is a sampling period), the signal D (nT) after the inverse Fourier transform becomes
It is represented by the following equation (1).
【０００６】[0006]
【数１】 直列並列変換回路４０１から出力された各送信データの
同相成分Ij(nT）は乗算器５０１〜５０４にてそれぞれ
余弦波cos(ωj nT)を乗算される。同様に直列並列変換
回路４０１から出力された各送信データの直交成分Qj(n
T）は、乗算器５０５〜５０８にてそれぞれ正弦波-sin
(ωj nT)を乗算される。(Equation 1) The in-phase component I j (nT) of each transmission data output from the serial / parallel conversion circuit 401 is multiplied by the cosine wave cos (ω j nT) by the multipliers 501 to 504, respectively. Similarly, the quadrature component Q j (n
T) is a sine wave -sin in multipliers 505 to 508, respectively.
(ω j nT).
【０００７】図６は、逆フーリエ変換回路４０２の各部
における信号波形を表した信号波形図である。図６にお
いて、横軸は時間であり、縦軸は電力であり、各信号の
周期は１６Ｔである。FIG. 6 is a signal waveform diagram showing a signal waveform in each section of the inverse Fourier transform circuit 402. In FIG. 6, the horizontal axis is time, the vertical axis is power, and the cycle of each signal is 16T.
【０００８】図６（ａ）は入力信号であるI0(nT)を表
し、I0(nT)の１周期目（ｎ＝０〜１６）は「＋１」であ
り、２周期目（ｎ＝１６〜３２）は「−１」である。図
６（ｂ）は余弦波cos(ω0 nT)表し、図６（ｃ）はI0(n
T)に余弦波cos(ω0 nT)を乗算した後の信号波形を表し
ている。[0008] FIG. 6 (a) represents the I 0 (nT) is the input signal, the first period of I 0 (nT) (n = 0~16) is "+1", the second period (n = 16 to 32) are “−1”. FIG. 6B shows the cosine wave cos (ω 0 nT), and FIG. 6C shows I 0 (n
T) is multiplied by a cosine wave cos (ω 0 nT) to represent a signal waveform.
【０００９】余弦波を乗算された同相成分は、加算器５
０９にて加算され、Ｄ／Ａ変換器４０３に出力される。
同様に、正弦波を乗算された直交成分は、加算器５１０
にて加算され、Ｄ／Ａ変換器４０４に出力される。The in-phase component multiplied by the cosine wave is added to an adder 5
The sum is added at 09 and output to the D / A converter 403.
Similarly, the quadrature component multiplied by the sine wave is added to the adder 510.
And output to the D / A converter 404.
【００１０】このように、従来の逆フーリエ変換回路
は、直列並列変換された各送信データに余弦波を乗算し
た後に加算することにより逆フーリエ変換を行ってい
る。As described above, the conventional inverse Fourier transform circuit performs inverse Fourier transform by multiplying each serial-to-parallel-converted transmission data by a cosine wave and then adding them.
【００１１】[0011]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
逆フーリエ変換回路は、逆フーリエ変換の際に乗算を必
要とするため演算量が多くなってしまい、特に、サブキ
ャリア数が多い場合には回路規模が大きくなってしまう
という問題を有している。However, the conventional inverse Fourier transform circuit requires a large amount of calculation because it requires multiplication at the time of the inverse Fourier transform. In particular, when the number of subcarriers is large, the circuit becomes inefficient. There is a problem that the scale becomes large.
【００１２】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、演算量の少ない逆フーリエ変換回路及び逆フーリ
エ変換方法を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide an inverse Fourier transform circuit and an inverse Fourier transform method which require a small amount of calculation.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、各サブキャリアについて、そのままのも
のと極性を反転したものとを用意し、ベースバンド信号
の値が「＋１」であれば、サブキャリアをそのまま出力
し、「−１」であれば、サブキャリアの極性を反転した
ものを出力する。In order to solve the above-mentioned problem, the present invention prepares each subcarrier as it is and the one whose polarity is inverted, and when the value of the baseband signal is "+1". If there is, the subcarrier is output as it is, and if "-1", the subcarrier whose polarity is inverted is output.
【００１４】[0014]
【発明の実施の形態】本発明の第１の態様における逆フ
ーリエ変換回路は、各サブキャリアの極性を反転する極
性反転手段と、各ベースバンド信号の極性に基づいて、
対応するサブキャリアの極性を反転させるか否かを制御
する切替制御手段と、この第１切替制御手段にて制御さ
れた各サブキャリアを加算する加算手段とを具備する構
成を採る。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION An inverse Fourier transform circuit according to a first embodiment of the present invention comprises a polarity inverting means for inverting the polarity of each subcarrier and a polarity of each baseband signal.
A configuration including switching control means for controlling whether to invert the polarity of the corresponding subcarrier and adding means for adding each subcarrier controlled by the first switching control means is adopted.
【００１５】本発明の第２の態様は、第１の態様の逆フ
ーリエ変換回路において、第１切替制御手段は、ベース
バンド信号の極性が正である場合にサブキャリアをその
まま加算手段に出力し、ベースバンド信号の極性が負で
ある場合にサブキャリアは極性を反転させて加算手段に
出力する構成を採る。According to a second aspect of the present invention, in the inverse Fourier transform circuit of the first aspect, the first switching control means outputs the subcarrier as it is to the adding means when the polarity of the baseband signal is positive. When the polarity of the baseband signal is negative, the subcarrier reverses the polarity and outputs it to the adding means.
【００１６】これらの構成により、逆フーリエ変換器に
おいて乗算器を不要にし、回路規模を小さくできる。ま
た、これにより、従来デジタル乗算器の処理速度で上限
が決まってしまっていたサンプリング周波数を大幅に上
げることができるので、信号伝送速度の高速化を図るこ
とができ、Ｄ／Ａ変換後のアナログフィルタの回路規模
を小さくできる。With these configurations, a multiplier is not required in the inverse Fourier transformer, and the circuit scale can be reduced. In addition, since the sampling frequency, for which the upper limit is conventionally determined by the processing speed of the digital multiplier, can be significantly increased, the signal transmission speed can be increased, and the analog signal after D / A conversion can be obtained. The circuit size of the filter can be reduced.
【００１７】本発明の第３の態様における逆フーリエ変
換回路は、ビットシフトにより各サブキャリアの振幅を
変換する振幅変調手段と、各ベースバンド信号の極性に
基づいて、対応するサブキャリアの振幅を変調させるか
否かを制御する第１切替制御手段と、この第１切替制御
手段の極性を反転する極性反転手段と、各ベースバンド
信号の上位ビットの極性に基づいて、対応する前記第１
切替制御手段から出力されたサブキャリアの極性を反転
させるか否かを制御する第２切替制御手段と、この第２
切替制御手段にて制御された各サブキャリアを加算する
加算手段とを具備する構成を採る。An inverse Fourier transform circuit according to a third aspect of the present invention comprises an amplitude modulating means for converting the amplitude of each subcarrier by bit shift and an amplitude of the corresponding subcarrier based on the polarity of each baseband signal. First switching control means for controlling whether or not to modulate, polarity inverting means for inverting the polarity of the first switching control means, and the corresponding first switching control means based on the polarity of the upper bit of each baseband signal.
A second switching control means for controlling whether or not to invert the polarity of the subcarrier output from the switching control means;
An addition means for adding each subcarrier controlled by the switching control means is adopted.
【００１８】本発明の第４の態様は、第３の態様の逆フ
ーリエ変換回路において、振幅変調手段は、各サブキャ
リアを２ビットシフトさせる２ビットシフト手段と、こ
の２ビットシフト手段の出力からサブキャリアを減算す
る減算手段とを具備する構成を採る。According to a fourth aspect of the present invention, in the inverse Fourier transform circuit of the third aspect, the amplitude modulating means includes a two-bit shifting means for shifting each subcarrier by two bits, and an output from the two-bit shifting means. A configuration including a subtraction unit for subtracting a subcarrier is employed.
【００１９】本発明の第５の態様は、第３の態様又は第
４の態様の逆フーリエ変換回路において、第１切替制御
手段は、ベースバンド信号の下位ビットの極性が正であ
る場合にサブキャリアの振幅をそのままにし、ベースバ
ンド信号の下位ビットの極性が負である場合にサブキャ
リアを振幅変調手段に出力する構成を採る。According to a fifth aspect of the present invention, in the inverse Fourier transform circuit of the third aspect or the fourth aspect, the first switching control means includes a sub-switch when the polarity of the lower bit of the baseband signal is positive. The amplitude of the carrier is kept as it is, and the subcarrier is output to the amplitude modulation means when the polarity of the lower bit of the baseband signal is negative.
【００２０】本発明の第６の態様は、第３の態様から第
５の態様のいずれかの逆フーリエ変換回路において、第
２切替制御手段は、ベースバンド信号の上位ビットの極
性が正である場合にサブキャリアをそのまま加算手段に
出力し、ベースバンド信号の上位ビットの極性が負であ
る場合にサブキャリアは極性を反転させて加算手段に出
力する構成を採る。According to a sixth aspect of the present invention, in the inverse Fourier transform circuit according to any one of the third to fifth aspects, the second switching control means has a positive polarity of the upper bit of the baseband signal. In this case, the configuration is such that the subcarrier is output to the adding means as it is, and when the polarity of the upper bit of the baseband signal is negative, the subcarrier is inverted in polarity and output to the adding means.
【００２１】これらの構成により、１６ＱＡＭ変調号式
による逆フーリエ変換器において乗算器を不要にし、回
路規模を小さくできる。また、３２ＱＡＭ、２５６ＱＡ
Ｍ等、変調多値数を増加しても、乗算器を用いずに逆フ
ーリエ変換を実行することができる。With these configurations, a multiplier is not required in the inverse Fourier transformer based on the 16QAM modulation scheme, and the circuit scale can be reduced. Also, 32QAM, 256QA
Even if the number of modulation levels such as M is increased, the inverse Fourier transform can be executed without using a multiplier.
【００２２】本発明の第７の態様におけるＯＦＤＭ変調
器は、第１の態様から第６の態様のいずれかの逆フーリ
エ変換回路を具備する構成を採る。An OFDM modulator according to a seventh aspect of the present invention employs a configuration including the inverse Fourier transform circuit according to any one of the first to sixth aspects.
【００２３】本発明の第８の態様における通信端末装置
は、第７の態様のＯＦＤＭ変調器を具備する構成を採
る。A communication terminal according to an eighth aspect of the present invention employs a configuration including the OFDM modulator according to the seventh aspect.
【００２４】本発明の第９の態様における基地局装置
は、第７の態様のＯＦＤＭ変調器を具備する構成を採
る。A base station apparatus according to a ninth aspect of the present invention employs a configuration including the OFDM modulator according to the seventh aspect.
【００２５】本発明の第１０の態様における逆フーリエ
変換方法は、各ベースバンド信号の極性に基づいて、対
応するサブキャリアの極性を反転させるか否かを制御
し、制御された各サブキャリアを加算する方法を採る。The inverse Fourier transform method according to the tenth aspect of the present invention controls whether or not to invert the polarity of a corresponding subcarrier based on the polarity of each baseband signal, and converts each of the controlled subcarriers. Take the method of adding.
【００２６】本発明の第１１の態様は、第１０の態様の
逆フーリエ変換方法において、ベースバンド信号の極性
が正である場合にサブキャリアの極性を変化させず、ベ
ースバンド信号の極性が負である場合にサブキャリアは
極性を反転させる方法を採る。According to an eleventh aspect of the present invention, in the inverse Fourier transform method of the tenth aspect, when the polarity of the baseband signal is positive, the polarity of the subcarrier is not changed, and the polarity of the baseband signal is negative. In this case, a method of inverting the polarity of the subcarrier is adopted.
【００２７】これらの方法により、逆フーリエ変換器に
おいて乗算器を不要にし、回路規模を小さくできる。ま
た、これにより、従来デジタル乗算器の処理速度で上限
が決まってしまっていたサンプリング周波数を大幅に上
げることができるので、信号伝送速度の高速化を図るこ
とができ、Ｄ／Ａ変換後のアナログフィルタの回路規模
を小さくできる。According to these methods, a multiplier is not required in the inverse Fourier transformer, and the circuit scale can be reduced. In addition, since the sampling frequency, for which the upper limit is conventionally determined by the processing speed of the digital multiplier, can be significantly increased, the signal transmission speed can be increased, and the analog signal after D / A conversion can be obtained. The circuit size of the filter can be reduced.
【００２８】本発明の第１２の態様における逆フーリエ
変換方法は、各ベースバンド信号の下位ビットの極性に
基づいて、対応するサブキャリアの振幅をビットシフト
により変調させるか否かを制御し、各ベースバンド信号
の上位ビットの極性に基づいて、振幅を制御された各サ
ブキャリアの極性を反転させるか否かを制御し、制御さ
れた各サブキャリアを加算する方法を採る。The inverse Fourier transform method according to the twelfth aspect of the present invention controls whether or not to modulate the amplitude of a corresponding subcarrier by bit shifting based on the polarity of the lower bit of each baseband signal. A method is employed in which whether or not the polarity of each subcarrier whose amplitude is controlled is inverted based on the polarity of the upper bit of the baseband signal and each of the controlled subcarriers is added.
【００２９】本発明の第１３の態様は、第１２の態様の
逆フーリエ変換方法において、各サブキャリアを２ビッ
トシフトさせてからサブキャリアを減算する方法を採
る。According to a thirteenth aspect of the present invention, in the inverse Fourier transform method of the twelfth aspect, a method is employed in which each subcarrier is shifted by 2 bits and then the subcarrier is subtracted.
【００３０】本発明の第１４の態様は、第１２の態様又
は第１３の態様の逆フーリエ変換方法において、ベース
バンド信号の下位ビットの極性が正である場合にサブキ
ャリアの振幅をそのままにし、ベースバンド信号の下位
ビットの極性が負である場合にサブキャリアの振幅を変
調する方法を採る。According to a fourteenth aspect of the present invention, in the inverse Fourier transform method of the twelfth aspect or the thirteenth aspect, when the polarity of the lower bit of the baseband signal is positive, the amplitude of the subcarrier remains unchanged, A method of modulating the amplitude of the subcarrier when the polarity of the lower bit of the baseband signal is negative is adopted.
【００３１】本発明の第１５の態様は、第１２の態様か
ら第１４の態様のいずれかの逆フーリエ変換方法におい
て、ベースバンド信号の上位ビットの極性が正である場
合にサブキャリアの極性を変化させず、ベースバンド信
号の極性の上位ビットが負である場合にサブキャリアは
極性を反転させる方法を採る。According to a fifteenth aspect of the present invention, in the inverse Fourier transform method according to any one of the twelfth aspect to the fourteenth aspect, when the polarity of the upper bit of the baseband signal is positive, the polarity of the subcarrier is changed. When the upper bit of the polarity of the baseband signal is negative without changing, the subcarrier reverses the polarity.
【００３２】これらの方法により、１６ＱＡＭ変調号式
による逆フーリエ変換器において乗算器を不要にし、回
路規模を小さくできる。また、３２ＱＡＭ、２５６ＱＡ
Ｍ等、変調多値数を増加しても、乗算器を用いずに逆フ
ーリエ変換を実行することができる。According to these methods, a multiplier is not required in the inverse Fourier transformer based on the 16QAM modulation scheme, and the circuit scale can be reduced. Also, 32QAM, 256QA
Even if the number of modulation levels such as M is increased, the inverse Fourier transform can be executed without using a multiplier.
【００３３】以下、本発明の実施の形態について、添付
図面を参照して詳細に説明する。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
【００３４】（実施の形態１）実施の形態１では、変調
方式がＱＰＳＫ、サブキャリア数が４の場合について説
明する。この場合、各サブキャリアの成分Dj(nT)は、上
記の式（１）から、以下に示す式（２）で表される。(Embodiment 1) Embodiment 1 describes a case where the modulation scheme is QPSK and the number of subcarriers is 4. In this case, the component D j (nT) of each subcarrier is expressed by the following equation (2) from the above equation (1).
【００３５】[0035]
【数２】 ここで、ＱＰＳＫは、ベースバンド信号の同相成分及び
直交成分は、振幅を１とすると、それぞれ＋１と−１の
２値しか存在しない。よって、上記の式（２）は、以下
に示す式（３）に置換えることができる。(Equation 2) Here, in QPSK, if the amplitude is 1, the in-phase component and the quadrature component of the baseband signal have only two values, +1 and -1, respectively. Therefore, the above equation (2) can be replaced by the following equation (3).
【００３６】[0036]
【数３】 本発明者は、式（３）から、各サブキャリアの成分及び
その極性を反転したものを用意し、ベースバンド信号の
値に基いていずれかを出力すれば、乗算を行わずに逆フ
ーリエ変換を実現できる点に着目して本発明をするに至
った。(Equation 3) The present inventor prepares the component of each subcarrier and its inverted polarity from equation (3), and if any is output based on the value of the baseband signal, the inverse Fourier transform is performed without performing multiplication. The present invention has been made by paying attention to the point that can be realized.
【００３７】図１は、実施の形態１における逆フーリエ
変換回路の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of the inverse Fourier transform circuit according to the first embodiment.
【００３８】図１において、極性反転器１０１〜１０４
は、各サブキャリアの余弦波の極性を反転させる。切替
スイッチ１１１〜１１４は、各ベースバンド信号の同相
成分の値が「＋１」である場合、各サブキャリアの余弦
波を出力し、各ベースバンド信号の同相成分の値が「−
１」である場合、各サブキャリアの余弦波の極性反転値
を出力する。In FIG. 1, the polarity inverters 101-104
Reverses the polarity of the cosine wave of each subcarrier. When the value of the in-phase component of each baseband signal is “+1”, the changeover switches 111 to 114 output the cosine wave of each subcarrier, and the value of the in-phase component of each baseband signal becomes “−”.
If it is "1", the polarity inversion value of the cosine wave of each subcarrier is output.
【００３９】極性反転器１０５〜１０８は、各サブキャ
リアの正弦波の極性を反転させる。切替スイッチ１１５
〜１１８は、各ベースバンド信号の直交成分の値が「＋
１」である場合、各サブキャリアの正弦波を出力し、各
ベースバンド信号の直交成分の値が「−１」である場
合、各サブキャリアの正弦波の極性反転値を出力する。The polarity inverters 105 to 108 invert the polarity of the sine wave of each subcarrier. Selector switch 115
To 118, the value of the orthogonal component of each baseband signal is “+
When the value is "1", the sine wave of each subcarrier is output, and when the value of the orthogonal component of each baseband signal is "-1", the polarity inversion value of the sine wave of each subcarrier is output.
【００４０】図２は、実施の形態１における逆フーリエ
変換回路の各部の信号波形を表した信号波形図である。
図２において、横軸は時間であり、縦軸は電力であり、
各信号の周期は１６Ｔである。FIG. 2 is a signal waveform diagram showing a signal waveform of each part of the inverse Fourier transform circuit according to the first embodiment.
In FIG. 2, the horizontal axis is time, the vertical axis is power,
The cycle of each signal is 16T.
【００４１】図２（ａ）は余弦波cos(ω0 nT)表し、図
２（ｂ）は極性反転器１０１にて余弦波cos(ω0 nT)の
極性を反転した後の信号波形-cos(ω0 nT)を表す。FIG. 2A shows a cosine wave cos (ω 0 nT), and FIG. 2B shows a signal waveform −cos after the polarity of the cosine wave cos (ω 0 nT) is inverted by the polarity inverter 101. (ω 0 nT).
【００４２】図２（ｃ）はI0(nT)を表し、I0(nT)の１周
期目（ｎ＝０〜１６）は「＋１」であり、２周期目（ｎ
＝１６〜３２）は「−１」である。よって、１周期目は
cos(ω0 nT)が出力され、２周期目は-cos(ω0 nT)が出
力される。図２（ｄ）は切替スイッチ１１１の出力信号
波形を表す。[0042] FIG. 2 (c) represents the I 0 (nT), 1 cycle of I 0 (nT) (n = 0~16) is "+1", the second period (n
= 16-32) is "-1". Therefore, the first cycle
cos (ω 0 nT) is output, and in the second cycle, −cos (ω 0 nT) is output. FIG. 2D shows an output signal waveform of the changeover switch 111.
【００４３】ここで、図２（ｄ）の信号波形と前述の図
６（ｃ）の波形は同一である。また、図示しない他のサ
ブキャリアも含めて、図１の切替スイッチ１０１〜１０
８の出力はそれぞれ図５の乗算器５０１〜５０８の出力
と同一の波形となる。これは、図１に示す構成により、
乗算器を用いなくても逆フーリエ変換できることを示し
ている。Here, the signal waveform of FIG. 2D and the waveform of FIG. 6C are the same. 1 including the other subcarriers (not shown).
8 have the same waveforms as the outputs of the multipliers 501 to 508 in FIG. This is due to the configuration shown in FIG.
This shows that the inverse Fourier transform can be performed without using a multiplier.
【００４４】加算器１２１は切替スイッチ１１１〜１１
４から出力された各同相成分を加算し、加算器１２２は
切替スイッチ１１５〜１１８から出力された各直交成分
を加算する。加算後の同相成分及び直交成分は、Ｄ／Ａ
変換された後に直交変調される。The adder 121 is provided with changeover switches 111 to 11
4 are added together, and the adder 122 adds the respective quadrature components output from the changeover switches 115 to 118. The in-phase and quadrature components after the addition are D / A
After the conversion, they are quadrature modulated.
【００４５】このように、逆フーリエ変換器を極性反転
器と切替スイッチとで構成することにより乗算器を不要
にし、回路規模を小さくできる。また、これにより、従
来デジタル乗算器の処理速度で上限が決まってしまって
いたサンプリング周波数を大幅に上げることができるの
で、信号伝送速度の高速化を図ることができ、Ｄ／Ａ変
換後のアナログフィルタの回路規模を小さくできる。As described above, by constructing the inverse Fourier transformer with the polarity inverter and the changeover switch, a multiplier is not required and the circuit scale can be reduced. In addition, since the sampling frequency, for which the upper limit is conventionally determined by the processing speed of the digital multiplier, can be significantly increased, the signal transmission speed can be increased, and the analog signal after D / A conversion can be obtained. The circuit size of the filter can be reduced.
【００４６】（実施の形態２）実施の形態２は、１６Ｑ
ＡＭ変調方式において、乗算器を用いずに逆フーリエ変
換を実現する形態である。１６ＱＡＭ変調は、ベースバ
ンド信号の最大振幅を２種類にし、さらに、直交成分と
同相成分に分離することにより、１６種類（４ビット）
の信号を区別する変調方式である。実施の形態２では、
最大振幅の絶対値を「３」と「１」の２種類とする。(Embodiment 2) In Embodiment 2, the 16Q
In the AM modulation method, an inverse Fourier transform is realized without using a multiplier. In 16QAM modulation, the maximum amplitude of a baseband signal is set to two types, and is further separated into a quadrature component and an in-phase component, so that 16 types (4 bits)
This is a modulation method for distinguishing between the signals. In the second embodiment,
It is assumed that the absolute values of the maximum amplitude are two types, “3” and “1”.
【００４７】図３は、実施の形態２における逆フーリエ
変換回路の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the inverse Fourier transform circuit according to the second embodiment.
【００４８】図３において、２ビットシフト回路３０１
〜３０４は、各サブキャリアの余弦波を２ビットシフト
させることにより振幅を４倍にする。ディジタル減算器
３１１〜３１４は、２ビットシフト回路３０１〜３０４
の出力から各サブキャリアの余弦波を減算する。これに
より、各サブキャリアの余弦波の振幅を３倍することが
できる。In FIG. 3, 2-bit shift circuit 301
Nos. To 304 quadruple the amplitude by shifting the cosine wave of each subcarrier by 2 bits. Digital subtractors 311 to 314 are 2-bit shift circuits 301 to 304
Subtract the cosine wave of each subcarrier from the output of. Thereby, the amplitude of the cosine wave of each subcarrier can be tripled.
【００４９】同様に、２ビットシフト回路３０５〜３０
８は、各サブキャリアの正弦波を２ビットシフトさせる
ことにより振幅を４倍にする。ディジタル減算器３１５
〜３１８は、２ビットシフト回路３０５〜３０８の出力
から各サブキャリアの正弦波を減算する。Similarly, 2-bit shift circuits 305 to 30
No. 8 quadruples the amplitude by shifting the sine wave of each subcarrier by 2 bits. Digital subtractor 315
318 subtract a sine wave of each subcarrier from the outputs of the 2-bit shift circuits 305 to 308.
【００５０】切替スイッチ３２１〜３２４は、各ベース
バンド信号の同相成分の下位ビット（ＬＳＢ）値が「＋
１」である場合、各サブキャリアの余弦波を出力し、各
ベースバンド信号の同相成分の下位ビット（ＬＳＢ）値
が「−１」である場合、ディジタル減算器３１１〜３１
４から出力された各サブキャリアの余弦波に対して振幅
を３倍にした信号を出力する。The changeover switches 321 to 324 set the lower-order bit (LSB) value of the in-phase component of each baseband signal to “+”.
If the value is "1", the cosine wave of each subcarrier is output. If the value of the lower-order bit (LSB) of the in-phase component of each baseband signal is "-1", the digital subtractors 311 to 31
A signal whose amplitude is tripled with respect to the cosine wave of each subcarrier output from 4 is output.
【００５１】同様に、切替スイッチ３２５〜３２８は、
各ベースバンド信号の直交成分の下位ビット値が「＋
１」である場合、各サブキャリアの正弦波を出力し、各
ベースバンド信号の直交成分の下位ビット値が「−１」
である場合、ディジタル減算器３１５〜３１８から出力
された各サブキャリアの余弦波に対して振幅を３倍にし
た信号を出力する。Similarly, the changeover switches 325 to 328
The lower bit value of the orthogonal component of each baseband signal is “+
If it is "1", the sine wave of each subcarrier is output, and the lower bit value of the orthogonal component of each baseband signal is "-1".
, A signal whose amplitude is tripled with respect to the cosine wave of each subcarrier output from the digital subtractors 315 to 318 is output.
【００５２】極性反転器３３１〜３３４は、切替スイッ
チ３２１〜３２４の出力を反転させる。切替スイッチ３
４１〜３４４は、各ベースバンド信号の同相成分の上位
ビット値が「＋１」である場合、切替スイッチ３２１〜
３２４の出力をそのまま出力し、各ベースバンド信号の
同相成分の上位ビット（ＭＳＢ）値が「−１」である場
合、極性反転器３３１〜３３４にて極性反転された値を
出力する。The polarity inverters 331 to 334 invert the outputs of the switches 321 to 324. Changeover switch 3
When the upper bit value of the in-phase component of each baseband signal is “+1”, reference numerals 41 to 344 denote changeover switches 321 to 321.
The output of H.324 is output as it is, and when the higher-order bit (MSB) value of the in-phase component of each baseband signal is "-1", a value whose polarity is inverted by the polarity inverters 331 to 334 is output.
【００５３】極性反転器３３５〜３３８は、切替スイッ
チ３２５〜３２８の出力を反転させる。切替スイッチ３
４５〜３４８は、各ベースバンド信号の直交成分の上位
ビット値が「＋１」である場合、切替スイッチ３２５〜
３２８の出力をそのまま出力し、各ベースバンド信号の
直交成分の上位ビット（ＭＳＢ）値が「−１」である場
合、極性反転器３３５〜３３８にて極性反転された値を
出力する。The polarity inverters 335 to 338 invert the outputs of the switches 325 to 328. Changeover switch 3
When the upper bit value of the orthogonal component of each baseband signal is “+1”, 45 to 348 are changeover switches 325 to 348.
The output of 328 is output as it is, and when the upper bit (MSB) value of the orthogonal component of each baseband signal is “−1”, a value whose polarity is inverted by the polarity inverters 335 to 338 is output.
【００５４】加算器３５１は切替スイッチ３４１〜３４
４から出力された各同相成分を加算し、加算器３５２は
切替スイッチ３４５〜３４８から出力された各直交成分
を加算する。加算後の同相成分及び直交成分は、Ｄ／Ａ
変換された後に直交変調される。The adder 351 is provided with changeover switches 341 to 34
4 are added, and the adder 352 adds the respective quadrature components output from the changeover switches 345 to 348. The in-phase and quadrature components after the addition are D / A
After the conversion, they are quadrature modulated.
【００５５】このように、１６ＱＡＭ変調号式による逆
フーリエ変換器をビットシフト回路、デジタル減算器、
極性反転器及び切替スイッチで構成することにより乗算
器を不要にし、回路規模を小さくできる。また、３２Ｑ
ＡＭ、２５６ＱＡＭ等、変調多値数を増加しても、乗算
器を用いずに逆フーリエ変換を実行することができる。As described above, the inverse Fourier transformer based on the 16QAM modulation system is composed of a bit shift circuit, a digital subtractor,
By using a polarity inverter and a changeover switch, a multiplier is not required, and the circuit scale can be reduced. Also, 32Q
Even when the modulation multi-level number is increased, such as AM and 256QAM, the inverse Fourier transform can be performed without using a multiplier.
【００５６】なお、上記各実施の形態ではサブキャリア
数を４として説明したが、本発明はこれに限られず、サ
ブキャリア数を８、１６、３２等に増やした場合でも同
様の効果を得ることができる。In each of the above embodiments, the number of subcarriers has been described as 4. However, the present invention is not limited to this, and the same effect can be obtained even when the number of subcarriers is increased to 8, 16, 32 or the like. Can be.
【００５７】[0057]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の逆フーリ
エ変換回路及び逆フーリエ変換方法は、乗算器を用いず
に逆フーリエ変換を実現できるので、演算量を減らし、
回路規模を小さくすることができる。As described above, the inverse Fourier transform circuit and the inverse Fourier transform method of the present invention can realize the inverse Fourier transform without using a multiplier, so that the amount of calculation can be reduced.
The circuit scale can be reduced.
【図１】本発明の実施の形態１における逆フーリエ変換
回路の構成を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an inverse Fourier transform circuit according to Embodiment 1 of the present invention.
【図２】実施の形態１における逆フーリエ変換回路の各
部の信号波形を表した信号波形図FIG. 2 is a signal waveform diagram showing a signal waveform of each part of the inverse Fourier transform circuit according to the first embodiment.
【図３】本発明の実施の形態２における逆フーリエ変換
回路の構成を示すブロック図FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of an inverse Fourier transform circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図４】逆フーリエ変換回路を含むＯＦＤＭ変調器の構
成を示すブロック図FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM modulator including an inverse Fourier transform circuit.
【図５】従来の逆フーリエ変換回路の構成を示すブロッ
ク図FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a conventional inverse Fourier transform circuit.
【図６】従来の逆フーリエ変換回路における各部の信号
波形を表した信号波形図FIG. 6 is a signal waveform diagram showing signal waveforms at various parts in a conventional inverse Fourier transform circuit.
１０１〜１０８ 極性反転器 １１１〜１１８ 切替スイッチ １２１、１２２ 加算器 ３０１〜３０８ ２ビットシフト回路 ３１１〜３１８ ディジタル減算器 ３２１〜３２８ 切替スイッチ ３３１〜３３８ 極性反転器 ３４１〜３４８ 切替スイッチ ３５１、３５２ 加算器 101-108 Polarity Inverters 111-118 Changeover Switches 121, 122 Adders 301-308 2-Bit Shift Circuits 311-318 Digital Subtractors 321-328 Changeover Switches 331-338 Polarity Inverters 341-348 Changeover Switches 351, 352 Adders
Claims (15)
転手段と、各ベースバンド信号の極性に基づいて、対応
するサブキャリアの極性を反転させるか否かを制御する
切替制御手段と、この第１切替制御手段にて制御された
各サブキャリアを加算する加算手段とを具備することを
特徴とする逆フーリエ変換回路。1. A polarity inverting means for inverting the polarity of each subcarrier, a switching control means for controlling whether or not to invert the polarity of a corresponding subcarrier based on the polarity of each baseband signal; 1. An inverse Fourier transform circuit, comprising: an adder for adding each subcarrier controlled by one switch controller.
の極性が正である場合にサブキャリアをそのまま加算手
段に出力し、ベースバンド信号の極性が負である場合に
サブキャリアは極性を反転させて加算手段に出力するこ
とを特徴とする請求項１記載の逆フーリエ変換回路。2. The first switching control means outputs the subcarrier as it is to the adding means when the polarity of the baseband signal is positive, and inverts the polarity of the subcarrier when the polarity of the baseband signal is negative. 2. The inverse Fourier transform circuit according to claim 1, wherein the inverse Fourier transform circuit outputs the result.
幅を変換する振幅変調手段と、各ベースバンド信号の極
性に基づいて、対応するサブキャリアの振幅を変調させ
るか否かを制御する第１切替制御手段と、この第１切替
制御手段の極性を反転する極性反転手段と、各ベースバ
ンド信号の上位ビットの極性に基づいて、対応する前記
第１切替制御手段から出力されたサブキャリアの極性を
反転させるか否かを制御する第２切替制御手段と、この
第２切替制御手段にて制御された各サブキャリアを加算
する加算手段とを具備することを特徴とする逆フーリエ
変換回路。3. Amplitude modulation means for converting the amplitude of each subcarrier by bit shift, and first switching control for controlling whether or not to modulate the amplitude of the corresponding subcarrier based on the polarity of each baseband signal. Means, polarity inverting means for inverting the polarity of the first switching control means, and inverting the polarity of the subcarrier output from the corresponding first switching control means based on the polarity of the upper bit of each baseband signal. An inverse Fourier transform circuit, comprising: second switching control means for controlling whether or not to perform, and adding means for adding each subcarrier controlled by the second switching control means.
ットシフトさせる２ビットシフト手段と、この２ビット
シフト手段の出力からサブキャリアを減算する減算手段
とを具備することを特徴とする請求項３記載の逆フーリ
エ変換回路。4. The amplitude modulating means includes two-bit shifting means for shifting each subcarrier by two bits, and subtracting means for subtracting the subcarrier from the output of the two-bit shifting means. 3. The inverse Fourier transform circuit according to 3.
の下位ビットの極性が正である場合にサブキャリアの振
幅をそのままにし、ベースバンド信号の下位ビットの極
性が負である場合にサブキャリアを振幅変調手段に出力
することを特徴とする請求項３又は請求項４記載の逆フ
ーリエ変換回路。5. The first switching control means keeps the amplitude of the subcarrier unchanged when the polarity of the lower bit of the baseband signal is positive, and sets the subcarrier when the polarity of the lower bit of the baseband signal is negative. 5. The inverse Fourier transform circuit according to claim 3, wherein the inverse Fourier transform circuit outputs the signal to the amplitude modulation means.
の上位ビットの極性が正である場合にサブキャリアをそ
のまま加算手段に出力し、ベースバンド信号の上位ビッ
トの極性が負である場合にサブキャリアは極性を反転さ
せて加算手段に出力することを特徴とする請求項３から
請求項５のいずれかに記載の逆フーリエ変換回路。6. The second switching control means outputs the subcarrier to the adding means as it is when the polarity of the upper bit of the baseband signal is positive, and outputs the subcarrier when the polarity of the upper bit of the baseband signal is negative. 6. The inverse Fourier transform circuit according to claim 3, wherein the polarity of the subcarrier is inverted and output to the adding means.
の逆フーリエ変換回路を具備することを特徴とするＯＦ
ＤＭ変調器。7. An OF comprising an inverse Fourier transform circuit according to any one of claims 1 to 6.
DM modulator.
ることを特徴とする通信端末装置。8. A communication terminal device comprising the OFDM modulator according to claim 7.
ることを特徴とする基地局装置。9. A base station apparatus comprising the OFDM modulator according to claim 7.
て、対応するサブキャリアの極性を反転させるか否かを
制御し、制御された各サブキャリアを加算することを特
徴とする逆フーリエ変換方法。10. An inverse Fourier transform method comprising controlling whether to invert the polarity of a corresponding subcarrier based on the polarity of each baseband signal, and adding the controlled subcarriers.
合にサブキャリアの極性を変化させず、ベースバンド信
号の極性が負である場合にサブキャリアは極性を反転さ
せることを特徴とする請求項１０記載の逆フーリエ変換
方法。11. The method according to claim 1, wherein the polarity of the subcarrier is not changed when the polarity of the baseband signal is positive, and the polarity of the subcarrier is inverted when the polarity of the baseband signal is negative. 10. The inverse Fourier transform method according to 10.
性に基づいて、対応するサブキャリアの振幅をビットシ
フトにより変調させるか否かを制御し、各ベースバンド
信号の上位ビットの極性に基づいて、振幅を制御された
各サブキャリアの極性を反転させるか否かを制御し、制
御された各サブキャリアを加算することを特徴とする逆
フーリエ変換方法。12. Controlling whether or not to modulate the amplitude of a corresponding subcarrier by a bit shift based on the polarity of the lower bit of each baseband signal, based on the polarity of the upper bit of each baseband signal, An inverse Fourier transform method comprising controlling whether to invert the polarity of each subcarrier whose amplitude is controlled, and adding each controlled subcarrier.
てからサブキャリアを減算することを特徴とする請求項
１２記載の逆フーリエ変換方法。13. The inverse Fourier transform method according to claim 12, wherein each subcarrier is shifted by 2 bits and then the subcarrier is subtracted.
が正である場合にサブキャリアの振幅をそのままにし、
ベースバンド信号の下位ビットの極性が負である場合に
サブキャリアの振幅を変調することを特徴とする請求項
１２又は請求項１３記載の逆フーリエ変換方法。14. When the polarity of the lower bit of the baseband signal is positive, the amplitude of the subcarrier is left as it is,
14. The inverse Fourier transform method according to claim 12, wherein the amplitude of the subcarrier is modulated when the polarity of the lower bit of the baseband signal is negative.
が正である場合にサブキャリアの極性を変化させず、ベ
ースバンド信号の極性の上位ビットが負である場合にサ
ブキャリアは極性を反転させることを特徴とする請求項
１２から請求項１４のいずれかに記載の逆フーリエ変換
方法。15. The subcarrier polarity is not changed when the polarity of the upper bit of the baseband signal is positive, and the polarity of the subcarrier is inverted when the upper bit of the polarity of the baseband signal is negative. The inverse Fourier transform method according to any one of claims 12 to 14, wherein:
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10310053A JP2000138648A (en) | 1998-10-30 | 1998-10-30 | Inverse fourier transform circuit and inverse fourier transform method |
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|---|---|---|---|
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|---|---|
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| JP (1) | JP2000138648A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007076229A2 (en) * | 2005-12-19 | 2007-07-05 | Rambus Inc. | Linear transformation circuit |
| JP2011172120A (en) * | 2010-02-19 | 2011-09-01 | Mitsubishi Electric Corp | Transmission/reception method, and receiver |
| JP2014147000A (en) * | 2013-01-30 | 2014-08-14 | Mitsubishi Electric Corp | Modulation signal processing circuit and modulation signal processing method |
-
1998
- 1998-10-30 JP JP10310053A patent/JP2000138648A/en active Pending
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