JP2000123987A - Discharge lamp lighting device - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は高周波で放電灯を点
灯する放電灯点灯装置に関するものであり、特に入力高
調波歪の抑制を行う高周波充電方式で、高効率化のため
に高電圧・細管の蛍光ランプを点灯するような放電灯点
灯装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp at a high frequency, and more particularly to a high-frequency charging system for suppressing input harmonic distortion, and a high-voltage and thin tube for high efficiency. And a discharge lamp lighting device for lighting a fluorescent lamp.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来、商用電源を整流した出力を平滑用
コンデンサで平滑するコンデンサインプット型機器によ
る商用電源からの入力電流歪が大きな問題となり、イン
バータ照明装置等の電源装置においても入力高調波歪の
抑制が大きな課題となっている。このため、平滑回路の
入力部に大きなインダクタを挿入したり、入力段にチョ
ッパ回路を付加して入力高調波歪を抑制する方式がある
が、これらの方式は器具の大型化、高コスト化を招く。2. Description of the Related Art Conventionally, input current distortion from a commercial power supply due to a capacitor input type device in which a rectified output of a commercial power supply is smoothed by a smoothing capacitor has become a serious problem. Has become a major issue. For this reason, there are methods to suppress input harmonic distortion by inserting a large inductor in the input part of the smoothing circuit or adding a chopper circuit to the input stage, but these methods reduce the size and cost of the equipment. Invite.
【0003】そのため、近年、図7に示すような高周波
充電方式によるインバータ装置が提案されている。本回
路は、整流器DBからダイオードD1を介して接続され
る平滑コンデンサC0と、このコンデンサC0の直流電
圧を高周波に変換して負荷(蛍光灯FL)に高周波電力
を供給するインバータINVと、このインバータINV
における高周波振動源(点A)と整流器DBの出力との
間にインピーダンス素子として接続されるコンデンサC
inと、商用交流電源ACに高周波電力が帰還されるこ
とを防止するフィルタ回路Fよりなる。インバータIN
Vは、ボディーダイオード(ドレイン・ソース間に寄生
する逆方向ダイオード)を含むMOSFETよりなるス
イッチング素子Q1、Q2と、共振回路を構成するイン
ダクタL1、コンデンサC1、カップリングコンデンサ
Cc、放電灯FL及び制御回路(図示せず)で構成され
ており、スイッチング素子Q1、Q2が高速で交互にオ
ン・オフして、放電灯FLを高周波点灯させる。コンデ
ンサC1は放電灯FLのフィラメントの予熱電流通電経
路を構成しており、インダクタL1との共振用コンデン
サも兼用している。Therefore, in recent years, an inverter device using a high-frequency charging system as shown in FIG. 7 has been proposed. This circuit includes a smoothing capacitor C0 connected from a rectifier DB via a diode D1, an inverter INV that converts a DC voltage of the capacitor C0 to a high frequency and supplies a high frequency power to a load (fluorescent lamp FL), and an inverter INV. INV
Connected as an impedance element between the high-frequency vibration source (point A) and the output of the rectifier DB
and a filter circuit F for preventing high-frequency power from being fed back to the commercial AC power supply AC. Inverter IN
V is a switching element Q1, Q2 composed of a MOSFET including a body diode (a reverse diode parasitic between the drain and the source), an inductor L1, a capacitor C1, a coupling capacitor Cc, a discharge lamp FL, and a control element constituting a resonance circuit. The switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off at high speed to light the discharge lamp FL at high frequency. The capacitor C1 forms a path for supplying a preheating current to the filament of the discharge lamp FL, and also serves as a capacitor for resonance with the inductor L1.
【0004】本回路では、インダクタL1と放電灯FL
の接続点をコンデンサCinを介して整流器DBの出力
に接続しており、インダクタL1と放電灯FLの接続点
(点A)の高周波の電圧振幅によって入力電流の引き込
み、また、コンデンサC0の充電が行われる。インダク
タL1と放電灯FLの接続点(点A)の電位をVAとす
ると、A点の電位VAが下がるときに交流電源ACとA
点の電位VAの差の電圧がコンデンサCinに印加さ
れ、コンデンサCinに電荷が蓄積される。また、A点
の電位VAが上昇するときにコンデンサCinに蓄積さ
れた電荷はダイオードD1を通してコンデンサC0に充
電される。この動作が交流電源ACの1サイクル中の全
区間において行われるため、入力歪が改善される。以上
のように高周波充電方式は、少ない部品点数で入力高調
波歪を抑制できる。In this circuit, the inductor L1 and the discharge lamp FL
Is connected to the output of the rectifier DB via the capacitor Cin. The input current is drawn by the high-frequency voltage amplitude at the connection point (point A) between the inductor L1 and the discharge lamp FL, and the charging of the capacitor C0 is performed. Done. Assuming that the potential at the connection point (point A) between the inductor L1 and the discharge lamp FL is VA, when the potential VA at the point A decreases, the AC power supplies AC and A
The voltage of the difference between the potentials VA at the points is applied to the capacitor Cin, and the electric charge is accumulated in the capacitor Cin. When the potential VA at the point A rises, the electric charge accumulated in the capacitor Cin is charged to the capacitor C0 through the diode D1. Since this operation is performed in all sections in one cycle of the AC power supply AC, input distortion is improved. As described above, the high-frequency charging method can suppress input harmonic distortion with a small number of components.
【0005】[0005]
【表1】 [Table 1]
【0006】ところで、表1は従来の各種蛍光灯(例え
ば、直管型の蛍光灯)の定格ランプ電力、ランプ電圧、
ランプ管径を示しているが、点灯中のランプ電圧は高々
138V程度であった。一般に、ランプ電圧が低い放電
灯(蛍光灯)は始動電圧も低くなるため、インバータの
電源電圧となるコンデンサC0の電圧VdcがAC10
0Vの商用交流電源電圧のピーク値である141V程度
でも、従来の放電灯を予熱・始動・点灯するための共振
回路の設計が可能であった。そのため、放電灯の点灯時
にコンデンサC0の電圧Vdcは、入力高調波歪を抑制
しながらできるだけ低い電圧(AC100V入力であれ
ば150〜180V程度)に設定して、コンデンサC0
やスイッチング素子等のインバータINVの構成部品の
ストレス低減を図る。[0006] Table 1 shows the rated lamp power, lamp voltage, and lamp power of various conventional fluorescent lamps (for example, a straight tube fluorescent lamp).
Although the lamp tube diameter is shown, the lamp voltage during lighting was about 138 V at most. In general, a discharge lamp (fluorescent lamp) having a low lamp voltage also has a low starting voltage.
Even at a peak value of about 141 V of the commercial AC power supply voltage of 0 V, it was possible to design a resonance circuit for preheating, starting, and lighting a conventional discharge lamp. Therefore, when the discharge lamp is turned on, the voltage Vdc of the capacitor C0 is set to a voltage as low as possible (about 150 to 180 V for 100 V AC input) while suppressing the input harmonic distortion.
Of the components of the inverter INV such as the switching element and the switching element.
【0007】一方、近年、省資源、省エネルギーの観点
から管径が18〜29mm程度と細く、光路長が140
0〜2500mmと長い高出力の放電灯が開発されてい
る。例えば図8(a),(b)に示すような一端部に電
極2を有し、他端部に閉塞部3を有する複数本の環形発
光管1が同心円状に配置され、これら複数の環形発光管
1の閉塞部3の近傍がブリッジ接合部4によって接合さ
れて、内部に一本の放電路が形成されると共に、上記閉
塞部3に最冷点箇所イが形成され、且つ環形発光管1の
両端部を包囲する口金5を具備してなる環形蛍光灯があ
る。On the other hand, in recent years, from the viewpoint of resource saving and energy saving, the tube diameter is as thin as about 18 to 29 mm and the optical path length is 140 mm.
High power discharge lamps as long as 0 to 2500 mm have been developed. For example, as shown in FIGS. 8 (a) and 8 (b), a plurality of annular arc tubes 1 having an electrode 2 at one end and a closed portion 3 at the other end are concentrically arranged. The vicinity of the closed portion 3 of the arc tube 1 is joined by a bridge joint portion 4 to form a single discharge path inside, and the coldest spot A is formed in the closed portion 3 and the annular arc tube is formed. There is a ring-shaped fluorescent lamp comprising a base 5 surrounding both ends of the fluorescent lamp 1.
【0008】[0008]
【表2】 [Table 2]
【0009】この種の放電灯はランプ効率を上げるため
に細管化しており、例えば表2に示すように定格出力が
97W或いは68Wの物については、従来のランプと比
べて相対的にランプ電流が小さく、ランプ電圧が高くな
っている。このようなランプを確実に始動させ、安定に
点灯させるために、負荷部に昇圧トランスを用いてラン
プ印加電圧を昇圧する方法があるが、昇圧比に応じてイ
ンバータ部の共振電流が大きくなり、スイッチング素子
等のロスが増加するという課題がある。This type of discharge lamp is formed into a narrow tube in order to increase the lamp efficiency. For example, as shown in Table 2, a lamp having a rated output of 97 W or 68 W has a relatively large lamp current as compared with a conventional lamp. Small, high lamp voltage. In order to start such a lamp reliably and to light it stably, there is a method of boosting the lamp applied voltage using a boosting transformer in the load unit.However, the resonance current of the inverter unit increases according to the boosting ratio, There is a problem that the loss of the switching element and the like increases.
【0010】そこで、ランプ電圧に応じてインバータ部
の電源電圧を250V〜300V程度まで上げることに
より、共振電流を抑えながら、このようなランプを確実
に始動させ、安定に点灯させることができる。Therefore, by increasing the power supply voltage of the inverter section to about 250 V to 300 V in accordance with the lamp voltage, such a lamp can be reliably started and lit stably while suppressing the resonance current.
【0011】しかし、例えば放電灯負荷の予熱・始動時
等の軽負荷時にはインバータINVへの入力電力は減少
するが、図7のA点の電位VAが振動している限り、コ
ンデンサCinに蓄積された電荷はコンデンサC0に充
電され続けるため、結果的にコンデンサC0の電圧Vd
cは上昇する。特に、この種の高電圧ランプの点灯装置
においては、上記理由によりランプ電圧に応じてインバ
ータ部の電源電圧を昇圧するように回路定数を設定する
ため、軽負荷時にコンデンサC0の電圧Vdcが上昇し
やすくなり、軽負荷時の電圧にあわせてコンデンサC0
やスイッチング素子Q1,Q2等のインバータINVの
構成部品に高耐圧のものが必要となり、装置が大型化、
高コスト化するという課題がある。However, the input power to the inverter INV decreases when the load is light, such as when preheating and starting the discharge lamp load. However, as long as the potential VA at the point A in FIG. The charged charge continues to be charged in the capacitor C0, and as a result, the voltage Vd of the capacitor C0
c rises. In particular, in this type of high-voltage lamp lighting device, since the circuit constant is set so as to boost the power supply voltage of the inverter unit according to the lamp voltage for the above-described reason, the voltage Vdc of the capacitor C0 increases at a light load. Capacitor C0 according to the voltage at light load.
And the components of the inverter INV such as the switching elements Q1 and Q2 need to have a high withstand voltage.
There is a problem of increasing costs.
【0012】更にこの種の高効率ランプは、管径が従来
のランプと比べて細いために、フィラメントを設置する
空間的余裕が少ないことから、フィラメントが小型化し
ており、断線防止のため予熱電流を精度良く制御する必
要があり、点灯時と比べて相対的に先行予熱時の予熱電
流が大きくなっている。つまり、図7に示すようなコン
デンサC1に流れる電流によりフィラメントを予熱する
回路方式では、先行予熱時の予熱電流を相対的に大きく
するために、共振電流を大きくする必要があり、点Aの
電圧振幅が大きくなり、先行予熱時のコンデンサC0の
電圧Vdcは上昇する。Further, since the lamp diameter of this type of high efficiency lamp is smaller than that of a conventional lamp, the space for installing the filament is small, so that the filament is downsized. Is required to be controlled with high accuracy, and the preheating current at the time of preceding preheating is relatively larger than at the time of lighting. In other words, in the circuit system for preheating the filament by the current flowing through the capacitor C1 as shown in FIG. 7, it is necessary to increase the resonance current in order to relatively increase the preheating current at the time of preheating, and the voltage at the point A The amplitude increases, and the voltage Vdc of the capacitor C0 at the time of preceding preheating increases.
【0013】この課題を解決するものとして、図9に示
すような回路が有る。本従来例は図7のような高周波充
電方式によるインバータ装置において、インバータの矩
形波出力にコンデンサCfと予熱トランスTfを直列接
続し、予熱トランスTfの2次巻線を放電灯FLのフィ
ラメントF1、F2に接続してフィラメントに電圧Vf
を印加して予熱電流を供給する予熱用インバータを設け
たものである。ここで、予熱用インバータの共振周波数
fo2を、図10に示すように放電灯点灯用の主インバ
ータの共振周波数fo1よりも高く設定して、先行予熱
時はfo2近傍の周波数fpで、始動・点灯時はfo1
の近傍の周波数fiでスイッチング素子を駆動する。先
行予熱時の周波数fpでは予熱用インバータの出力は大
きくなるため、予熱を十分に行うことができ、一方、主
インバータの出力は小さいため、ランプ印加電圧を低く
すると同時に点Aの電圧振幅も小さくなるためコンデン
サC0の電圧Vdcの上昇を抑えることができる。始動
時はスイッチング素子の駆動周波数をfiにして、主イ
ンバータの出力を大きくすることによりランプに高い始
動電圧を印加してランプを始動・点灯する。To solve this problem, there is a circuit as shown in FIG. In this conventional example, in a high frequency charging type inverter device as shown in FIG. 7, a capacitor Cf and a preheating transformer Tf are connected in series to a rectangular wave output of the inverter, and a secondary winding of the preheating transformer Tf is connected to a filament F1 of a discharge lamp FL. F2 to connect the filament to the voltage Vf
And a preheating inverter for supplying a preheating current by applying a voltage. Here, the resonance frequency fo2 of the preheating inverter is set higher than the resonance frequency fo1 of the main inverter for lighting the discharge lamp as shown in FIG. 10, and the starting and lighting are performed at the frequency fp near fo2 during the preheating. Time is fo1
The switching element is driven at a frequency fi in the vicinity of. At the frequency fp at the time of the pre-heating, the output of the pre-heating inverter is large, so that the pre-heating can be sufficiently performed. On the other hand, since the output of the main inverter is small, the voltage applied to the point A is reduced at the same time as the lamp applied voltage is reduced. Therefore, an increase in the voltage Vdc of the capacitor C0 can be suppressed. At the time of starting, the driving frequency of the switching element is set to fi and the output of the main inverter is increased to apply a high starting voltage to the lamp to start and turn on the lamp.
【0014】このように本従来例は2つのインバータを
設けてスイッチング素子の駆動周波数を制御することに
より、どちらのインバータに主に電力を供給するかを選
択することができ、ランプ印加電圧に応じて入力高調波
歪抑制のための電力の引き込み・帰還を行うため、先行
予熱時のコンデンサC0の電圧Vdcの上昇を抑制でき
る。As described above, according to the conventional example, by providing two inverters and controlling the driving frequency of the switching element, it is possible to select which inverter is mainly supplied with electric power, and to select one of the inverters according to the voltage applied to the lamp. Thus, power is drawn and fed back to suppress input harmonic distortion, so that the rise of the voltage Vdc of the capacitor C0 during the preheating can be suppressed.
【0015】[0015]
【発明が解決しようとする課題】しかし、図9に示すよ
うな予熱用インバータを設ける方式では、予熱トランス
Tfが必要となり、入力高調波歪改善のためインダクタ
やスイッチング素子の共用化を図り、低コスト化を図っ
てきた、このような方式において、トランスが増加する
ことは装置全体として更なるコストの低減及び小型化の
妨げとなる。However, in the method of providing a preheating inverter as shown in FIG. 9, a preheating transformer Tf is required, and a common inductor and switching element are used to improve input harmonic distortion. In such a system in which cost has been reduced, an increase in the number of transformers hinders further cost reduction and size reduction of the entire device.
【0016】更に図7、図9に示すような高周波充電方
式では、ランプ外し時やフィラメント断線時等の異常時
には、通常点灯時と同様の動作を行うと、コンデンサC
0の電圧Vdcの上昇を引き起こす。そのため、ランプ
電圧やランプ電流等の変化を検出して、コンデンサC0
の電圧Vdcが上昇しないように制御する必要がある。
しかし、図9に示すような予熱用インバータを設ける方
式では、主インバータの共振回路は変化しないため、確
実に異常検出を行うことが困難となる。Further, in the high-frequency charging system as shown in FIGS. 7 and 9, when the lamp is removed or the filament is broken, the same operation as during normal lighting is performed.
0 causes the voltage Vdc to rise. Therefore, a change in lamp voltage, lamp current, or the like is detected, and the capacitor C0 is detected.
Needs to be controlled so that the voltage Vdc does not increase.
However, in the method of providing the preheating inverter as shown in FIG. 9, the resonance circuit of the main inverter does not change, so that it is difficult to reliably detect abnormality.
【0017】[0017]
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図1に示すように、交流電源A
Cを整流する整流器DBと、前記整流器DBの出力をダ
イオードD1を介して平滑する平滑コンデンサC0と、
平滑コンデンサC0を電源とするインバータと、一対の
予熱フィラメントを有する放電灯FLと、インバータか
ら放電灯FLへの高周波出力の供給経路に介装される第
1の共振回路と、インバータの高周波出力の一部からな
る帰還電源と、放電灯FLの第1の共振回路に接続され
ないフィラメントの両端に接続される予熱用インダクタ
Lfと予熱用コンデンサCfの直列回路からなる第2の
共振回路とを具備することを特徴とするものである。According to the present invention, in order to solve the above-mentioned problems, as shown in FIG.
A rectifier DB for rectifying C, a smoothing capacitor C0 for smoothing the output of the rectifier DB via a diode D1,
An inverter powered by the smoothing capacitor C0; a discharge lamp FL having a pair of preheating filaments; a first resonance circuit interposed in a high-frequency output supply path from the inverter to the discharge lamp FL; A feedback power supply comprising a part thereof and a second resonance circuit comprising a series circuit of a preheating inductor Lf and a preheating capacitor Cf connected to both ends of a filament not connected to the first resonance circuit of the discharge lamp FL. It is characterized by the following.
【0018】[0018]
【発明の実施の形態】(実施例1)本発明の第1の実施
例の回路構成図を図1に示す。本実施例は図7に示す従
来例1の回路のコンデンサC1をランプの電源側に接続
し、ランプの非電源側に予熱共振用インダクタLfと予
熱共振用コンデンサCfの直列回路を接続したものであ
る。以下、本実施例の回路構成について詳しく説明す
る。ダイオードブリッジよりなる整流器DBの交流入力
端子は、高周波カット用のフィルタ回路を介して商用交
流電源ACに接続されている。整流器DBの直流出力端
子の正極側は、ダイオードD1のアノード・カソード間
を介して、コンデンサC0の正極端子に接続されてい
る。また、整流器DBの直流出力端子の負極側は接地さ
れると共に、コンデンサC0の負極端子に接続されてい
る。コンデンサC0の両端には、MOSFETよりなる
スイッチング素子Q1,Q2の直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子Q2の両端には、カップリングコ
ンデンサCc、インダクタL1、コンデンサC1の直列
回路が接続されている。コンデンサC1の両端には、放
電灯FLの両フィラメントの電源側端子が接続されてい
る。放電灯FLの両フィラメントの非電源側端子間に
は、予熱共振用インダクタLfと予熱共振用コンデンサ
Cfの直列回路が接続されている。インダクタL1とコ
ンデンサC1の接続点(点A)と整流器DBの正極側出
力端子(ダイオードD1のアノードとの接続点)の間に
は、インピーダンス素子としてコンデンサCinが接続
されている。(Embodiment 1) FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of a first embodiment of the present invention. In this embodiment, the capacitor C1 of the circuit of the conventional example 1 shown in FIG. 7 is connected to the power supply side of the lamp, and a series circuit of a preheating resonance inductor Lf and a preheating resonance capacitor Cf is connected to the non-power supply side of the lamp. is there. Hereinafter, the circuit configuration of the present embodiment will be described in detail. The AC input terminal of the rectifier DB composed of a diode bridge is connected to a commercial AC power supply AC via a high-frequency cut filter circuit. The positive terminal of the DC output terminal of the rectifier DB is connected to the positive terminal of the capacitor C0 via the anode and the cathode of the diode D1. The negative side of the DC output terminal of the rectifier DB is grounded and connected to the negative terminal of the capacitor C0. A series circuit of switching elements Q1 and Q2 formed of MOSFETs is connected to both ends of the capacitor C0. A series circuit of a coupling capacitor Cc, an inductor L1, and a capacitor C1 is connected to both ends of the switching element Q2. Power supply terminals of both filaments of the discharge lamp FL are connected to both ends of the capacitor C1. A series circuit of a preheating resonance inductor Lf and a preheating resonance capacitor Cf is connected between the non-power supply terminals of both filaments of the discharge lamp FL. A capacitor Cin is connected as an impedance element between a connection point (point A) between the inductor L1 and the capacitor C1 and a positive output terminal of the rectifier DB (connection point with the anode of the diode D1).
【0019】ここで、図2(a)に示すように、予熱共
振用インダクタLfと予熱共振用コンデンサCfの直列
共振周波数fo2を、インダクタL1とコンデンサC1
の共振周波数fo1よりも充分高く設定する。そして、
先行予熱時は予熱共振用インダクタLfと予熱共振用コ
ンデンサCfの直列共振周波数fo2近傍の周波数fp
でスイッチング素子を駆動する。この場合、点Aの電圧
振幅は小さく、コンデンサC0の電圧Vdcの上昇は抑
えられる。また、予熱共振用インダクタLfと予熱共振
用コンデンサCfの直列回路のインピーダンスはゼロに
近づくため、共振電流はほとんどフィラメント電流If
となる。次に、始動・点灯時には、インダクタL1とコ
ンデンサC1の共振周波数fo1近傍の周波数fiで駆
動することにより、放電灯FLに電力を供給すると同時
に点Aの振幅により入力高調波歪を抑制する。ここで、
予熱共振用コンデンサCfの値をコンデンサC1に比べ
て充分小さくすることにより、予熱共振用インダクタL
fと予熱共振用コンデンサCfの直列回路のインピーダ
ンスを大きくしてフィラメント電流Ifを小さくし、フ
ィラメントの断線を防止する。Here, as shown in FIG. 2A, the series resonance frequency fo2 of the preheating resonance inductor Lf and the preheating resonance capacitor Cf is changed to the inductor L1 and the capacitor C1.
Is set sufficiently higher than the resonance frequency fo1. And
At the time of preheating, the frequency fp near the series resonance frequency fo2 of the preheating resonance inductor Lf and the preheating resonance capacitor Cf.
Drives the switching element. In this case, the voltage amplitude at the point A is small, and the rise of the voltage Vdc of the capacitor C0 is suppressed. Further, since the impedance of the series circuit of the preheating resonance inductor Lf and the preheating resonance capacitor Cf approaches zero, the resonance current is almost the same as the filament current If.
Becomes Next, at the time of starting and lighting, by driving at a frequency fi near the resonance frequency fo1 of the inductor L1 and the capacitor C1, power is supplied to the discharge lamp FL, and at the same time, the input harmonic distortion is suppressed by the amplitude of the point A. here,
By making the value of the preheating resonance capacitor Cf sufficiently smaller than that of the capacitor C1, the preheating resonance inductor L
The impedance of the series circuit of f and the preheating resonance capacitor Cf is increased to reduce the filament current If, thereby preventing the filament from breaking.
【0020】高電圧ランプでは、調光によりランプ電圧
が上昇するに従って図2(b)に示すようにコンデンサ
C0の電圧Vdcを全点灯時の電圧Vdcfから調光時
の電圧Vdcdまで上げることによりランプの安定点灯
を図ることができるが、軽負荷時の電圧Vdcが点灯時
の最大値(Vdcd)となる周波数fp1以上に先行予
熱周波数fpを設定することにより、コンデンサC0や
スイッチング素子Q1、Q2等のインバータINVの構
成部品のストレス低減を図ることができる。In a high-voltage lamp, as shown in FIG. 2B, as the lamp voltage rises due to dimming, the voltage Vdc of the capacitor C0 is increased from the full lighting voltage Vdcf to the dimming voltage Vdcd. However, by setting the preheating frequency fp to be equal to or higher than the frequency fp1 at which the voltage Vdc at the time of light load becomes the maximum value (Vdcd) at the time of light load, the capacitor C0, the switching elements Q1, Q2, etc. Of the components of the inverter INV can be reduced.
【0021】更にランプ外し時、フィラメント断線時等
の異常時には、コンデンサC1に並列に接続される予熱
共振用インダクタLfと予熱共振用コンデンサCfの直
列回路が切り離されて、コンデンサC1の両端電圧が上
昇するため、異常の検出、出力抑制のための制御が容易
に行える。Further, when the lamp is removed or the filament is broken, the series circuit of the preheating resonance inductor Lf and the preheating resonance capacitor Cf connected in parallel to the capacitor C1 is disconnected, and the voltage across the capacitor C1 rises. Therefore, control for abnormality detection and output suppression can be easily performed.
【0022】本実施例では、予熱共振用インダクタLf
は先行予熱をする短期間のみ大きな電流を流し、点灯時
には少ない電流しか流さないフィラメント電流Ifのみ
を扱うため、インダクタL1を図9のトランスTfに比
べて小さくでき、また、予熱共振用コンデンサCfは前
述のように充分小さな値のものとするため、高電圧・細
管ランプを長寿命に点灯する条件を満足しつつ小型・低
コスト化が図れるという効果がある。In this embodiment, the preheating resonance inductor Lf
Treats only the filament current If, which flows a large current only for a short period of preheating and only a small current at the time of lighting, so that the inductor L1 can be smaller than that of the transformer Tf of FIG. 9, and the preheating resonance capacitor Cf is As described above, since the value is set to a sufficiently small value, there is an effect that downsizing and cost reduction can be achieved while satisfying the condition of lighting a high-voltage thin tube lamp for a long life.
【0023】(実施例2)本発明の第2の実施例の回路
構成図を図3に示す。以下、本実施例の回路構成につい
て説明する。整流器DBの交流入力端子はフィルタ回路
を介して交流電源ACに接続されている。整流器DBの
直流出力端子の正極側はダイオードD1のアノード・カ
ソード間を介して平滑コンデンサC0の正極端子に接続
されている。整流器DBの直流出力端子の負極側は接地
されると共に、平滑コンデンサC0の負極端子に接続さ
れている。ダイオードD1の両端にはコンデンサCin
が並列接続されている。平滑コンデンサC0の両端に
は、スイッチング素子Q1、Q2の直列回路が接続され
ている。スイッチング素子Q1、Q2はボディダイオー
ド(逆並列の寄生ダイオード)を含むMOSFETより
なり、交互に相補的にオン・オフされる。スイッチング
素子Q1、Q2の接続点と、整流器DBの正極側の出力
端子(ダイオードD1のアノード側)との間には、主共
振用のインダクタL1と、カップリングコンデンサCc
と、主共振用のコンデンサC1の直列回路が接続されて
おり、主共振用のコンデンサC1には放電灯FLを含む
負荷回路Z1が並列接続されている。放電灯FLの両フ
ィラメントF1,F2の電源側端子に接続されている。
放電灯FLの両フィラメントF1,F2の非電源側端子
間には、予熱共振用インダクタLfと予熱共振用コンデ
ンサCfの直列回路が接続されている。(Embodiment 2) FIG. 3 shows a circuit configuration diagram of a second embodiment of the present invention. Hereinafter, the circuit configuration of the present embodiment will be described. The AC input terminal of the rectifier DB is connected to an AC power supply AC via a filter circuit. The positive side of the DC output terminal of the rectifier DB is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor C0 via the anode and cathode of the diode D1. The negative side of the DC output terminal of the rectifier DB is grounded and connected to the negative terminal of the smoothing capacitor C0. A capacitor Cin is connected between both ends of the diode D1.
Are connected in parallel. A series circuit of switching elements Q1 and Q2 is connected to both ends of the smoothing capacitor C0. The switching elements Q1 and Q2 are composed of MOSFETs including body diodes (parasitic diodes in antiparallel), and are turned on and off alternately and complementarily. A main resonance inductor L1 and a coupling capacitor Cc are provided between the connection point of the switching elements Q1 and Q2 and the output terminal on the positive side of the rectifier DB (the anode side of the diode D1).
And a series circuit of a main resonance capacitor C1, and a load circuit Z1 including a discharge lamp FL is connected in parallel to the main resonance capacitor C1. It is connected to the power supply side terminals of both filaments F1 and F2 of the discharge lamp FL.
A series circuit of a preheating resonance inductor Lf and a preheating resonance capacitor Cf is connected between the non-power supply terminals of both filaments F1 and F2 of the discharge lamp FL.
【0024】実施例1がインバータINVにおける高周
波振動源(点A)の高周波の電圧振幅によって商用交流
電源ACの全周期にわたって入力電流を引き込み、入力
高調波歪を改善するのに対して、本実施例ではコンデン
サCinを介して流れるインバータ電流によりコンデン
サCinに発生する高周波の電圧振幅により商用交流電
源ACの全周期にわたって入力電流を引き込み、入力高
調波歪を改善するものである。In contrast to the first embodiment in which the input current is drawn over the entire cycle of the commercial AC power supply AC by the high-frequency voltage amplitude of the high-frequency vibration source (point A) in the inverter INV, the input harmonic distortion is improved. In the example, the input current is drawn over the entire period of the commercial AC power supply AC by the high frequency voltage amplitude generated in the capacitor Cin by the inverter current flowing through the capacitor Cin, and the input harmonic distortion is improved.
【0025】以下、本実施例の動作について説明する。
図3において、スイッチング素子Q2がオンすると、電
源電圧VdbがコンデンサCinの両端電圧Vcinと
平滑コンデンサC0の電圧Vdcの和よりも低い(Vd
b<Vdc−Vcin)ときには、平滑コンデンサC0
からコンデンサCin、コンデンサC1と負荷回路Z
1、カップリングコンデンサCc、インダクタL1、ス
イッチング素子Q2、平滑コンデンサC0の径路で共振
電流が流れる。このとき、コンデンサCinを充電しな
がら電流が流れるため、コンデンサCinの電圧が上昇
してVdb≧Vdc−VCinとなると、コンデンサC
1と負荷回路Z1、カップリングコンデンサCc、イン
ダクタL1、スイッチング素子Q2を介して電源側から
共振電流が流れる。The operation of this embodiment will be described below.
In FIG. 3, when the switching element Q2 is turned on, the power supply voltage Vdb is lower than the sum of the voltage Vcin across the capacitor Cin and the voltage Vdc of the smoothing capacitor C0 (Vd
b <Vdc−Vcin), the smoothing capacitor C0
From the capacitor Cin, the capacitor C1 and the load circuit Z
1. A resonance current flows through the path of the coupling capacitor Cc, the inductor L1, the switching element Q2, and the smoothing capacitor C0. At this time, since the current flows while charging the capacitor Cin, when the voltage of the capacitor Cin rises and Vdb ≧ Vdc−VCin, the capacitor Cin
1, a resonance current flows from the power supply side via the load circuit Z1, the coupling capacitor Cc, the inductor L1, and the switching element Q2.
【0026】スイッチング素子Q1がオンすると、カッ
プリングコンデンサCcからコンデンサC1と負荷回路
Z1、コンデンサCin、スイッチング素子Q1の径路
でコンデンサCinの電荷を放電しながら共振電流が流
れる。コンデンサCinの電圧Vcinがゼロになると
ダイオードD1がオンして、コンデンサCinに代わっ
てダイオードD1に電流が流れる。以上のように、電源
電圧が平滑コンデンサC0の電圧よりも低くても入力か
ら電流が引き込まれて入力高調波歪を改善することがで
きる。When the switching element Q1 is turned on, a resonance current flows from the coupling capacitor Cc while discharging the charge of the capacitor Cin through the path of the capacitor C1, the load circuit Z1, the capacitor Cin, and the switching element Q1. When the voltage Vcin of the capacitor Cin becomes zero, the diode D1 turns on, and a current flows through the diode D1 instead of the capacitor Cin. As described above, even if the power supply voltage is lower than the voltage of the smoothing capacitor C0, the current is drawn from the input and the input harmonic distortion can be improved.
【0027】本実施例も実施例1と同様に予熱共振用の
インダクタLfとコンデンサCfの直列共振周波数fo
2を主共振用のインダクタL1とコンデンサC1の共振
周波数fo1よりも充分高く設定することにより、先行
予熱時には、共振電流の小さい高周波でスイッチング素
子Q1、Q2を駆動して予熱電流を確保すると同時にコ
ンデンサC1を通過する共振電流を低減することによ
り、電源からの入力引き込みを低く抑えて、平滑コンデ
ンサC0の電圧Vdcの上昇を抑制する。また、点灯時
には、予熱共振用のインダクタLfとコンデンサCfの
直列回路のインピーダンスが大きくなるように、インダ
クタLfとコンデンサCfの値を設定して予熱用共振電
流Ifを小さくして断線を防止する。以上のように本実
施例も実施例1と同様の効果を持つ。In this embodiment, the series resonance frequency fo of the inductor Lf for preheating resonance and the capacitor Cf is the same as in the first embodiment.
2 is set sufficiently higher than the resonance frequency fo1 of the main resonance inductor L1 and the capacitor C1, so that during pre-heating, the switching elements Q1 and Q2 are driven with a high frequency having a small resonance current to secure the preheating current and By reducing the resonance current passing through C1, the input pull-in from the power supply is suppressed low, and the rise of the voltage Vdc of the smoothing capacitor C0 is suppressed. Further, at the time of lighting, the values of the inductor Lf and the capacitor Cf are set so as to increase the impedance of the series circuit of the inductor Lf for preheating resonance and the capacitor Cf, and the resonance current If for preheating is reduced to prevent disconnection. As described above, this embodiment also has the same effect as the first embodiment.
【0028】(実施例3)本発明の第3の実施例の回路
構成図を図4に示す。本実施例は、図3の実施例2にお
いて、共振用コンデンサC1の両端に接続していた負荷
回路Z1を、コンデンサCinと平滑コンデンサC0の
接続点と、共振用コンデンサC1の端子のうちコンデン
サCinと接続されていない側の端子との間に接続した
構成である。本実施例では、負荷電流は直接コンデンサ
Cinを流れないため、共振用コンデンサC1を流れる
無効電流のみにより入力電流の引き込みが行われる。従
って、先行予熱時にフィラメント電流が増加しても、帰
還電流には影響を与えず、平滑コンデンサC0の電圧V
dcの上昇を抑制できる。(Embodiment 3) FIG. 4 shows a circuit diagram of a third embodiment of the present invention. In the present embodiment, the load circuit Z1 connected to both ends of the resonance capacitor C1 in the second embodiment of FIG. 3 is replaced with a connection point between the capacitor Cin and the smoothing capacitor C0, and the capacitor Cin of the terminals of the resonance capacitor C1. And a terminal connected to the non-connected side. In this embodiment, since the load current does not directly flow through the capacitor Cin, the input current is drawn only by the reactive current flowing through the resonance capacitor C1. Therefore, even if the filament current increases during the preheating, the feedback current is not affected, and the voltage V of the smoothing capacitor C0 is not affected.
The increase in dc can be suppressed.
【0029】(実施例4)本発明の第4の実施例の回路
構成図を図5に示す。本実施例は、図4の実施例3にお
いてコンデンサCinと平滑コンデンサC0の接続点
と、共振用コンデンサC1の端子のうちコンデンサCi
nと接続されていない側の端子との間に接続していた負
荷回路Z1を、整流器DBの負極側出力端子(グラン
ド)と、共振用コンデンサC1の端子のうちコンデンサ
Cinと接続されていない側の端子との間に接続したも
のである。高周波的には実施例3と全く等価の働きをす
る。本実施例では放電灯FLの一端がグランドに接続し
てあるため、負荷の異常等を検出するための検出回路
と、スイッチング素子Q,Q2の制御回路との接続が容
易となり、この部分での回路の簡略化と低コスト化が図
れる。(Embodiment 4) FIG. 5 shows a circuit configuration diagram of a fourth embodiment of the present invention. This embodiment is different from the third embodiment shown in FIG. 4 in that the connection point between the capacitor Cin and the smoothing capacitor C0 and the capacitor Ci among the terminals of the resonance capacitor C1.
The load circuit Z1 connected between the n and the non-connected terminal is replaced with the negative output terminal (ground) of the rectifier DB and the terminal of the resonance capacitor C1 that is not connected to the capacitor Cin. Connected between these terminals. In terms of high frequency, it works completely equivalent to the third embodiment. In this embodiment, since one end of the discharge lamp FL is connected to the ground, the connection between the detection circuit for detecting a load abnormality or the like and the control circuit for the switching elements Q and Q2 is facilitated. The circuit can be simplified and the cost can be reduced.
【0030】(実施例5)本発明の第5の実施例の回路
構成図を図6に示す。本実施例は、図3の実施例2にお
けるコンデンサCinとダイオードD1の並列回路の代
わりにチョッパ用インダクタL2を接続した構成であ
る。本実施例の動作について説明する。スイッチング素
子Q1がオンのときにインダクタL2、インダクタL
1、コンデンサC1を流れる共振電流によりインダクタ
L2に電流を流し、スイッチング素子Q1のオフ時にイ
ンダクタL2の電流IL2による起電力で電源、インダ
クタL2、平滑コンデンサC0の径路で平滑コンデンサ
C0を充電して入力歪を改善する。本実施例は通常のチ
ョッパ回路のようにインダクタL2にエネルギーを蓄積
するための電流を電源、インダクタL2、スイッチング
素子、電源という径路で直接流すのでなく、負荷共振電
流とすることで、共振の弱い先行予熱時の電圧Vdcの
上昇を軽減する特徴がある。コンデンサC1に並列に接
続される負荷回路Z1は実施例1と同様の設定により、
主共振電流の弱い周波数領域で電圧Vdcの上昇を抑制
しつつ、十分な先行予熱電流をフィラメントに流すこと
ができる。(Embodiment 5) FIG. 6 shows a circuit configuration diagram of a fifth embodiment of the present invention. This embodiment has a configuration in which a chopper inductor L2 is connected instead of the parallel circuit of the capacitor Cin and the diode D1 in the second embodiment of FIG. The operation of the present embodiment will be described. When the switching element Q1 is on, the inductor L2 and the inductor L
1. A current flows through the inductor L2 due to the resonance current flowing through the capacitor C1, and when the switching element Q1 is turned off, the electromotive force generated by the current IL2 of the inductor L2 charges the smoothing capacitor C0 through the path of the power supply, the inductor L2, and the smoothing capacitor C0, and inputs. Improve distortion. In the present embodiment, a current for accumulating energy in the inductor L2 is not directly passed through a path including a power supply, an inductor L2, a switching element, and a power supply as in a normal chopper circuit, but is used as a load resonance current, so that resonance is weak. There is a feature that the rise of the voltage Vdc during the preliminary preheating is reduced. The load circuit Z1 connected in parallel to the capacitor C1 has the same settings as in the first embodiment,
A sufficient preheating current can be supplied to the filament while suppressing an increase in the voltage Vdc in a frequency region where the main resonance current is weak.
【0031】[0031]
【発明の効果】本発明によれば、フィラメント共振回路
の共振周波数を主共振回路の共振周波数よりも充分高く
することにより、先行予熱時に電源への帰還量が小さく
なり、平滑コンデンサの電圧上昇を抑制し、平滑コンデ
ンサやスイッチング素子等のストレスを低減できる。ま
た、フィラメント共振回路の共振周波数近傍で先行予熱
するため、フィラメント共振回路のインピーダンスはゼ
ロに近づくため、十分な先行予熱電流を確保することが
できる。また、点灯時にはフィラメント共振回路のイン
ピーダンスが大きくなる周波数で動作させて、予熱電流
を小さくすることにより、予熱条件の厳しい細管ランプ
を長寿命で点灯できる。さらに、ランプ外し時やフィラ
メント断線時には主共振回路に並列に接続されるフィラ
メント共振回路が切り離されるため、異常状態の検出・
制御が容易になる。また、フィラメント共振回路のイン
ダクタは先行予熱をする短期間のみ大きな電流を流し、
点灯時には少ない電流しか流さないフィラメント電流の
みを扱うため小型化、低コスト化が可能である。According to the present invention, by making the resonance frequency of the filament resonance circuit sufficiently higher than the resonance frequency of the main resonance circuit, the amount of feedback to the power supply at the time of preheating is reduced, and the voltage rise of the smoothing capacitor is reduced. It is possible to reduce the stress on the smoothing capacitor, the switching element, and the like. In addition, since the pre-heating is performed near the resonance frequency of the filament resonance circuit, the impedance of the filament resonance circuit approaches zero, so that a sufficient pre-heating current can be secured. Further, at the time of lighting, by operating at a frequency at which the impedance of the filament resonance circuit becomes large and reducing the preheating current, a thin tube lamp with severe preheating conditions can be lit for a long life. In addition, when the lamp is removed or the filament is broken, the filament resonance circuit connected in parallel with the main resonance circuit is disconnected, so that abnormal conditions can be detected and detected.
Control becomes easy. In addition, the inductor of the filament resonance circuit flows a large current only for a short period of preheating,
At the time of lighting, only a small amount of current flows in the filament, so that downsizing and cost reduction are possible.
【図1】本発明の実施例1の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
【図2】本発明の実施例1のランプ電圧と平滑電圧の周
波数特性図である。FIG. 2 is a frequency characteristic diagram of a lamp voltage and a smoothed voltage according to the first embodiment of the present invention.
【図3】本発明の実施例2の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図4】本発明の実施例3の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
【図5】本発明の実施例4の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図6】本発明の実施例5の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention.
【図7】従来例1の回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of Conventional Example 1.
【図8】本発明が用いる放電灯の構成を示す正面図であ
る。FIG. 8 is a front view showing a configuration of a discharge lamp used in the present invention.
【図9】従来例2の回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram of a second conventional example.
【図10】従来例2のランプ電圧の周波数特性図であ
る。FIG. 10 is a frequency characteristic diagram of a lamp voltage of Conventional Example 2.
AC 商用電源 DB 整流器 FL 放電灯 Q1 スイッチング素子 Q2 スイッチング素子 D1 ダイオード C0 平滑コンデンサ Cin コンデンサ Cc カップリングコンデンサ L1 主共振用インダクタ C1 主共振用コンデンサ Lf 予熱共振用インダクタ Cf 予熱共振用コンデンサ AC commercial power supply DB Rectifier FL Discharge lamp Q1 Switching element Q2 Switching element D1 Diode C0 Smoothing capacitor Cin capacitor Cc Coupling capacitor L1 Main resonance inductor C1 Main resonance capacitor Lf Preheating resonance inductor Cf Preheating resonance capacitor
Claims (9)
ンデンサと、 平滑コンデンサを電源とするインバータと、 一対の予熱フィラメントを有する放電灯と、 インバータから放電灯への高周波出力の供給経路に介装
される第1の共振回路と、 インバータの高周波出力の一部からなる帰還電源と、 放電灯の第1の共振回路に接続されないフィラメントの
両端に接続される予熱用インダクタと予熱用コンデンサ
の直列回路からなる第2の共振回路とを具備することを
特徴とする放電灯点灯装置。1. A rectifier for rectifying an AC power supply, a smoothing capacitor for smoothing an output of the rectifier via a diode, an inverter using the smoothing capacitor as a power supply, a discharge lamp having a pair of preheating filaments, and a discharge lamp from the inverter. A first resonance circuit interposed in the supply path of the high-frequency output to the electric lamp, a feedback power supply composed of a part of the high-frequency output of the inverter, and both ends of a filament not connected to the first resonance circuit of the discharge lamp A discharge lamp lighting device comprising: a second resonance circuit including a series circuit of a preheating inductor and a preheating capacitor.
ンデンサと、 平滑コンデンサを電源とするインバータと、 整流器とインダクタの接続点とインバータの出力との間
に接続される第1の共振回路と、 一対の予熱フィラメントを有し、第1の共振回路の高周
波出力間に接続される放電灯と、 放電灯の第1の共振回路に接続されないフィラメントの
両端に接続される予熱用インダクタと予熱用コンデンサ
の直列回路からなる第2の共振回路とを具備することを
特徴とする放電灯点灯装置。2. A rectifier for rectifying an AC power supply, a smoothing capacitor for smoothing an output of the rectifier via an inductor, an inverter using the smoothing capacitor as a power supply, and a connection point between the rectifier and the inductor and an output of the inverter. A discharge lamp connected between the high-frequency output of the first resonance circuit and a first resonance circuit connected to the first resonance circuit; and both ends of a filament not connected to the first resonance circuit of the discharge lamp A discharge lamp lighting device, comprising: a second resonance circuit formed of a series circuit of a preheating inductor and a preheating capacitor connected to the discharge lamp.
V以上であり、交流電源電圧がAC90VからAC11
0Vの範囲であることを特徴とする請求項1又は請求項
2に記載の放電灯点灯装置。3. The rated lamp voltage of the discharge lamp is 140.
V or more, and the AC power supply voltage is from AC90V to AC11.
The discharge lamp lighting device according to claim 1 or 2, wherein the discharge lamp lighting device is in a range of 0V.
電圧よりも先行予熱時の平滑コンデンサ電圧が低くなる
ように第2の共振回路の共振周波数を第1の共振回路の
共振周波数よりも高く設定し、先行予熱時に第2の共振
回路の共振周波数近傍でインバータを動作させることを
特徴とする請求項1又は請求項2に記載の放電灯点灯装
置。4. The resonance frequency of the second resonance circuit is set higher than the resonance frequency of the first resonance circuit so that the smoothing capacitor voltage at the time of preceding preheating is lower than the maximum voltage of the smoothing capacitor at the time of lighting of the discharge lamp. The discharge lamp lighting device according to claim 1 or 2, wherein the inverter is operated near the resonance frequency of the second resonance circuit during the preheating.
7W、定格ランプ電流が略0.43A、ランプ電圧が略
229Vの環形蛍光灯であることを特徴とする請求項1
又は請求項2に記載の放電灯点灯装置。5. The discharge lamp has a rated lamp voltage of about 9
7. A ring-type fluorescent lamp having a lamp power of 7 W, a rated lamp current of approximately 0.43 A, and a lamp voltage of approximately 229 V.
Or the discharge lamp lighting device according to claim 2.
8W、定格ランプ電流が略0.43A、ランプ電圧が略
160Vの環形蛍光灯であることを特徴とする請求項1
又は請求項2に記載の放電灯点灯装置。6. The discharge lamp has a rated lamp voltage of about 6
2. A ring-type fluorescent lamp of 8 W, a rated lamp current of approximately 0.43 A, and a lamp voltage of approximately 160 V.
Or the discharge lamp lighting device according to claim 2.
2500mm、管径が略18〜29mmであることを特
徴とする請求項1又は請求項2に記載の放電灯点灯装
置。7. The discharge lamp has an optical path length of about 1400 to about 1400.
The discharge lamp lighting device according to claim 1 or 2, wherein the tube diameter is 2500 mm and the tube diameter is approximately 18 to 29 mm.
オードの接続点と前記第1の共振回路と前記放電灯の接
続点との間に接続されるインピーダンス素子であること
を特徴とする請求項1に記載の放電灯点灯装置。8. The power supply according to claim 1, wherein the feedback power supply is an impedance element connected between a connection point between the rectifier and the diode and a connection point between the first resonance circuit and the discharge lamp. 2. The discharge lamp lighting device according to claim 1.
間に接続されるインピーダンス素子であることを特徴と
する請求項1に記載の放電灯点灯装置。9. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the feedback power supply is an impedance element connected between both ends of the diode.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29393898A JP2000123987A (en) | 1998-10-15 | 1998-10-15 | Discharge lamp lighting device |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011249123A (en) * | 2010-05-26 | 2011-12-08 | Si Electronics Ltd | Lighting device |
-
1998
- 1998-10-15 JP JP29393898A patent/JP2000123987A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2011249123A (en) * | 2010-05-26 | 2011-12-08 | Si Electronics Ltd | Lighting device |
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