JP2000092708A - 高調波電流抑制装置 - Google Patents
高調波電流抑制装置Info
- Publication number
- JP2000092708A JP2000092708A JP10264421A JP26442198A JP2000092708A JP 2000092708 A JP2000092708 A JP 2000092708A JP 10264421 A JP10264421 A JP 10264421A JP 26442198 A JP26442198 A JP 26442198A JP 2000092708 A JP2000092708 A JP 2000092708A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- harmonic
- series
- circuit breaker
- receiving device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高調波ＬＣフィルタ、アクテイブフィルタか
ら生じる問題を解決する高調波抑制装置４を提供する。 【解決する手段】 高調波電流を含む交流電流を発生す
る受電装置３と交流電源１とを接続する電力線２に直列
に接続され、前記交流電流の基本周波数に共振周波数を
有する直列素子５と、直列素子と受電装置との相間また
は該電力線と受電装置側の星形結線の中性点Ｎとの間に
接続され、前記高調波電流に含まれる少なくとも１つの
高調波周波数に共振周波数を有する並列素子６と、を含
む。
ら生じる問題を解決する高調波抑制装置４を提供する。 【解決する手段】 高調波電流を含む交流電流を発生す
る受電装置３と交流電源１とを接続する電力線２に直列
に接続され、前記交流電流の基本周波数に共振周波数を
有する直列素子５と、直列素子と受電装置との相間また
は該電力線と受電装置側の星形結線の中性点Ｎとの間に
接続され、前記高調波電流に含まれる少なくとも１つの
高調波周波数に共振周波数を有する並列素子６と、を含
む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電源へと結
合されたひとつの電力線に受電装置から流れる高調波電
流を抑制する装置に関する。
合されたひとつの電力線に受電装置から流れる高調波電
流を抑制する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、例えば工場において同一の三相交
流電源系統の受電側に単機大容量のサイリスタ変換装置
を複数接続し、負荷に整流された直流電流を供給するシ
ステムが構築されている。図６は工場の電力供給システ
ムの一例を示し、電力は三相交流電源１から給電線２を
介して工場内の需要設備３にそれぞれ供給される。需要
設備３には、変圧器、サイリスタ整流器、定電流制御装
置および負荷などがそれぞれ設けられている。サイリス
タ整流器はその電力変換動作において高調波を発生し、
このため給電線２に流れる交流電流には高調波電流を含
むことになる。また、需要設備が複数個、同一の三相交
流電源系統に接続されている場合は、各需要設備では独
立した別個のサイリスタ制御が行われるため、各給電線
に流れる交流電流はそれぞれ異なる大きさ、位相角の高
調波電流を含むことになる。
流電源系統の受電側に単機大容量のサイリスタ変換装置
を複数接続し、負荷に整流された直流電流を供給するシ
ステムが構築されている。図６は工場の電力供給システ
ムの一例を示し、電力は三相交流電源１から給電線２を
介して工場内の需要設備３にそれぞれ供給される。需要
設備３には、変圧器、サイリスタ整流器、定電流制御装
置および負荷などがそれぞれ設けられている。サイリス
タ整流器はその電力変換動作において高調波を発生し、
このため給電線２に流れる交流電流には高調波電流を含
むことになる。また、需要設備が複数個、同一の三相交
流電源系統に接続されている場合は、各需要設備では独
立した別個のサイリスタ制御が行われるため、各給電線
に流れる交流電流はそれぞれ異なる大きさ、位相角の高
調波電流を含むことになる。
【０００３】需要家系統において高調波抑制対策を施す
ほか、給電線に直接、高調波発生機器が接続される場合
があるから、高調波ＬＣフィルタ、アクテイブフィルタ
などを組み合わせて需要家の責任分岐点での高調波電流
の流出と高調波電圧歪みを抑制することが実用的であ
る。
ほか、給電線に直接、高調波発生機器が接続される場合
があるから、高調波ＬＣフィルタ、アクテイブフィルタ
などを組み合わせて需要家の責任分岐点での高調波電流
の流出と高調波電圧歪みを抑制することが実用的であ
る。
【０００４】
【発明が解決しょうとする課題】高調波ＬＣフィルタ、
アクテイブフィルタによる高調波抑制対策には次のよう
な問題がある。高調波ＬＣフィルタによる問題として、 （１）電源インピーダンスが変化すると高調波抑制効果
が変化する。 （２）電源インピーダンスに含まれる容量性の要素によ
り、電源系統の定数が変化した場合、高調波の拡大現象
を引き起こすことがある。 （３）他の系統からの高調波電流を吸収し、高調波ＬＣ
フィルタに過負荷現象を引き起こすことがある。 （４）高調波ＬＣフィルタの定数設定には、考慮すべき
多数の条件がある。
アクテイブフィルタによる高調波抑制対策には次のよう
な問題がある。高調波ＬＣフィルタによる問題として、 （１）電源インピーダンスが変化すると高調波抑制効果
が変化する。 （２）電源インピーダンスに含まれる容量性の要素によ
り、電源系統の定数が変化した場合、高調波の拡大現象
を引き起こすことがある。 （３）他の系統からの高調波電流を吸収し、高調波ＬＣ
フィルタに過負荷現象を引き起こすことがある。 （４）高調波ＬＣフィルタの定数設定には、考慮すべき
多数の条件がある。
【０００５】アクテイブフィルタによる問題として、 （１）補償対象として検出した負荷電流に進相コンデン
サ電流、あるいは高調波フィルタ電流などの容量性電流
が含まれていると補償動作が不安定となる。 （２）高速制御を要求される高次高調波の抑制に限界が
ある。 （３）アクテイブフィルタの定数設定には、考慮すべき
多数の条件がある。 一方、過渡状態、即ち変圧器への励磁突入電流、系統の
事故電流にはさまざまな非論理高調波が含まれ、電力系
統に振動電流を発生したり、絶縁を破壊する場合があ
る。
サ電流、あるいは高調波フィルタ電流などの容量性電流
が含まれていると補償動作が不安定となる。 （２）高速制御を要求される高次高調波の抑制に限界が
ある。 （３）アクテイブフィルタの定数設定には、考慮すべき
多数の条件がある。 一方、過渡状態、即ち変圧器への励磁突入電流、系統の
事故電流にはさまざまな非論理高調波が含まれ、電力系
統に振動電流を発生したり、絶縁を破壊する場合があ
る。
【０００６】この発明は、上述の高調波ＬＣフィルタ、
アクテイブフィルタから生じる問題を解決する高調波抑
制装置を提供することである。この発明の他の目的は、
上述の問題に加えて負荷側において過負荷、短絡が発生
した場合に、その過電流によって上昇した各素子の極間
電圧による絶縁破壊の発生を防止できる、高調波抑制装
置を提供することである。この発明の他の目的は、上述
の問題に加えて振動性電流の発生を防止できるようにし
た、高調波抑制システムを提供することである。
アクテイブフィルタから生じる問題を解決する高調波抑
制装置を提供することである。この発明の他の目的は、
上述の問題に加えて負荷側において過負荷、短絡が発生
した場合に、その過電流によって上昇した各素子の極間
電圧による絶縁破壊の発生を防止できる、高調波抑制装
置を提供することである。この発明の他の目的は、上述
の問題に加えて振動性電流の発生を防止できるようにし
た、高調波抑制システムを提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明の高調波電流抑
制装置は、高調波電流を含む交流電流を発生する受電装
置と交流電源とを接続する電力線に直列に接続され、前
記交流電流の基本周波数に共振周波数を有する直列素子
と、前記直列素子と受電装置と間の各電力線の相間また
は該電力線と受電装置側の星形結線の中性点との間に接
続され、前記高調波電流に含まれる少なくとも１つの高
調波周波数に共振周波数を有する並列素子と、を備えて
いる。
制装置は、高調波電流を含む交流電流を発生する受電装
置と交流電源とを接続する電力線に直列に接続され、前
記交流電流の基本周波数に共振周波数を有する直列素子
と、前記直列素子と受電装置と間の各電力線の相間また
は該電力線と受電装置側の星形結線の中性点との間に接
続され、前記高調波電流に含まれる少なくとも１つの高
調波周波数に共振周波数を有する並列素子と、を備えて
いる。
【０００８】また、この発明の高調波電流抑制装置は、
高調波電流を含む交流電流を発生する受電装置と交流電
源とを接続する電力線に直列に接続され、前記交流電流
の基本周波数に共振周波数を有する直列素子と、直列素
子と受電装置との間の各電力線の相間または該電力線と
受電装置側の星形結線の中性点との間に接続され、高調
波電流に含まれる少なくとも１つの高調波周波数に共振
周波数を有する並列素子と、直列素子の交流電源側と直
列素子の前記受電装置側とにそれぞれ流れる電流の比率
を測定する比率測定手段と、直列素子の入力端および出
力端を接続する短絡線を遮断する第１の遮断器と、電力
線の相間の並列素子接続を遮断する第２の遮断器と、比
率測定手段からの測定信号に応答して前記第１および第
２の遮断器の開閉を制御する制御手段と、を含む。
高調波電流を含む交流電流を発生する受電装置と交流電
源とを接続する電力線に直列に接続され、前記交流電流
の基本周波数に共振周波数を有する直列素子と、直列素
子と受電装置との間の各電力線の相間または該電力線と
受電装置側の星形結線の中性点との間に接続され、高調
波電流に含まれる少なくとも１つの高調波周波数に共振
周波数を有する並列素子と、直列素子の交流電源側と直
列素子の前記受電装置側とにそれぞれ流れる電流の比率
を測定する比率測定手段と、直列素子の入力端および出
力端を接続する短絡線を遮断する第１の遮断器と、電力
線の相間の並列素子接続を遮断する第２の遮断器と、比
率測定手段からの測定信号に応答して前記第１および第
２の遮断器の開閉を制御する制御手段と、を含む。
【０００９】また、 この発明の高調波電流抑制装置
は、直列素子のリアクトルと並列に第１の非線形抵抗素
子を、直列素子のコンデンサと並列に第２の非線形抵抗
素子を接続してなる。また、この発明の振動電流抑制方
法は、比率測定手段により所定の電流比率を計測する
と、第１の遮断器を開放状態から投入して直列素子の両
端を短絡すると共に第２の遮断器を投入状態から開放し
て前記並列素子を電力線から遮断する段階と、比率測定
手段からの電流比率が安全基準になると第２の遮断器を
投入する段階と、比率測定手段からの電流比率が再び安
全基準になると前記第１の遮断器を開放する段階と、を
含む。
は、直列素子のリアクトルと並列に第１の非線形抵抗素
子を、直列素子のコンデンサと並列に第２の非線形抵抗
素子を接続してなる。また、この発明の振動電流抑制方
法は、比率測定手段により所定の電流比率を計測する
と、第１の遮断器を開放状態から投入して直列素子の両
端を短絡すると共に第２の遮断器を投入状態から開放し
て前記並列素子を電力線から遮断する段階と、比率測定
手段からの電流比率が安全基準になると第２の遮断器を
投入する段階と、比率測定手段からの電流比率が再び安
全基準になると前記第１の遮断器を開放する段階と、を
含む。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下に本発明の好適な一実施形態
について説明する。図１は、工場への電力供給システム
に設けられた高調波抑制装置４の概略等価回路図を示
し、説明を簡単にするために三相の電力供給システムの
うち一相分のみを例示している。図１において、電源１
のインピーダンスがＺ0(n)として示されている。高調波
電流抑制装置４は、１相分の給電線２の電源側に接続さ
れたインピーダンスＺs(n)を有する直列素子５と、この
給電線２と他の相の給電線間であって、需要設備３（受
電装置：負荷）側に接続されたインピーダンスＺp(n)を
有する並列素子６とを備えている。並列素子６は、図１
に示すように、給電線２と、三相の各給電線に接続され
た需要設備が星形結線された中性点Ｎとの間に接続され
ても良い。また、並列素子６は、三相の給電線の各二相
間に接続されても良い。直列素子５は、三相の各給電線
にそれぞれ接続される。
について説明する。図１は、工場への電力供給システム
に設けられた高調波抑制装置４の概略等価回路図を示
し、説明を簡単にするために三相の電力供給システムの
うち一相分のみを例示している。図１において、電源１
のインピーダンスがＺ0(n)として示されている。高調波
電流抑制装置４は、１相分の給電線２の電源側に接続さ
れたインピーダンスＺs(n)を有する直列素子５と、この
給電線２と他の相の給電線間であって、需要設備３（受
電装置：負荷）側に接続されたインピーダンスＺp(n)を
有する並列素子６とを備えている。並列素子６は、図１
に示すように、給電線２と、三相の各給電線に接続され
た需要設備が星形結線された中性点Ｎとの間に接続され
ても良い。また、並列素子６は、三相の給電線の各二相
間に接続されても良い。直列素子５は、三相の各給電線
にそれぞれ接続される。
【００１１】図２は、図１に示す電源インピーダンスＺ
0、直列素子５のインピーダンスＺs (n)、並列素子６の
インピーダンスＺp(n)の構成要素をさらに詳細に示した
ものである。即ち、電源インピーダンスＺ0は、抵抗
Ｒ0、リアクトルＬ0の直列回路として、インピーダンス
Ｚs(n)は、抵抗Ｒs、リアクトルＬs、コンデンサＣsの
直列回路として構成されている。並列素子６のインピィ
ーダンスＺp(n)は、三相交流回路において発生する理論
高調波次数ｎの高調波周波数に共振周波数ｎｆを持つ直
列抵抗Ｒn、直列リアクルＬn、直列コンデンサＣnから
構成される。
0、直列素子５のインピーダンスＺs (n)、並列素子６の
インピーダンスＺp(n)の構成要素をさらに詳細に示した
ものである。即ち、電源インピーダンスＺ0は、抵抗
Ｒ0、リアクトルＬ0の直列回路として、インピーダンス
Ｚs(n)は、抵抗Ｒs、リアクトルＬs、コンデンサＣsの
直列回路として構成されている。並列素子６のインピィ
ーダンスＺp(n)は、三相交流回路において発生する理論
高調波次数ｎの高調波周波数に共振周波数ｎｆを持つ直
列抵抗Ｒn、直列リアクルＬn、直列コンデンサＣnから
構成される。
【００１２】図２においては、インピィーダンスＺp(n)
は、高調波次数ｎ＝５、…、ｉ、…、２５の各場合にお
ける直列抵抗Ｒ5、Ｒi、Ｒ25を、直列リアクルＬ5、
Ｌi、Ｌ25を、直列コンデンサＣ5、Ｃi、Ｃ25をそれぞ
れ示している。ここで、定常状態において対象となるの
は、通常、ひずみ波対象三相交流であるから、直流、偶
数調波および電力系統にあるΔ巻線を還流する３倍数高
調波は存在しない。従って、発生理論高調波次数ｎは、
ｎ＝６ｍ±１（ｍ＝１、２、３…）である。なお、本発
明は、発生する高調波次数ｎが如何なる場合においても
並列素子６のインピィーダンスＺp(n)を適宜選択するこ
とにより対処できる。
は、高調波次数ｎ＝５、…、ｉ、…、２５の各場合にお
ける直列抵抗Ｒ5、Ｒi、Ｒ25を、直列リアクルＬ5、
Ｌi、Ｌ25を、直列コンデンサＣ5、Ｃi、Ｃ25をそれぞ
れ示している。ここで、定常状態において対象となるの
は、通常、ひずみ波対象三相交流であるから、直流、偶
数調波および電力系統にあるΔ巻線を還流する３倍数高
調波は存在しない。従って、発生理論高調波次数ｎは、
ｎ＝６ｍ±１（ｍ＝１、２、３…）である。なお、本発
明は、発生する高調波次数ｎが如何なる場合においても
並列素子６のインピィーダンスＺp(n)を適宜選択するこ
とにより対処できる。
【００１３】次に、図１に示す高調波電流抑制装置の原
理について説明する。高調波電流抑制装置４の電源側の
電圧をＶ1(n)、電流Ｉ1(n)とし、負荷側つまり高調波発
生側の電圧をＶ2(n)、Ｉ2(n)とすれば、
理について説明する。高調波電流抑制装置４の電源側の
電圧をＶ1(n)、電流Ｉ1(n)とし、負荷側つまり高調波発
生側の電圧をＶ2(n)、Ｉ2(n)とすれば、
【数１】 Ｖ1(n)＝（１＋Ｚs(n)／Ｚp(n)）Ｖ2(n)＋Ｚs(n)・Ｉ2(n) Ｉ1(n)＝ １／Ｚp(n)・Ｖ2(n)＋Ｉ2(n) …（１） 図１のａ点から負荷側をみたインピーダンスＺ1(n)は、
ｎ＝１の基本周波数においては、Ｚs(n)＝Ｒsになり、
また、ｎ＞１のときＺs(n)≫Ｚp(n)になるから
ｎ＝１の基本周波数においては、Ｚs(n)＝Ｒsになり、
また、ｎ＞１のときＺs(n)≫Ｚp(n)になるから
【数２】 Ｚ1＝Ｒs Ｚ1＝Ｚs(n) …（２） になる。
【００１４】また、図１のｂ点から負荷側をみたインピ
ーダンスＺ2(n)は、ｎ＝１の基本周波数においては、Ｚ
s(n)＝Ｒsになり、また、ｎ＞１のときＺs(n)≫Ｚp(n)
になるから
ーダンスＺ2(n)は、ｎ＝１の基本周波数においては、Ｚ
s(n)＝Ｒsになり、また、ｎ＞１のときＺs(n)≫Ｚp(n)
になるから
【数３】 Ｚ2＝Ｒs Ｚ2＝Ｚs(n) …（３） になる。
【００１５】上述の式から次の結論が得られる。 （１）基本周波数においては電源側ａ、ｂからみたイン
ピーダンスＺ1、Ｚ2は共に虚数部は零になり実数部Ｒs
のみとなる。従って、定常状態においてＲsを小さく抑
えれば、直列インピーダンスの影響は小さくなる。 （２）高調波周波数においては、電源側ａから見たイン
ピーダンスＺ1はＺs(n)の誘導性インピーダンスが支配
的になり、電源インピーダンスＺ0≪Ｚ1となるから電源
側に存在する高調波電流は電源側に流入し負荷側には流
入しない。 （３）高調波周波数においては、電源側ｂから見たイン
ピーダンスＺ2はまたＺs(n)の誘導性インピーダンスが
支配的になり、Ｚ0≪Ｚ2となるから負荷側に存在する高
調波電流は電源側に流出することなく、ほとんど並列イ
ンピーダンスＺp(n)に吸収することができる。 （４）電源側ａ点における電圧歪みは、電源インピーダ
ンスＺ0と電源に流入する高周波電流Ｉ1(n)の積によっ
て生じる高調波電圧降下によって発生する。しかし、
（３）に述べたように負荷側に存在する高調波電流は電
源側に流出することなくＩ1(n)≒０であるから電圧歪み
は生じない。 （５）負荷側に存在する高調波電流は、直列素子のイン
ピーダンスが高いため、並列インピーダンスＺp(n)に流
入する。そこでそれぞれの分路次数が共振次数であるた
め虚数部は零になり、実数部Ｒiのみが存在することに
なる。従って、負荷側ｂ点における電圧歪みは並列イン
ピーダンスＺp(n)に含まれるＺi(n)の抵抗Ｒiにより決
定される。即ち、ｎ＝ｉおける抵抗Ｒi（実際の回路で
はインダクタンスに含まれる抵抗分）に比例する。Ｒi
を小さくすれば電圧歪みは小さくなり、Ｒi＝０では電
圧歪みは生じない。基本周波数が変動した場合には、Ｚ
i(n)に虚数部が存在するため、電圧歪みは大きくなる。 （６）基本波負荷電流Ｉ2(1)の過渡的変化については直
列インピーダンスの複エネルギー回路となって時定数τ
＝２Ｌs／Ｒsとなり、Ｌsが電源インピーダンスＬ0より
相当大きいため時定数は大きくなり、急激な過渡変動が
抑制される。
ピーダンスＺ1、Ｚ2は共に虚数部は零になり実数部Ｒs
のみとなる。従って、定常状態においてＲsを小さく抑
えれば、直列インピーダンスの影響は小さくなる。 （２）高調波周波数においては、電源側ａから見たイン
ピーダンスＺ1はＺs(n)の誘導性インピーダンスが支配
的になり、電源インピーダンスＺ0≪Ｚ1となるから電源
側に存在する高調波電流は電源側に流入し負荷側には流
入しない。 （３）高調波周波数においては、電源側ｂから見たイン
ピーダンスＺ2はまたＺs(n)の誘導性インピーダンスが
支配的になり、Ｚ0≪Ｚ2となるから負荷側に存在する高
調波電流は電源側に流出することなく、ほとんど並列イ
ンピーダンスＺp(n)に吸収することができる。 （４）電源側ａ点における電圧歪みは、電源インピーダ
ンスＺ0と電源に流入する高周波電流Ｉ1(n)の積によっ
て生じる高調波電圧降下によって発生する。しかし、
（３）に述べたように負荷側に存在する高調波電流は電
源側に流出することなくＩ1(n)≒０であるから電圧歪み
は生じない。 （５）負荷側に存在する高調波電流は、直列素子のイン
ピーダンスが高いため、並列インピーダンスＺp(n)に流
入する。そこでそれぞれの分路次数が共振次数であるた
め虚数部は零になり、実数部Ｒiのみが存在することに
なる。従って、負荷側ｂ点における電圧歪みは並列イン
ピーダンスＺp(n)に含まれるＺi(n)の抵抗Ｒiにより決
定される。即ち、ｎ＝ｉおける抵抗Ｒi（実際の回路で
はインダクタンスに含まれる抵抗分）に比例する。Ｒi
を小さくすれば電圧歪みは小さくなり、Ｒi＝０では電
圧歪みは生じない。基本周波数が変動した場合には、Ｚ
i(n)に虚数部が存在するため、電圧歪みは大きくなる。 （６）基本波負荷電流Ｉ2(1)の過渡的変化については直
列インピーダンスの複エネルギー回路となって時定数τ
＝２Ｌs／Ｒsとなり、Ｌsが電源インピーダンスＬ0より
相当大きいため時定数は大きくなり、急激な過渡変動が
抑制される。
【００１６】本高調波抑制装置は、上記（１）から
（６）までの結論から次に示す特徴が導かれる。即ち、
上記（１）により、本高調波制御装置における高調波の
拡大現象は生じない。上記（２）により、電源インピー
ダンスが変化しても高調波のキャンセル効果は変わらな
い。上記（３）により、電源側の他の系統からの高調波
電流はほとんど吸収しない。上記（４）および（５）に
より、複雑な系統条件その他を考慮することはない。上
記（６）により、アクテイブな高速制御を必要とせず
に、高次高調波の抑制を確実に行える。上記（１）から
（６）により、定常状態における高調波抑制効果は、従
来の高調波ＬＣフィルタ、アクテイブフィルタに比べ格
段に良好である。
（６）までの結論から次に示す特徴が導かれる。即ち、
上記（１）により、本高調波制御装置における高調波の
拡大現象は生じない。上記（２）により、電源インピー
ダンスが変化しても高調波のキャンセル効果は変わらな
い。上記（３）により、電源側の他の系統からの高調波
電流はほとんど吸収しない。上記（４）および（５）に
より、複雑な系統条件その他を考慮することはない。上
記（６）により、アクテイブな高速制御を必要とせず
に、高次高調波の抑制を確実に行える。上記（１）から
（６）により、定常状態における高調波抑制効果は、従
来の高調波ＬＣフィルタ、アクテイブフィルタに比べ格
段に良好である。
【００１７】図１および図２に示す高調波抑制装置にお
いては、上述した優れた高調波抑制効果を有するもの
の、負荷(需要設備)３側において過負荷、短絡が発生す
ると、過電流により直列素子５を構成する直列ＬＣ回路
の直列リアクトルＬs、直列コンデンサＣsにそれぞれの
極間電圧上昇を招き、このため絶縁破壊を生じる恐れが
ある。
いては、上述した優れた高調波抑制効果を有するもの
の、負荷(需要設備)３側において過負荷、短絡が発生す
ると、過電流により直列素子５を構成する直列ＬＣ回路
の直列リアクトルＬs、直列コンデンサＣsにそれぞれの
極間電圧上昇を招き、このため絶縁破壊を生じる恐れが
ある。
【００１８】図３は、前記絶縁破壊を防止する過電圧保
護付き高調波抑制装置を示す。図３において、直列素子
５の直列リアクトルＬsの両端(極間)に非線形抵抗ＲLS
が接続され、直列コンデンサＣsの両端(極間)に非線形
抵抗ＲCSが接続されている他は、図２の構成と同様であ
る。ＣsとＬsの極間電圧値は等しいから、図４に示すよ
うに、直列リアクトルＬs が大きく直列コンデンサＣs
が小さいほど、また直列素子５を通過する電流Ｉ1が大
きいほど極間電圧は大きくなる。従って、制限したい極
間電圧以下で抵抗値が小さくなる非線形抵抗素子を用い
ることによりそれぞれの極間電圧を制限することができ
る。なお、直列リアクトルＬsの選定については、異常
電圧および負荷電流変化時の時定数低減の観点からは小
さくした方が好ましく、高調波電流の通過阻止効果から
は大きいほうが好ましい。電源リアクタンスＬ0の数十
倍あれば、阻止効果は実用に供する。
護付き高調波抑制装置を示す。図３において、直列素子
５の直列リアクトルＬsの両端(極間)に非線形抵抗ＲLS
が接続され、直列コンデンサＣsの両端(極間)に非線形
抵抗ＲCSが接続されている他は、図２の構成と同様であ
る。ＣsとＬsの極間電圧値は等しいから、図４に示すよ
うに、直列リアクトルＬs が大きく直列コンデンサＣs
が小さいほど、また直列素子５を通過する電流Ｉ1が大
きいほど極間電圧は大きくなる。従って、制限したい極
間電圧以下で抵抗値が小さくなる非線形抵抗素子を用い
ることによりそれぞれの極間電圧を制限することができ
る。なお、直列リアクトルＬsの選定については、異常
電圧および負荷電流変化時の時定数低減の観点からは小
さくした方が好ましく、高調波電流の通過阻止効果から
は大きいほうが好ましい。電源リアクタンスＬ0の数十
倍あれば、阻止効果は実用に供する。
【００１９】また、図１、図２および図３に示す高調波
制御装置においては、変圧器などの励起突入電流のよう
に非論理高調波を含む高調波電流が流れると電源側に振
動性電流が流れ、高調波抑制効果を損なう。図５は、前
記振動性電流抑制手段を備えた高調波抑制装置を示す。
図５が図４と異なるのは、電源１と直列素子５との間の
給電線２には変流器ＣＴ1が、直列素子５と負荷３の間
の給電線２には変流器ＣＴ2がそれぞれ設けられる。変
流器ＣＴ1、変流器ＣＴ2から検出された電流は比率作動
継電器７に与えられる。さらに、比率作動継電器７の出
力はＡ／Ｄ変換器を介して制御回路１１に与えられる。
また、直列素子５の入力側と出力側は、平常時は開放状
態にある直列素子用遮断器（ＣＢ1）８を介して短絡線
９により接続されている。また、給電線２と並列素子６
とを結ぶ電線には平常時は投入状態にある並列素子用遮
断器（ＣＢ2）１０が結合されている。制御回路１１
は、比率作動継電器７から入力する比率の大きさを表わ
す比率作動信号が第1の一定時間（この例では数十ミリ
秒）継続して出力されている場合は短絡事故と判断し、
抑制動作信号をＤ／Ａ変換器を経て直列素子用遮断器８
および並列素子用遮断器１０に対して出力し、直列素子
用遮断器８を投入して直列素子５の両端を短絡すると共
に、並列素子用遮断器１０を開放して給電線２から並列
素子６を切り離す。また、制御回路１１は、前記抑制動
作信号の出力時以降に前記比率作動信号の入力が停止し
て振動電流が安定した直後に第１の解除動作信号を出力
し、並列素子用遮断器１０を投入して並列素子６を給電
線２に接続する。そして、制御回路１１は、第１の解除
動作信号の出力時以降に前記比率作動信号の入力が再び
停止して振動電流が再び安定する直後に第２の解除信号
を出力して直列素子用遮断器８を開放して平常状態に復
帰させる。
制御装置においては、変圧器などの励起突入電流のよう
に非論理高調波を含む高調波電流が流れると電源側に振
動性電流が流れ、高調波抑制効果を損なう。図５は、前
記振動性電流抑制手段を備えた高調波抑制装置を示す。
図５が図４と異なるのは、電源１と直列素子５との間の
給電線２には変流器ＣＴ1が、直列素子５と負荷３の間
の給電線２には変流器ＣＴ2がそれぞれ設けられる。変
流器ＣＴ1、変流器ＣＴ2から検出された電流は比率作動
継電器７に与えられる。さらに、比率作動継電器７の出
力はＡ／Ｄ変換器を介して制御回路１１に与えられる。
また、直列素子５の入力側と出力側は、平常時は開放状
態にある直列素子用遮断器（ＣＢ1）８を介して短絡線
９により接続されている。また、給電線２と並列素子６
とを結ぶ電線には平常時は投入状態にある並列素子用遮
断器（ＣＢ2）１０が結合されている。制御回路１１
は、比率作動継電器７から入力する比率の大きさを表わ
す比率作動信号が第1の一定時間（この例では数十ミリ
秒）継続して出力されている場合は短絡事故と判断し、
抑制動作信号をＤ／Ａ変換器を経て直列素子用遮断器８
および並列素子用遮断器１０に対して出力し、直列素子
用遮断器８を投入して直列素子５の両端を短絡すると共
に、並列素子用遮断器１０を開放して給電線２から並列
素子６を切り離す。また、制御回路１１は、前記抑制動
作信号の出力時以降に前記比率作動信号の入力が停止し
て振動電流が安定した直後に第１の解除動作信号を出力
し、並列素子用遮断器１０を投入して並列素子６を給電
線２に接続する。そして、制御回路１１は、第１の解除
動作信号の出力時以降に前記比率作動信号の入力が再び
停止して振動電流が再び安定する直後に第２の解除信号
を出力して直列素子用遮断器８を開放して平常状態に復
帰させる。
【００２０】なお、この実施例においては制御回路１１
が抑制動作信号を出力した後、比率作動信号の入力を監
視し、その入力がない場合は安定であると判断して直後
に第1および第2の解除信号を出力する構成としている。
これに限定されず、制御回路１１は、入力する比率作動
信号を記憶された値と比較し、上記抑制動作信号を出力
した後、さらに振動電流の安定を示す第2の所定値に達
した場合に前記第１の解除信号を出力し、さらに前記第
２の所定値（または第2の所定の値と異なる第３の値）
に達した場合に前記第２の解除信号を出力し、前記直列
素子用遮断器８および並列素子用遮断器１０の開閉を動
作させるように構成しても良い。
が抑制動作信号を出力した後、比率作動信号の入力を監
視し、その入力がない場合は安定であると判断して直後
に第1および第2の解除信号を出力する構成としている。
これに限定されず、制御回路１１は、入力する比率作動
信号を記憶された値と比較し、上記抑制動作信号を出力
した後、さらに振動電流の安定を示す第2の所定値に達
した場合に前記第１の解除信号を出力し、さらに前記第
２の所定値（または第2の所定の値と異なる第３の値）
に達した場合に前記第２の解除信号を出力し、前記直列
素子用遮断器８および並列素子用遮断器１０の開閉を動
作させるように構成しても良い。
【００２１】次に、本発明の高調波抑制効果を確かめる
ために行ったシミュレーションについて説明する。
ために行ったシミュレーションについて説明する。
【表１】 表１に示すシステム定数において、Ｒs、Ｌs、Ｃsは直
列素子、Ｒ5…Ｒ25、Ｌ5…Ｌ25、Ｃ5…Ｃ25は並列素子
のそれぞれの高調波次数における値を示している。Ｑs
＝ωＬs／Ｒs、Ｑi＝ｉωＬi／Ｒi(ｉは高調波次数を表
わす)である。電源インピーダンスＲ0＝０．０３
［Ω］、Ｌ0＝１．０［ｍＨ］、ｆ＝５０［Ｈｚ］、Ｑs
＝Ｑi＝３００、Ｖ1＝１，０００［Ｖ］の条件下におい
て、表１のシステム定数を使用し、負荷側に基本波電流
Ｉ2＝１，０００［Ａ］、ｉ次高調波電流Ｉ2(i)＝１，
０００／ｉ［Ａ］が流れた場合における高調波抑制シス
テムの定常状態におけるコンピュータ・シミュレーショ
ンを行った結果を表２に示す。
列素子、Ｒ5…Ｒ25、Ｌ5…Ｌ25、Ｃ5…Ｃ25は並列素子
のそれぞれの高調波次数における値を示している。Ｑs
＝ωＬs／Ｒs、Ｑi＝ｉωＬi／Ｒi(ｉは高調波次数を表
わす)である。電源インピーダンスＲ0＝０．０３
［Ω］、Ｌ0＝１．０［ｍＨ］、ｆ＝５０［Ｈｚ］、Ｑs
＝Ｑi＝３００、Ｖ1＝１，０００［Ｖ］の条件下におい
て、表１のシステム定数を使用し、負荷側に基本波電流
Ｉ2＝１，０００［Ａ］、ｉ次高調波電流Ｉ2(i)＝１，
０００／ｉ［Ａ］が流れた場合における高調波抑制シス
テムの定常状態におけるコンピュータ・シミュレーショ
ンを行った結果を表２に示す。
【００２２】
【表２】 表２を参照すると、電源側高調波電流Ｉ1(n)は各次高調
波において０．０７［Ａ］以下、総合しても０．０９７
［Ａ］以下に抑制されている。電源側の高調波電圧歪率
ｄＶ1(n)は０．００００１［ｐｕ］に抑制されている。
また、負荷側の高調波電圧歪率ｄＶ2(n)は各次高調波に
おいて０．００００１［ｐｕ］に抑制され、総合しても
０．００２６［ｐｕ］に抑制されている。並列素子に流
入する抑制分高調波電流Ｉ3(n)と発生高調波電流Ｉ2(n)
はほぼ同じであり、発生した高調波電流はほぼ並列素子
に吸収されていることが確認される。
波において０．０７［Ａ］以下、総合しても０．０９７
［Ａ］以下に抑制されている。電源側の高調波電圧歪率
ｄＶ1(n)は０．００００１［ｐｕ］に抑制されている。
また、負荷側の高調波電圧歪率ｄＶ2(n)は各次高調波に
おいて０．００００１［ｐｕ］に抑制され、総合しても
０．００２６［ｐｕ］に抑制されている。並列素子に流
入する抑制分高調波電流Ｉ3(n)と発生高調波電流Ｉ2(n)
はほぼ同じであり、発生した高調波電流はほぼ並列素子
に吸収されていることが確認される。
【００２３】表１に示すシステム定数において、非線形
抵抗ＲLS、ＲCSは共に２，５００［Ｖ］以上の電圧抵抗
値が減少するものを使用し、図３に示す過電圧保護機能
を備えた高調波抑制装置において三相完全短絡が発生し
た場合のコンピュータ・シミュレーションを実施する
と、直列素子の極間電圧をほぼ３３，０００［Ｖ］に、
そして過電流を３，０００［Ａ］程度に抑制されること
が確認された。さらに、リアクトルＬS、コンデンサＣS
の極間電圧は、１３２％に抑えることができた。また、
振動的過渡現象は発生しないことが確認された。
抵抗ＲLS、ＲCSは共に２，５００［Ｖ］以上の電圧抵抗
値が減少するものを使用し、図３に示す過電圧保護機能
を備えた高調波抑制装置において三相完全短絡が発生し
た場合のコンピュータ・シミュレーションを実施する
と、直列素子の極間電圧をほぼ３３，０００［Ｖ］に、
そして過電流を３，０００［Ａ］程度に抑制されること
が確認された。さらに、リアクトルＬS、コンデンサＣS
の極間電圧は、１３２％に抑えることができた。また、
振動的過渡現象は発生しないことが確認された。
【００２４】図５に示す振動性電流抑制手段を備えた高
調波抑制装置において、表１に示すシステム定数におい
て上述した振動電流抑制方法のコンピュータ・シミュレ
ーションを実施した。この結果、非論理高調波を含む変
圧器の励磁突入電流などの論理高調波以外の高調波成分
を有する比率作動電流が比率作動継電器により検出され
た。また、比率作動電流の検出に基づき出力制動作信号
により直列素子用遮断器を投入する共に、並列素子用遮
断器を開放することにより電源側の振動電流を抑制でき
た。さらに、突入電流の安定後に並列素子用遮断器を投
入し、再び安定後に直列素子用遮断器を開放することに
より電源側の振動電流と負荷側の異常電圧を抑制でき
た。上記実施例においては三相交流の場合について説明
したが、本発明は単相、二相、六相など相数に関係なく
交流電流に含まれる高調波電流の抑制に適用することが
できる。
調波抑制装置において、表１に示すシステム定数におい
て上述した振動電流抑制方法のコンピュータ・シミュレ
ーションを実施した。この結果、非論理高調波を含む変
圧器の励磁突入電流などの論理高調波以外の高調波成分
を有する比率作動電流が比率作動継電器により検出され
た。また、比率作動電流の検出に基づき出力制動作信号
により直列素子用遮断器を投入する共に、並列素子用遮
断器を開放することにより電源側の振動電流を抑制でき
た。さらに、突入電流の安定後に並列素子用遮断器を投
入し、再び安定後に直列素子用遮断器を開放することに
より電源側の振動電流と負荷側の異常電圧を抑制でき
た。上記実施例においては三相交流の場合について説明
したが、本発明は単相、二相、六相など相数に関係なく
交流電流に含まれる高調波電流の抑制に適用することが
できる。
【００２５】
【発明の効果】本発明の高調波電流抑制装置によれば、
受電側の負荷に流れる高調波電流の状態とは無関係に、
給電線に流れる高調波電流を確実にかつ顕著に抑制する
ことができる。各給電線ごとに個別に高調波電流を抑制
することができるので、工場等のあらゆる状況に適用す
ることができ、汎用性に優れ大掛かりな設備を必要とし
ない。また本発明は、直列素子に非線形抵抗素子を接続
することにより過電圧保護機能を備えることができる。
さらに本発明は、変流器、比率作動継電器、遮断器、制
御回路を備えることにより給電線に発生した突入電流に
対処できる。
受電側の負荷に流れる高調波電流の状態とは無関係に、
給電線に流れる高調波電流を確実にかつ顕著に抑制する
ことができる。各給電線ごとに個別に高調波電流を抑制
することができるので、工場等のあらゆる状況に適用す
ることができ、汎用性に優れ大掛かりな設備を必要とし
ない。また本発明は、直列素子に非線形抵抗素子を接続
することにより過電圧保護機能を備えることができる。
さらに本発明は、変流器、比率作動継電器、遮断器、制
御回路を備えることにより給電線に発生した突入電流に
対処できる。
【図１】本発明の高調波電流抑制装置の抑制原理を説明
する概略構成図ある。
する概略構成図ある。
【図２】図１に示す電源インピーダンス、直列素子のイ
ンピーダンス、並列素子のインピーダンスの構成要素を
さらに詳細に示す回路図である。
ンピーダンス、並列素子のインピーダンスの構成要素を
さらに詳細に示す回路図である。
【図３】過電圧保護付き高調波抑制装置を示す回路構成
図である。
図である。
【図４】直列リアクトルＬs 、直列コンデンサＣsの極
間電圧と通過電流Ｉ1の関係を示す図である。
間電圧と通過電流Ｉ1の関係を示す図である。
【図５】振動性電流抑制手段を備えた高調波抑制装置を
示す回路構成図である。
示す回路構成図である。
【図６】従来の工場への電力供給システムの概略構成図
ある。
ある。
１ 三相交流電源 ２ 給電線 ３ 需要設備 ４ 高周波電流抑
制装置 ５ 直列素子 ６ 並列素子 ７ 比率作動継電
器 ８ 直列素子用遮
断器 ９ 短絡線 １０ 並列素子用
遮断器 １１ 制御回路
制装置 ５ 直列素子 ６ 並列素子 ７ 比率作動継電
器 ８ 直列素子用遮
断器 ９ 短絡線 １０ 並列素子用
遮断器 １１ 制御回路
Claims (6)
- 【請求項１】 高調波電流を含む交流電流を発生する受
電装置と交流電源とを接続する電力線に直列に接続さ
れ、前記交流電流の基本周波数に共振周波数を有する直
列素子と、 前記直列素子と受電装置との間の各電力線の相間または
該電力線と受電装置側の星形結線の中性点との間に接続
され、前記高調波電流に含まれる少なくとも１つの高調
波周波数に共振周波数を有する並列素子と、 を備えた、高調波電流抑制装置。 - 【請求項２】 高調波電流を含む交流電流を発生する受
電装置と交流電源とを接続する電力線に直列に接続さ
れ、前記交流電流の基本周波数に共振周波数を有する直
列素子と、 前記直列素子と受電装置との間の各電力線の相間または
該電力線と受電装置側の星形結線の中性点との間に接続
され、前記高調波電流に含まれる少なくとも１つの高調
波周波数に共振周波数を有する並列素子と、 前記直列素子の交流電源側と直列素子の前記受電装置側
とにそれぞれ流れる電流の比率を測定する比率測定手段
と、 前記直列素子の入力端および出力端を接続する短絡線を
遮断する第１の遮断器と、 前記並列素子と前記電力線と間の接続を遮断する第２の
遮断器と、 前記比率測定手段からの測定信号に応答して前記第１お
よび第２の遮断器の開閉を制御する制御手段と、を含む
高調波電流抑制装置。 - 【請求項３】 前記直列素子と前記並列素子はリアクト
ルとコンデンサを含むＬＣ回路であり、前記並列素子は
前記高調波電流に含まれる高調波次数にそれぞれ共振す
る共振周波数を有する複数のＬＣ回路を含み、各ＬＣ回
路は電力線の相間に並列に接続されている、請求項１ま
たは２のいずれかに記載の高調波電流抑制装置。 - 【請求項４】 前記直列素子のリアクトルと並列に第１
の非線形抵抗素子を、前記直列素子のコンデンサと並列
に第２の非線形抵抗素子を接続してなる、請求項３に記
載の高調波電流抑制装置。 - 【請求項５】 高調波電流を含む交流電流を発生する受
電装置と交流電源とを接続する電力線に直列に接続さ
れ、前記交流電流の基本周波数に共振周波数を有する直
列素子と、前記直列素子と受電装置との間の各電力線の
相間または該電力線と受電装置側の星形結線の中性点と
の間に接続され、前記高調波電流に含まれる少なくとも
１つの高調波周波数に共振周波数を有する並列素子と、
前記直列素子の交流電源側と直列素子の前記受電装置側
とにそれぞれ流れる電流の比率を測定する比率測定手段
と、前記直列素子の入力端および出力端を接続する短絡
線を遮断する第１の遮断器と、前記電力線の相間の前記
並列素子接続を遮断する第２の遮断器と、を含む高調波
電流抑制装置における振動電流抑制方法であって、 前記比率測定手段により所定の電流比率を計測すると遮
断動作信号を出力し、前記第１の遮断器を開放状態から
投入して前記直列素子の両端を短絡すると共に前記第２
の遮断器を投入状態から開放して前記並列素子を前記電
力線から遮断する段階と、 前記比率測定手段からの電流比率が安全基準になると前
記第２の遮断器を投入する段階と、 前記比率測定手段からの電流比率が再び安全基準になる
と前記第１の遮断器を開放する段階と、 を含む振動電流抑制方法。 - 【請求項６】 前記遮断動作信号は所定の比率を計測し
てから所定時間後に出力され、前記安全基準は、前記第
2の遮断器の開放から前記第2の遮断器の投入までの第1
の経過時間であり、そして前記第２の遮断器の投入から
前記第１の遮断器の開放までの第２の経過時間である、
請求項５に記載の高調波電流抑制方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10264421A JP2000092708A (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | 高調波電流抑制装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10264421A JP2000092708A (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | 高調波電流抑制装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000092708A true JP2000092708A (ja) | 2000-03-31 |
Family
ID=17402953
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10264421A Pending JP2000092708A (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | 高調波電流抑制装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000092708A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106443145A (zh) * | 2016-08-30 | 2017-02-22 | 国网陕西省电力公司经济技术研究院 | 配电网中性点经ZnO非线性电阻接地抑制铁磁谐振的方法 |
| CN109245066A (zh) * | 2018-09-29 | 2019-01-18 | 国网四川省电力公司电力科学研究院 | 一种高压输电线路全波过电压保护方法 |
| CN112688360A (zh) * | 2020-12-11 | 2021-04-20 | 阳光电源股份有限公司 | 双馈变流器滤波控制装置、方法及发电系统 |
-
1998
- 1998-09-18 JP JP10264421A patent/JP2000092708A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106443145A (zh) * | 2016-08-30 | 2017-02-22 | 国网陕西省电力公司经济技术研究院 | 配电网中性点经ZnO非线性电阻接地抑制铁磁谐振的方法 |
| CN106443145B (zh) * | 2016-08-30 | 2018-11-30 | 国网陕西省电力公司经济技术研究院 | 配电网中性点经ZnO非线性电阻接地抑制铁磁谐振的方法 |
| CN109245066A (zh) * | 2018-09-29 | 2019-01-18 | 国网四川省电力公司电力科学研究院 | 一种高压输电线路全波过电压保护方法 |
| CN109245066B (zh) * | 2018-09-29 | 2019-11-12 | 国网四川省电力公司电力科学研究院 | 一种高压输电线路全波过电压保护方法 |
| CN112688360A (zh) * | 2020-12-11 | 2021-04-20 | 阳光电源股份有限公司 | 双馈变流器滤波控制装置、方法及发电系统 |
| CN112688360B (zh) * | 2020-12-11 | 2023-06-30 | 阳光电源股份有限公司 | 双馈变流器滤波控制装置、方法及发电系统 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Brunello et al. | Shunt capacitor bank fundamentals and protection | |
| WO2019119886A1 (zh) | 一种串联补偿器及控制方法 | |
| Das et al. | Grounding of AC and DC low-voltage and medium-voltage drive systems | |
| TW480800B (en) | Protection system for power receiving station | |
| Girgis et al. | Harmonics and transient overvoltages due to capacitor switching | |
| US11710959B2 (en) | Transformer rectifier unit power quality protection | |
| US11527910B2 (en) | Uninterruptible power supply | |
| EP0900464B1 (en) | Reduction of harmonics in ac machines | |
| JP2000092708A (ja) | 高調波電流抑制装置 | |
| CN109873412A (zh) | 一种配电系统、单相接地故障消弧装置及其消弧方法 | |
| JP2001320828A (ja) | 事故範囲判別機能付地絡継電器 | |
| JPS63290122A (ja) | 遮断器用過電流引外し装置 | |
| Tian et al. | Shunt capacitor bank protection in UHV pilot project | |
| Gin et al. | BC Hydro harmonic resonance experience | |
| JP4078217B2 (ja) | 電力系統保護装置 | |
| Yasumoto et al. | High-Efficient Power Supply Systems Utilizing 3-Phase 4-Wire Uninterruptible Power Systems | |
| Axente et al. | Protection of DVR against short circuit faults at the load side | |
| RU2014706C1 (ru) | Устройство ограничения параметров электромагнитных процессов при аварийных режимах | |
| RU2284082C2 (ru) | Устройство защиты электрооборудования подстанции и линий электропередачи высокого напряжения | |
| RU1836774C (ru) | Устройство ограничени внутренних перенапр жений и феррорезонансных процессов в сет х с компенсацией емкостных токов замыкани на землю | |
| JP2000032670A (ja) | スポットネットワーク受電設備 | |
| JP2001333537A (ja) | 電源設備 | |
| JPH0471333A (ja) | 遮断器制御装置 | |
| US2179346A (en) | Alternating current apparatus | |
| RU1772862C (ru) | Устройство дл защиты измерительного трансформатора напр жени от повреждени при феррорезонансных процессах в сети с изолированной нетралью |