JP2000059212A - 位相比較回路およびこれを用いたトラッキング誤差信号生成装置 - Google Patents
位相比較回路およびこれを用いたトラッキング誤差信号生成装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】位相差方式のトラッキング誤差信号生成回路の
位相差検出回路における位相差検出感度を一定とし、位
相比較回路から発生するオフセットを除去すること。 【解決手段】位相比較回路を、入力信号の位相差を検出
するフリップフロップ１〜４の出力信号のうち、検出さ
れるべき位相差と逆の極性の位相関係を検出するフリッ
プフロップの出力を遅延回路４６、４７およびＥＯＲ回
路４８、４９により生成される一定時間幅のパルスによ
りマスクすることにより、位相差検出感度を一定にして
安定したトラッキング誤差信号生成を実現する。さらに
上記の位相比較回路の２つの入力に同一信号を入力して
得られる出力信号をオフセットとしてモニタし、上記の
パルスの時間幅を制御してオフセット除去を行う。
位相差検出回路における位相差検出感度を一定とし、位
相比較回路から発生するオフセットを除去すること。 【解決手段】位相比較回路を、入力信号の位相差を検出
するフリップフロップ１〜４の出力信号のうち、検出さ
れるべき位相差と逆の極性の位相関係を検出するフリッ
プフロップの出力を遅延回路４６、４７およびＥＯＲ回
路４８、４９により生成される一定時間幅のパルスによ
りマスクすることにより、位相差検出感度を一定にして
安定したトラッキング誤差信号生成を実現する。さらに
上記の位相比較回路の２つの入力に同一信号を入力して
得られる出力信号をオフセットとしてモニタし、上記の
パルスの時間幅を制御してオフセット除去を行う。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、記録媒体から光学
的に情報を読み取る光学的情報再生装置のトラッキング
誤差信号生成装置あるいは同回路に用いられる位相比較
回路に関し、特に回路特性により生じる不感帯をなく
し、確実に位相差を検出するトラッキング誤差信号生成
装置あるいは同回路に用いられる位相比較回路に関する
ものである。
的に情報を読み取る光学的情報再生装置のトラッキング
誤差信号生成装置あるいは同回路に用いられる位相比較
回路に関し、特に回路特性により生じる不感帯をなく
し、確実に位相差を検出するトラッキング誤差信号生成
装置あるいは同回路に用いられる位相比較回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】コンパクトディスク、ＤＶＤなどの記録
媒体においては、記録媒体上に形成された微小な凹凸
（以降これをピットとする）により情報が記録されてい
る。情報を再生する際は、形成されたピットの列（以降
これをトラックとする）上に微小な光スポットを照射
し、その反射光により情報を読み取る。光スポットは記
録媒体が回転する際の偏心等により、トラックに対し略
垂直な方向に変位する。そのため、光スポットをトラッ
クに正確に追従させる必要があり、光学的手法を用いて
精密なトラッキング誤差信号を生成する様々な手法が提
案されている。そのなかの一つである位相差方式と呼ば
れる手法について、以下にその動作を図を用いて説明す
る。
媒体においては、記録媒体上に形成された微小な凹凸
（以降これをピットとする）により情報が記録されてい
る。情報を再生する際は、形成されたピットの列（以降
これをトラックとする）上に微小な光スポットを照射
し、その反射光により情報を読み取る。光スポットは記
録媒体が回転する際の偏心等により、トラックに対し略
垂直な方向に変位する。そのため、光スポットをトラッ
クに正確に追従させる必要があり、光学的手法を用いて
精密なトラッキング誤差信号を生成する様々な手法が提
案されている。そのなかの一つである位相差方式と呼ば
れる手法について、以下にその動作を図を用いて説明す
る。
【０００３】図２は位相差方式によるトラッキング誤差
信号生成の原理を示す回路ブロック図である。該方式
は、光検出器２０１、加算器２０３、２０４、波形整形
回路２０５、２０６、位相比較回路２０７から構成され
る。
信号生成の原理を示す回路ブロック図である。該方式
は、光検出器２０１、加算器２０３、２０４、波形整形
回路２０５、２０６、位相比較回路２０７から構成され
る。
【０００４】半導体レーザー等の光源より出射された光
束は対物レンズを介して記録媒体上に集光され、光スポ
ットを形成する（以上図示せず）。記録媒体の情報記録
面上で反射した光は、再び対物レンズを介して光検出器
２０１に入射し、光検出器の４分割された光電変換素子
２０１ａ〜２０１ｄ上に遠視野像２０２を形成する。各
光電変換素子からの出力は、光電変換素子の分割線の交
点を中心とする対角成分がそれぞれ加算器２０３、２０
４により加算され、波形整形回路２０５、２０６により
矩形波に整形される。記録媒体上の光スポットがトラッ
クに対して垂直方向に変位した場合、遠視野像内のピッ
トによる暗領域４５１、４５２が変化し、２０５、２０
６の出力の間に位相差が生じる。この位相差はトラッキ
ングずれ量およびピットの空間周波数に略比例し、位相
差の進み、遅れがトラッキングずれの方向に対応する。
よって位相比較回路２０７により、光電変換素子の対角
成分位相差のうち、光スポットのトラックに対する垂直
方向の変位量に応じて変化する位相変化成分を検出し、
トラッキング誤差信号とする。
束は対物レンズを介して記録媒体上に集光され、光スポ
ットを形成する（以上図示せず）。記録媒体の情報記録
面上で反射した光は、再び対物レンズを介して光検出器
２０１に入射し、光検出器の４分割された光電変換素子
２０１ａ〜２０１ｄ上に遠視野像２０２を形成する。各
光電変換素子からの出力は、光電変換素子の分割線の交
点を中心とする対角成分がそれぞれ加算器２０３、２０
４により加算され、波形整形回路２０５、２０６により
矩形波に整形される。記録媒体上の光スポットがトラッ
クに対して垂直方向に変位した場合、遠視野像内のピッ
トによる暗領域４５１、４５２が変化し、２０５、２０
６の出力の間に位相差が生じる。この位相差はトラッキ
ングずれ量およびピットの空間周波数に略比例し、位相
差の進み、遅れがトラッキングずれの方向に対応する。
よって位相比較回路２０７により、光電変換素子の対角
成分位相差のうち、光スポットのトラックに対する垂直
方向の変位量に応じて変化する位相変化成分を検出し、
トラッキング誤差信号とする。
【０００５】図３は図２の位相比較回路２０７の具体例
を示す回路ブロック図である。また図４（Ａ）および
（Ｂ）は図３の回路ブロック図の各部の波形図である。
両図を用いて例に示す位相比較回路の動作を説明する。
を示す回路ブロック図である。また図４（Ａ）および
（Ｂ）は図３の回路ブロック図の各部の波形図である。
両図を用いて例に示す位相比較回路の動作を説明する。
【０００６】信号１０１、１０２は前述の波形整形回路
２０５、２０６の出力である。図４（Ａ）は１０１に対
する１０２の位相がΔＴ遅れている場合の各部の波形で
ある。フリップフロップ１は、１０１の立ち上がり時刻
ｔ1から、１０２の立ち上がり時刻ｔ2まで時間幅ΔＴの
パルス信号１０３を出力する。同様にフリップフロップ
２は１０１の立ち下がり時刻ｔ3から時間幅ΔＴのパル
ス信号１０４を出力する。これら２つの出力はＯＲ回路
１１で論理和がとられ、１０１に対する１０２の位相の
遅れを検出する位相差検出信号１０７が生成される。同
図（Ｂ）は１０１に対する１０２の位相がΔＴ進んでい
る場合の各部の波形である。フリップフロップ３、４
は、上記の１、２と同様に１０２の立ち上がり時刻
ｔ5、および立ち下がり時刻ｔ7から時間幅ΔＴのパルス
信号１０５、１０６を出力する。これら２つの出力はＯ
Ｒ回路１２で論理和がとられ、１０１に対する１０２の
位相の進みを検出する位相差検出信号１０８が生成され
る。両位相差検出信号は低域通過フィルタ２１、２２に
より電圧信号に変換されて減算器３１に入力される。こ
れより位相比較回路の２つの入力信号間の位相の進み、
遅れに応じた極性を持ち、位相差に比例した電圧信号が
得られる。
２０５、２０６の出力である。図４（Ａ）は１０１に対
する１０２の位相がΔＴ遅れている場合の各部の波形で
ある。フリップフロップ１は、１０１の立ち上がり時刻
ｔ1から、１０２の立ち上がり時刻ｔ2まで時間幅ΔＴの
パルス信号１０３を出力する。同様にフリップフロップ
２は１０１の立ち下がり時刻ｔ3から時間幅ΔＴのパル
ス信号１０４を出力する。これら２つの出力はＯＲ回路
１１で論理和がとられ、１０１に対する１０２の位相の
遅れを検出する位相差検出信号１０７が生成される。同
図（Ｂ）は１０１に対する１０２の位相がΔＴ進んでい
る場合の各部の波形である。フリップフロップ３、４
は、上記の１、２と同様に１０２の立ち上がり時刻
ｔ5、および立ち下がり時刻ｔ7から時間幅ΔＴのパルス
信号１０５、１０６を出力する。これら２つの出力はＯ
Ｒ回路１２で論理和がとられ、１０１に対する１０２の
位相の進みを検出する位相差検出信号１０８が生成され
る。両位相差検出信号は低域通過フィルタ２１、２２に
より電圧信号に変換されて減算器３１に入力される。こ
れより位相比較回路の２つの入力信号間の位相の進み、
遅れに応じた極性を持ち、位相差に比例した電圧信号が
得られる。
【０００７】図４ではフリップフロップの入力が変化し
てから出力が変化するまでの時間をゼロとして説明した
が、実際の回路では構成するトランジスタの特性および
浮遊容量などの影響により遅延が生じる。図５はフリッ
プフロップ１のセット（Ｓ）、リセット（Ｒ）端子の入
力と出力の波形を示す波形図である。同図（Ａ）に示す
ようにセット入力の立ち上がりから出力の立ち上がりま
での伝達時間をＴ1、リセット入力の立ち上がりから出
力の立ち下がりまでの伝達時間をＴ2とすると、出力パ
ルスの立ち上がりから立ち下がりまでの時間幅（以降こ
れをパルス時間幅とする）は Ｔ(103)＝ΔＴ＋Ｔ2−Ｔ1 となる。一般のフリップフロップではＴ1＞Ｔ2であり、
同図（Ｂ）に示すようにセット、リセット端子に入力さ
れる信号の位相差ΔＴが ΔＴ＜ Ｔ1−Ｔ2＝ΔＴFF の範囲ではセット入力１０１で出力が立ち上がる時刻ｔ
4よりもリセット入力１０２で出力がリセットされる時
刻ｔ3が早く、フリップフロップからパルスが出力され
ない。このように位相差を検出できない範囲をフリップ
フロップの不感帯とする。なお、不感帯の幅ΔＴFFは一
般的には数ｎｓ程度であり、ＣＤを標準速で再生する場
合にはトラックずれにより得られる位相差は十分大き
く、特に問題にはならない。しかし、例えばＣＤを数十
倍速で再生する高速再生の場合、得られる位相差は数ｎ
ｓ〜数十ｎｓであり、ΔＴFFは無視できなくなる。
てから出力が変化するまでの時間をゼロとして説明した
が、実際の回路では構成するトランジスタの特性および
浮遊容量などの影響により遅延が生じる。図５はフリッ
プフロップ１のセット（Ｓ）、リセット（Ｒ）端子の入
力と出力の波形を示す波形図である。同図（Ａ）に示す
ようにセット入力の立ち上がりから出力の立ち上がりま
での伝達時間をＴ1、リセット入力の立ち上がりから出
力の立ち下がりまでの伝達時間をＴ2とすると、出力パ
ルスの立ち上がりから立ち下がりまでの時間幅（以降こ
れをパルス時間幅とする）は Ｔ(103)＝ΔＴ＋Ｔ2−Ｔ1 となる。一般のフリップフロップではＴ1＞Ｔ2であり、
同図（Ｂ）に示すようにセット、リセット端子に入力さ
れる信号の位相差ΔＴが ΔＴ＜ Ｔ1−Ｔ2＝ΔＴFF の範囲ではセット入力１０１で出力が立ち上がる時刻ｔ
4よりもリセット入力１０２で出力がリセットされる時
刻ｔ3が早く、フリップフロップからパルスが出力され
ない。このように位相差を検出できない範囲をフリップ
フロップの不感帯とする。なお、不感帯の幅ΔＴFFは一
般的には数ｎｓ程度であり、ＣＤを標準速で再生する場
合にはトラックずれにより得られる位相差は十分大き
く、特に問題にはならない。しかし、例えばＣＤを数十
倍速で再生する高速再生の場合、得られる位相差は数ｎ
ｓ〜数十ｎｓであり、ΔＴFFは無視できなくなる。
【０００８】図６は不感帯を除去するため、従来用いら
れる位相比較回路の回路ブロック図である。図７は図６
のフリップフロップ１のセット、リセット端子の入力と
出力の波形を示す波形図である。リセット端子の入力信
号１１０は遅延回路４１により信号１０２に対して遅延
量Ｄだけ遅延された時刻ｔ5で立ち上がる。このとき出
力に得られるパルス時間幅は Ｔ(103)＝ΔＴ＋Ｄ＋Ｔ2−Ｔ1＝ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF＝Δ
Ｔ＋ΔＴFF となる。不感帯を発生させないためには、上記式で ΔＴFF＝Ｄ−ΔＴFF≧０ となるようにＤを設定すればよい。
れる位相比較回路の回路ブロック図である。図７は図６
のフリップフロップ１のセット、リセット端子の入力と
出力の波形を示す波形図である。リセット端子の入力信
号１１０は遅延回路４１により信号１０２に対して遅延
量Ｄだけ遅延された時刻ｔ5で立ち上がる。このとき出
力に得られるパルス時間幅は Ｔ(103)＝ΔＴ＋Ｄ＋Ｔ2−Ｔ1＝ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF＝Δ
Ｔ＋ΔＴFF となる。不感帯を発生させないためには、上記式で ΔＴFF＝Ｄ−ΔＴFF≧０ となるようにＤを設定すればよい。
【０００９】次に図６の回路ブロック図の動作を説明す
る。図８は図６の信号１０２が信号１０１に対してΔＴ
遅れている場合の位相比較回路の各部の波形図である。
フリップフロップ１の出力信号１０３のパルス時間幅Ｔ
(103)は前述のように Ｔ(103)＝ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF となる。簡単化のため信号１０１と１０２の周期が等し
いとすると、フリップフロップ２の出力信号１０４の時
間幅Ｔ(104)はＴ(103)と等しくなる。これらパルス時間
幅は入力の位相差に正比例し、これらを主位相差パルス
とする。主位相差パルスはＯＲ回路１１により論理和が
とられ、主位相差検出信号１０７が生成される。
る。図８は図６の信号１０２が信号１０１に対してΔＴ
遅れている場合の位相比較回路の各部の波形図である。
フリップフロップ１の出力信号１０３のパルス時間幅Ｔ
(103)は前述のように Ｔ(103)＝ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF となる。簡単化のため信号１０１と１０２の周期が等し
いとすると、フリップフロップ２の出力信号１０４の時
間幅Ｔ(104)はＴ(103)と等しくなる。これらパルス時間
幅は入力の位相差に正比例し、これらを主位相差パルス
とする。主位相差パルスはＯＲ回路１１により論理和が
とられ、主位相差検出信号１０７が生成される。
【００１０】フリップフロップ３のリセット端子の入力
信号１１０は遅延回路４２によりパルス信号１０１の立
ち上がり時刻ｔ1から遅延量Ｄだけ遅延され、信号１０
２の立ち上がり時刻ｔ2よりも遅れた時刻ｔ3で立ち上が
る。よって同フリップフロップからパルスが出力され、
そのパルス時間幅Ｔ(105)は Ｔ(105)＝Ｄ＋Ｔ2−ΔＴ−Ｔ1＝−ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF となる。上記と同様にリップフロップ４の出力信号１０
６の時間幅Ｔ(106)もＴ(105)と等しくなる。これらは入
力の位相差ΔＴに逆比例する。またΔＴが以下の範囲で
はパルスが発生しない。 ｜ΔＴ｜＞Ｄ−ΔＴFF このパルスを上記の主位相差パルスに対して副位相差パ
ルスとする。副位相差パルスはＯＲ回路１２により論理
和がとられ、副位相差検出信号１０８が生成される。
信号１１０は遅延回路４２によりパルス信号１０１の立
ち上がり時刻ｔ1から遅延量Ｄだけ遅延され、信号１０
２の立ち上がり時刻ｔ2よりも遅れた時刻ｔ3で立ち上が
る。よって同フリップフロップからパルスが出力され、
そのパルス時間幅Ｔ(105)は Ｔ(105)＝Ｄ＋Ｔ2−ΔＴ−Ｔ1＝−ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF となる。上記と同様にリップフロップ４の出力信号１０
６の時間幅Ｔ(106)もＴ(105)と等しくなる。これらは入
力の位相差ΔＴに逆比例する。またΔＴが以下の範囲で
はパルスが発生しない。 ｜ΔＴ｜＞Ｄ−ΔＴFF このパルスを上記の主位相差パルスに対して副位相差パ
ルスとする。副位相差パルスはＯＲ回路１２により論理
和がとられ、副位相差検出信号１０８が生成される。
【００１１】これら位相差検出パルス１０７、１０８は
低域通過フィルタ２１、２２でパルス発生周期により平
滑化されて電圧信号に変換された後、減算器３１に入力
され位相差電圧１０９が得られる。入力１０１、１０２
の信号周期をＴwとすると、信号１０７、１０８のパル
ス発生の周期はＴw ／２となり、パルス振幅を１で規格
化した場合の位相差電圧Ｖ(109)は、 Ｖ(109)＝（Ｔ(107)−Ｔ(108)）／（Ｔw／２） ＝Ｔ(107)／（Ｔw／２） ただし｜ΔＴ｜≧Ｄ−ΔＴFF となる。ここでＴ(107)、 Ｔ(108)は信号１０７、１０
８のパルス時間幅である。信号１０７のパルス時間幅は
信号１０３、１０４のそれと等しく、信号１０８のパル
ス時間幅は信号１０５、１０６のそれと等しいことから
Ｖ(109)は Ｖ(109)＝（Ｔ(105)−Ｔ(106)）／（Ｔw／２） ＝［(ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF)−(−ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF）］／(Ｔw／２) ＝（２×ΔＴ）／（Ｔw／２） ＝ΔＴ／Ｔw ＝Ｔ(105)／（Ｔw／２） ＝(ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF)／(Ｔw／２) ただし｜ΔＴ｜≧Ｄ−ΔＴFF となる。
低域通過フィルタ２１、２２でパルス発生周期により平
滑化されて電圧信号に変換された後、減算器３１に入力
され位相差電圧１０９が得られる。入力１０１、１０２
の信号周期をＴwとすると、信号１０７、１０８のパル
ス発生の周期はＴw ／２となり、パルス振幅を１で規格
化した場合の位相差電圧Ｖ(109)は、 Ｖ(109)＝（Ｔ(107)−Ｔ(108)）／（Ｔw／２） ＝Ｔ(107)／（Ｔw／２） ただし｜ΔＴ｜≧Ｄ−ΔＴFF となる。ここでＴ(107)、 Ｔ(108)は信号１０７、１０
８のパルス時間幅である。信号１０７のパルス時間幅は
信号１０３、１０４のそれと等しく、信号１０８のパル
ス時間幅は信号１０５、１０６のそれと等しいことから
Ｖ(109)は Ｖ(109)＝（Ｔ(105)−Ｔ(106)）／（Ｔw／２） ＝［(ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF)−(−ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF）］／(Ｔw／２) ＝（２×ΔＴ）／（Ｔw／２） ＝ΔＴ／Ｔw ＝Ｔ(105)／（Ｔw／２） ＝(ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF)／(Ｔw／２) ただし｜ΔＴ｜≧Ｄ−ΔＴFF となる。
【００１２】なお、上記従来例については特開平４−８
２０２５号公報等に詳述されている。
２０２５号公報等に詳述されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来例では、入
力信号の間の位相差に対する出力電圧のリニアリティ、
およびオフセットの発生について考慮されていなかっ
た。すなわち、 １．位相差検出感度がリニアとなる位相差範囲を広くす
ると、正しく位相差検出ができなくなる。 ２．遅れ、進み位相差を検出する回路の間にバラツキが
生じると、出力電圧に再生速度に比例したオフセットが
発生する。
力信号の間の位相差に対する出力電圧のリニアリティ、
およびオフセットの発生について考慮されていなかっ
た。すなわち、 １．位相差検出感度がリニアとなる位相差範囲を広くす
ると、正しく位相差検出ができなくなる。 ２．遅れ、進み位相差を検出する回路の間にバラツキが
生じると、出力電圧に再生速度に比例したオフセットが
発生する。
【００１４】以下にこれらについて詳細に説明する。図
９は入力信号の間の位相差に対する出力電圧を示すグラ
フである。図の横軸は位相差、縦軸は信号１０９の電圧
値であり、折れ線３０１の傾きを位相差の検出感度とす
る。３０２に示す部分は副位相差パルスが出力される位
相差範囲であり、その他の部分では副位相差パルスが出
力されないため図に示すように検出感度が変化する。入
力信号が同図の３０３に示す折れ点を含む近傍、すなわ
ちΔＴ＝Ｄ−ΔＴFF近傍の位相差を持つ場合、検出感度
の変化によりトラッキング誤差信号に歪みが発生する。
そこでＤ−ΔＴFFを大きな値とし、検出感度が一定とな
る３０２の範囲を広くすることが必要となる。しかし遅
延回路の遅延量Ｄを大きな値とすると、位相差検出パル
ス１０７、１０８のパルス時間幅が大きくなる。位相差
検出パルスの発生周期はＴw／２であり、パルスが次の
パルスと重なることによる位相差情報の欠落を防ぐた
め、Ｄは下記の条件を満たすことが必要となる。
９は入力信号の間の位相差に対する出力電圧を示すグラ
フである。図の横軸は位相差、縦軸は信号１０９の電圧
値であり、折れ線３０１の傾きを位相差の検出感度とす
る。３０２に示す部分は副位相差パルスが出力される位
相差範囲であり、その他の部分では副位相差パルスが出
力されないため図に示すように検出感度が変化する。入
力信号が同図の３０３に示す折れ点を含む近傍、すなわ
ちΔＴ＝Ｄ−ΔＴFF近傍の位相差を持つ場合、検出感度
の変化によりトラッキング誤差信号に歪みが発生する。
そこでＤ−ΔＴFFを大きな値とし、検出感度が一定とな
る３０２の範囲を広くすることが必要となる。しかし遅
延回路の遅延量Ｄを大きな値とすると、位相差検出パル
ス１０７、１０８のパルス時間幅が大きくなる。位相差
検出パルスの発生周期はＴw／２であり、パルスが次の
パルスと重なることによる位相差情報の欠落を防ぐた
め、Ｄは下記の条件を満たすことが必要となる。
【００１５】 ０≦Ｄ＜［（Ｔw／２）−(ΔＴ−ΔＴFF）］ この式の上限値は信号の再生速度に依存した値であり、
高速再生に比例して減少する。その結果、例えばＣＤで
標準速再生から数十倍速再生まで対応しようとする場
合、高速再生時の条件でＤを決定すると数ｎｓ程度とな
り、標準速再生おける検出感度一定の範囲が十分確保で
きない。
高速再生に比例して減少する。その結果、例えばＣＤで
標準速再生から数十倍速再生まで対応しようとする場
合、高速再生時の条件でＤを決定すると数ｎｓ程度とな
り、標準速再生おける検出感度一定の範囲が十分確保で
きない。
【００１６】また、上記の動作では入力の間の位相が等
しい場合においても、ＯＲ回路１１、１２から位相差検
出パルス１０７、１０８が出力される。理想的にはこれ
らの時間幅はともにＤ−ΔＴFFで等しく、位相差電圧は
出力されない。しかし以下の場合、位相差電圧にオフセ
ットが生じる。 １．減算器が利得アンバランスあるい出力オフセットを
有する場合。 ２．遅延回路の遅延量にバラツキがある場合。 １によるオフセットは入力信号に依存せず常に一定の電
圧値をとるので、これを電圧オフセットとする。このオ
フセットはトラッキング誤差信号生成回路の電源投入時
等にモニターし、トラッキング誤差信号から定常的に減
算することにより除去できる。しかし２により生じるオ
フセットは位相差を検出するパルス信号の時間幅の差で
生じるため、オフセットを検出するためのパルス信号を
入力することが必要となる。これを前記の電圧オフセッ
トに対し、時間オフセットとする。さらに時間オフセッ
トはすべてのパルスに固定値で発生するため、一定時間
内でのパルス発生頻度、すなわち信号の再生速度に比例
する。
しい場合においても、ＯＲ回路１１、１２から位相差検
出パルス１０７、１０８が出力される。理想的にはこれ
らの時間幅はともにＤ−ΔＴFFで等しく、位相差電圧は
出力されない。しかし以下の場合、位相差電圧にオフセ
ットが生じる。 １．減算器が利得アンバランスあるい出力オフセットを
有する場合。 ２．遅延回路の遅延量にバラツキがある場合。 １によるオフセットは入力信号に依存せず常に一定の電
圧値をとるので、これを電圧オフセットとする。このオ
フセットはトラッキング誤差信号生成回路の電源投入時
等にモニターし、トラッキング誤差信号から定常的に減
算することにより除去できる。しかし２により生じるオ
フセットは位相差を検出するパルス信号の時間幅の差で
生じるため、オフセットを検出するためのパルス信号を
入力することが必要となる。これを前記の電圧オフセッ
トに対し、時間オフセットとする。さらに時間オフセッ
トはすべてのパルスに固定値で発生するため、一定時間
内でのパルス発生頻度、すなわち信号の再生速度に比例
する。
【００１７】本発明では上記の２点に対して以下の特徴
を有するトラッキング誤差信号生成装置を提供すること
を目的とする。
を有するトラッキング誤差信号生成装置を提供すること
を目的とする。
【００１８】１．再生速度を低速から高速に変化させた
場合においても位相差検出感度が一定でかつ位相差が正
確に検出可能な位相比較回路を具備する ２．再生速度を低速から高速に変化させた場合において
も位相比較回路で生じるトラッキング誤差信号のオフセ
ットを除去することが可能な手段を有する
場合においても位相差検出感度が一定でかつ位相差が正
確に検出可能な位相比較回路を具備する ２．再生速度を低速から高速に変化させた場合において
も位相比較回路で生じるトラッキング誤差信号のオフセ
ットを除去することが可能な手段を有する
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明の第１のトラッキ
ング誤差信号生成装置は、凹凸等により情報が記録され
た記録媒体上の情報トラック付近に光ビームを照射する
ための光源と該ビームの記録媒体からの反射光を検出す
る光検出器を備え、該光検出器はトラックに略平行およ
び略垂直な直線により４つに分割された光電変換素子よ
り構成され、該光電変換素子の分割線の交点に対して対
角に配置された２つの光電変換素子の出力を加算する加
算器を２つ以上備え、一方をセット端子に他方を遅延量
Ｄ1の遅延回路を介してリセット端子に入力することに
より、両信号の位相差を時間幅とする位相差検出パルス
を出力するフリップフロップを複数備える従来の位相比
較手段において、前記位相差検出パルスの代わりに各フ
リップフロップの出力と同フリップフロップのリセット
端子に設けられた遅延回路に入力される信号に同期した
時間幅Ｄ2≧Ｄ1のパルスとの論理和を位相差検出パルス
とすることを特徴とする。これより、位相差検出パルス
のうち入力信号の位相差に逆比例するものをマスクし、
位相差が増大して該位相差検出パルスが出力されないこ
とによる位相差検出感度の変化を防ぐことができる。こ
の結果、位相差検出感度のリニアな範囲が遅延回路の遅
延量に依存しなくなるので遅延量を小さくすることがで
き、高速再生に対応することができる。
ング誤差信号生成装置は、凹凸等により情報が記録され
た記録媒体上の情報トラック付近に光ビームを照射する
ための光源と該ビームの記録媒体からの反射光を検出す
る光検出器を備え、該光検出器はトラックに略平行およ
び略垂直な直線により４つに分割された光電変換素子よ
り構成され、該光電変換素子の分割線の交点に対して対
角に配置された２つの光電変換素子の出力を加算する加
算器を２つ以上備え、一方をセット端子に他方を遅延量
Ｄ1の遅延回路を介してリセット端子に入力することに
より、両信号の位相差を時間幅とする位相差検出パルス
を出力するフリップフロップを複数備える従来の位相比
較手段において、前記位相差検出パルスの代わりに各フ
リップフロップの出力と同フリップフロップのリセット
端子に設けられた遅延回路に入力される信号に同期した
時間幅Ｄ2≧Ｄ1のパルスとの論理和を位相差検出パルス
とすることを特徴とする。これより、位相差検出パルス
のうち入力信号の位相差に逆比例するものをマスクし、
位相差が増大して該位相差検出パルスが出力されないこ
とによる位相差検出感度の変化を防ぐことができる。こ
の結果、位相差検出感度のリニアな範囲が遅延回路の遅
延量に依存しなくなるので遅延量を小さくすることがで
き、高速再生に対応することができる。
【００２０】本発明の第２のトラッキング誤差信号生成
装置は、上記の従来の位相比較手段において、入力信号
の立ち上がり、立ち下がりの位相差を検出する２つのパ
ルスを生成し、それぞれ低域通過フィルタを介して加算
する構成を持つことを特徴とする。この構成により、入
力信号周期Ｔwに対して位相差の情報を持つパルス信号
の周期を従来のＴw ／２からＴwにすることができ、高
速再生時の遅延回路の遅延量の上限を大きくすることが
できる。この結果、位相差検出感度が一定となる位相差
範囲を広くすることができる。
装置は、上記の従来の位相比較手段において、入力信号
の立ち上がり、立ち下がりの位相差を検出する２つのパ
ルスを生成し、それぞれ低域通過フィルタを介して加算
する構成を持つことを特徴とする。この構成により、入
力信号周期Ｔwに対して位相差の情報を持つパルス信号
の周期を従来のＴw ／２からＴwにすることができ、高
速再生時の遅延回路の遅延量の上限を大きくすることが
できる。この結果、位相差検出感度が一定となる位相差
範囲を広くすることができる。
【００２１】本発明の第３のトラッキング誤差信号生成
装置は上記の従来の位相比較手段において、遅延回路を
遅延量を外部より制御可能な可変遅延回路とすることを
特徴とし、信号再生速度の変化に応じて遅延量を制御す
ることにより、各再生速度での遅延量の制約条件内で位
相差検出感度が一定となる位相差範囲を広くすることが
できる。
装置は上記の従来の位相比較手段において、遅延回路を
遅延量を外部より制御可能な可変遅延回路とすることを
特徴とし、信号再生速度の変化に応じて遅延量を制御す
ることにより、各再生速度での遅延量の制約条件内で位
相差検出感度が一定となる位相差範囲を広くすることが
できる。
【００２２】本発明の第４のトラッキング誤差信号生成
装置は上記の従来の位相比較手段において、２つの加算
器のうちの一方の出力を位相比較回路の２つの入力端子
に入力できる回路接続切り替えスイッチを設けたことを
特徴とする。この構成により位相比較回路の２つの入力
に同一信号が入力されるようにスイッチを設定してトラ
ッキング制御を動作させず信号再生を行うことで同回路
内のパルスの時間幅の変動によるオフセットをモニタで
き、このオフセットを除去することができる。
装置は上記の従来の位相比較手段において、２つの加算
器のうちの一方の出力を位相比較回路の２つの入力端子
に入力できる回路接続切り替えスイッチを設けたことを
特徴とする。この構成により位相比較回路の２つの入力
に同一信号が入力されるようにスイッチを設定してトラ
ッキング制御を動作させず信号再生を行うことで同回路
内のパルスの時間幅の変動によるオフセットをモニタで
き、このオフセットを除去することができる。
【００２３】本発明の第５のトラッキング誤差信号生成
装置は第４の発明において、光スポットが記録媒体のト
ラック上に照射されているときのみオフセットをモニタ
してオフセットの除去を行うための回路接続切替えスイ
ッチを設けたことを特徴とする。この構成により、入力
信号のＳ／Ｎが小さい場合のオフセットの変動を取り除
き、安定してオフセットの除去を行うことができる。
装置は第４の発明において、光スポットが記録媒体のト
ラック上に照射されているときのみオフセットをモニタ
してオフセットの除去を行うための回路接続切替えスイ
ッチを設けたことを特徴とする。この構成により、入力
信号のＳ／Ｎが小さい場合のオフセットの変動を取り除
き、安定してオフセットの除去を行うことができる。
【００２４】本発明の第６のトラッキング誤差信号生成
装置は第４の発明において、同装置を含むシステムで再
生可能な最高速度で再生してオフセットをモニタし、オ
フセットの除去を行うことを特徴とする。このオフセッ
トの要因となるパルスの時間幅の変動はすべてのパルス
に固定幅で発生する。よって高速で再生してオフセット
をモニタすることでパルスの発生頻度を上げてオフセッ
トの絶対値を大きくして除去することで、通常再生時の
オフセット除去精度を上げることができる。
装置は第４の発明において、同装置を含むシステムで再
生可能な最高速度で再生してオフセットをモニタし、オ
フセットの除去を行うことを特徴とする。このオフセッ
トの要因となるパルスの時間幅の変動はすべてのパルス
に固定幅で発生する。よって高速で再生してオフセット
をモニタすることでパルスの発生頻度を上げてオフセッ
トの絶対値を大きくして除去することで、通常再生時の
オフセット除去精度を上げることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例について
説明する。図１は本発明の第１の実施例の回路ブロック
図である。また、図１０は 図１の信号１０２が信号１
０１に対してΔＴ遅れている場合の各部の波形図であ
る。両図を用いて本実施例の位相比較動作を説明する。
なお、遅延回路４１、４２の遅延量をＤ1，４７１、４
７２の遅延量をＤ2とし、Ｄ2≧Ｄ1とする。また、フリ
ップフロップの入出力の間の伝達時間Ｔ1、Ｔ2はＤ1，
Ｄ2に対して無視できる程度に小さいとして図１０では
省略してある。図１において、図６のブロック図上で同
一機能を持つブロックについては図６と同一符号を付し
てある。図１の６１はμ−ｃｏｍにより制御される回路
接続切り替えスイッチであり、位相比較時は端子５４側
に接続してある。
説明する。図１は本発明の第１の実施例の回路ブロック
図である。また、図１０は 図１の信号１０２が信号１
０１に対してΔＴ遅れている場合の各部の波形図であ
る。両図を用いて本実施例の位相比較動作を説明する。
なお、遅延回路４１、４２の遅延量をＤ1，４７１、４
７２の遅延量をＤ2とし、Ｄ2≧Ｄ1とする。また、フリ
ップフロップの入出力の間の伝達時間Ｔ1、Ｔ2はＤ1，
Ｄ2に対して無視できる程度に小さいとして図１０では
省略してある。図１において、図６のブロック図上で同
一機能を持つブロックについては図６と同一符号を付し
てある。図１の６１はμ−ｃｏｍにより制御される回路
接続切り替えスイッチであり、位相比較時は端子５４側
に接続してある。
【００２６】フリップフロップ１〜４の動作は従来例と
同じであり、主位相差パルス１０３、１０４および副位
相差パルス１０５、１０６のパルス時間幅は Ｔ(103)＝Ｔ(104)＝ΔＴ＋Ｄ1−ΔＴFF Ｔ(105)＝Ｔ(106)＝−ΔＴ＋Ｄ1−ΔＴFF となる。
同じであり、主位相差パルス１０３、１０４および副位
相差パルス１０５、１０６のパルス時間幅は Ｔ(103)＝Ｔ(104)＝ΔＴ＋Ｄ1−ΔＴFF Ｔ(105)＝Ｔ(106)＝−ΔＴ＋Ｄ1−ΔＴFF となる。
【００２７】ＥＯＲ回路４８では、信号１０２と同信号
を遅延回路４７１により時間Ｄ2遅延させた信号１１４
とのＥＯＲ論理をとる。よって出力１１５は信号１０２
の立ち上がり時間ｔ3で立ち上がり、そのパルス時間幅
は、 Ｔ(115)＝Ｄ2−ΔＴEOR となる。ここでΔＴEORはＥＯＲ回路での出力の立ち上
がり、立ち下がりの伝達時間差であり、ΔＴFF とほぼ
同等の値である。同様にＥＯＲ回路４９の出力１１７は
信号１０１の立ち上がり時間ｔ1で立ち上がり、そのパ
ルス時間幅は、 Ｔ(117)＝Ｄ2−ΔＴEOR となる。
を遅延回路４７１により時間Ｄ2遅延させた信号１１４
とのＥＯＲ論理をとる。よって出力１１５は信号１０２
の立ち上がり時間ｔ3で立ち上がり、そのパルス時間幅
は、 Ｔ(115)＝Ｄ2−ΔＴEOR となる。ここでΔＴEORはＥＯＲ回路での出力の立ち上
がり、立ち下がりの伝達時間差であり、ΔＴFF とほぼ
同等の値である。同様にＥＯＲ回路４９の出力１１７は
信号１０１の立ち上がり時間ｔ1で立ち上がり、そのパ
ルス時間幅は、 Ｔ(117)＝Ｄ2−ΔＴEOR となる。
【００２８】ＯＲ回路１３は信号１０３、１０４、１１
５の論理和をとり、信号１０７を出力する。Ｄ2≧Ｄ1よ
り１０７のパルス時間幅は Ｔ(107)＝ΔＴ＋Ｄ2−ΔＴEOR となる。同様にＯＲ回路１４は信号１０５、１０６、１
１７の論理和をとり、信号１０８を出力する。そのパル
ス時間幅は Ｔ(108)＝Ｄ2−ΔＴEOR となり、入力の位相差ΔＴによらず一定となる。減算器
２３は信号１０７と１０８の差分をとり、信号１１２を
出力する。その時間幅は Ｔ(112)＝ Ｔ(107)−Ｔ(108)＝ΔＴ となる。従来例と同様に低域通過フィルタ２４で信号１
１２は電圧値に変換され、以下の位相差電圧１１３が出
力される。 Ｖ(113)＝ΔＴ／（Ｔw／２） 図１１は位相差ΔＴが十分大きく、副位相差パルス１０
５、１０６が出力されない場合の各部の波形である。図
１０、１１に示すように副位相差パルス１０５、１０６
はＯＲ回路により一定時間幅のパルス１１７でマスクさ
れるため、入力位相差に比例してパルス時間幅が減少し
てパルスが出力されなくなることはない。よってこれが
要因となって生じる位相差検出感度の折れ点も生じず、
位相差検出感度は変化しない。
５の論理和をとり、信号１０７を出力する。Ｄ2≧Ｄ1よ
り１０７のパルス時間幅は Ｔ(107)＝ΔＴ＋Ｄ2−ΔＴEOR となる。同様にＯＲ回路１４は信号１０５、１０６、１
１７の論理和をとり、信号１０８を出力する。そのパル
ス時間幅は Ｔ(108)＝Ｄ2−ΔＴEOR となり、入力の位相差ΔＴによらず一定となる。減算器
２３は信号１０７と１０８の差分をとり、信号１１２を
出力する。その時間幅は Ｔ(112)＝ Ｔ(107)−Ｔ(108)＝ΔＴ となる。従来例と同様に低域通過フィルタ２４で信号１
１２は電圧値に変換され、以下の位相差電圧１１３が出
力される。 Ｖ(113)＝ΔＴ／（Ｔw／２） 図１１は位相差ΔＴが十分大きく、副位相差パルス１０
５、１０６が出力されない場合の各部の波形である。図
１０、１１に示すように副位相差パルス１０５、１０６
はＯＲ回路により一定時間幅のパルス１１７でマスクさ
れるため、入力位相差に比例してパルス時間幅が減少し
てパルスが出力されなくなることはない。よってこれが
要因となって生じる位相差検出感度の折れ点も生じず、
位相差検出感度は変化しない。
【００２９】また、以上の動作説明からＤ2の値の制約
式は ０≦Ｄ1−ΔＴFF≦Ｄ2−ΔＴEOR＜（Ｔw／２）−ΔＴ となる。上式においては １．位相差の検出感度がＤ1、Ｄ2によらず一定である。 ２．ΔＴFF、ΔＴEORの値はともに数ｎｓ程度である。 以上から低速再生で位相差が大きい場合、例えばＣＤ１
倍速程度においてもＤ1、 Ｄ2を数ｎｓ程度に設定で
き、ＣＤ数十倍速再生等の高速再生時における上記の制
約式を満たすことができる。
式は ０≦Ｄ1−ΔＴFF≦Ｄ2−ΔＴEOR＜（Ｔw／２）−ΔＴ となる。上式においては １．位相差の検出感度がＤ1、Ｄ2によらず一定である。 ２．ΔＴFF、ΔＴEORの値はともに数ｎｓ程度である。 以上から低速再生で位相差が大きい場合、例えばＣＤ１
倍速程度においてもＤ1、 Ｄ2を数ｎｓ程度に設定で
き、ＣＤ数十倍速再生等の高速再生時における上記の制
約式を満たすことができる。
【００３０】次に本実施例の回路のオフセット除去動作
について説明する。図１３は実施例１の回路のオフセッ
ト検出を行うフローチャートである。前述のようにオフ
セットは以下の２つの要因により発生する。 １．減算器が利得アンバランスあるいは出力オフセット
を有する場合 ２．遅延回路の遅延量にバラツキがある場合 このうち、本実施例の動作で除去するオフセットは２の
オフセットであり、１のオフセットは電源投入時等にモ
ニタし除去しておく。本実施例の回路を含むシステムに
記録媒体を装着後、レーザー光源をオンしディスク上に
微小光スポットが照射されるようにフォーカス制御動作
を行う。フォーカス制御の安定を確認した後図１のスイ
ッチ６１を端子５３に接続し、位相比較回路の２つの入
力に同一信号を入力する。またこのとき可変遅延回路４
７２の遅延量は４７１の遅延量と略同じになるように設
定しておく。この状態でトラッキング制御の帰還をかけ
ずに記録媒体を回転させて信号を再生し、得られるトラ
ッキング誤差信号をオフセットとしてモニタする。この
ときの再生速度はシステムで再生可能な最高速度とし、
位相比較の頻度を上げてオフセット値を大きくしてＳ／
Ｎを良くする。
について説明する。図１３は実施例１の回路のオフセッ
ト検出を行うフローチャートである。前述のようにオフ
セットは以下の２つの要因により発生する。 １．減算器が利得アンバランスあるいは出力オフセット
を有する場合 ２．遅延回路の遅延量にバラツキがある場合 このうち、本実施例の動作で除去するオフセットは２の
オフセットであり、１のオフセットは電源投入時等にモ
ニタし除去しておく。本実施例の回路を含むシステムに
記録媒体を装着後、レーザー光源をオンしディスク上に
微小光スポットが照射されるようにフォーカス制御動作
を行う。フォーカス制御の安定を確認した後図１のスイ
ッチ６１を端子５３に接続し、位相比較回路の２つの入
力に同一信号を入力する。またこのとき可変遅延回路４
７２の遅延量は４７１の遅延量と略同じになるように設
定しておく。この状態でトラッキング制御の帰還をかけ
ずに記録媒体を回転させて信号を再生し、得られるトラ
ッキング誤差信号をオフセットとしてモニタする。この
ときの再生速度はシステムで再生可能な最高速度とし、
位相比較の頻度を上げてオフセット値を大きくしてＳ／
Ｎを良くする。
【００３１】また、光スポットがトラック上からずれた
場合、光検出器の出力振幅の変調度の低下によりＳ／Ｎ
が低下し、波形整形回路の動作および位相比較回路にお
いてノイズ等の影響を受けるため、正確なオフセットの
モニタが困難になる。そこで、光スポットのオントラッ
ク検出を行ってオフセットのモニタを行う。本実施例で
はミラー検出回路によりオントラック検出を行う。
場合、光検出器の出力振幅の変調度の低下によりＳ／Ｎ
が低下し、波形整形回路の動作および位相比較回路にお
いてノイズ等の影響を受けるため、正確なオフセットの
モニタが困難になる。そこで、光スポットのオントラッ
ク検出を行ってオフセットのモニタを行う。本実施例で
はミラー検出回路によりオントラック検出を行う。
【００３２】図１４はミラー検出回路の動作である。同
図の５０１は記録媒体上のピット、５０２は光スポット
である。１２１は記録媒体を回転させながら光スポット
をトラックと垂直な方向に変位させたときの再生信号、
５０４はミラー検出回路の出力を示す。ミラー検出回路
は光スポットがトラック上にあるときはＬｏｗレベルを
出力し、それ以外（ミラー面）ではＨｉｇｈレベルを出
力する。この回路の出力レベルをμ−ｃｏｍにより検出
し、Ｈｉｇｈレベルの間のオフセットモニタ値を破棄す
る。
図の５０１は記録媒体上のピット、５０２は光スポット
である。１２１は記録媒体を回転させながら光スポット
をトラックと垂直な方向に変位させたときの再生信号、
５０４はミラー検出回路の出力を示す。ミラー検出回路
は光スポットがトラック上にあるときはＬｏｗレベルを
出力し、それ以外（ミラー面）ではＨｉｇｈレベルを出
力する。この回路の出力レベルをμ−ｃｏｍにより検出
し、Ｈｉｇｈレベルの間のオフセットモニタ値を破棄す
る。
【００３３】以上の動作を １．可変遅延回路の遅延量を４７１の遅延量と同じとし
た場合 ２．可変遅延回路の遅延量を可変範囲の最大値に設定し
た場合 において行う。遅延量とオフセットは比例関係にあるの
で、以上２点の遅延量とオフセット値から遅延量とオフ
セットの関係が算出でき、オフセットがゼロになる遅延
量を求めて４７２の遅延量を決定する。遅延量が決定し
たらスイッチ６１を端子５４に接続し、トラッキング制
御を開始する。これより再生速度が変化した場合でも遅
延量その他の調整を必要とせずオフセットを除去でき、
安定したトラッキング制御を行うことができる。この手
法では位相差検出パルスに発生する時間ずれをゼロにす
るため、再生速度の変化によりパルス発生頻度が変化し
た場合でも遅延量を調整する必要はない。なお、本実施
例において遅延量の設定の際の１、２では４７１の遅延
量および可変範囲の最大値を用いたが、これについては
他にも様々な値を用いることが可能であり、上記に限定
されるものではない。
た場合 ２．可変遅延回路の遅延量を可変範囲の最大値に設定し
た場合 において行う。遅延量とオフセットは比例関係にあるの
で、以上２点の遅延量とオフセット値から遅延量とオフ
セットの関係が算出でき、オフセットがゼロになる遅延
量を求めて４７２の遅延量を決定する。遅延量が決定し
たらスイッチ６１を端子５４に接続し、トラッキング制
御を開始する。これより再生速度が変化した場合でも遅
延量その他の調整を必要とせずオフセットを除去でき、
安定したトラッキング制御を行うことができる。この手
法では位相差検出パルスに発生する時間ずれをゼロにす
るため、再生速度の変化によりパルス発生頻度が変化し
た場合でも遅延量を調整する必要はない。なお、本実施
例において遅延量の設定の際の１、２では４７１の遅延
量および可変範囲の最大値を用いたが、これについては
他にも様々な値を用いることが可能であり、上記に限定
されるものではない。
【００３４】図１４は本発明の第２の実施例の回路ブロ
ック図である。同図において図１と異なる点は可変遅延
回路４７２を廃し固定遅延回路４７３を設けたこと、再
生速度検出回路６４および減算器６５を設けたことであ
る。同図の位相比較動作については本発明の第１の実施
例の位相比較動作と同じであるのでここでは省略する。
ック図である。同図において図１と異なる点は可変遅延
回路４７２を廃し固定遅延回路４７３を設けたこと、再
生速度検出回路６４および減算器６５を設けたことであ
る。同図の位相比較動作については本発明の第１の実施
例の位相比較動作と同じであるのでここでは省略する。
【００３５】同回路のオフセット除去動作について以下
に説明する。実施例１と同様に記録媒体の装着、レーザ
ー光源のオン、フォーカス制御動作およびスイッチ６１
の切り替えを行い、システムの最高再生速度にて位相差
出力信号のオフセットをモニタする。このオフセット検
出動作は実施例１と同様にオントラック時のみ行う。
に説明する。実施例１と同様に記録媒体の装着、レーザ
ー光源のオン、フォーカス制御動作およびスイッチ６１
の切り替えを行い、システムの最高再生速度にて位相差
出力信号のオフセットをモニタする。このオフセット検
出動作は実施例１と同様にオントラック時のみ行う。
【００３６】得られたオフセット値はμ−ｃｏｍ６３に
保持される。その後、スイッチ６１を端子５４に接続
し、トラッキング制御を開始する。その際にトラッキン
グ誤差信号から前記のオフセット値を減算することによ
り、オフセットを除去する。このオフセット値は前述の
ように再生信号速度に比例する。そのため、本実施例で
は １．再生速度をシステムの最高再生速度にする。 ２．再生速度をシステムの最低再生速度にする。 の２つの場合においてオフセットをモニタし、再生速度
とオフセットの関係式を算出する。
保持される。その後、スイッチ６１を端子５４に接続
し、トラッキング制御を開始する。その際にトラッキン
グ誤差信号から前記のオフセット値を減算することによ
り、オフセットを除去する。このオフセット値は前述の
ように再生信号速度に比例する。そのため、本実施例で
は １．再生速度をシステムの最高再生速度にする。 ２．再生速度をシステムの最低再生速度にする。 の２つの場合においてオフセットをモニタし、再生速度
とオフセットの関係式を算出する。
【００３７】トラッキング制御動作時は、再生信号のエ
ッジ間隔を計測する等の方法を用いて再生速度を検出
し、前述の関係式からオフセットを計算してトラッキン
グ誤差信号から減算する。本実施例は第１の実施例と比
較して再生速度検出回路などが必要となるため回路規模
がやや増加するが、実施例１と同様の効果を得ることが
できる。
ッジ間隔を計測する等の方法を用いて再生速度を検出
し、前述の関係式からオフセットを計算してトラッキン
グ誤差信号から減算する。本実施例は第１の実施例と比
較して再生速度検出回路などが必要となるため回路規模
がやや増加するが、実施例１と同様の効果を得ることが
できる。
【００３８】図１５は本発明の第３の実施例の回路ブロ
ック図である。同図と図６との相違点は、スイッチ６
１、μ−ｃｏｍ，ミラー検出回路、および再生速度検出
手段を設けたことと、遅延回路を外部から制御可能な可
変遅延回路としたこと、およびフリップフロップの出力
から位相差電圧を得る構成を変更したことである。図１
６は図１５の信号１０２が信号１０１に対してΔＴ遅れ
ている場合の各部の波形図である。両図を用いて本実施
例の位相比較動作を説明する。なお、遅延回路４１、４
２の遅延量をＤとし、図１６ではフリップフロップの入
出力の間の伝達時間Ｔ1、Ｔ2は図１０同様省略してあ
る。フリップフロップ１〜４の出力は従来例と同様で、
各出力の時間幅は Ｔ(103)＝Ｔ(104)＝ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF Ｔ(105)＝Ｔ(106)＝−ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF となる。減算器２５は立ち上がりの位相差を検出する２
つのフリップフロップ１、３の差信号１２８を出力す
る。同様に減算器２６は立ち下がりの２つのフリップフ
ロップ２、４の差信号１２９を出力する。これらのパル
スは低域通過フィルタ２７、２８を介して電圧値に変換
される。
ック図である。同図と図６との相違点は、スイッチ６
１、μ−ｃｏｍ，ミラー検出回路、および再生速度検出
手段を設けたことと、遅延回路を外部から制御可能な可
変遅延回路としたこと、およびフリップフロップの出力
から位相差電圧を得る構成を変更したことである。図１
６は図１５の信号１０２が信号１０１に対してΔＴ遅れ
ている場合の各部の波形図である。両図を用いて本実施
例の位相比較動作を説明する。なお、遅延回路４１、４
２の遅延量をＤとし、図１６ではフリップフロップの入
出力の間の伝達時間Ｔ1、Ｔ2は図１０同様省略してあ
る。フリップフロップ１〜４の出力は従来例と同様で、
各出力の時間幅は Ｔ(103)＝Ｔ(104)＝ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF Ｔ(105)＝Ｔ(106)＝−ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF となる。減算器２５は立ち上がりの位相差を検出する２
つのフリップフロップ１、３の差信号１２８を出力す
る。同様に減算器２６は立ち下がりの２つのフリップフ
ロップ２、４の差信号１２９を出力する。これらのパル
スは低域通過フィルタ２７、２８を介して電圧値に変換
される。
【００３９】出力１３０、１３１の電圧値は入力信号の
周期をＴwとすると Ｖ(130)＝（Ｔ(103)−Ｔ(105)）／Ｔw ＝（２×ΔＴ）／Ｔw Ｖ(131)＝（Ｔ(104)−Ｔ(106)）／Ｔw ＝（２×ΔＴ）／Ｔw ただし｜ΔＴ｜＜Ｄ−ΔＴFF また、 Ｖ(130)＝Ｔ(103)／Ｔw ＝（ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF）／Ｔw Ｖ(131)＝Ｔ(104)／Ｔw ＝（ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF）／Ｔw ただし｜ΔＴ｜≧Ｄ−ΔＴFF となり、加算器２９により両信号が加算され以下の位相
差電圧が得られる。
周期をＴwとすると Ｖ(130)＝（Ｔ(103)−Ｔ(105)）／Ｔw ＝（２×ΔＴ）／Ｔw Ｖ(131)＝（Ｔ(104)−Ｔ(106)）／Ｔw ＝（２×ΔＴ）／Ｔw ただし｜ΔＴ｜＜Ｄ−ΔＴFF また、 Ｖ(130)＝Ｔ(103)／Ｔw ＝（ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF）／Ｔw Ｖ(131)＝Ｔ(104)／Ｔw ＝（ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF）／Ｔw ただし｜ΔＴ｜≧Ｄ−ΔＴFF となり、加算器２９により両信号が加算され以下の位相
差電圧が得られる。
【００４０】 Ｖ(132)＝Ｖ(130)＋Ｖ(131) ＝(２×ΔＴ)／(Ｔw／２) ＝(ΔＴ＋Ｄ−ΔＴFF)／(Ｔw／２) ただし｜ΔＴ｜≧Ｄ−ΔＴFF 上記の動作において信号１０３〜１０６のパルスの周期
はすべて入力の周期Ｔwに等しい。その結果、パルスが
次のパルスと重なることによる位相差情報の欠落を防ぐ
ためのＤの条件は下記となる。 ０≦Ｄ＜Ｔw−(ΔＴ−ΔＴＦＦ） これより、従来例と比較してＤの上限値が約２倍とな
る。さらに、本実施例では遅延量Ｄを再生速度に逆比例
させることにより、再生速度に依存して変化するＤの上
限値の範囲内でＤを最大にすることができ、各再生速度
において位相差感度が一定となる位相差の範囲を大きく
とることができる。
はすべて入力の周期Ｔwに等しい。その結果、パルスが
次のパルスと重なることによる位相差情報の欠落を防ぐ
ためのＤの条件は下記となる。 ０≦Ｄ＜Ｔw−(ΔＴ−ΔＴＦＦ） これより、従来例と比較してＤの上限値が約２倍とな
る。さらに、本実施例では遅延量Ｄを再生速度に逆比例
させることにより、再生速度に依存して変化するＤの上
限値の範囲内でＤを最大にすることができ、各再生速度
において位相差感度が一定となる位相差の範囲を大きく
とることができる。
【００４１】オフセットの除去についてはフリップフロ
ップの後段で減算器、低域通過フィルタおよび加算器で
の電圧値のオフセットが生じ、これらは再生速度に依存
するため実施例２の手法により行う。
ップの後段で減算器、低域通過フィルタおよび加算器で
の電圧値のオフセットが生じ、これらは再生速度に依存
するため実施例２の手法により行う。
【００４２】なお、上記の実施例１、２においてマスク
パルス１１７、１１８を発生させる回路を遅延回路とＥ
ＯＲ回路により構成したが、これらは図１７に示すよう
なワンショットマルチバイブレータの構成にしてもよ
く、その他にも様々な手法が考えられる。また、実施例
１〜３でオントラック検出にミラー検出回路の出力を用
いたが、他の回路、手法によるオントラック検出も考え
られ、ミラー回路の限定されるものではい。さらに、実
施例２の再生速度検出手段についても様々な手法が考え
られる。また、実施例３で説明したリップフロップの出
力から位相差電圧を得る構成は、実施例１、２について
も適用可能である。さらに、実施例２、３で説明したオ
フセット除去動作およびその回路構成は、実施例１の回
路においても適用可能である。
パルス１１７、１１８を発生させる回路を遅延回路とＥ
ＯＲ回路により構成したが、これらは図１７に示すよう
なワンショットマルチバイブレータの構成にしてもよ
く、その他にも様々な手法が考えられる。また、実施例
１〜３でオントラック検出にミラー検出回路の出力を用
いたが、他の回路、手法によるオントラック検出も考え
られ、ミラー回路の限定されるものではい。さらに、実
施例２の再生速度検出手段についても様々な手法が考え
られる。また、実施例３で説明したリップフロップの出
力から位相差電圧を得る構成は、実施例１、２について
も適用可能である。さらに、実施例２、３で説明したオ
フセット除去動作およびその回路構成は、実施例１の回
路においても適用可能である。
【００４３】
【発明の効果】本発明では、入力信号の位相差に逆比例
する位相差検出パルスを一定時間幅のパルスでマスクす
ることにより、入力信号の位相差に対する出力信号の位
相差感度の変化を無くして低速再生時から高速再生時ま
で広い範囲で歪みのないトラッキング誤差信号を生成で
きる。
する位相差検出パルスを一定時間幅のパルスでマスクす
ることにより、入力信号の位相差に対する出力信号の位
相差感度の変化を無くして低速再生時から高速再生時ま
で広い範囲で歪みのないトラッキング誤差信号を生成で
きる。
【００４４】また本発明では、遅延回路の遅延量Ｄを信
号再生速度に逆比例させることにより、遅延量Ｄで決定
される位相差感度が一定となる入力位相差範囲を各再生
速度で最大にすることができ、上記と同様の効果が得ら
れる。
号再生速度に逆比例させることにより、遅延量Ｄで決定
される位相差感度が一定となる入力位相差範囲を各再生
速度で最大にすることができ、上記と同様の効果が得ら
れる。
【００４５】また本発明では、位相比較回路の２つの入
力に前段の同じ加算器からの出力を入力可能な回路切替
えスイッチを設けることにより、再生速度に比例して発
生するオフセットをモニタでき、オフセットを除去する
ことができる。
力に前段の同じ加算器からの出力を入力可能な回路切替
えスイッチを設けることにより、再生速度に比例して発
生するオフセットをモニタでき、オフセットを除去する
ことができる。
【００４６】また本発明では、情報の最高再生速度で上
記オフセットをモニタすることおよび光スポットが記録
媒体のトラック上にある時のみ上記のオフセットをモニ
タすることにより、オフセットを精度よく除去すること
ができる。
記オフセットをモニタすることおよび光スポットが記録
媒体のトラック上にある時のみ上記のオフセットをモニ
タすることにより、オフセットを精度よく除去すること
ができる。
【００４７】そして、これらにより本発明のトラッキン
グ誤差信号生成装置では、広い範囲のトラッキングずれ
に対して安定したトラッキング制御が可能で、トラッキ
ング誤差信号のオフセットを低減させたことにより精度
の高いトラッキング制御が可能になる。
グ誤差信号生成装置では、広い範囲のトラッキングずれ
に対して安定したトラッキング制御が可能で、トラッキ
ング誤差信号のオフセットを低減させたことにより精度
の高いトラッキング制御が可能になる。
【図１】本発明の位相比較回路の第１の実施例の回路ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】従来の位相差方式のトラッキング誤差信号生成
回路の回路ブロック図である。
回路の回路ブロック図である。
【図３】図２における位相比較回路の一例の回路ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】図３に示す回路の各部の信号波形を示す波形図
である。
である。
【図５】フリップフロップの入出力の信号波形を示す波
形図である。
形図である。
【図６】従来の位相比較回路の回路ブロック図である。
【図７】図６のフリップフロップの入出力の波形を示す
波形図である。
波形図である。
【図８】図６に示す各部の信号波形を示す波形図であ
る。
る。
【図９】図６の入力信号の間の位相差と出力電圧との関
係を表すグラフである。
係を表すグラフである。
【図１０】図６の各部の波形を示す波形図（１）であ
る。
る。
【図１１】図６の各部の波形を示す波形図（２）であ
る。
る。
【図１２】実施例１の回路でオフセット除去を行うフロ
ーチャートを示す図である。
ーチャートを示す図である。
【図１３】ミラー検出回路の動作を示す図である。
【図１４】本発明の位相比較回路の第２の実施例の回路
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１５】本発明の位相比較回路の第３の実施例の回路
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１６】図１５の各部の信号波形を示す波形図であ
る。
る。
【図１７】ワンショットマルチバイブレータの例を示す
回路図である。
回路図である。
１〜４…フリップフロップ、１１〜１４…ＯＲ回路、２
１，２２，２４，２７，２８…低域通過フィルタ、２
３，２５，２６，６５…減算器、４１，４２，４７１…
固定遅延回路、４７２，３４１，３４２…可変遅延回
路、４８，４９…ＥＯＲ回路、２０１…光検出器、２０
３，２０４…加算器、２０５，２０６…波形整形回路、
２０７…位相比較回路、６１…回路接続切り替えスイッ
チ、６２…マイクロコンピュータ、６３…ミラー検出回
路。
１，２２，２４，２７，２８…低域通過フィルタ、２
３，２５，２６，６５…減算器、４１，４２，４７１…
固定遅延回路、４７２，３４１，３４２…可変遅延回
路、４８，４９…ＥＯＲ回路、２０１…光検出器、２０
３，２０４…加算器、２０５，２０６…波形整形回路、
２０７…位相比較回路、６１…回路接続切り替えスイッ
チ、６２…マイクロコンピュータ、６３…ミラー検出回
路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 広瀬 幸一 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所マルチメディアシステム開 発本部内 Ｆターム(参考） 5D118 AA18 CA13 CD03 CF06 5J039 JJ03 JJ07 JJ12 JJ18 KK02 KK05 KK10 KK11 KK13 KK20 KK33 MM11 MM16 5J060 AA03 BB04 CC21 CC38 CC58 CC59 DD01 DD13 DD43 DD48 JJ02 KK05 LL02
Claims (19)
- 【請求項１】第１の信号を第１の遅延回路に入力して得
られる信号と第２の信号との位相差を検出する第１の位
相比較手段と第２の信号を第２の遅延回路に入力して得
られる信号と第１の信号との位相差を検出する第２の位
相比較手段とをそれぞれ少なくとも１つずつ具備し、該
２つの位相比較手段の出力の差を出力とする位相比較回
路であって、 該２つの位相比較手段の出力信号のうち入力信号の位相
差に略逆比例する出力信号をマスク信号発生手段により
マスクすることを特徴とする位相比較回路。 - 【請求項２】第１の信号を第１の遅延回路に入力して得
られる信号と第２の信号との位相差に略比例した時間幅
のパルスを出力する第１の位相比較手段と、該第２の信
号に同期した第１のパルス発生手段と、前記第２の信号
を第２の遅延回路に入力して得られる信号と前記第１の
信号との位相差に略比例した時間幅のパルスを出力する
第２の位相比較手段と、前記第１の信号に同期した第２
のパルス発生手段とをそれぞれ少なくとも１つずつ具備
し、 前記第１の位相比較手段の出力と前記第１のパルス発生
手段の出力との論理和信号と、前記第２の位相比較手段
の出力と前記第２のパルス発生手段の出力の論理和信号
とを得、該２つの論理和信号の出力の差を出力とするこ
とを特徴とする位相比較回路。 - 【請求項３】第１の信号を第１の遅延回路に入力して得
られる信号と第２の信号との位相差に略比例した時間幅
のパルスを出力する第１の位相比較手段と、該第２の信
号を第２の遅延回路に入力して得られる信号と前記第１
の信号との位相差に略比例した時間幅のパルスを出力す
る第２の位相比較手段とをそれぞれ少なくとも１つずつ
具備し、該２つの位相比較手段の論理和信号を出力とす
る位相比較回路であって、 前記第１、第２の遅延回路を遅延量が外部から制御可能
である可変遅延回路とすることを特徴とする位相比較回
路。 - 【請求項４】第１の信号を第１の遅延回路に入力して得
られる信号と第２の信号との位相差に略比例した時間幅
のパルスを出力する第１の位相比較手段と、前記第１の
信号の反転信号を第２の遅延回路に入力して得られる信
号と前記第２の信号の反転信号との位相差に略比例した
時間幅のパルスを出力する第２の位相比較手段と、前記
第２の信号を第３の遅延回路に入力して得られる信号と
前記第１の信号との位相差に略比例した時間幅のパルス
を出力する第３の位相比較手段と、前記第２の信号の反
転信号を第４の遅延回路に入力して得られる信号と前記
第１の信号の反転信号との位相差に略比例した時間幅の
パルスを出力する第４の位相比較手段を具備し、 前記第１と第３の位相比較手段の差信号と前記第２と第
４の位相比較手段の差信号との和信号を出力とすること
を特徴とする位相比較回路。 - 【請求項５】前記第１乃至第４の遅延回路を外部から遅
延量が制御可能な可変遅延回路とすることを特徴とする
請求項４記載の位相比較回路。 - 【請求項６】請求項１乃至５記載の位相比較回路を用い
たことを特徴とするトラッキング誤差信号生成装置。 - 【請求項７】請求項１乃至４記載の位相比較回路を用い
たことを特徴とする位相同期回路。 - 【請求項８】請求項１記載の位相比較回路を用い、該位
相比較回路のマスク信号発生回路から出力されるマスク
信号によるマスク量を外部からの信号により変化させる
ことができるように構成することを特徴とするトラッキ
ング誤差信号生成装置。 - 【請求項９】請求項２記載の位相比較回路を用い、該位
相比較回路のパルス発生手段で発生されるパルスの時間
幅を外部からの信号により変化させることができるよう
に構成することを特徴とするトラッキング誤差信号生成
装置。 - 【請求項１０】請求項３または５記載の位相比較回路を
用い、該位相比較回路の可変遅延回路の遅延量を再生速
度に略逆比例して切り替えるように構成することを特徴
とするトラッキング誤差信号生成装置。 - 【請求項１１】請求項６または８乃至１０記載のトラッ
キング誤差信号生成装置に対し、 ４つの領域に分割された光検出器の対角に配置された２
つの領域からの出力信号を加算する２つの加算器のう
ち、一方の出力が前記位相比較回路の２つの入力端子に
入力されるように回路接続切り替え手段を設定し、トラ
ッキング制御手段において帰還をかけずに得られるトラ
ッキング誤差信号が前記位相比較回路に信号を入力せず
に得られるトラッキング誤差信号と等しくなるように、
パルス発生手段で発生するパルスの時間幅を決定するこ
とにより前記位相比較回路のオフセットを除去すること
を特徴とするトラッキング誤差信号生成装置。 - 【請求項１２】請求項６または８乃至１０記載のトラッ
キング誤差信号生成装置に対し、 ４つの領域に分割された光検出器の対角に配置された２
つの領域からの出力信号を加算する２つの加算器のう
ち、一方の出力が前記位相比較回路の２つの入力端子に
入力されるように回路接続切り替え手段を設定し、トラ
ッキング制御手段において帰還をかけずに得られるトラ
ッキング誤差信号が前記位相比較回路に信号を入力せず
に得られるトラッキング誤差信号と等しくなるように、
可変遅延回路の遅延量を決定することにより前記位相比
較回路のオフセットを除去することを特徴とするトラッ
キング誤差信号生成装置。 - 【請求項１３】凹凸等により情報が記録された記録媒体
上に光ビームを照射して光スポットを形成し、該スポッ
トの反射光により記録媒体のトラックに略平行な線およ
び略垂直な線により複数部領域に分割された光検出器に
遠視野像が形成される光学系を備えるトラッキング誤差
信号生成装置において、 光検出器は４つの領域に分割されており、 ４つの分割領域で分割線の交点を中心として対角に配置
された２つの領域からの出力を加算する加算手段を２つ
具備し、 該加算手段の出力信号の間の位相差を検出する位相比較
手段を具備し、 前記２つの加算器のうちの一方の出力を前記位相比較手
段の２つの入力端子に入力できる回路接続切り替え手段
を具備し、 前記位相比較手段の２つの入力に同一信号を入力してト
ラッキング制御手段で帰還をかけずに位相比較手段の出
力をモニタし、帰還をかけてトラッキング制御を行う場
合に該モニタ値を位相比較手段の出力から減算すること
によりトラッキング誤差信号からオフセットを除去する
ことを特徴とするトラッキング誤差信号生成装置。 - 【請求項１４】位相差方式を用いたトラッキング誤差信
号生成装置において、 回路接続切替え手段により位相比較回路の２つの入力に
同一信号を入力して得られる出力信号が、位相比較回路
に信号を入力せずに得られる出力信号と等しくなるよう
に該出力信号にオフセットを加算してトラッキング誤差
信号を生成することを特徴とするトラッキング誤差信号
生成装置。 - 【請求項１５】記録媒体上の光スポットが記録媒体のト
ラック上に照射されているときのみ前記回路接続切替え
手段により位相比較回路に同一信号を入力し、得られた
結果を用いて位相比較回路のオフセットの除去を行うこ
とを特徴とする請求項１１乃至１４記載のトラッキング
誤差信号生成装置。 - 【請求項１６】光学的情報再生装置で信号再生可能な最
高速度で記録媒体を回転させて前記回路接続切替え手段
により前記位相比較回路に同一信号を入力し、得られた
結果を用いて位相比較回路のオフセットの除去を行うこ
とを特徴とする請求項１１〜１４記載のトラッキング誤
差信号生成装置。 - 【請求項１７】前記位相比較回路の位相比較手段がフリ
ップフロップまたはＥＯＲ論理回路により構成されてい
ることを特徴とする請求項１乃至４記載の位相比較回
路。 - 【請求項１８】前記マスク信号発生手段が固定あるいは
可変遅延回路とフリップフロップあるいはＥＯＲ論理回
路とより構成されていることを特徴とする請求項１また
は２記載の位相比較回路。 - 【請求項１９】前記パルス発生手段が固定あるいは可変
遅延回路とフリップフロップあるいはＥＯＲ論理回路と
より構成されていることを特徴とする請求項２記載の位
相比較回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10220088A JP2000059212A (ja) | 1998-08-04 | 1998-08-04 | 位相比較回路およびこれを用いたトラッキング誤差信号生成装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10220088A JP2000059212A (ja) | 1998-08-04 | 1998-08-04 | 位相比較回路およびこれを用いたトラッキング誤差信号生成装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000059212A true JP2000059212A (ja) | 2000-02-25 |
Family
ID=16745747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10220088A Pending JP2000059212A (ja) | 1998-08-04 | 1998-08-04 | 位相比較回路およびこれを用いたトラッキング誤差信号生成装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000059212A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008028628A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Advantest Corp | 電気回路および試験装置 |
-
1998
- 1998-08-04 JP JP10220088A patent/JP2000059212A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008028628A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Advantest Corp | 電気回路および試験装置 |
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