ITUD980148A1

ITUD980148A1 - Procedimento per la trasmissione di piu' segnali portanti con una regolazione del coefficiente dell'equalizzatore di

Info

Publication number: ITUD980148A1
Application number: IT98UD000148A
Authority: IT
Inventors: Werner Henkel; Thomas Kessler
Original assignee: Deutsche Telekom Ag
Priority date: 1997-08-14
Filing date: 1998-08-12
Publication date: 2000-02-12
Also published as: FR2767433A1; GB2330499B; GB2330499A; FR2767433B1; DE19735216A1; GB9816430D0; DE19735216C2

Description

Descrizione di brevetto per invenzione

Titolo:

PROCEDIMENTO PER LA TRASMISSIONE DI PIU' SEGNALI PORTANTI CON UNA REGOLAZIONE DEL COEFFICIENTE DELL'EQUALIZZATORE DI BANDA TEMPORALE

DESCRIZIONE

L'invenzione riguarda un procedimento per la trasmissione di più segnali portanti con una regolazione del coefficiente dell'equalizzatore di banda temporale per accorciare la risposta impulsiva al canale secondo il concetto generale della rivendicazione 1.

Nel campo dell'elaborazione digitale del segnale sono conosciuti sistemi che permettono una trasmissione digitale delle notizie con frequenza elevata. Una tecnica che di recente è diventata sempre più importante è la trasmissione a più portanti, che è conosciuta anche come "Discrete Muititone" (DMT) o "Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFMD)”. Nella trasmissione a più portanti, il flusso di dati da trasmettere viene scomposto in molti flussi paralleli parziali che vengono trasmessi indipendentemente l'uno dall'altro in multiplo di frequenza.

Praticamente; la produzione del segnale avviene attraverso una IFFT (Inverse Fast Fourier Transform), in cui i componenti del vettore nellambito DFT (Discrete Fourier Transform) vengono occupati con i punti di segnale di una QAM (Quadratur Amplitude Modulation). Attraverso la IFFT si sviluppa un segnale con struttura di blocco nell'ambito temporale. Per evitare una interferenza interblocco, durante DMT, rispettivamente OFMD viene impiegato un prefisso ciclico, il cosiddetto intervallo di guardia. Qui, ciclicamente, l'estremità della cornice viene fatta procedere temporalmente al blocco. Il prodotto con la risposta all'impulso del canale appare poi come prodotto ciclico che poi può essere descritto nell'ambito DFT attraverso una semplice moltiplicazione con coefficienti complessi. Si semplifica l'equalizzazlone che a questo punto può avvenire nell'ambito DFT, e poi corrisponde ad un semplice AGC (Automatic Gain Control) per ogni portante.

II presupposto è in ogni caso il fatto che la risposta all'impulso del canale è più breve dell'intervallo di guardia selezionato. Questo può essere raggiunto da un lato attraverso la scelta di un intervallo di guardia corrispondentemente lungo, come avviene neH'ambito radio con OFDM (per esempio DAB, Digital Audio Broadcasting). Dall'altro lato, si offre tuttavia la possibilità di accorciare la risposta agli impulsi attraverso una pre-equalizzazione temporale per la lunghezza dell'intervallo di guardia. Questo conduce ad un utilizzo più efficace del canale di trasmissione, e tuttavia presuppone il fatto che il canale possa modificare cosi lentamente che un adattamento ed una conduzione successiva del canale di trasmissione siano possibili. Nel caso di impieghi di cavi, la pre-equalizzazione temporale è il tipico modo di procedere. Nel caso di regolazione del coefficiente di equalizzazione non bisogna solamente fare attenzione alla poca lunghezza della risposta complessiva di impulso risultante da canale ed equalizzatore, bensì, come ulteriore criterio, si presenta il risultante rapporto di segnale-rumore. In "Optimum Finite-Length Equalization for Multicarrier Transceivers", apparso in IEEE Transactions on Communications, Voi.

44, N. 1 , gennaio 1996, N. Al-Dhahir e J.M. Cioffi hanno descritto questo comportamento in maniera più precisa. LI viene rappresentato il fatto che, per una regolazione ottimale dei coefficienti, bisogna massimizzare la seguente formula:

in cui bDMT indica le capacità parziali bi Questo significa, approssimativamente, che il mezzo geometrico dai singoli rapporti segnale-rumore dei portanti (SNRi ) deve essere massimizzato.

Il procedimento più semplice di regolazione, che tuttavia comprende solamente la lunghezza della risposta impulsiva risultante, sarebbe l'approssimazione del canale di trasmissione attraverso una formula razionale fratta A(z)/B(z), in cui il grado A(z) dovrebbe essere al massimo uguale alla lunghezza dell'intervallo di guardia. Un filtro trasversale con la funzione di trasmissione B(z) può quindi servire da equalizzatore di banda temporale. Esso rimane come funzione complessiva di trasmissione idealmente solo A(z). Il rapporto segnale-rumore SNRi non è in questo caso preso in considerazione in nessun modo, e l'equalizzazione è pertanto in generale non ottimale.

Tutti gli algoritmi di regolazione che si basano su questo principio adattano alternativamente un equalizzatore di banda temporale W(z ) ed un sistema equivalente E(z). Anche in questo caso, non viene compreso direttamente il rapporto segnale- rumo re SNRi anche quando i risultati spesso sono già favorevoli. Si osservano alternativamente due criteri: l'identità tra sistema equivalente E(z) e circuito a catena da canale ed equalizzatore W(z) (minimizzazione dell'errore quadrato intermedio) e la restrizione lineare della risposta impulsiva complessiva. Addizionalmente, in generale anche una restrizione lineare per l'equalizzatore W(z) viene naturalmente posta alla base attraverso l'indicazione di un numero massimo di coefficienti.

Due pubblicazioni sono qui un sostituto per il modo di procedere descritto: van Bladel, M. Moeneclaey, M.: "Time-domain equalization for Multicarrier Communication", apparso in Proc. Communication Theory Mini-Conference (Globecom '95), Singapore, 13-17 Novembre 1995, pagg. 167-171, e Farhang-Boroujeny, B.: "Channel Memory Truncation for Maximum Likelihood Sequence Estimation", allo stesso modo apparsa in Proc. Communication Theory Mini-Conference (Globecom '95), Singapore, 13-17 Novembre 1995, pagg. 172-176. Anche nella pubblicazione sopracitata di N. Al-Dhahir e J.M. Cioffi, questa impostazione viene nuovamente utilizzata non necessariamente nell'esecuzione pratica della regolazione dell'equalizzatore. In questi procedimenti tuttavia non si tiene in considerazione la capacità complessiva di disturbo.

Il compito dell'invenzione è pertanto quello di rendere disponibile un procedimento per la trasmissione di segnali multiportanti, il quale permetta una regolazione ottimale dell'equalizzatore alla più grande velocità possibile di elaborazione.

Questo compito viene risolto attraverso le caratteristiche della rivendicazione 1.

Nel procedimento conforme all'invenzione, viene eseguita una equilibratura dell'equalizzazione, che si limita all'ottimizzazione solamente di un criterio che era già stato indicato nell'equazione G1. Questo significa che viene massimizzato il mezzo geometrico del rapporto segnale-rumore. Pertanto, si tiene conto della capacità di disturbo complessiva, che può risultare dai disturbi e tuttavia, allo stesso modo, dal superamento dell'intervallo di guardia (interferenza di interblocco) attraverso una risposta impulsiva complessiva.

Si riassumono quindi gli spettri di densità della capacità di disturbo che derivano da influssi di fruscio, come ad esempio disturbi di interferenze, nonché quelli che sorgono mediante superamento dell'intervallo di guardia attraverso la risposta impulsiva di canale dopo equalizzazone temporale, in uno spettro di densità comune di capacità di disturbo.

Pertanto viene trovato un "optimum" comune, la quale cosa significa che la risposta impulsiva complessiva non viene limitata obbligatoriamente alla lunghezza dell'intervallo di guardia. É importante, nel procedimento conforme all'invenzione, allo stesso modo, il fatto che si tenga conto del cosiddetto effetto di dispersione del DFT. Nella trasformazione neH’ambito DFT, che è parte costitutiva del ricevitore DMT, viene utilizzata una finestra rettangolare di segnale per prelevare il segnale temporale. Questo non ha nessun significato per la parte utile del segnale, perché questa possiede un prefisso ciclico. Per segnali di fruscio ed anche le parti di segnali che superano l'intervallo di guardia, questo non vale più. Pertanto, non esiste nessun prefisso ciclico, e bisogna tenere conto dell'influsso della finestra rettangolare per calcolare la distanza del disturbo per ogni portante.

Il procedimento conforme all'invenzione offre pertanto vantaggi attraverso la limitazione ad un criterio di ottimizzazione, ed attraverso un calcolo corretto della distanza di disturbo, tendendo conto dell'effetto di dispersione.

Un ulteriore vantaggio è il fatto che la portata della trasmissione viene aumentata. Vantaggiosa è inoltre la convergenza uniforme, vale a dire si verificano meno oscillazioni nei risultati per diverse lunghezze.

Successivamente, l'invenzione viene illustrata in maniera più dettagliata in base ad esempi di esecuzione, in collegamento con i disegni allegati.

Mostrano:

Figura 1 lo schema a blocchi di un sistema di trasmissione comune;

Figura 2 come esempio quattro risposte impulsive di canali, provocate attraverso i valori di analisi che si trovano di volta in volta vicini,

Figura 3 il diagramma di svolgimento del procedimento conforme all'invenzione,

Figura 4 il rapporto segnale-rumore nelle diverse posizioni del portante, e Figura 5 la risposta impulsiva normalizzata in dipendenza dai valori di analisi.

Un tipico modo di procedere è quello di prendere in considerazione un sistema equivalente, che presenta la lunghezza desiderata della risposta impulsiva. Nella Figura 1 è rappresentato lo schema a blocchi alla base. Nello schema a blocchi, nk 2 indica i valori di analisi di un disturbo da fruscio, ek 6 indica i valori di analisi dell'errore tra l'uscita del vero sistema e del sistema equivalente E(z)5, e z<-D >4 serve a modellare un tempo morto. H(z) rappresenta la funzione di trasmissione del canale 1 , e W(z) l'equalizzatore 3.

Nel procedimento conforme all'invenzione, si può rinunciare al sistema equivalente 5, poiché l'ottimizzazione del sistema avviene con la regolazione di solo un criterio dell'equalizzatore.

I passi da ripetere in maniera iterativa, in maniera corrispondente al procedimento conforme all'invenzione, vengono rappresentati qui di seguito. Nella Figura 3, i passi corrispondenti sono rappresentati come diagramma di svolgimento.

NTrè pertanto il massimo numero possibile del portante. Con l'accettazione di un segnale di banda di base, nel quale entrambe le metà della cornice DFT vanno intese in maniera complessa coniugate luna verso l'altra, la lunghezza DFT è quindi NDFT = 2 <. >NTr, Il procedimento conforme all'invenzione utilizza tuttavia un'analisi eccessiva nell'ambito della frequenza, per mezzo di cui la lunghezza DFT inserita, NDFT2, diventa NDFT2= 4 <. >NTr

1 Normalizzazione dei rapporti di Hi/Ni, di modo che

l'effettivo rapporto segnale/rumore SNRV, prima dell'equalizzatore, nell'occupazione di tutti i portanti possibili, con potenza costante dà come risultati

G2

2. li prodotto Si, la funzione di trasmissione del canale Hi più la funzione di trasmissione dell'equalizzatore Wi, nell'ambito DFT

G3

3. IFFT per la rilevazione della rispettiva risposta impulsiva

G4

4. Determinazione della percentuale intermedia della potenza del segnale [ N<2>i]<2 >della parte della risposta impulsiva s, che tramite l'intervallo di guardia arriva nella cornice successiva.

5. Si determina la Ni trasformata da DFT della risposta impulsiva del disturbo, per cui tutte le qualità di spettro del disturbo vengono tenute in considerazione. N<2>iè quindi la funzione di densità dì potenza del fruscio. Il prodotto viene formato da Nie dalla funzione di trasmissione dell'equalizzatore Wi.

G5

6. . Addizione delle percentuali di potenza di disturbo dalle equazioni G4 e G5.

G6

7. Calcolo degli autocorrelati nj relativi alla densità della potenza di disturbo [Ni]

G7

8. Presa in considerazione dell'effetto di dispersione di DFT attraverso moltiplicazione di πicon una funzione triangolare ti

La moltiplicazione dell'equivalente temporale (successione autocorrelativa) della densità di potenza di fruscio con una funzione triangolare descrive secondo Kammeyer, K.D., Kroschel, K.: "Elaborazione digitale del segnale"; Teubne, Stuttgart, 1996, pag. 231, l'influsso di una finestra rettangolare che viene data, in maniera condizionata dal principio, nella formazione del DFT sul lato di ricevimento. Per poter rappresentare questa funzione triangolare approssimativamente in un vettore temporale discreto nel tempo, nell'ambito della frequenza è stata scelta una manipolazione eccessiva, qui attorno al fattore 2. Questo significa, copie già nominato, che alla base del procedimento conforme all'invenzione si trova uno schema di assegnazione di frequenza, che possiede per lo meno metà della distanza del portante.

9. Trasformazione di λ nell'ambito DFT

G9

10. Determinazione del rapporto segnale/rumore SNR, per ogni portante utilizzato. Qui non si tiene conto di nessuna frequenza che viene fatta provenire da una manipolazione eccessiva bensì solo della distanza del portante veramente impiegata all'origine.

U indica la quantità delle posizioni portanti effettivamente occupate.

11 . Somma di tutte le percentuali di capacità dei canali dei singoli portanti, quale cosa corrisponde approssimativamente al mezzo geometrico di tutti i SNRi <. >i ε u.

G11

R è la grandezza obiettivo, e viene massimizzata attraverso un algoritmo di ottimizzazione multidimensionale, ad esempio AMOEBA (Downhill Simplex Method) in Press, W.H., Flannery, B.P., Teukolsky, S.A., Vetterling, W.T.: "Numerical recipes", Cambridge University Press, Cambridge, 1989, pag. 289 e segg., attraverso una modifica de! coefficiente di equaiizzazione temporale. Come criterio di rottura dell'algoritmo, la modifica di R può servire tra due iterazioni susseguenti. Vale a dire, il valore per R viene registrato sempre per l'Iterazione seguente, per poter eseguire in seguito un confronto. Se la modifica supera in basso una determinata soglia, allora l'iterazione può essere terminata.

Il passo 4 secondo la Figura 2 deve essere ancora descritto in maniera un po' più dettagliata.

Il ricevitore DMT metterà solitament e la cornice di rilevazione 7, in maniera temporale, in modo tale che le interferenze di interblocco siano minimizzate.

Viene pertanto trovata una posizione di compromesso nella quale si deve tener conto sia dell'oscillatore successivo 11a e 11b di componenti della cornice 9a precedente che del'oscillatore preliminare 12a e 12b di componenti della cornice seguente 9b, come disturbo. La Figura 2 illustra, come esempio, quattro risposte impulsive di canali da 10a fino a 10d (rappresentate di continuo per motivi di visibilità), derivate dai valori di scansione di volta in volta successivi. In dipendenza dalia lunghezza della risposta impulsiva dei canali, dopo l'equalizzazione temporale, si pensa ad ulteriori risposte impulsive che partono dai valori di scansione di volta in volta successivi (accennati nella Figura 2 attraverso punti). In ogni posizione possibile, la sezione della risposta impulsiva che si trova nella cornice di valutazione 14, deve essere prelevata da una finestra rettangolare, ed attraverso FFT e susseguente formazione quadrata sommata, deve essere calcolata la risultante densità di potenza di disturbo. Tutti questi contributi di componenti di cornici adiacenti 9a e 9b vanno aggiunti per ottenere una densità intermedia di potenza di disturbo, provocata dal superamento dell'intervallo di guardia 8. Poiché per le sezioni della risposta impulsiva viene utilizzata allo stesso modo la stessa finestra rettangolare, come per un rumore indipendente dal segnale, anche qui bisogna tenere conto dell’effetto di dispersione di DFT. Pertanto, entrambe le parti di disturbo vengono riassunte nella fase .6, prima dì prendere in considerazione l'effetto di dispersione.

La lunghezza dell'intervallo di guardia 8 è nG. É possibile valutare la posizione della cornice di rilevamento 7, mentre per diverse posizioni di una sottocornice 13 della cornice nG + 1 si trova quella a cui la massima energia viene contenuta nella sotto-cornice 13. Dopo questa sotto-cornice 13 incomincia la cornice di rilevamento 7.

Qui di seguito, il modo di procedere è ancora una volta descritto in maniera formale. Si tiene conto dapprima della semplicità con cui il punto zero temporale della risposta impulsiva complessiva si è stato pósto in maniera tale che l'energia di oscillatori preliminari (12a, 12b) e successivi (11 a, 11 b) è uguale alla risposta impulsiva, vale a dire il punto zero temporale si trova nel "centro di gravità energetico" della risposta impulsiva. Un tale spostamento assiale temporale non ha nessun influsso sui risultati. La risposta impulsiva è pertanto per i = nv,...,0,...nn diversa zero (nella pratica, per quanto riguarda l'ammontare, inferiore ad una determinati soglia). nn è il numero dell'oscillatore successivo, e nv il numero dei valori di scansione dell'oscillatore preliminare. La percentuale di densità intermedia della potenza di segnale [Ni<n2 >della parte della risposta impulsiva s, che arriva oltre l'intervallo di guardia nella cornice successiva, può essere a questo punto descritta nella maniera seguente:

Oscillatore preliminare

Per tutti σν= 0,...nn - α (posizioni possibili della risposta impulsiva, provenienti dai valori diversi di scansione; per a vedere Figura 2)

Qui è stata scelta la lunghezza della cornice della cornice di valutazione in concordanza con la rilevazione eccessiva nell'ambito di frequenza, nuovamente a 4NTr.

Oscillatore successivo

Per tutti σν = 0,...nn - nG+ α- 2:

La densità di potenza dell'interferenza di interblocco risulta poi a

Come esempio, nelle Figure 4 e 5 sono illustrati risultati concordanti con un equalizzatore secondo il procedimento conforme all'invenzione (curve 10 nella Figura 4, e 30 nella Figura 5), ed un equalizzatore che risulta dall'approssimazione rotta-razionale del canale, descritta precedentemente (curve 20 nella Figura 4 e curve 40 nella Figura 5). Nella Figura 4 sono rappresentate le capacità dei canali log21+SNRi), in maniera corrispondente ai rapporti segnale-rumore, e nella Figura 5 è illustrata la risposta complessiva impulsiva di canale ed equalizzatore, in cui l'intervallo di guardia selezionato della lunghezza 32 è accennato con linee perpendicolari, tratteggiate. Il canale alla base era un doppio filo simmetrico con 0,4 mm di diametro, ed una lunghezza di 3,5 km. Come fonte di energia è stato accettato un cosiddetto AsIMx (moltiplicatore di cavi di collegamento) all'interno dello stesso quadripolo a stella, come trasmettitore di disturbo vocale vicino. Durante simulazioni con ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) risultava in questo caso, con l'utilizzazione del procedimento conforme all'invenzione, un aumento del raggio di azione dì circa 200 metri rispetto alla regolazione dell'equalizzatore con approssimazione rotta-razionale del canale. Un ulteriore vantaggio del procedimento è la convergenza uniforme, vale a dire si verificano meno oscillazioni nei risultati per le diverse lunghezze. Questo non è dato nell'approssimazione rotta-razionale. É importante anche il fatto che il procedimento conforme all'invenzione tiene in considerazione solamente quelle posizioni portanti nell'ottimizzazione che vengono indicate per l'impiego successivo. Ambiti di frequenza possono pertanto essere trascurati a scelta.

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Procedimento per la trasmissione di più segnali portanti con una regolazione del coefficiente dell'equalizzatore di banda temporale, caratterizzato attraverso le seguenti fasi del procedimento: a) riassunto addizionale dello spettro di densità di capacità di disturbo dì influssi di fruscio e dello spettro di densità di capacità di disturbo, che si sviluppa superando l'intervallo di guardia attraverso la risposta impulsiva del canale dopo l'equalizzazione temporale, ad uno spettro di densità di capacità di disturbo, b) considerazione dell'effetto di dispersione di DFT per l'intero spettro di densità di capacità di disturbo, e c) ottimizzazione della grandezza di capacità del canale

in cui U è la quantità della posizione de! portante, per la quale deve essere eseguita l'ottimizzazione.
2. Procedimento secondo la rivendicazione 1 , caratterizzato dal fatto che a) l'effetto di dispersione viene tenuto in considerazione attraverso moltiplicazione deil'autocorrelazione (trasformazione di ritorno della funzione di densità della capacità di fruscio) con una funzione triangolare nell'ambito temporale, e b) la posizione della cornice di rilevazione sul lato sensibile attraverso determinazione dell'energia massima viene valutata entro un ambito della lunghezza, ingrandita di uno, dell'intervallo di guardia, in cui la cornice di rilevazione, la cui posizione è caratterizzata dal massimo contenuto di energia, incomincia dopo questa zona.
3. Procedimento secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che, per la realizzazione della moltiplicazione con una funzione triangolare nell'ambito temporale, è prevista una sovrascansione nell'ambito (della frequenza) di DFT, e pertanto un corrispondente prolungamento del vettore temporale.
4. Procedimento secondo la rivendicazione 3, caratterizzato dal fa3⁄4o che una sovrascansione nell'ambito (della frequenza) di DFT viene scelta per il fattore 2.