ITMI20070595A1 - Circuito per elettrostimolatore neuromuscolare con separazione galvanica virtuale. - Google Patents

Description

D E S C R I Z I O N E

Il presente trovato ha come oggetto un circuito per elettrostimolatore neuromuscolare con separazione galvanica virtuale.

Nel campo della neurofisiologia e neuroriabilitazione, la stimolazione neuromuscolare è spesso necessaria e richiede specificamente che le uscite dell'elettrostimolatore siano galvanicamente separate rispetto alla massa, ovvero abbiano un'impedenza possibilmente infinita, pur conducendo impulsi di corrente bipolari di breve durata e basso duty cycle. Nelle applicazioni di stimolazione elettrica funzionale transcutanea (FES), tali impulsi di stimolazione hanno una durata di fase dell'ordine di 300 microsecondi, con tassi di ripetizione di 16-50 impulsi al secondo (pps).

Il grado di stimolazione del muscolo dipende dalla carica iniettata nel tessuto nervoso ed è solitamente modulata controllando la tensione o la corrente di uscita dello stimolatore, oppure utilizzando altri parametri quali la durata dell'impulso ed il tasso di ripetizione.

Si preferisce controllare la corrente di stimolazione piuttosto che la tensione di uscita per ridurre l'effetto delle variazioni di impedenza elettrodo-pelle sulla contrazione risultante del muscolo e questo implica un'elevata impedenza di uscita (teoricamente infinita) dello stimolatore.

Per ridurre il rischio di danni al tessuto, nel caso di impedenza eccessiva della pelle, si può tenere sotto controllo l'impedenza dell'elettrodo o il limite superiore della tensione dell'elettrodo. Inoltre, si raccomanda solitamente di usare impulsi di carica bifasici bilanciati, ottenuti accoppiando due impulsi molto vicini e di polarità opposta, tipicamente rettangolari e distanti 300 microsecondi.

A seconda dell'ampiezza dell'impulso e delle proprietà del muscolo, i requisiti per l'ampiezza della stimolazione vanno da circa 50mA per il muscolo tibiale ai 150mA per i muscoli più larghi. Con resistenze di elettrodo tra 1 e 5 kΩ, si possono quindi avere tensioni di centinaia di Volts.

Gli stimolatori portatili a batteria tipicamente comprendono la struttura mostrata in figura 1, in cui un trasformatore T presenta un avvolgimento secondario T2 collegato agli elettrodi (rappresentati da un carico Ze) ed il segnale di stimolazione Vi da mandare al carico Ze viene convertito in corrente sull'avvolgimento primario del trasformatore I1 mediante una resistenza di "serse" Rs ed un amplificatore di potenza.

Idealmente, il trasformatore viene visto come capace di comportarsi con linearità e di produrre una corrente di uscita proporzionale a quella di ingresso, ma in realtà si deve ricorrere a progetti complicati del circuito per compensare le non-linearità e le imperfezioni reali del trasformatore.

Per le applicazioni FES comuni queste imperfezioni non costituiscono il maggiore problema, poiché non alterano significativamente la risposta fisiologica. Comunque, il trasformatore presenta un parte ingombrante e pesante (tipicamente 2x2x3 cm<3>, nel caso di uno stimolatore a 60mA), dovuta principalmente al nucleo in ferro, che limita l'aspetto e la flessibilità dello stimolatore ma che è necessaria, poiché il nucleo deve essere in grado di immagazzinare l'energia necessaria per ciascun impulso senza saturare.

Con particolare riferimento ai dispositivi con registrazione dei segnali mioelettrici (MES) del tessuto stimolato, è necessario che l'uscita di stimolazione sia ben definita e che vengano ridotte le oscillazioni transitorie ( " ringing"), causate dalla parte induttiva del trasformatore e dalla parte capacitiva degli elettrodi. In figura 2 è rappresentato l'equivalente elettrico dell'impedenza di elettrodo Ze di figura 1, che può essere vista come una resistenza serie Rs, rappresentativa del tessuto, collegata al parallelo tra una capacità Cp dell'interfaccia pelle/elettrodo ed una resistenza di perdita Rp, il quale parallelo a sua volta è collegato in serie ad un potenziale Ehc di mezza cella dell'interfaccia pelle/elettrodo, dipendente dalla concentrazione ionica.

Sono state proposte soluzioni per generare l'impulso di stimolazione attraverso amplificatori di potenza ad alta tensione in una configurazione a pompa di corrente Howland a ponte ad H (<n>H-bridge" ) , ma tali circuiti presentano un'elevata dissipazione di potenza dovuta alla loro costante corrente di quiescenza, presente nell'intervallo tra gli impulsi di stimolazione.

Dato che il consumo di potenza è un fattore di qualità di primaria importanza nei dispositivi portatili, le perdite devono essere ridotte il più possibile.

Per minimizzare le cadute di tensione sui componenti attivi, la tensione di alimentazione potrebbe essere regolata per corrispondere alla tensione di stimolazione di picco.

Quando un amplificatore ad alto guadagno viene connesso al tessuto stimolato, devono essere tenuti in considerazione i percorsi di ritorno della corrente di stimolazione, per evitare la saturazione nei transitori successivi. Considerando il modello di figura 3 del tessuto, degli elettrodi di stimolazione (Esl ed Es2) e degli elettrodi di registrazione (Eri ed Er2), gli ingressi dell'amplificatore (Vin1, Vin2) sono protetti dai sovraccarichi mediante un clampaggio tra gli ingressi medesimi e le linee di alimentazione Vdd e Vss, realizzato mediante coppie di diodi. In questo modo, se il potenziale di elettrodo supera il potenziale di alimentazione si crea una bassa impedenza verso massa, evitando il sovraccarico .

In figura 3, sono illustrate anche le impedenze dei vari elettrodi tramite impedenze equivalenti di stimolazione (Zesl, Zes2) e di registrazione (Zer1, Zer2).

Il tessuto rappresenta un conduttore volumetrico non omogeneo e, quindi, la corrente dall'elettrodo di stimolazione verso massa può seguire vari percorsi diversi da quello diretto da un elettrodo di stimolazione (Esl) all'altro (Es2). Se il potenziale di un elettrodo di registrazione aumenta oltre il suo potenziale di clampaggio, la corrente scorrerà negli elettrodi di registrazione (Zeri, Zer2), caricando la parte capacitiva (Cp, tipicamente di 33nF circa) o alterando il potenziale di mezza cella (Ehc). Nei transitori potrebbero saturare circuiti amplificatori ad alto guadagno successivi per un tempo significativo, bloccando così il MES, che ha un'ampiezza di meno di 0.5mV. Quindi, è importante che l'impedenza dalla terra dello stimolatore alla terra dell'amplificatore sia alta e che la corrente netta che scorre fuori dallo stimolatore sia zero (Isl+ls2=0) .

Anche se questa condizione viene soddisfatta, ci potrebbe essere un percorso di corrente che entra in un elettrodo di registrazione e ritorna sull'altro elettrodo di registrazione, caricando in modo differente un elettrodo in una fase e scaricandolo nella fase negativa. Per questo motivo, si cerca una perfetta bipolarità nella stimolazione in uscita. Tuttavia, a causa delle differenze intrinseche tra le capacità di elettrodo e, di conseguenza, tra le costanti di tempo RpCp, non è possibile scaricare completamente entrambi gli elettrodi, e gli elettrodi di stimolazione presenteranno un transitorio se lasciati in uno stato di alta impedenza. Pertanto, seppure questa soluzione non faccia parte della presente invenzione, si cerca di clampare assieme le uscite dopo che la forma d'onda di stimolazione è terminata, riducendo così anche il rumore differenziale dai cavi all'amplificatore.

Compito precipuo del presente trovato è quello di realizzare un circuito di amplificazione per un dispositivo per la stimolazione elettrica neuromuscolare transcutanea che eviti l'utilizzo di un trasformatore in uscita.

Nell'ambito di questo compito, uno scopo del trovato è quello di realizzare un circuito che sia in grado di generare impulsi di stimolazione a carica bilanciata realmente bifasica.

Un altro scopo del trovato è quello di realizzare un circuito in grado di generare forme d'onda di stimolazione precise ed arbitrarie, che riducono gli artefatti di stimolazione in un'eventuale apparecchiatura di registrazione.

Ancora, la presente invenzione ha come ulteriore scopo la rimozione della carica residua sugli elettrodi di stimolazione e la riduzione del rumore, per le applicazioni elettromiografiche.

Inoltre, la presente invenzione si prefigge come scopo la realizzazione di un circuito che sia particolarmente adatto ai dispositivi di stimolazione elettrica transcutanea portatile controllati da segnale elettromiografico.

Non ultimo scopo del trovato è quello di realizzare un circuito che sia di elevata affidabilità, di relativamente facile realizzazione e a costi competitivi.

Questo compito, nonché questi ed altri scopi che meglio appariranno in seguito, sono raggiunti dal circuito secondo il trovato, il quale è caratterizzato dal fatto di comprendere un amplificatore a transconduttanza master ed un amplificatore a transconduttanza slave, collegati in uscita ad elettrodi di stimolazione, gli amplificatori a transconduttanza comprendendo rispettivi generatori di corrente collegati in serie tra loro attraverso un resistore di rilevamento e pilotati da un rispettivo amplificatore di tensione differenziale, l'amplificatore differenziale dell'amplificatore master essendo collegato in ingresso ad un generatore di un segnale di stimolazione, ciascun amplificatore differenziale essendo retroazionato negativamente su un rispettivo capo del resistore di rilevamento in modo da trasferire detto segnale di stimolazione in ingresso all'amplificatore master ai capi di detto resistore di rilevamento.

Ulteriori caratteristiche e vantaggi del trovato risulteranno maggiormente dalla descrizione di una forma di esecuzione preferita, ma non esclusiva, del circuito secondo il trovato, illustrata, a titolo indicativo e non limitativo, negli uniti disegni, in cui:

la figura 1 è uno schema dello stadio di uscita di un circuito tradizionale per dispositivi di stimolazione elettrica transcutanea;

la figura 2 è uno schema del circuito equivalente dell'impedenza di elettrodo;

la figura 3 è uno schema dello stadio di uscita di un dispositivo di stimolazione elettrica transcutanea controllato da segnale elettromiografico;

la figura 4 è uno schema di un circuito di uscita ideale; la figura 5 è un diagramma temporale degli impulsi applicabili con il circuito secondo l'invenzione;

la figura 6 è uno schema del circuito secondo l'invenzione; la figura 7 è il circuito secondo una forma di realizzazione preferita dell'invenzione;

la figura 8 è uno schema di un'espansione del circuito di figura 6, in cui viene utilizzato un circuito di controllo di carica;

la figura 9 è una rete di test per verificare la carica di uscita di modo comune dello stimolatore.

Con riferimento alle figure citate, il circuito secondo il trovato, indicato globalmente con il numero di riferimento 1, è configurato in modo da avvicinare il circuito ideale mostrato in figura 4, mediante il quale è possibile iniettare una corrente negli elettrodi Esl ed Es2 (tra i quali vi è un'impedenza Ze) proporzionale al segnale di tensione in ingresso (Vi).

Il circuito 1 secondo l'invenzione comprende due amplificatori a transconduttanza 2 e 3, rispettivamente denominati " master " 2 e "slave" 3, collegati in ingresso ad un generatore di segnale di stimolazione 4 riferito a massa e collegati in uscita ad elettrodi di stimolazione 5.

Più in dettaglio, gli amplificatori a transconduttanza (2, 3) comprendono in uscita rispettivi generatori di corrente 2a, 3a collegati in serie tra loro attraverso un resistore di rilevamento o di sense 6 e pilotati da un rispettivo amplificatore di tensione differenziale 2b, 3b. L'amplificatore di tensione differenziale 2b dell'amplificatore master 2 preleva mediante un ingresso ad alta impedenza la differenza tra il segnale di tensione Vi del generatore di segnale 4 e la tensione istantanea del capo 6a del resistore di rilevamento 6 collegato all'amplificatore master 2.

Nell'amplificatore a transconduttanza slave 3, l'amplificatore di tensione differenziale 3b preleva mediante un ingresso ad alta impedenza la differenza tra il potenziale di massa e la tensione istantanea del capo 6b del resistore di rilevamento 6 collegato all'amplificatore slave 3, il quale capo 6b diventa quindi un nodo di massa virtuale.

Grazie agli ingressi ad alta impedenza dei due amplificatori a transconduttanza 2 e 3 ed alla massa virtuale mantenuta dall'amplificatore a transconduttanza slave 3, la corrente Is che scorre nella resistenza di rilevamento 6 è sostanzialmente proporzionale al segnale di tensione Vi generato in ingresso dal generatore 4 ed è pari a Vi/Rs, dove Rs è il valore della resistenza del resistore di rilevamento 6. La transconduttanza totale è, quindi, interamente determinata dal resistore di rilevamento 6.

Il circuito di figura 6 viene dimensionato in accordo con le specifiche dello stimolatore. Ad esempio, con riferimento alla figura 5, detti tp la durata dell'impulso positivo, tn la durata dell'impulso negativo, ti l'intervallo tra l'impulso positivo e l'impulso negativo e tc il tempo di ricarica dei condensatori Cb1 e Cb2 (descritti in seguito), si può scegliere una corrente di stimolazione massima di 200mA, un'ampiezza di impulso 2*tp=2*tn=2x300microsecondi (figura 5), un periodo di ripetizione degli impulsi ( tp+ti+tn+tc) di 60ms, una resistenza equivalente (Re) degli elettrodi di stimolazione di 1kΩ, ed un'alimentazione (±Vh) di ±100V, Ovviamente, possono essere scelte specifiche differenti, in base alle esigenze.

Con riferimento alla figura 7, nel circuito 1 secondo una forma di realizzazione preferita dell'invenzione gli amplificatori operazionali a transconduttanza 2 e 3 comprendono rispettivamente un amplificatore operazionale 21b, 31b la cui uscita è collegata al terminale di gate di un rispettivo transistor 21a, 31a, preferibilmente ad effetto di campo o FET. Ciascun ingresso negativo dell'amplificatore operazionale 21b, 31b è collegato al rispettivo capo 6a, 6b del resistore di rilevamento 6 in modo da avere un anello di retroazione associato a ciascun amplificatore a transconduttanza 2 e 3.

Nella realizzazione di figura 7, il transistor 21a dell'amplificatore master 2 è a canale n mentre il transistor 31a dell'amplificatore slave 3 è a canale p, in modo che la corrente possa fluire dal transistor 21a dell'amplificatore master al transistor 31a dell'amplificatore slave attraverso il resistore di rilevamento 6. Ovviamente, il tecnico del ramo può comprendere che altri tipi di transistor possono essere utilizzati al posto di quelli indicati in figura 7.

Affinché i transistor 21a e 31a operino nella regione attiva, la tensione di drain deve essere maggiore della somma delle cadute di tensione sugli elettrodi, sul resistore di rilevamento 6 e sui transistor stessi. Dato che la stimolazione è impulsata, la polarizzazione può essere realizzata con condensatori caricati Cbl e Cb2.

Se il terminale di gate dei transistori non conduce corrente (nella situazione ideale), la corrente di drain è uguale alla corrente di source e, per questo motivo, i terminali di drain (ovvero le uscite dello stimolatore) hanno un'impedenza teoricamente infinita rispetto a massa.

In pratica, le piccole correnti parassite nei terminali di gate dei transistor, le capacità gate-source e gate-drain e le correnti di bias (circa 2pA) negli anelli degli amplificatori operazionali non consentono ovviamente di avere un'impedenza infinita, ma tuttavia l'impedenza di uscita verso massa può considerarsi estremamente elevata.

L'energia per la stimolazione viene immagazzinata nei condensatori caricati Cbl e Cb2, che possono essere ricaricati nell'intervallo tc tra due impulsi di stimolazione mediante la configurazione di figura 8.

In particolare, viene previsto un circuito di controllo 7 collegato ai terminali di comando di due interruttori 8 e 9, i quali sono disposti in modo da iniettare/prelevare corrente rispettivamente dai nodi comuni tra i transistor 21a e 31a ed i condensatori Cbl e Cb2, come illustrato in figura 8, A tal fine, gli interruttori 8 e 9 possono essere di tipo bipolare, rispettivamente p-n-p e n-p-n, con i rispettivi collettori collegati a tali nodi comuni e con i rispettivi emettitori collegati rispettivamente all'alimentazione positiva (+Vh) e negativa (-Vh).

Per evitare che la corrente di carica dei condensatori passi per gli elettrodi, viene previsto un altro gruppo di interruttori comprendente due diodi ad alta tensione 10 e 11 collegati a massa, in grado di fornire un percorso di ritorno della corrente.

Per realizzare una forma d'onda bifasica, il circuito secondo la forma di realizzazione preferita dell'invenzione comprende un multiplexer 12 collegato tra gli elettrodi e i condensatori Cbl e Cb2, comprendente quattro interruttori 12a, 12b, 12c, 12d (preferibilmente di tipo FET, per evitare di degradare l'impedenza di uscita) la cui apertura e chiusura è comandata attraverso un secondo circuito di controllo 13, collegato ai terminali di comando degli interruttori 12a, 12b, 12c, 12d del multiplexer 12.

Il secondo circuito di controllo 13 è programmato per caricare/scaricare i terminali di comando degli interruttori del multiplexer 12 prima/dopo l'applicazione dell'impulso di stimolazione.

Se gli interruttori del multiplexer 12 sono lasciati tutti aperti, ovvero se l'uscita viene lasciata ad alta impedenza, la caduta di tensione sui diodi 10 e 11 non ha alcun effetto sugli elettrodi. Se, invece, tutti e quattro gli interruttori 12a, 12b, 12c, 12d sono chiusi, gli elettrodi dello stimolatore verranno efficacemente clampati al di sotto della caduta di tensione sui diodi, praticamente a zero.

Il funzionamento del circuito è il seguente. In una fase di carica, l'energia per l'impulso di stimolazione viene caricata sui condensatori Cbl e Cb2, chiudendo gli interruttori 8 e 9 e spegnendo i transistor 21a e 31a degli amplificatori master 2 e slave 3. Lo spegnimento dei transistor 21a e 31a avviene portando i rispettivi gate sotto la tensione di pinch-off, in modo che non passi corrente nei transistor.

Questa situazione degli interruttori viene mantenuta per un certo intervallo di tempo (fcc), necessario a caricare i condensatori Cbl e Cb2 al valore desiderato.

Quando è stata immagazzinata una carica sufficiente nei condensatori Cbl e Cb2, gli interruttori 8 e 9 vengono spenti ed il multiplexer viene settato per avere la polarità desiderata.

Più in dettaglio, con riferimento alle figure 5 e 8, nell'intervallo tp quando la tensione Vi accende gli amplificatori 2 e 3, gli interruttori 12a e 12d del multiplexer devono essere accesi e gli interruttori 12b e 12c devono essere spenti. In seguito, in un successivo tempo ti in cui la tensione Vi viene messa a zero e spegne di conseguenza gli amplificatori 2 e 3, tutti gli interruttori del multiplexer 12 possono essere nello stato aperto o chiuso, ma se si desidera scaricare gli elettrodi di stimolazione è preferibile chiudere tutti gli interruttori del multiplexer, per clampare gli elettrodi verso massa.

Nell'intervallo tn, quando la tensione Vi diventa nuovamente diversa da zero e, di conseguenza, vengono accesi gli amplificatori 2 e 3, gli interruttori 12a e 12d vengono aperti e gli interruttori 12b e 12c vengono chiusi, per ottenere la polarità inversa della corrente di stimolazione di uscita.

Infine, nel periodo tc, la tensione Vi viene mantenuta a zero, lasciando così spenti gli amplificatori 2 e 3 e permettendo la ricarica dei condensatori Cb1 e Cb2. Come in precedenza, gli interruttori del multiplexer possono essere lasciati indifferentemente aperti o chiusi, preferibilmente chiusi se si desidera scaricare gli elettrodi di stimolazione.

Per via della retroazione, la tensione di source Vs2 del transistor 31a verrà mantenuta a massa virtuale.

Il dimensionamento dei condensatori Cbl e Cb2 può essere ottenuto selezionando la caduta di tensione massima (Δvcb) sui condensatori durante gli impulsi di stimolazione. Questa caduta di tensione rappresenta la principale perdita di potenza che verrà dissipata nei transistori 21a e 31a. Dimensionando la capacità e la tensione di carica (Vh) per accordarsi alla resistenza di elettrodo, la perdita di potenza può essere ridotta.

Eventualmente, un certo numero di componenti passivi può essere aggiunto sul lato a bassa tensione del circuito secondo l'invenzione, per assicurare stabilità, per polarizzare i gate dei transistor 21a e 31a, per proteggere i componenti attivi da sovratensioni o sottotensioni, per compensare le correnti di offset degli amplificatori operazionali 21b e 31b ed effettuare una compensazione feedback della banda degli stessi, definire gli slewrate, controllare gli interruttori, e così via. Questi metodi di compensazione, che sono noti al tecnico del ramo e che non verranno qui descritti, non hanno influenza diretta sulla corrente di stimolazione e, dato che l'alimentazione è a bassa tensione, consumano poca energia, approssimativamente indipendentemente dall'uscita dello stimolatore.

Si può notare che se l'impedenza di elettrodo Ze è troppo elevata o la tensione di carica Vh è troppo bassa, i FEI interni agli amplificatori operazionali 21a, 21b non sono in grado di soddisfare i requisiti di corrente e quindi gli amplificatori operazionali vanno in saturazione. Questo farà andare l'amplificatore 21b in saturazione e farà saturare l'uscita. Tale effetto può essere utilizzato come segnalazione di una condizione errata di funzionamento senza interferire con la natura ''fluttuante" del circuito di uscita.

Per verificare che le correnti che passano dentro e fuori dallo stimolatore siano bilanciate, si può utilizzare la rete semplificata 40 mostrata in figura 9, atta a misurare la corrente di perdita (o di " leakage ").

La rete 40, da sostituirsi al carico Ze mediante i terminali 41 e 42, comprende due resistori di carico 43 e 44 aventi il medesimo valore di resistenza Re/2 (preferibilmente pari a 0.5 kD, cioè pari a metà della parte reale dell'impedenza Ze) ed una rete RC parallelo riferita a massa e connessa al nodo Ve comune ai due resistori 43 e 44. La rete RC parallelo comprende, ad esempio, un condensatore 45 di capacità Cc=100nF ed un resistore di riferimento 46 avente resistenza Rref=100kΩ, La resistenza 46 serve per fornire un riferimento ben definito per l'oscilloscopio quando si misura l'uscita fluttuante.

Se la corrente di un elettrodo Isl differisce dalla corrente dell'altro elettrodo Is2, c'è una corrente che scorre attraverso la rete RC 45-46, che può essere rilevata con un oscilloscopio esterno. La corrente di stimolazione Isl è data da Vsl/Rl.

ESEMPIO

Il circuito per lo stimolatore è stato realizzato usando come interruttori 8 e 9 i transistor PMBTA92/42, come amplificatori operazionali 21b e 31b gli amplificatori TLV2772AID, come transistor 21a e 31a i componenti ZVN2120 e ZVP2120. Le capacità di carica Cb1 e Cb2 sono state scelte uguali a 4.7μF e le misure sono state prese ad una tensione di alimentazione Vh a 100V.

Nelle forme di realizzazione descritte l'alimentazione del lato ad alta tensione è stata scelta fissa, tuttavia è possibile adottare uno schema di gestione della potenza implementato usando i livelli dell'uscita dell'amplificatore come riscontri.

Inoltre, anche se nella descrizione ci si è sempre riferiti ad una coppia di elettrodi di stimolazione, è possibile utilizzare il circuito con una pluralità di coppie di elettrodi, utilizzando uno schema a divisione di tempo per disporre di più canali, tenendo conto che i condensatori di carica debbano essere ricaricati tra le fasi di uscita.

Si è in pratica constatato come il dispositivo secondo il trovato assolva pienamente il compito prefissato in quanto, grazie alla combinazione di pompe di carica capacitive e transistor commutati, consente di soddisfare i requisiti necessari dello stadio di uscita (in particolare, alta impedenza, bassa corrente di quiescenza e stabilità) di elettrostimolatori muscolari portatili, ad esempio stimolatori muscolari controllati mioelettricamente, senza l'utilizzo di trasformatori.

Grazie ad un multiplexer ad alta tensione è possibile rendere bifasica l'uscita e farla funzionare su più canali. Inoltre, è possibile valutare l'impedenza elettrodo-tessuto, ad esempio per rilevare la presenza di uno scarso contatto con dell'elettrodo con la cute.

Il circuito secondo l’invenzione può essere realizzato con componenti discreti oppure può essere un circuito integrato con due condensatori esterni per l'immagazzinamento dell'energia.

Ovviamente, il dispositivo, così concepito, è suscettibile di numerose modifiche e varianti, tutte rientranti nell'ambito del concetto inventivo; inoltre, tutti i dettagli potranno essere sostituiti da altri elementi tecnicamente equivalenti.

Claims (12)

1. R I V E N D I C A Z I O N I 1. Circuito elettronico per stimolatori muscolari o neuromuscolari portatili, caratterizzato dal fatto di comprendere un amplificatore a transconduttanza master (2) ed un amplificatore a transconduttanza slave (3), collegati in uscita ad elettrodi di stimolazione (5), detti amplificatori a transconduttanza (2, 3) comprendendo rispettivi generatori di corrente (2a, 3a, 21a, 31a) collegati in serie tra loro attraverso un resistore di rilevamento (6) e pilotati da un rispettivo amplificatore di tensione differenziale (2b, 3b, 21b, 31b), l'amplificatore differenziale (2b, 21b) dell'amplificatore master (2) essendo collegato in ingresso ad un generatore (4) di un segnale di stimolazione, ciascun amplificatore differenziale (2b, 3b, 21b, 31b) essendo retroazionato negativamente su un rispettivo capo (6a, 6b) del resistore di rilevamento in modo da trasferire detto segnale di stimolazione in ingresso all'amplificatore master (2) ai capi (6a, 6b) di detto resistore di rilevamento (6).
2. 2. Circuito secondo la rivendicazione 1, in cui detti amplificatori differenziali (2b, 3b) sono amplificatori operazionali (21b, 31b) dotati di una rispettiva uscita per pilotare detti generatori di corrente, di un ingresso positivo e di un ingresso negativo, l'ingresso negativo di ciascun amplificatore operazionale (21b, 31b) essendo collegato direttamente al rispettivo capo (6a, 6b) del resistore di rilevamento (6), in modo da ottenere un anello di retroazione associato a ciascun amplificatore a transconduttanza (2, 3).
3. 3. Circuito secondo la rivendicazione 2, in cui ciascun generatore di corrente (2a, 3a) è un transistor (21a, 31a) avente un terminale di comando collegato all'uscita del rispettivo amplificatore operazionale (21b, 31b).
4. 4. Circuito secondo la rivendicazione 3, in cui detti transistor <21a, 31a) sono ad effetto di campo, il transistor (21a) di detto amplificatore master (2) essendo a canale n ed il transistor (31a) di detto amplificatore slave (3) essendo a canale p, detto terminale di comando essendo un terminale di gate di detto transistor ad effetto di campo, ciascun transistor ad effetto di campo (21a, 31a) comprendendo ulteriormente un terminale di drain ed un terminale di source, detti terminali di drain essendo collegati a detti elettrodi di stimolazione, detti terminali di source essendo collegati a detti capi (6a, 6b) di detto resistore di rilevamento (6).
5. 5. Circuito secondo una o più delle rivendicazioni precedenti, comprendente uno stadio di carica capacitivo (Cbl, Cb2) collegato tra l'uscita di detti amplificatori master e slave (2,3) e detti elettrodi di stimolazione, detto stadio di carica capacitivo essendo atto ad immagazzinare energia per una stimolazione ad impulsi.
6. 6. Circuito secondo le rivendicazioni 4 e 5, in cui detto stadio capacitivo comprende un primo condensatore di carica (Cbl) ed un secondo condensatore di carica (Cb2), detto primo condensatore di carica essendo collegato al terminale di drain del transistor (21a) di detto amplificatore master e detto secondo condensatore di carica (Cb2) essendo collegato al terminale di drain del transistor (31a) di detto amplificatore slave (3).
7. 7. Circuito secondo la rivendicazione 6, ulteriormente comprendente un circuito di controllo (7) per caricare detti condensatori, detto circuito di controllo essendo collegato a due interruttori (8, 9), detti interruttori (8, 9) essendo collegati a detti amplificatori master e slave (2, 3) in modo da caricare i condensatori di carica (Cbl, Cb2).
8. 8. Circuito secondo la rivendicazione 6 o 7, ulteriormente comprendente diodi di ricircolo (10, 11) collegati a detti condensatori (Cbl, Cb2) in modo da fornire un percorso di ritorno della corrente di carica alimentata a detti condensatori.
9. 9. Circuito secondo una o più delle rivendicazioni da 6 a 8,ulteriormente comprendente un multiplexer (12) collegato tra gli elettrodi di stimolazione ed i condensatori (Cbl, Cb2), detto multiplexer essendo ulteriormente collegato ad un secondo circuito di controllo (13) adatto a comandare detto multiplexer in modo da trasformare un segnale immesso in detto multiplexer (12) da detti condensatori (Cbl, Cb2) in un segnale di stimolazione bifasico da trasmettere a detti elettrodi.
10. 10. Circuito secondo la rivendicazione 9, in cui detto multiplexer (12) comprende quattro interruttori (12a, 12b, 12c, 12d) dotati ciascuno di un rispettivo terminale di comando, detto terminale di comando degli interruttori del multiplexer (12) essendo collegato a detto secondo circuito di controllo (13).
11. 11. Dispositivo secondo la rivendicazione 10, in cui detto secondo circuito di controllo essendo adatto a chiudere tutti gli interruttori del multiplexer per scaricare a massa carica residua eventualmente rimasta sugli elettrodi, quando detto segnale di stimolazione è a zero.
12. 12. Dispositivo di stimolazione elettrica transcutanea controllato da segnale elettromiografico, caratterizzato dal fatto di comprendere il circuito secondo una o più delle rivendicazioni precedenti.