ITFO20110009A1 - SYSTEM AND METHOD OF REDUCTION OF NOISE IN CHAMPIONSHIP AMPLIFIERS. - Google Patents
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Description
DESCRIZIONE dell’invenzione avente per TITOLO: “APPARATO E METODO DI RIDUZIONE DEL RUMORE IN AMPLIFICATORI A TEMPO CAMPIONATO†, DESCRIPTION of the invention having as TITLE: â € œ APPARATUS AND METHOD FOR REDUCING NOISE IN CHAMPIONSHIP TIME AMPLIFIERSâ €,
Nella sensoristica il rumore elettronico à ̈ un problema basilare, poiché influisce direttamente sul rapporto segnale - rumore e quindi sul minimo segnale misurabile. Con lo sviluppo di nuove tecnologie e l’apertura verso nuove applicazioni, soprattutto in ambito biomedico, in cui sono richieste sempre di più misura ed acquisizione di segnali molto deboli, la problematica del rumore à ̈ diventata di importanza sempre maggiore. In sensors, electronic noise is a basic problem, since it directly affects the signal-to-noise ratio and therefore the minimum measurable signal. With the development of new technologies and the opening up to new applications, especially in the biomedical field, in which more and more measurement and acquisition of very weak signals are required, the problem of noise has become increasingly important.
Gli amplificatori elettronici tempo-campionati sono molto usati in sensoristica poiché permettono un approccio molto strutturale per l’acquisizione del segnale e si adattano molto bene ad essere integrati su singolo dispositivo in silicio. L’utilizzo di tali circuiti tempo-campionati in applicazioni a basso rumore à ̈ però ostacolato dall’effetto di ripiegamento del rumore (folding), intrinseco nell’operazione di campionamento del segnale e che sarà spiegato qui di seguito. Nella letteratura scientifica à ̈ possibile trovare svariati articoli che analizzano il problema del ripiegamento del rumore, ma solo pochi di essi presentano delle tecniche capaci di ridurre, o quantomeno mitigare, suddetto problema. Inoltre, le tecniche di riduzione del rumore presentate in letteratura non sono generali ma sfruttano sempre la particolare realizzazione elettronica del dispositivo analizzato. Ad esempio Fowler nellarticolo “Reset Noise Reduction in Capacitive Sensors†, pubblicato sulla rivista intenazionale IEEE Transaction on Circuits and Systems - I, Voi. 53, N. 8, Agosto 2006, pagine 1658-1669, presenta tre diverse tecniche per la riduzione del rumore in un sistema elettronico per lettura di sensori, ma tali tecniche sono strettamente correlate all’utilizzo di sensori capacitivi e non sono quindi generalizzabili. La Figura 1 mostra uno schema generale di un amplificatore elettronico a tempo-campionato. Time-sampled electronic amplifiers are widely used in sensors as they allow a very structural approach to signal acquisition and are well suited to being integrated on a single silicon device. The use of such time-sampled circuits in low noise applications is however hampered by the noise folding effect, intrinsic to the signal sampling operation and which will be explained below. In the scientific literature it is possible to find various articles that analyze the problem of noise folding, but only a few of them present techniques capable of reducing, or at least mitigating, this problem. Furthermore, the noise reduction techniques presented in the literature are not general but always exploit the particular electronic construction of the analyzed device. For example Fowler in the article â € œReset Noise Reduction in Capacitive Sensorsâ €, published in the international journal IEEE Transaction on Circuits and Systems - I, Vol. 53, N. 8, August 2006, pages 1658-1669, presents three different techniques for reducing noise in an electronic system for reading sensors, but these techniques are strictly related to the use of capacitive sensors and therefore cannot be generalized. Figure 1 shows a general schematic of a time-sampled electronic amplifier.
La Figura 2 mostra una rappresentazione delle spettro di potenza di rumore del sistema di cui alla Figura 1 al variare del parametro gm caratteristico del detto amplificatore GS. Figure 2 shows a representation of the noise power spectrum of the system of Figure 1 as the characteristic parameter gm of said amplifier GS varies.
La Figura 3 mostra uno schema a blocchi dell’apparato proposto nel presente brevetto. Figure 3 shows a block diagram of the apparatus proposed in the present patent.
La Figura 4 mostra uno schema elettrico dell’apparato di cui a Figura 3. Figure 4 shows an electrical diagram of the apparatus referred to in Figure 3.
La Figura 5 mostra una rappresentazione dello spettro di potenza di rumore del sistema di cui alla Figura 4 al variare del parametro gm caratteristico dello stadio amplificatore GS. Figure 5 shows a representation of the noise power spectrum of the system of Figure 4 as the characteristic parameter gm of the amplifier stage GS varies.
La Figura 6 illustra lo schema elettrico di un prototipo che à ̈ stato oggetto di sperimentazione. Figure 6 illustrates the wiring diagram of a prototype that has been the subject of experimentation.
La Figura 7 illustra i risultati sperimentali ottenuti nelle differenti condizioni di test di un apparato realizzato secondo lo schema di Figura 6. Figure 7 illustrates the experimental results obtained in the different test conditions of an apparatus made according to the scheme of Figure 6.
Un generico amplificatore elettronico tempo-campionato può essere descritto dal sistema di figura 1. Esso à ̈ generalmente composto da uno stadio amplificatore (GS), un interruttore (SW) ed una capacità (CL) che memorizza il dato campionato. Il segnale tempo-continuo presente all’ingresso (A) dell’amplificatore si presenta amplificato all’uscita (B) dallo stadio di guadagno (GS) per essere poi campionato sulla capacità (CL) tramite l’interruttore (SW). Affinché il campionamento del segnale all’uscita dell’apparato (C) sia effettuato correttamente, ovvero non ci sia perdita di contenuto informativo, à ̈ necessario che il processo di campionamento sia realizzato conformemente alla legge del campionamento di Shannon, cioà ̈ la frequenza di campionamento deve essere il doppio della massima frequenza del segnale. Sovrapposto ad un qualsiasi segnale analogico vi à ̈ sempre del rumore caratterizzato da una distribuzione spettrale molto più estesa di quella caratteristica del segnale. Questo rumore à ̈ generato dai componenti interni al blocco amplificatore (GS), che possono essere resistori o transistori A generic time-sampled electronic amplifier can be described by the system of figure 1. It is generally composed of an amplifier stage (GS), a switch (SW) and a capacitor (CL) which stores the sampled data. The continuous time signal present at the input (A) of the amplifier is amplified at the output (B) by the gain stage (GS) to be then sampled on the capacitance (CL) by means of the switch (SW ). In order for the sampling of the signal at the output of the apparatus (C) to be carried out correctly, i.e. there is no loss of information content, the sampling process must be carried out in compliance with Shannon's law of sampling, i.e. the sampling frequency must be twice the maximum signal frequency. Superimposed on any analog signal there is always noise characterized by a much more extensive spectral distribution than that characteristic of the signal. This noise is generated by the internal components of the amplifier block (GS), which can be resistors or transistors
Considerata l’elevata larghezza di banda del rumore, l’interruttore (SW) realizzerà un sotto-campionamento del rumore dando origine ad un effetto di “ripiegamento†, detto “ folding ", che ne ridistribuisce le componenti spettrali in banda-base in modo tale da mantenere invariata la potenza totale di rumore, cioà ̈ l’integrale dello spettro di potenza. E’ noto che la potenza totale di rumore termico in un sistema di questo tipo à ̈ indipendente dai valori delle resistenze dei componenti che generano il rumore e contenuti ad esempio nell'amplificatore (GS) ed à ̈ pari a kT/C, dove k à ̈ la costante universale di Boltzmann, T à ̈ la temperatura in gradi Kelvin e C à ̈ il valore della capacità (CL) di carico dell’amplificatore. La figura 2 esemplifica bene questo concetto di invariabilità della potenza totale di rumore all’uscita dell’apparato (C). Agendo su un parametro dell’elemento rumoroso (GS), ad esempio aumentando la transconduttanza gm, si riduce il valore della densità spettrale di rumore, passando da (F1) a (F2), a costo di un pari aumento della banda equivalente di rumore, passando da (G1) a (G2), e mantenendo così costante l’area sottesa (H1) (H2), che equivale alla potenza di rumore. L’invenzione rivendicata dal presente brevetto, descritta in figura 3 e figura 4, propone un metodo ed un apparato capace di ridurre il rumore "folding †in un generico amplificatore elettronico tempo -campionato. Lo stadio di guadagno (GS) à ̈ comunemente realizzato tramite un amplificatore operazionale retroazionato ma, affinché l’apparato presentato riesca a ridurre il rumore, à ̈ sufficiente che tale blocco sia caratterizzato da un elevato guadagno e che il suo rumore riferito all’ingresso sia indipendente dal valore di detto guadagno. A seguire si ipotizzerà che lo stadio di guadagno (GS) in figura 4 sia realizzato mediante un amplificatore operazionale retroazionato, in cui il guadagno à ̈ imposto dalla retroazione mentre il rumore riferito all’ ingresso à ̈ legato ai parametri circuitali realizzativi dell’ operazionale, come la transconduttanza gmdei transistori usati. Tra l’uscita (B) dello stadio di guadagno (GS) e l’interruttore (SW) à ̈ introdotto un resistore (R) che, assieme alla capacità (CL), realizza un filtro passa-basso (FP), evidenziato in figura 3. Scegliendo accuratamente il valore di questo resistore à ̈ possibile fissare la banda equivalente di rumore (G3) e renderla indipendente dai parametri dello stadio di guadagno (GS). A questo punto à ̈ possibile progettare l’amplificatore in modo tale da diminuire la densità spettrale di rumore passando da (FI) - (13) a (F2) - (14), rappresentati in figura 5. Avendo fissato la banda equivalente di rumore tramite la resistenza (R), la potenza totale di rumore all’uscita dell’apparato (C) si ridurrà proporzionalmente alla riduzione della densità spettrale, passando da (H3) a (H4) come mostrato in figura 5. La presente invenzione non elimina il problema del “ folding †di rumore nella banda-base che à ̈ strettamente legato all’operazione di campionamento tramite P interruttore (SW), ma ne limita gli effetti riducendo la potenza totale di rumore ripiegata. Considering the high bandwidth of the noise, the switch (SW) will perform a sub-sampling of the noise giving rise to a â € œfoldingâ € effect, called â € œ folding ", which redistributes the spectral components in base-band in such a way as to keep the total noise power unchanged, that is the integral of the power spectrum. It is known that the total thermal noise power in a system of this type is independent of the resistance values of the components that generate the noise and contained for example in the amplifier (GS) and is equal to kT / C, where k is the universal Boltzmann constant, T is the temperature in degrees Kelvin and C is the value of the load capacity (CL) of the amplifier. Figure 2 well exemplifies this concept of invariability of the total noise power at the output of the apparatus (C). By acting on a parameter of the noisy element (GS), for example by increasing the transconductance gm, the value is reduced of the noise spectral density, passing from (F1) to (F2), at the cost of an equal increase in the equivalent noise band, passing from (G1) to (G2), and thus keeping the subtended area constant (H1 ) (H2), which is equivalent to the noise power. The invention claimed by the present patent, described in figure 3 and figure 4, proposes a method and an apparatus capable of reducing the "folding" noise in a generic time-sampled electronic amplifier. The gain stage (GS) is commonly realized through a feedback operational amplifier but, in order for the presented apparatus to be able to reduce the noise, it is sufficient that this block is characterized by a high gain and that its noise referred to the input is independent of the value of said gain. In the following it will be assumed that the gain stage (GS) in figure 4 is realized by means of a feedback operational amplifier, in which the gain is imposed by the feedback while the noise referred to the input is linked to the circuit parameters of the Operational, such as the transconductance gm of the transistors used. A resis is introduced between the output (B) of the gain stage (GS) and the switch (SW). tore (R) which, together with the capacitance (CL), creates a low-pass filter (FP), highlighted in figure 3. By carefully choosing the value of this resistor, it is possible to fix the equivalent noise band (G3) and make it independent from the parameters of the gain stage (GS). At this point it is possible to design the amplifier in such a way as to decrease the spectral density of noise passing from (FI) - (13) to (F2) - (14), represented in figure 5. Having fixed the equivalent band of through the resistance (R), the total noise power at the output of the apparatus (C) will be reduced proportionally to the reduction of the spectral density, passing from (H3) to (H4) as shown in figure 5. This This invention does not eliminate the problem of â € œfoldingâ € of noise in the baseband which is closely related to the sampling operation by means of the P switch (SW), but limits its effects by reducing the total power of folded noise.
Seguono alcuni esempi di test sperimentali del metodo di riduzione del rumore in amplificatori a tempo campionato secondo l’invenzione. Here are some examples of experimental tests of the noise reduction method in sampled time amplifiers according to the invention.
Esempio 1 Example 1
Il metodo descritto à ̈ stato applicato ad un prototipo 100, realizzato con un amplificatore di corrente per elettrofisiologia, il cui schema a blocchi e mostrato in figura 6. The method described was applied to a prototype 100, made with a current amplifier for electrophysiology, whose block diagram is shown in figure 6.
Il prototipo 100 comprende un amplificatore retroazionato 101 che funge da amplificatore di carica, ovvero un dispositivo elettronico in grado di integrare un segnale in corrente fornendo in uscita un segnale in tensione con ampiezza proporzionale alla carica posta in ingresso, una resistenza R collegata in serie ad un interruttore SW1 ed un blocco CDS (correlated doublé sampling), ovvero un circuito comprendente capacità di memorizzazione e che permette di eliminare un offset indesiderato. The prototype 100 comprises a feedback amplifier 101 which acts as a charge amplifier, i.e. an electronic device capable of integrating a current signal by providing an output voltage signal with an amplitude proportional to the charge placed at the input, a resistor R connected in series to a switch SW1 and a CDS (correlated doublà © sampling) block, that is a circuit comprising storage capacity and which allows to eliminate an undesired offset.
Tale prototipo 100 Ã ̈ stato realizzato in tecnologia integrata mediante un amplificatore operazionale dedicato 101 di cui sono elencati di seguito i principali parametri caratteristici: This prototype 100 was built using integrated technology by means of a dedicated operational amplifier 101, the main characteristic parameters of which are listed below:
• Guadagno ad anello aperto in DC ~ 88 dB â € ¢ Open loop gain in DC ~ 88 dB
GBW = 41 MHz GBW = 41 MHz
• gm(transconduttanza) = 7,5 mA/V â € ¢ gm (transconductance) = 7.5 mA / V
• A (guadagno di tensione ad anello chiuso) = circa 20 â € ¢ A (closed loop voltage gain) = approximately 20
L’interruttore SW2 à ̈ stato inserito per eliminare l’effetto della resistenza R (cortocircuitando i punti A’ e A†) e per provare in questa maniera la validità della tecnica di riduzione del rumore. The SW2 switch has been inserted to eliminate the effect of the resistance R (short-circuiting the points Aâ € ™ and Aâ €) and to prove in this way the validity of the noise reduction technique.
Sono stati effettuati tre test tenendo l’ingresso IN del sistema 100 a vuoto e misurando lo spettro di rumore al punto C con un analizzatore di spettro a bassa frequenza (precisamente HP35670A). I risultati di tale misura, sono stati divisi per la transresistenza totale del circuito 100, pari a 2,25ϋΩ, ottenendo una densità spettrale di potenza di rumore espressa in A<2>/Hz riferita in ingresso. Three tests were carried out keeping the input IN of system 100 at no load and measuring the noise spectrum at point C with a low frequency spectrum analyzer (precisely HP35670A). The results of this measurement were divided by the total transresistance of circuit 100, equal to 2.25Ï ‹Î ©, obtaining a noise power spectral density expressed in A <2> / Hz referred to input.
In questo primo esempio il resistore R ha una resistenza di 100kQ ed il rilevamento viene effettuato con l'interruttore SW2 aperto. La densità spettrale di potenza del rumore riferita in ingresso à ̈ rappresentata con linea nera continua 200 in figura 7. In this first example the resistor R has a resistance of 100kQ and the detection is carried out with the switch SW2 open. The power spectral density of the noise referred to in input is represented with a solid black line 200 in figure 7.
Esempio 2 Example 2
Tra i punti A’ e A†del circuito di figura 6 à ̈ stato inserito un resistore R di valore pari a 171Î ̄Ω, quindi inferiore come valore a quello del resistore dell'Esempio 1. 11 rilevamento à ̈ stato quindi effettuato mantenendo l'interruttore SW2 aperto. A resistor R with a value equal to 171Î ̄Î © has been inserted between points Aâ € ™ and Aâ € of the circuit of figure 6, therefore lower in value than that of the resistor in Example 1. The measurement was then carried out while maintaining SW2 switch open.
La densità spettrale di potenza del rumore riferita in ingresso à ̈ mostrata in figura 7 dalla linea nera tratteggiata 201. The power spectral density of the noise referred to in input is shown in Figure 7 by the dashed black line 201.
Esempio 3 Example 3
Lo stesso rilevamento degli Esempi 1 e 2 à ̈ stato effettuato con l'interruttore SW2 chiuso: i punti A’ e A†risultano quindi cortocircuitati, vale a dire nella stessa condizione in cui venisse collegato un resistore R di valore pari a 0Ω. La densità spettrale di potenza del rumore riferita in ingresso à ̈ mostrata in figura 7 ed à ̈ rappresentata con la linea grigia 202. The same detection of Examples 1 and 2 was carried out with switch SW2 closed: points Aâ € ™ and Aâ € are therefore short-circuited, that is to say in the same condition in which a resistor R with a value equal to 0Î © is connected . The power spectral density of the noise referred to in input is shown in figure 7 and is represented with the gray line 202.
Dai risultati degli Esempi 1-3 si può notare che l’effetto della resistenza R à ̈ quello di ridurre la densità spettrale di potenza del rumore lasciando inalterata la banda equivalente di rumore, e quindi di ridurre la potenza totale di rumore come descritto precedentemente. E' comunque evidente che non à ̈ fisicamente possibile ridurre all’infinito la potenza totale del rumore; la tecnica della presente invenzione vale fin quando il valore di R à ̈ tale per cui il rumore termico introdotto dal resistore R risulta trascurabile rispetto al rumore introdotto dalPamplificatore retroazionato 101. From the results of Examples 1-3 it can be seen that the effect of the resistance R is to reduce the power spectral density of the noise while leaving the equivalent noise band unchanged, and therefore to reduce the total noise power as previously described . However, it is evident that it is not physically possible to reduce the total power of the noise to infinity; the technique of the present invention is valid as long as the value of R is such that the thermal noise introduced by the resistor R is negligible compared to the noise introduced by the feedback amplifier 101.
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