ITAN20090086A1 - SYSTEM FOR THE NON-LINEAR LIGHT ADJUSTMENT IN LIGHTING DEVICES. - Google Patents
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Description
Descrizione Description
Sistema per la regolazione non lineare della luce nei dispositivi di illuminazione, System for non-linear regulation of light in lighting devices,
2 Inquadramento 2 Classification
La presente invenzione riguarda il settore dell’illuminazione in ambito domestico, pubblico, per interni o per esterni e per illuminazione architetturale o decorativa, per illuminazione professionale, per terapie cromatiche, per compensazioni della qualità della luce o del CRI e dell’intensità della luce. In particolare lo scopo à ̈ quello di ridurre il consumo energetico, ridurre le problematiche rispetto alle interferenze elettromagnetiche irradiate e condotte ed incrementare il comfort percepito dalle utenze attraverso la generazione di opportuni effetti luminosi. Oltre l’ambiente domestico, anche in ambienti stradali o dediti all’intrattenimento e all’arte, il consumo energetico e gli effetti luminosi stanno giocano un ruolo di primo piano. Tra le sorgenti di luce il diodo LED può essere particolarmente utile grazie ad un tempo di vita elevato, alla sua insensibilità alle sollecitazioni meccaniche, ad una migliore direzionalità e sopratutto grazie alla sua elevata efficienza luminosa. The present invention relates to the lighting sector in the domestic, public, indoor or outdoor areas and for architectural or decorative lighting, for professional lighting, for color therapies, for compensation of light quality or CRI and intensity. of the light. In particular, the aim is to reduce energy consumption, reduce problems with respect to radiated and conducted electromagnetic interference and increase the comfort perceived by users through the generation of appropriate lighting effects. In addition to the domestic environment, even in street environments or areas dedicated to entertainment and art, energy consumption and lighting effects play a leading role. Among the light sources, the LED diode can be particularly useful thanks to its long life time, its insensitivity to mechanical stresses, better directionality and above all thanks to its high luminous efficiency.
L’uso dei diodi LED nell’illuminazione, difficilmente prescinde da un sistema per la gestione del colore e la regolazione della luminosità . In U.S. Patent N. 5.420.482, L. A. Phares, “Controlled lighting System,†May, 1995, à ̈ usata una regolazione lineare del flusso di corrente che percorre i diodi, ma l’efficienza energetica à ̈ bassa. In U.S. Patent N. 4.845.481, K. Havel, “Continuously variable color display device,†Jul., 1989, à ̈ proposto un sistema di regolazione non lineare del flusso luminoso basato sulla modulazione PWM, ma nessuna considerazione riguardo al controllo remoto à ̈ stata fatta. The use of LED diodes in lighting is difficult to do without a system for color management and brightness adjustment. In U.S. Patent N. 5,420,482, L. A. Phares, â € œControlled lighting System, â € May, 1995, A linear regulation of the current flow through the diodes is used, but the energy efficiency is low. In U.S. Patent N. 4,845,481, K. Havel, â € œContinuously variable color display device, â € Jul., 1989, A non-linear adjustment system of the luminous flux based on PWM modulation is proposed, but no consideration regarding remote control It was done.
In un più recente brevetto U.S. Patent N. 6.016.038, G. G. Mueller and I. A. Lys, “Multicolored led lighting method and apparatus, Jan., 2000, à ̈ stato invece proposto un sistema completo di regolazione e gestione remota della luminosità , che utilizza la modulazione PWM per regolare e generare effetti di luce. In a more recent U.S. Pat. Patent N. 6.016.038, G. G. Mueller and I. A. Lys, â € œMulticolored led lighting method and apparatus, Jan., 2000, a complete system of remote control and brightness management has been proposed, which uses PWM modulation to regulate and generate light effects.
Nella presente invenzione proponiamo di sostituire il controllo che utilizza la modulazione PWM con un controllo che utilizza la modulazione digitale Sigma-Delta (ΣΔ). In particolare sono considerate le modulazioni: (1) ΣΔ, (2) ΣΔ con dithering, (3) ΣΔ con coefficiente di sovracampionamento dinamico, (4) ΣΔ con dithering e con coefficiente di sovracampionamento dinamico. In the present invention we propose to replace the control using PWM modulation with a control using Sigma-Delta digital modulation (Î £ Î ”). In particular, the modulations are considered: (1) Î £ Î ", (2) Î £ Î" with dithering, (3) Î £ Î "with dynamic oversampling coefficient, (4) Î £ Î" with dithering and with coefficient dynamic oversampling.
La modulazione ΣΔ, nota sin dal 1954 quando Catler in U.S. Patent N. 2,927,962 diede la descrizione dell’invenzione, à ̈ oggi utilizzata prevalentemente e ampiamente nella conversione analogica digitale e viceversa. É solo di recente che tale modulazione à ̈ stata utilizzata anche nella regolazione di potenza. Il modulatore ΣΔ fa uso di due tecniche, chiamate rispettivamente sovracampionamento (oversampling) e forgiamento del rumore (noise shaping). Ciò consente di mantenere alta la precisione del segnale modulato, precisione che può essere misurata come rapporto tra la potenza del segnale di ingresso, e la potenza del rumore generato dal processo di quantizzazione interno al modulatore medesimo. Usualmente tale rapporto à ̈ espresso in decibel e viene chiamato rapporto segnale rumore (SNR). Un altro parametro, che definisce le caratteristiche del modulatore ΣΔ, à ̈ chiamato numero effettivo di bit del segnale modulato (ENOB), fortemente correlato al SNR e da non confondere con il numero di bit con cui lo stesso segnale viene rappresentato. La seguente equazione riporta la ben nota relazione che lega SNR ed ENOB. The Î £ Î "modulation, known since 1954 when Catler in U.S. Patent N. 2,927,962 gave the description of the invention, it is nowadays mainly and widely used in the analog digital conversion and vice versa. It is only recently that this modulation has also been used in power regulation. The Î £ Î ”modulator makes use of two techniques, respectively called oversampling and noise shaping. This allows to keep the precision of the modulated signal high, precision that can be measured as the ratio between the power of the input signal, and the power of the noise generated by the quantization process inside the modulator itself. Usually this ratio is expressed in decibels and is called the signal to noise ratio (SNR). Another parameter, which defines the characteristics of the modulator Î £ Î ”, is called the effective number of bits of the modulated signal (ENOB), strongly correlated to the SNR and not to be confused with the number of bits with which the same signal is represented. The following equation reports the well known relationship between SNR and ENOB.
SNR - 1.76 SNR - 1.76
ENOB = ENOB =
6.02 (1) Uno dei motivi, che spinge ad utilizzare la modulazione ΣΔ nella conversione di potenza e che guida noi ad utilizzare la stessa nella regolazione del flusso luminoso di dispositivi LED, riguarda il miglioramento delle emissioni elettromagnetiche. Questa caratteristica potrebbe essere sfruttata per incrementare la distanza tra driver e apparato luminoso, distanza oggi ristretta a causa delle forti componenti armoniche che potrebbero irradiarsi. Infatti il segnale modulato con ΣΔ, à ̈ un segnale pseudocasuale e come tale lo spettro à ̈ più uniforme rispetto a quello risultante dal PWM, il quale à ̈ caratterizzato da componenti armoniche intense a multipli interi della frequenza di commutazione. Pur tuttavia, in alcune circostanze a causa della correlazione esistente tra segnale modulante ed errore del quantizzatore, lo spettro del segnale modulato con ΣΔ può essere caratterizzato da concentrazioni energetiche localizzate, generando così picchi di interferenza elettromagnetica spesso indesiderati. Cosi come già noto in letteratura, una soluzione ad un tale problema può essere quella di utilizzare la tecnica del dithering come ad esempio indicato in Mucahit Kozak, Izzet Kale, “Oversampled Delta-Sigma Modulatore “, Kluwer Academic Publishers. 6.02 (1) One of the reasons, which leads us to use the Î £ Î ”modulation in power conversion and which guides us to use it in the regulation of the luminous flux of LED devices, concerns the improvement of electromagnetic emissions. This feature could be exploited to increase the distance between the driver and the luminaire, a distance that is now restricted due to the strong harmonic components that could radiate. In fact, the signal modulated with Î £ Î ”, is a pseudorandom signal and as such the spectrum is more uniform than that resulting from the PWM, which is characterized by intense harmonic components at integer multiples of the switching frequency. However, in some circumstances, due to the correlation existing between the modulating signal and the quantizer error, the spectrum of the signal modulated with Î £ Î ”can be characterized by localized energy concentrations, thus generating often unwanted electromagnetic interference peaks. As already known in the literature, a solution to such a problem can be to use the dithering technique as indicated for example in Mucahit Kozak, Izzet Kale, â € œOversampled Delta-Sigma Modulator â € œ, Kluwer Academic Publishers.
L’utilizzo del dithering purtroppo produce una riduzione dell’SNR del segnale modulato e quindi una riduzione del ENOB, il quale potrà comunque essere portato al valore desiderato intervenendo sui parametri che caratterizzano il modulatore medesimo. Sebbene una ben progettata modulazione ΣΔ, eventualmente provvista di dithering, possa già essere direttamente applicata alla regolazione degli effetti di luce, cosi come viene fatto con il modulatore PWM, problematiche riguaranti il fastidioso effetto di sfarfallio o un eccessivo valore delle perdite di potenza dinamiche potrebbero limitarne il campo di applicazione. A tal proposito proponiamo di ridurre le problematiche appena accennate, utilizzando una nuova tecnica, di cui, tra le altre rivendicazioni, rivendichiamo qui l’invenzione, che chiamiamo modulazione ΣΔ a coefficiente di sovracampionamento dinamico. Unfortunately, the use of dithering produces a reduction of the SNR of the modulated signal and therefore a reduction of the ENOB, which can in any case be brought to the desired value by intervening on the parameters that characterize the modulator itself. Although a well designed Î £ Î "modulation, possibly provided with dithering, can already be directly applied to the regulation of the light effects, as is done with the PWM modulator, problems concerning the annoying effect of flickering or an excessive value of the losses of dynamic power could limit its field of application. In this regard we propose to reduce the problems just mentioned, using a new technique, of which, among other claims, we claim here the invention, which we call Î £ Î ”modulation with dynamic oversampling coefficient.
Lo scopo à ̈ quello di ottenere la luminosità e/o il colore desiderati con la precisione voluta, mantenendo la frequenza di commutazione della sorgente luminosa entro un range determinato. Infatti la frequenza di commutazione di un controllore della sorgente luminosa, realizzato con un modulatore ΣΔ, dipenderebbe dalla luminosità desiderata. Mediante il controllo proposto à ̈ invece possibile mantenere tale frequenza al di sotto di una frequenza massima di commutazione, allo scopo di evitare di perdere l’efficienza energetica del dispositivo che peggiora aumentando la frequenza di commutazione, e al di sopra di una frequenza minima di commutazione, allo scopo di evitare lo sfarfallio della sorgente luminosa, fastidioso all’occhio umano per frequenze di commutazione inferiori a 60 Hz. The aim is to obtain the desired brightness and / or color with the desired accuracy, keeping the switching frequency of the light source within a determined range. In fact, the switching frequency of a light source controller, made with a Î £ Î ”modulator, would depend on the desired brightness. By means of the proposed control it is instead possible to keep this frequency below a maximum switching frequency, in order to avoid losing the energy efficiency of the device, which worsens by increasing the switching frequency, and above a minimum frequency. switching, in order to avoid the flickering of the light source, annoying to the human eye for switching frequencies below 60 Hz.
Senza perdere di generalità , il progetto di esempio verrà proposto per un sistema compatibile con Io standard di comunicazione DMX-512 il cui refresh-rate à ̈ di 44 Hz per una risoluzione di 8 bit, a cui possono essere aggiunti sensori per il controllo automatico del dispositivo, e/o una interfaccia utente per il suo controllo manuale. Without losing generality, the example project will be proposed for a system compatible with the DMX-512 communication standard whose refresh-rate is 44 Hz for a resolution of 8 bits, to which sensors for automatic control can be added. of the device, and / or a user interface for its manual control.
3 Descrizione dettagliata 3 Detailed description
In figura 1 à ̈ rappresentato lo schema a blocchi del sistema di regolazione proposto, composto da una interfaccia di rete (NI), un processore digitale che implementa il controllo, un alimentatore (PS) a stadi indipendenti controllato in corrente (CC), un generatore di segnali di sincronismo (LO), e dalle sorgenti luminose allo stato solido in eventuali colori differenti (STR). In serie ad ognuna di queste stringhe à ̈ stato inserito un interruttore (M), mediante il quale, attraverso un opportuno circuito di pilotaggio (DR), si può modulare, in maniera indipendente, l’intensità media della corrente che fluisce su ognuna delle stringhe. In particolare, quando un’uscita del controllore à ̈ a livello alto, il relativo interruttore verrà portato in stato di conduzione (O N) . In tale circostanza, sulla stringa coinvolta verrà fatta circolare una opportuna corrente, il cui valore verrà controllato dallo stadio di alimentazione e fissato al valore di specifica. Quando un’uscita del controllore à ̈ a livello basso, il relativo interruttore verrà portato in stato di interdizione (OFF), cosicché sulla stringa coinvolta non verrà fatta circolare alcuna corrente. Figure 1 shows the block diagram of the proposed regulation system, consisting of a network interface (NI), a digital processor that implements the control, a power supply (PS) with independent current-controlled stages (DC), a generator of synchronism signals (LO), and from solid-state light sources in any different colors (STR). A switch (M) has been inserted in series with each of these strings, through which, through an appropriate driving circuit (DR), the average intensity of the current flowing on each can be modulated independently. strings. In particular, when an output of the controller is at high level, the relative switch will be brought into the conduction state (O N). In this circumstance, an appropriate current will be circulated on the string involved, the value of which will be controlled by the power supply stage and fixed at the specified value. When a controller output is low, the relative switch will be turned OFF, so that no current will be circulated on the string involved.
L’interfaccia di rete (NI), ha lo scopo di convertire i livelli di tensione del livello fisico RS-485 tipico del DMX-512 con i livelli compatibili al processore. The network interface (NI), has the purpose of converting the voltage levels of the physical layer RS-485 typical of DMX-512 with the levels compatible with the processor.
Il segnale così convertito à ̈ elaborato dal processore digitale. Una macchina a stati (FSM) avrà il compito di interpretare l’informazione di ingresso, pilotare il convertitore serie parallelo (S2P) e memorizzare l’informazione sul contributo luminoso di ogni singolo colore sul registro opportuno (REG). Le tabelle delle associazioni (LUT) configurano il rispettivo multiplexer (MUX) al fine di portare al modulatore ΣΔ la frequenza di clock (CLK) corrispondente all’intensità luminosa desiderata memorizzata nel registro. Il blocco MOD à ̈ un modulatore ΣΔ con o senza dithering, i cui ingressi sono l’intensità luminosa desiderata e la frequenza di clock dinamica. The converted signal is processed by the digital processor. A state machine (FSM) will have the task of interpreting the input information, driving the parallel series converter (S2P) and storing the information on the luminous contribution of each single color on the appropriate register (REG). The association tables (LUT) configure the respective multiplexer (MUX) in order to bring to the modulator Î £ Î ”the clock frequency (CLK) corresponding to the desired light intensity stored in the register. The MOD block is a Î £ Î ”modulator with or without dithering, whose inputs are the desired light intensity and the dynamic clock frequency.
L’uscita del modulatore ΣΔ pilota il driver dei LED. The modulator output Î £ Î ”drives the LED driver.
La scelta dell’ordine del modulatore ΣΔ e della sua frequenza di clock minima devono essere fatte in modo da realizzare una precisione sul segnale di uscita pari a quella richiesta dalle specifiche. Così come riportato in P. M. Aziz, H. V. Sorensen, and J. Van der Spiegel, “An overview of Sigma-Delta converters,†Signal Processing Magazine, IEEE, pp. 61-84, Jan. 1996, l’uscita del modulatore ΣΔ à ̈ un segnale pseudocasuale la cui precisione, indicata in termini di rapporto segnale rumore à ̈: The choice of the order of the modulator Î £ Î ”and its minimum clock frequency must be made in such a way as to achieve a precision on the output signal equal to that required by the specifications. As reported in P. M. Aziz, H. V. Sorensen, and J. Van der Spiegel, â € œAn overview of Sigma-Delta converters, â € Signal Processing Magazine, IEEE, pp. 61-84, Jan. 1996, the modulator output Î £ Î "is a pseudorandom signal whose precision, indicated in terms of signal to noise ratio is:
SNR ΕΛ = 10 log - 10 log 10(2L 1) log (Jj-'j (2) SNR Î • Î ›= 10 log - 10 log 10 (2L 1) log (Jj-'j (2)
dove e sono rispettivamente la potenza del segnale di ingresso e quella del rumore di quantizzazione, mentre L rappresenta l’ordine del modulatore. Nel caso di un modulatore a singolo bit, assumendo il segnale di ingresso essere una sinusoide con ampiezza massima e tale per cui il dispositivo non vada in sovraccarico l’equazione 2 può essere riscritta come: where and are respectively the power of the input signal and that of the quantization noise, while L represents the order of the modulator. In the case of a single-bit modulator, assuming the input signal to be a sinusoid with maximum amplitude and such that the device does not overload, equation 2 can be rewritten as:
« 10 log(6) - 10 log<+ 10>(<2L>!)<lo>S (OSR) (3) "10 log (6) - 10 log <+ 10> (<2L>!) <lo> S (OSR) (3)
Nel caso di una modulazione ΣΔ a singolo bit con dithering, l’equazione 2 può essere riscritta come: In the case of a single-bit modulation Î £ Î "with dithering, equation 2 can be rewritten as:
SNREA,« IO log(6) - IO log 0(2 L 1) log (OSR) - SNRD(4) SNREA, "IO log (6) - IO log 0 (2 L 1) log (OSR) - SNRD (4)
\ i—2L lJ ì 1 \ iâ € ”2L lJ ì 1
dove con SNRDà ̈ stata indicata la riduzione del SNR dovuto all’uso del dithering medesimo. Dovendo realizzare una precisione effettiva ENOB di 8 bit ( SNR ^ 50 dB) , la frequenza di clock con cui à ̈ necessario controllare ogni modulatore ΣΔ non deve essere inferiore al valore di: where SNRD indicates the reduction of the SNR due to the use of the dithering itself. Having to achieve an effective ENOB precision of 8 bits (SNR ^ 50 dB), the clock frequency with which it is necessary to control each modulator Î £ Î "must not be less than the value of:
2 L 2 L
OSR > 10^ 3⁄4 . (-!?- = 10 IO C2ÃŒ-+1) ( OSR> 10 ^ 3⁄4. (-!? - = 10 IO C2ÃŒ- + 1) (
\6(2L 1) (5) \ 6 (2L 1) (5)
\6(2L 1),\ 6 (2L 1),
D’altro canto, cosi come già riportato in S. Orcioni, R. D. d’Aparo, and M. Conti, “A switching mode power supply with digitai pulse density modulation control,†in (ECCTD07), Seville, Spain, Sep. 2007, pp. 862-865, un legame intercorre tra la frequenza media di commutazione del segnale modulato e l’ampiezza di quello modulante. Tale relazione à ̈ stata indicata nella seguente formula On the other hand, as already reported in S. Orcioni, R. D. dâ € ™ Aparo, and M. Conti, â € œA switching mode power supply with digitai pulse density modulation control, â € in (ECCTD07), Seville, Spain , Sep. 2007, pp. 862-865, a link exists between the average switching frequency of the modulated signal and the amplitude of the modulating one. This relationship has been indicated in the following formula
D<â– >FdkD < 1/2 D <â–> FdkD <1/2
Fc(6) (1 — D)<â– >FdkD > 1/2 Fc (6) (1 â € ”D) <â–> FdkD> 1/2
dove con D à ̈ indicata l’ampiezza normalizzata del segnale che codifica l’intensità luminosa. In figura 2 viene riportato l’andamento della frequenza media di commutazione al variare di D. L’andamento di Fc à ̈ simmetrico rispetto a D = 0.5. Se venisse usata una singola frequenza di clock, indipendentemente dal valore del segnale modulante, così come viene normalmente fatto, si potrebbero generare valori troppo elevati della frequenza di commutazione (Fc > FMAX) quando D à ̈ prossima a metà del range dinamico. Una frequenza di commutazione elevata potrebbe provocare un incremento dell’energia termica dissipata dal regolatore. Per contro, quando D assume i valori più periferici del suo range dinamico, frequenze basse di controllo dei LED potrebbero dare origine al fenomeno dello sfarfallio (Fc < FMIN) fastidioso all’occhio umano. where D indicates the normalized amplitude of the signal that encodes the luminous intensity. Figure 2 shows the trend of the average switching frequency as D varies. The trend of Fc is symmetrical with respect to D = 0.5. If a single clock frequency were used, regardless of the value of the modulating signal, as is normally done, too high values of the switching frequency (Fc> FMAX) could be generated when D is close to half of the dynamic range. A high switching frequency could cause an increase in the thermal energy dissipated by the regulator. On the other hand, when D assumes the most peripheral values of its dynamic range, low control frequencies of the LEDs could give rise to the flickering phenomenon (Fc <FMIN) annoying to the human eye.
È per tal motivo che nel dispositivo proposto in questa invenzione, per mantenere la frequenza media di commutazione entro i limiti desiderati, viene realizzata una variazione dinamica dell’OSR e quindi della frequenza di clock del modulatore ΣΔ. It is for this reason that in the device proposed in this invention, in order to keep the average switching frequency within the desired limits, a dynamic variation of the OSR and therefore of the clock frequency of the modulator Î £ Î "is realized.
Come caso esemplificativo, à ̈ stato scelto di confinare la frequenza media di commutazione dentro l’intervallo (400-1600) Hz. La strada scelta per trovare la prima frequenza di clock, à ̈ quella di fissare la massima frequenza permessa quando D à ̈ al centro della dinamica. Imponendo, quindi Fc = 1600 Hz per D = 127/255 nel l’equazione 6 otteniamo circa Fdki= 3.2 kHz. Questo valore deve inoltre essere compatibile con il vincolo espresso nella disequazione 5. Questo valore di clock, permette di avere un segnale di controllo che rispetta la specifica nell’intervallo 32/255 <= D <= 127/255 e per simmetria 128/255 <= D <= 223/255. In corrispondenza di D = 31/255 (e per specularità in D = 224/255) si calcola il valore della frequenza di clock in modo da avere ancora una volta una frequenza media di commutazione entro specifica. As an example, it has been chosen to confine the average switching frequency within the range (400-1600) Hz. The way chosen to find the first clock frequency is to fix the maximum allowed frequency when D à ̈ at the heart of the dynamics. By imposing, therefore, Fc = 1600 Hz for D = 127/255 in equation 6 we obtain approximately Fdki = 3.2 kHz. This value must also be compatible with the constraint expressed in inequality 5. This clock value allows to have a control signal that respects the specification in the range 32/255 <= D <= 127/255 and for symmetry 128 / 255 <= D <= 223/255. In correspondence of D = 31/255 (and by specularity in D = 224/255) the value of the clock frequency is calculated in order to have once again an average switching frequency within specification.
Ampliando il calcolo precedente a tutto l’intervallo di valori di ingresso, il risultato può così essere riassunto: By extending the previous calculation to the entire range of input values, the result can be summarized as follows:
- Fdk= 3.2kHz per 32/255 < D < 223/255 - Fdk = 3.2kHz for 32/255 <D <223/255
- Fdk= 12.8kHz per 8/255 < D < 31/255 e 224/255 < D < 247/255 - Fdk = 12.8kHz for 8/255 <D <31/255 and 224/255 <D <247/255
- Felle= 51.2kHz per 2/255 < D < 7/255 e 248/255 < D < 253/255 - Felle = 51.2kHz for 2/255 <D <7/255 and 248/255 <D <253/255
- Fdk= 102.4kHz per D = 1/255 e D = 254/255 - Fdk = 102.4kHz for D = 1/255 and D = 254/255
- uscita del controller sempre a 0 per D = 0/255, sempre a 1 per D = 255/255. - controller output always 0 for D = 0/255, always 1 for D = 255/255.
In Figura 3 viene mostata la frequenza media di commutazione in funzione dell’ampiezza del segnale di ingresso, per i differenti valori di frequenza di clock. Nella stessa figura à ̈ riportata la frequenza media di commutazione, modificando dinamicamente il coefficiente di sovracampionamento (DOSR). In Figura 4 é proposto lo stesso dispositivo di Figura 1, questa volta provvisto di sensoristica ed interfaccia utente per la regolazione automatica e manuale del colore e/o della luminosità della sorgente luminosa. Esattamente come nel caso sopra descritto, fissate le caratteristiche dei segnali agenti sui sensori, à ̈ possibile stabilire la frequenza di Nyquist per 1’ ADC, e la frequenza di clock minima, compatibilmente con la disequazione 5. Tenendo conto della relazione 6, à ̈ possibile definire le LUT ed i valori di Fdk·, in modo da avere un segnale di controllo secondo specifica. Figure 3 shows the average switching frequency as a function of the amplitude of the input signal, for the different clock frequency values. The same figure shows the average switching frequency, dynamically modifying the oversampling coefficient (DOSR). In Figure 4 the same device of Figure 1 is proposed, this time equipped with sensors and user interface for automatic and manual adjustment of the color and / or brightness of the light source. Exactly as in the case described above, once the characteristics of the signals acting on the sensors have been fixed, it is possible to establish the Nyquist frequency for 1â € ™ ADC, and the minimum clock frequency, compatibly with the inequality 5. Taking into account the relation 6, à It is possible to define the LUTs and the Fdk values, in order to have a control signal according to specification.
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| EP2015285A2 (en) * | 2007-07-12 | 2009-01-14 | Semtech Neuch Tel SA | Method and device for controlling the backlighting of a flat screen |
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-
2009
- 2009-11-10 IT ITAN2009A000086A patent/IT1396843B1/en active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20090001905A1 (en) * | 2007-06-29 | 2009-01-01 | Cypress Semiconductor Corporation | Delta-sigma signal density modulation for optical transducer control |
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