IT201900016058A1

IT201900016058A1 - Automatic gain control system and method for active radar calibrators

Info

Publication number: IT201900016058A1
Application number: IT102019000016058A
Authority: IT
Inventors: Ivan Matraxia; Stefano Perticaroli
Original assignee: Stefano Perticaroli; Ivan Matraxia
Priority date: 2019-09-11
Filing date: 2019-09-11
Publication date: 2021-03-11

Description

Descrizione dell’invenzione industriale intitolata: Description of the industrial invention entitled:

“Sistema e metodo di controllo automatico del guadagno per calibratori radar attivi” "System and method of automatic gain control for active radar calibrators"

Campo di applicazione Field of application

L’invenzione proposta fa riferimento ad un sistema innovativo di controllo automatico del guadagno (1) (Automatic Gain Control, AGC) per calibratori radar attivi (Active Radar Calibrator, ARC), come illustrato in FIG. 1 TAV. 1. Per ARC si intende un dispositivo a radiofrequenza (RF) che ha un’antenna ricevente (2), un’antenna trasmittente (3) ed una RF-Unit (4), che fornisce un guadagno ed un ritardo il più accurati possibile. Ci sono anche ARC che hanno un’unica antenna bidirezionale usata sia in ricezione che in trasmissione tramite l’opportuno utilizzo di un circolatore ed un elemento di ritardo, sebbene l’invenzione in questione si riferisca solo alle architetture con due antenne distinte. The proposed invention refers to an innovative automatic gain control system (1) (Automatic Gain Control, AGC) for active radar calibrators (ARC), as illustrated in FIG. 1 TAB. 1. ARC means a radio frequency (RF) device that has a receiving antenna (2), a transmitting antenna (3) and an RF-Unit (4), which provides the most accurate gain and delay possible. . There are also ARCs that have a single bidirectional antenna used both in reception and in transmission through the appropriate use of a circulator and a delay element, although the invention in question refers only to architectures with two distinct antennas.

Background dell’invenzione Background of the invention

I calibratori radar attivi sono dispositivi che fungono da bersagli attivi rispetto ad un sistema radar, ed esibiscono a tale radar, una radar cross section (RCS) stabile e riproducibile. Gli ARC sono utilizzati in particolare per radar ad aperturura sintetica (SAR), solitamente installati su aeromobili o satelliti per scopi di osservazione della terra [Rif. 1-4]. I sistemi SAR permettono di ottenere immagini ad alta risoluzione tramite segnali a radiofrequenza, i quali sono tipicamente compresi tra le bande di frequenza C e Ku. Active radar calibrators are devices that act as active targets with respect to a radar system, and exhibit a stable and reproducible radar cross section (RCS) to that radar. ARCs are used in particular for Synthetic Aperture Radar (SAR), usually installed on aircraft or satellites for earth observation purposes [Ref. 1-4]. SAR systems allow high resolution images to be obtained using radio frequency signals, which are typically included between the C and Ku frequency bands.

In contrasto ai calibratori radar attivi (ARC), esistono i target passivi (PT), che consistono semplicemente di un riflettore passivo opportunamente dimensionato. Ci sono molti problemi legati all’utilizzo di target passivi. Prima di tutto, come suggerito dal loro nome, sono passivi e quindi non forniscono un guadagno sul segnale che riflettono. Di conseguenza il segnale riflesso è soggetto ad essere compromesso dal rumore o riflessioni dell’ambiente circostante, quindi potrebbe non essere garantito un rapporto segnale-rumore adeguato. Come problema secondario i target passivi richiedono tolleranze molto severe per essere realizzati e la dilatazione termica può ulteriormente pregiudicare la riproducibilità delle misure. Infine i target passivi hanno spesso dimensioni e peso notevoli, quindi il loro trasporto e installazione in zone remote può diventare complicata. In contrast to active radar calibrators (ARCs), passive targets (PTs) exist, which simply consist of an appropriately sized passive reflector. There are many problems related to the use of passive targets. First of all, as their name suggests, they are passive and therefore do not provide a gain on the signal they reflect. Consequently, the reflected signal is subject to being compromised by noise or reflections from the surrounding environment, so an adequate signal-to-noise ratio may not be guaranteed. As a secondary problem, passive targets require very strict tolerances to be made and thermal expansion can further impair the reproducibility of measurements. Finally, passive targets often have considerable dimensions and weight, so their transport and installation in remote areas can become complicated.

Da qui la necessità di utilizzare target attivi al posto di target passivi, al fine di superare i summenzionati problemi di rapporto segnale-rumore, riproducibilità ed ingombro. Inoltre, la tendenza attuale sui calibratori radar attivi è, oltre ad incrementare le loro prestazioni, di ridurre il loro costo, dimesioni, e consumo di potenza. Tutto questo per migliorare la loro utilizzabilità, interesse e diffusione sul mercato internazionale. Hence the need to use active targets instead of passive targets, in order to overcome the aforementioned problems of signal-to-noise ratio, reproducibility and size. Furthermore, the current trend on active radar calibrators is, in addition to increasing their performance, to reduce their cost, size, and power consumption. All this to improve their usability, interest and diffusion on the international market.

Una parte importante di questi calibratori radar attivi è il sistema di AGC (1), che è necessario per stabilizzare il guadagno della ARC RF-Unit (4) utilizzando un riferimento interno di attenuazione molto stabile. Il guadagno della ARC RF-Unit (4) può essere alterato da diversi fattori come variazioni di temperatura, invecchiamento o degradazione di componenti che la costituiscono. Le variazioni di temperatura possono essere contenute termostatando l’ARC o le parti più sensibili di esso. Qualunque tipologia di variazione del guadagno è altamente deleteria visto che si traduce nell’avere un riferimento radar instabile e quindi non più utilizzabile come tale. Da qui la necessità di utilizzare sistemi di AGC (1) [Rif. 5]. An important part of these active radar calibrators is the AGC system (1), which is needed to stabilize the gain of the ARC RF-Unit (4) using a very stable internal attenuation reference. The gain of the ARC RF-Unit (4) can be altered by various factors such as temperature variations, aging or degradation of its constituent components. Temperature variations can be contained by thermostating the ARC or the most sensitive parts of it. Any type of gain variation is highly deleterious since it results in having an unstable radar reference and therefore no longer usable as such. Hence the need to use AGC systems (1) [Ref. 5].

Il sistema AGC (1) proposto, oggetto chiave di questa invenzione, ha la caratteristica, rispetto ad altre architetture pre-esistenti, di essere più compatto, semplice ed economico [Rif. 6]. Per questa ragione il sistema AGC (1) in questione può essere una valida alternativa per le successive generazioni di calibratori radar attivi [Rif. 7-8]. Tutti i benefici di questo nuovo sistema di AGC (1) saranno evidenziati nella descrizione che avverrà nel seguito. The proposed AGC system (1), the key object of this invention, has the characteristic, compared to other pre-existing architectures, of being more compact, simple and economical [Ref. 6]. For this reason the AGC system (1) in question can be a valid alternative for subsequent generations of active radar calibrators [Ref. 7-8]. All the benefits of this new AGC system (1) will be highlighted in the description that will follow.

Descrizione dell’invenzione Description of the invention

Il qui proposto sistema di controllo automatico del guadagno (AGC) oggeto dell’invezione è mostrato in FIG. 1 TAV 1. Tale sistema è impiegato nel controllo e stabilizzazione del guadagno di un calibratore radar attivo (ARC) ed è in particolare interposto tra la ARC RF-Unit (4) e le sue due antenne, una per la ricezione (2) ed una per la trasmissione (3). L’unità ARC RF-Unit (4) è generalmente composta da amplificatori a basso rumore, amplificatori ad alto guadagno, filtri passa-banda, isolatori, attenuatori ed eventualmente un elemento di ritardo. In questa invenzione l’unità ARC RF-Unit (4) deve includere un attenuatore variabile (14) controllabile mediante un segnale di ingresso di tipo analogico o digitale. The proposed automatic gain control system (AGC) object of the invention is shown in FIG. 1 TAV 1. This system is used in the control and stabilization of the gain of an active radar calibrator (ARC) and is in particular interposed between the ARC RF-Unit (4) and its two antennas, one for reception (2) and one for transmission (3). The ARC RF-Unit (4) is generally composed of low-noise amplifiers, high-gain amplifiers, band-pass filters, isolators, attenuators and possibly a delay element. In this invention, the ARC RF-Unit (4) must include a variable attenuator (14) controllable by an analog or digital input signal.

Il sistema AGC (1) è composto da: due switch Single-Pole-Dual-Throw (SPDT) (5, 6), un attenuatore (7), un accoppiatore direzionale (8), un combinatore (9), un oscillatore locale (10) per iniettare impulsi, un rilevatore di potenza (11) per misurare la potenza di tali impulsi, un controller digitale (12), un convertitore analogico-digitale (13) e il già menzionato attenuatore variabile (14). Nell’invenzione proposta gli switch SPDT (5, 6) devono avere: un segnale di ingresso digitale che permette di selezionare la porta A o la porta B, un segnale di abilitazione che permette di isolare sia la porta A che la porta B. Il primo switch SPDT (5) è utilizzato per: iniettare un inpulso nel “percorso controllato” (16) quando è selezionata la porta A, iniettare un impulso nel “percorso diretto” quando è selezionata la porta B, isolare l’oscillatore quando lo switch non è abilitato. The AGC system (1) consists of: two Single-Pole-Dual-Throw (SPDT) switches (5, 6), an attenuator (7), a directional coupler (8), a combiner (9), a local oscillator (10) to inject pulses, a power detector (11) to measure the power of these pulses, a digital controller (12), an analog-to-digital converter (13) and the aforementioned variable attenuator (14). In the proposed invention the SPDT switches (5, 6) must have: a digital input signal which allows to select port A or port B, an enabling signal which allows to isolate both port A and port B. first SPDT switch (5) is used to: inject a pulse in the "controlled path" (16) when port A is selected, inject a pulse in the "direct path" when port B is selected, isolate the oscillator when the switch is not enabled.

L’architettura è controllata con una sequenza temporale periodica ed ogni periodo è chiamato ciclo di AGC. Ognuno di questi cicli è composto dai seguenti quattro intervalli (T1, T2, T3, T4) come descritto in FIG. 2 TAV. 2 corrispondenti rispettivamente a quattro differenti azioni sul primo switch SPDT (5): nel periodo T1 lo switch (5) è commutato sulla porta B, nel periodo T2 lo switch (5) è disabilitato (stato isolato), nel periodo T3 lo switch (5) è commutato sulla porta A, nel periodo T4 lo switch (5) è disabilitato (stato isolato). Durante ogni ciclo di AGC, il secondo switch SPDT (6) è sempre commutato sulla porta A. Mediante il sopramenzionato ciclo di AGC, descritto in TAV. 2 FIG. 2, il primo switch SPDT (5) genera due impulsi tramite l’oscillatore locale (10) in due differenti percorsi. L’impulso generato nell’intervallo temporale T1 è instradato nel percorso diretto (15), mentre l’impulso generato nell’intervallo temporale T3 è instradato nel percorso controllato (16). Questi due impulsi sono misurati, nello specifico valutati in termini di potenza, mediante il rilevatore di potenza (11), campionati dal convertitore analogico-digitale (13) ad esso connesso, per poi essere letti dal controller digitale (12). The architecture is controlled with a periodic time sequence and each period is called the AGC cycle. Each of these cycles is composed of the following four intervals (T1, T2, T3, T4) as described in FIG. 2 TAB. 2 corresponding respectively to four different actions on the first SPDT switch (5): in period T1 the switch (5) is switched to port B, in period T2 the switch (5) is disabled (isolated state), in period T3 the switch ( 5) is switched on port A, in the period T4 the switch (5) is disabled (isolated state). During each AGC cycle, the second SPDT switch (6) is always switched to port A. By means of the aforementioned AGC cycle, described in TAV. 2 FIG. 2, the first SPDT switch (5) generates two pulses through the local oscillator (10) in two different paths. The impulse generated in the time interval T1 is routed in the direct path (15), while the impulse generated in the time interval T3 is routed in the controlled path (16). These two pulses are measured, specifically evaluated in terms of power, by means of the power detector (11), sampled by the analog-digital converter (13) connected to it, and then read by the digital controller (12).

Nel percorso diretto (15) l’impulso dell’oscillatore locale (10) è instradato direttamente al rivelatore di potenza (11) attraverso il combinatore (9). Nel percorso controllato (16) l’attenuatore (7) e l’accoppiatore direzionale (8) svolgono la funzione di iniettare l’impulso dell’oscillatore locale (10) nell’ARC RF-Unit (4), che poi ritorna al sistema AGC (1) ed è rediretto al rivelatore di potenza (11) attraverso il combinatore (9). In un caso ideale in cui il combinatore (9) sia perfettamente bilanciato e gli switch SPDT (5, 6) non prensentino perdite di inserzione, rispetto all'impulso del percorso diretto (15), si osserva che l'impulso del percorso controllato (16) è attenuato del valore di attenuazione dell’attenuatore (7) e del valore di accoppiamento dell’accoppiatore direzionale (8), poi amplificato del valore di guadagno dell’ARC RF-Unit (4). Il controller digitale (12) forza a zero la differenza in termini di potenza tra questi percorsi (15, 16) agendo sull’attenuatore variabile (14). Tramite questa azione il guadagno della RF-Unit (4) è forzato ad assumere il valore della somma del valore di attenuazione dell’attenuatore (7) più il valore di accoppiamento dell’accoppiatore direzionale (8), che nell’insieme agiscono come un riferimento interno di attenuazione. A titolo di esempio e non limitativo, se si rende necessario controllare il guadagno dell’ARC RF-Unit (4) tale che sia pari a 50 dB, la somma dei valori di attenuazione dell’attenuatore (7) e accoppiamento dell’accoppiatore direzionale (8) deve essere pari a 50 dB. In the direct path (15) the local oscillator pulse (10) is routed directly to the power detector (11) through the combiner (9). In the controlled path (16) the attenuator (7) and the directional coupler (8) perform the function of injecting the impulse of the local oscillator (10) into the ARC RF-Unit (4), which then returns to the system AGC (1) and is redirected to the power detector (11) through the combiner (9). In an ideal case in which the combiner (9) is perfectly balanced and the SPDT switches (5, 6) do not show insertion losses, with respect to the impulse of the direct path (15), it is observed that the impulse of the controlled path ( 16) is attenuated by the attenuation value of the attenuator (7) and the coupling value of the directional coupler (8), then amplified by the gain value of the ARC RF-Unit (4). The digital controller (12) forces the difference in power between these paths (15, 16) to zero by acting on the variable attenuator (14). Through this action the gain of the RF-Unit (4) is forced to assume the value of the sum of the attenuation value of the attenuator (7) plus the coupling value of the directional coupler (8), which together act as a internal attenuation reference. By way of non-limiting example, if it is necessary to control the gain of the ARC RF-Unit (4) such that it is equal to 50 dB, the sum of the attenuation values of the attenuator (7) and coupling of the directional coupler (8) must be equal to 50 dB.

Al termine di ogni ciclo AGC il controller digitale (12) computa la differenza in termini i potenza, chiamata DP, tra la potenza del percorso diretto (16) e il percorso controllato (15). Basandosi proprio sul valore DP, il controller digitale (12) agisce aggiornando il valore di attenuazione dell’attenuatore variabile (14). Se il valore DP è minore di zero il valore di attenuazione è incrementato, se il valore DP è maggiore di zero il valore di attenuazione è decrementato, se il valore DP è uguale a zero il valore di attenuazione è lasciato inalterato. All’interno di un ciclo AGC c’è la possibilità per il controller digitale (12) di acquisire differenti campioni degli impulsi nei due percorsi (15, 16) dal convertitore analogicodigitale (13) per poi eseguire un computo del valore medio di tali campioni. Inoltre c’è la possibilità da parte del controller digitale (12) di mediare i risultati di differenti cicli di AGC prima di effettuare un cambio del valore di attenuazione dell’attenuatore variabile (14). A titolo di esempio e non limitativo, il controller digitale (12) può compiere 64 acquisizioni di campioni del livello di potenza e mediare i risultati dei percorsi comparati (15, 16) per ogni ciclo AGC, mediando successivamente i risultati dei consucutivi 64 cicli di AGC. At the end of each AGC cycle the digital controller (12) computes the difference in terms of power, called DP, between the power of the direct path (16) and the controlled path (15). Based on the DP value, the digital controller (12) acts by updating the attenuation value of the variable attenuator (14). If the DP value is less than zero the attenuation value is increased, if the DP value is greater than zero the attenuation value is decreased, if the DP value is equal to zero the attenuation value is left unchanged. Within an AGC cycle there is the possibility for the digital controller (12) to acquire different samples of the pulses in the two paths (15, 16) from the analog-to-digital converter (13) and then perform a computation of the average value of these samples. . Furthermore, there is the possibility for the digital controller (12) to mediate the results of different AGC cycles before making a change in the attenuation value of the variable attenuator (14). By way of non-limiting example, the digital controller (12) can perform 64 acquisitions of power level samples and average the results of the compared paths (15, 16) for each AGC cycle, subsequently averaging the results of the subsequent 64 cycles of AGC.

Entrambi i percorsi (15, 16) condividono il combinatore (9) il quale, nel caso ideale, ha lo stesso valore di attenuazione di 3 dB per entrambe le porte di ingresso. Nel reale contesto applicativo i combinatori presentano il problema di cattivo isolamento tra le due porte di ingresso, tipicamente nell’ordine di 15-20 dB. Nel sistema AGC (1) proposto tale problematica è superata posizionando il combinatore (9) tra due switch SPDT (5,6) che solitamente presentano un isolamento migliore di 50-60 dB quando disabilitati. Both paths (15, 16) share the combiner (9) which, in the ideal case, has the same 3 dB attenuation value for both input ports. In the real application context, combiners present the problem of poor insulation between the two input ports, typically in the order of 15-20 dB. In the proposed AGC system (1) this problem is overcome by positioning the combiner (9) between two SPDT switches (5,6) which usually have better insulation than 50-60 dB when disabled.

Nel caso ideale e per lo scopo dell’AGC, l’attenuatore (7) non è necessario dato che il solo accoppiatore direzionale (8) permette di ridirigere in maniera pesata entrambi i segnali provenienti rispettivamente dall’antenna ricevente (2) e dall’oscillatore locale (10). Comunque nel reale contesto applicativo emergono due necessità: In the ideal case and for the purpose of the AGC, the attenuator (7) is not necessary since only the directional coupler (8) allows to redirect in a weighted way both the signals coming respectively from the receiving antenna (2) and from the local oscillator (10). However, in the real application context two needs emerge:

1) ridurre il livello di potenza emessa dall’oscillatore (10) fino a che tale livello raggiunga approssimativamente lo stesso livello di potenza del segnale atteso proveniente dall’antenna ricevente (2) facendo uso di un appropriato valore di accoppiamento dell'accoppiatore direzionale (8); 1) reduce the power level emitted by the oscillator (10) until this level reaches approximately the same power level as the expected signal coming from the receiving antenna (2) using an appropriate coupling value of the directional coupler ( 8);

2) evitare che tali impulsi dell’oscillatore locale (10) vengano emessi dall’antenna ricevente (2) facendo uso di un adeguato valore di isolamento di detto accoppiatore direzionale (8). 2) prevent these local oscillator pulses (10) from being emitted by the receiving antenna (2) by making use of an adequate insulation value of said directional coupler (8).

Tipicamente gli accoppiatori direzionali presentano un massimo di 30 dB di accoppiamento e 40 dB di isolamento. Nel sopramenzionato esempio di AGC installato in una RF-Unit con 50 dB di guadagno, il solo accoppiatore direzionale (8) non può essere utilizzato come riferimento interno a causa dei suoi limiti tecnologici. Quindi la soluzione consiste nel far precedere l’accoppiatore direzionale (8) da un attenuatore (7) tale che preventivamente riduca la potenza degli impulsi iniettati dall’oscillatore locale (10). Typically directional couplers have a maximum of 30 dB of coupling and 40 dB of isolation. In the aforementioned example of AGC installed in an RF-Unit with 50 dB of gain, the directional coupler alone (8) cannot be used as an internal reference due to its technological limitations. So the solution consists in having the directional coupler (8) preceded by an attenuator (7) such that it previously reduces the power of the pulses injected by the local oscillator (10).

Va aggiunte che il sistema AGC (1) proposto nella presente invenzione ha la particolarità di utilizzare un numero molto ridotto di componenti per eseguire un unsieme relativamente complesso di operazioni. Tutte le configurazioni operative posso essere selezionate utilizzando solamente due switch SPDT (5, 6) e nessun altro tipo di switch è richiesto all’interno dell’ARC RF-Unit per eseguire l’operazione di AGC. In aggiunta la maggior parte di questi componenti (5, 6, 7, 8, 9) sono relativamente economici soprattutto se realizzati come MMIC. In conclusione l’architettura proposta (1) oltre ad essere semplice, compatta ed economica, ha l’importante caratteristica di essere indipendete dal ritardo dell’ARC RF-Unit, anche nel caso in cui tale ritardo sia nullo. In FIG. 2 TAV. 2 sono illustrati tre possibili casi (case 1, case 2, case 3). Nel primo caso (case 1) il ritardo è nullo e il rivelatore di potenza (11) riceve istantaneamente l’impulso del percorso controllato (16) mediante la configurazione degli switch dell’intervallo T3 del ciclo di AGC. Nel secondo (case 2) e nel terzo caso (case 3) il ritardo è non nullo ed è rispettivamente minore o maggiore della durata dell’impulso nel percorso controllato (16). Il vincolo nei casi 2 e 3 (case 2, case 3) è determinato dal fatto che l’intervallo temporale T4 deve essere di durata sufficiente per evitare la sovrapposizione dell'impulso del percorso controllato (16) all’impulso del percorso diretto (15) del successivo ciclo di AGC. Un altro vincolo riguarda il fatto che in ognuno dei casi da 1 a 3 (case 1, case 2, case 3) il controller digitale (12) deve salvare i campioni del convertitore analogico-digitale (13) dal rivelatore di potenza (11) secondo il valore del ritardo dell'ARC RF-Unit (4). It should be added that the AGC system (1) proposed in the present invention has the particularity of using a very small number of components to perform a relatively complex set of operations. All operational configurations can be selected using only two SPDT switches (5, 6) and no other type of switch is required within the ARC RF-Unit to perform the AGC operation. In addition, most of these components (5, 6, 7, 8, 9) are relatively inexpensive especially when made as MMICs. In conclusion, the proposed architecture (1) in addition to being simple, compact and economical, has the important characteristic of being independent from the delay of the ARC RF-Unit, even if this delay is zero. In FIG. 2 TAB. 2 shows three possible cases (case 1, case 2, case 3). In the first case (case 1) the delay is zero and the power detector (11) instantly receives the pulse of the controlled path (16) by configuring the switches of the T3 interval of the AGC cycle. In the second (case 2) and in the third case (case 3) the delay is non-zero and is respectively less or greater than the duration of the impulse in the controlled path (16). The constraint in cases 2 and 3 (case 2, case 3) is determined by the fact that the time interval T4 must be of sufficient duration to avoid the superimposition of the impulse of the controlled path (16) to the impulse of the direct path (15 ) of the next AGC cycle. Another constraint concerns the fact that in each of the cases 1 to 3 (case 1, case 2, case 3) the digital controller (12) must save the analog-to-digital converter (13) samples from the power detector (11) according to the delay value of the ARC RF-Unit (4).

Il ciclo di AGC deve essere arrestato prima o immediatamente dopo che il calibratore radar attivo riceva un segnale esterno dall’antenna ricevente (2). L’interruzione del processo di AGC può essere eseguito in differenti modi: The AGC cycle must be stopped before or immediately after the active radar calibrator receives an external signal from the receiving antenna (2). The interruption of the AGC process can be performed in different ways:

ad intervalli di tempo programmati; at scheduled time intervals;

1) manualmente con un comando di controllo esterno; 1) manually with an external control command;

2) automaticamente quando un segnale esterno è rilevato da un rivelatore di potenza del calibratore radar attivo. 2) automatically when an external signal is detected by an active radar calibrator power detector.

L’ultima soluzione può essre implementata utilizzandpo sia il rivelatore di potenza (11) all’interno del sistema AGC (1), sia un rivelatore di potenza collocato nel blocco ARC RF-Unit (4). La migliore soluzione in questo caso è utilizzare un rivelatore di potenza logaritmico per ottenere una gamma relativamente grande di livelli di potenza rilevabili. L’interruzione del processo di AGC consiste nella configurazione del primo switch SPDT (5) in stato isolato e del secondo switch SPDT (6) nella porta B. Con questa’ultima configurazione l’oscillatore locale (10) è isolato, il segnale proveniente dall’antenna ricevente (2) passa attraverso l’RF-Unit (4) per essere amplificato, ritardato e infine uscire verso l’antenna trasmittente (3), mentre il sistema AGC (1) è completamente isolato dal percorso del segnale. In questa configurazione il calibratore radar attivo si comporta come tale ed il ciclo di AGC è temporaneamente sospeso. Il sistema AGC (1) proposto ha inoltre la capacità intrinseca di bloccare la ritrasmissione di segnali esterni provenienti dalla antenna ricevente (2) verso la antenna trasmittente (3) quando i cicli di AGC sono eseguiti, visto che il secondo switch SPDT (6) ha la porta A selezionata. Questa caratteristica permette all’ARC di ritrasmettere segnali esterni radar solo quando desiderato. The last solution can be implemented using both the power detector (11) within the AGC system (1), and a power detector located in the ARC RF-Unit block (4). The best solution in this case is to use a logarithmic power detector to obtain a relatively large range of detectable power levels. The interruption of the AGC process consists in the configuration of the first SPDT switch (5) in isolated state and of the second SPDT switch (6) in port B. With this last configuration the local oscillator (10) is isolated, the signal coming from the receiving antenna (2) it passes through the RF-Unit (4) to be amplified, delayed and finally out towards the transmitting antenna (3), while the AGC system (1) is completely isolated from the signal path. In this configuration the active radar calibrator behaves as such and the AGC cycle is temporarily suspended. The proposed AGC system (1) also has the intrinsic ability to block the retransmission of external signals from the receiving antenna (2) to the transmitting antenna (3) when the AGC cycles are performed, since the second SPDT switch (6) has port A selected. This feature allows the ARC to retransmit external radar signals only when desired.

Descrizione dettagliata di una possibile incarnazione Detailed description of a possible incarnation

Nel seguito sarà descritta una possibile incarnazione dell’invenzione proposta. In questa descrizione supponiamo per semplicità, senza perdere di generalità, che i componenti del sistema AGC (1) abbiano idealmente nessuna perdita di inserzione (insertion loss). A possible embodiment of the proposed invention will be described below. In this description we assume for simplicity, without losing generality, that the components of the AGC system (1) ideally have no insertion loss.

Supponiamo che a valle dell’antenna ricevente (2) il segnale radar ricevuto abbia una potenza di -60 dBm ed il guadagno desiderato della ARC RF-Unit (4) sia 60 dB, al fine di ritrasmettere il segnale radar verso l’antenna trasmittente (3) con una potenza di 0 dBm. In questa incarnazione il sistema AGC (1) deve fissare il guadagno della ARC RF-Unit (2) a 60 dB, e al fine di conseguire questo, il riferimento interno di attenuazione costituito dalla somma dell’attenuazione dell’attenuatore (7) più l’accoppiamento dell’accoppiatore direzionale (8), deve essere di 60 dB. Let's suppose that downstream of the receiving antenna (2) the received radar signal has a power of -60 dBm and the desired gain of the ARC RF-Unit (4) is 60 dB, in order to retransmit the radar signal towards the transmitting antenna. (3) with a power of 0 dBm. In this embodiment the AGC system (1) must set the gain of the ARC RF-Unit (2) at 60 dB, and in order to achieve this, the internal attenuation reference constituted by the sum of the attenuation of the attenuator (7) plus the coupling of the directional coupler (8), must be 60 dB.

Visto che per limiti tecnologici è difficile avere accoppiatori direzionali con accoppiamento superiore a 30 dB, allora per l’accoppiatore direzionale questa incarnazione fa uso di un accoppiamento di 30 dB, mentre il valore di attenuazione dell’attenuatore (7) deve essere di 30 dB per raggiungere la somma di 60 dB. Since due to technological limitations it is difficult to have directional couplers with coupling greater than 30 dB, then for the directional coupler this embodiment makes use of a coupling of 30 dB, while the attenuation value of the attenuator (7) must be 30 dB to reach the sum of 60 dB.

La potenza dell’oscillatore locale (10) deve essere scelta in modo da iniettare nella ARC RF-Unit (4) la stessa potenza attesa dal segnale radar esterno ricevuto tramite antenna ricevente (2). Quindi l’opportuno livello di potenza per l’oscillatore locale (10) è di 0 dBm, visto che prima della sua iniezione nell’ARC RF-Unit (4) sarà ridotto a -60 dBm. The power of the local oscillator (10) must be chosen in order to inject into the ARC RF-Unit (4) the same power expected from the external radar signal received via the receiving antenna (2). Therefore the appropriate power level for the local oscillator (10) is 0 dBm, since before its injection into the ARC RF-Unit (4) it will be reduced to -60 dBm.

Quando il guadagno della ARC RF-Unit (4) è stabilizzato tramite il sistema AGC (1), allora l’impulso di oscillatore locale (10) all’ingresso del combinatore (9) avrà la stessa potenza di 0 dBm sia per il percorso diretto (15) sia per il percorso controllato (16). Il combinatore attenua per 3 dB, quindi la potenza di picco tipica al rilevatore di potenza (11) sarà di -3 dBm. When the gain of the ARC RF-Unit (4) is stabilized by the AGC system (1), then the local oscillator pulse (10) at the input of the combiner (9) will have the same power of 0 dBm for both the path direct (15) and for the controlled path (16). The combiner attenuates by 3 dB, so the typical peak power at the power detector (11) will be -3 dBm.

Il convertitore analogico-digitale (13) dopo il rilevatore di potenza (11) genera campioni di potenza degli impulsi dell’oscillatore locale (10). Il convertitore analogico-digitale (13) deve avere una dinamica opportuna ed un opportuno filtro passa-basso anti-aliasing rispetto al segnale di output atteso dal rilevatore di potenza (11). In questo esempio di incarnazione il convertitore-analogico-digitale (13) ha un tasso di campionamento di 10 MSPS (milioni di campioni al secondo) ed una risoluzione di 16 bit. The analog-to-digital converter (13) after the power detector (11) generates power samples of the local oscillator pulses (10). The analog-digital converter (13) must have a suitable dynamics and a suitable low-pass anti-aliasing filter with respect to the output signal expected from the power detector (11). In this embodiment example the analog-to-digital converter (13) has a sampling rate of 10 MSPS (millions of samples per second) and a resolution of 16 bits.

Il ciclo di AGC, composto da quattro intervalli temporali (T1, T2, T3, T4) in questa incarnazione è dimensionato come riportato nel seguito. Gli intervalli temporali T1 e T3 hanno una durata di 7 microsecondi, e generano rispettivamente gli impulsi del percorso diretto (15) e controllato (16), Con il convertitore analogico-digitale (13) proposto, corrisponde ad avere 70 campioni per ciascun impulso. I primi ed ultimi 3 campioni di ogni impulso possono essere scartati visto che l’output del rilevatore di potenza (11) potrebbe non aver raggiunto il valore di regime. In questa incarnazione i campioni di potenza utili per entambi i percorsi sono 64 e si può eseguire la media di essi al fine di ottenere un valore di potenza complessivo per l’impulso del percorso diretto (15) e l’impulso del percorso controllato (16), per il ciclo di AGC corrente. Gli intervalli temporali T2 e T4, che corrispondono a pause tra impulsi di AGC, possono avere durate differenti. In particolare l’intervallo temporale T4 potrebbe essere più lungo dell’intervallo temporale T2, visto che T4 deve contenere il ritardo, se presente, della ARC RF-Unit (4). Una possibile soluzione è 93 microsecondi per T2 e 518 microsecondi per T4, al fine di ottenere una durata del ciclo di AGC di 625 microsecondi. The AGC cycle, consisting of four time intervals (T1, T2, T3, T4) in this incarnation is dimensioned as shown below. The time intervals T1 and T3 have a duration of 7 microseconds, and respectively generate the pulses of the direct (15) and controlled (16) path. With the proposed analog-digital converter (13), it corresponds to having 70 samples for each pulse. The first and last 3 samples of each pulse can be discarded since the output of the power detector (11) may not have reached the steady state value. In this embodiment, the power samples useful for both paths are 64 and can be averaged in order to obtain an overall power value for the forward path pulse (15) and the controlled path pulse (16 ), for the current AGC cycle. The time intervals T2 and T4, which correspond to pauses between AGC pulses, can have different durations. In particular, the time interval T4 could be longer than the time interval T2, since T4 must contain the delay, if present, of the ARC RF-Unit (4). One possible solution is 93 microseconds for T2 and 518 microseconds for T4, in order to achieve an AGC cycle time of 625 microseconds.

Come discusso nella descrizione della invezione, il risultato di diversi cicli di AGC può subire un processo di media da parte del controller digitale (12) prima che tale controller esegua una azione sull’attenuatore variabile (14). In questa incarnazione è utilizzata una mediazione di 64 cicli di AGC. Questo significa che alla fine di ogni blocco di 64 cicli di AGC sarà decisa l’azione da eseguire sull’attenuatore variabile (12) basata sui risultati di tali ultimi 64 cicli di AGC. Questo si traduce nel fatto che l’attenuatore variabile è aggiornato ogni 40 millisecondi. As discussed in the description of the invention, the result of several AGC cycles can undergo a media process by the digital controller (12) before this controller performs an action on the variable attenuator (14). A mediation of 64 AGC cycles is used in this incarnation. This means that at the end of each block of 64 AGC cycles, the action to be performed on the variable attenuator (12) will be decided based on the results of these last 64 AGC cycles. This translates into the fact that the variable attenuator is updated every 40 milliseconds.

Le conseguenze dell’aggiornamento dell’attenuatore variabile (14) dipendono da quanto vale lo step di attenuazione. In sistemi di AGC sono spesso adottati attenuatori variabili con un controllo molto fine dell’attenuazione. Quindi in questa incarnazione possiamo supporre che l’attenuatore variabile (14) possa essere regolato con passi di attenuazione di 0.004 dB, che possono essere controllati dal controller digitale (12), o tramite un opportuno convertitore digitale-analogico di interfacciamento. The consequences of updating the variable attenuator (14) depend on how much the attenuation step is worth. In AGC systems, variable attenuators are often adopted with a very fine control of the attenuation. So in this embodiment we can assume that the variable attenuator (14) can be adjusted with attenuation steps of 0.004 dB, which can be controlled by the digital controller (12), or by means of a suitable digital-to-analog interface converter.

Sulla base di questi dettagli tecnici, l’incarnazione proposta è caratterizzata dal fatto che il sistema AGC (1) può controllare l’attenuatore variabile (14) con un massimo tasso di cambiamento (slope) di 0.1 dB/s, ottenuto dal rappotro tra il passo di attenuazione di 0.004 dB e il tempo di aggiornamento dell’attenuatore variabile (14) di 40 millisecondi. Based on these technical details, the proposed embodiment is characterized by the fact that the AGC system (1) can control the variable attenuator (14) with a maximum rate of change (slope) of 0.1 dB / s, obtained from the ratio between the attenuation step of 0.004 dB and the update time of the variable attenuator (14) of 40 milliseconds.

Il tasso proposto di 0.1 dB/s è adatto a controllare il guadagno di una ARC RF-Unit (4), che in questa incarnazione possiede un guadagno di 60 dB, visto che fenomeni come temperatura e invecchiamento dei componenti evolvono certamente ad un tasso minore rispetto al tasso di controllo del sistema AGC (1). The proposed rate of 0.1 dB / s is suitable for controlling the gain of an ARC RF-Unit (4), which in this embodiment has a gain of 60 dB, since phenomena such as temperature and component aging certainly evolve at a lower rate. compared to the control rate of the AGC system (1).

Claims

Claims of the industrial invention entitled: "System and method of automatic gain control for active radar calibrators" 1. Automatic gain control system (1) (AGC) for active radar calibrators (ARC) based on a configuration with two antennas, one in reception (2) and one in transmission (3), and consisting of: two Single- Pole-Dual-Throw (5, 6) (SPDT), an attenuator (7), a directional coupler (8), a combiner (9), a local oscillator (10), a power detector (11), a controller digital (12), an analog-digital converter (13) and a variable attenuator (14) arranged as shown in TAV.1 FIG.1. 2. Automatic gain control system (1) for active radar calibrators according to Claim 1 interposed between the receiving antenna of the active radar calibrator (2) which operates as an input and the transmitting antenna of said calibrator (3) which operates as an output , and the ARC RF-Unit (4) which provides a gain and a delay between its input and its output. 3. Automatic gain control system (1) for active radar calibrators according to Claim 2 characterized by the fact that said SPDT switches (5, 6) have a digital selection input signal, which allows to select port A or port B , and an enabling digital input signal, which makes it possible to isolate both port A and port B, the latter being called the “isolated state”. 4. Automatic gain control system (1) for active radar calibrators according to Claim 3 characterized in that, by means of said SPDT switches (5, 6), the circuit illustrated in TAV.1 FIG.1 has four operating configurations of described below: 1. Configuration 1 - switch (5) on port A and switch (6) on port A, allowing the injection of pulses from the local oscillator (10) into the ARC RF-Unit (4) and its measurement by means of a power detector (11) through the path (16), the latter called the “controlled path”; 2. Configuration 2 - switch (5) on port B and switch (6) on port A, allowing the injection of impulses from the local oscillator (10) directly on the power detector (11) through the path (15), 'last called "direct route"; 3. Configuration 3 - switch (5) in "isolated state" and switch (6) on port A, allowing a pause time interval between the two previously mentioned configurations, during which no impulse is injected by the local oscillator (10) and during which the signal from the receiving antenna can be detected by the power detector (11); 4. Configuration 4 - switch (5) in "isolated state" and switch (6) on port B, allowing the active radar calibrator to retransmit signals coming from the receiving antenna (2) through the ARC RF-Unit (4) towards the transmitter antenna (3), leaving the automatic gain control system (1) out of the signal path. 5. Automatic gain control system (1) for active radar calibrators according to claim 4 characterized in that, if said configurations 1 to 4 are used, the pulses of the local oscillator (10) are never emitted neither towards the receiving antenna (2) nor towards the transmitting antenna (3). 6. Automatic gain control method for active radar calibrators using a system according to Claims 1 to 5, consisting of the sequence of four time intervals, (T1, T2, T3, T4) that make up a period called "automatic gain control cycle "As represented in TAV. 2 FIG. 2. during which the measurements of the power levels of the pulses in the two possible paths, called direct path (15) and controlled path (16), are performed allowing the accurate configuration of the gain of the ARC RF-Unit (4) with respect to a precise attenuation reference, the latter constituted in an ideal situation by the sum of the attenuation of the attenuator (7) and the coupling of the directional coupler (8), through the control of the variable attenuator (14). 7. Automatic gain control method for active radar calibrators according to Claim 6 characterized in that said time interval T1 is associated with said Configuration 2, said time interval T2 is associated with said Configuration 3, said time interval T3 is associated with said Configuration 1 and said time interval T4 is associated with said Configuration 3. 8. Automatic gain control method for active radar calibrators according to Claim 7 characterized by the fact that it can operate correctly with any delay value within the ARC RF-Unit (4), even if this delay is zero as illustrated in TAV.

2 FIG. 2 (case1). 9. Automatic gain control method for active radar calibrators according to Claim 8 characterized by the fact that at the end of each said automatic gain control cycle the digital controller (12) reads the power level of the pulses injected by the local oscillator (10 ) through the power detector (11) connected to the analog-digital converter (13) and calculates the power difference, called DP, between the impulse of the direct path (15) and the impulse of the controlled path (16), increasing the attenuation value of the variable attenuator if DP is less than zero, reducing the attenuation value of the variable attenuator if DP is greater than zero, or leaving the attenuation value of the variable attenuator unchanged if DP is equal to zero. 10. Automatic gain control method for active radar calibrators according to Claim 9 characterized in that the update of the attenuation value of the variable attenuation (14), in a possible improvement, is calculated by averaging the results of several cycles of calibration in the order of tens to hundreds of units.