HUT60576A - Method and circuit arrangement for compensating nonlinear distortion of the amplifiers - Google Patents
Method and circuit arrangement for compensating nonlinear distortion of the amplifiers Download PDFInfo
- Publication number
- HUT60576A HUT60576A HU912340A HU234091A HUT60576A HU T60576 A HUT60576 A HU T60576A HU 912340 A HU912340 A HU 912340A HU 234091 A HU234091 A HU 234091A HU T60576 A HUT60576 A HU T60576A
- Authority
- HU
- Hungary
- Prior art keywords
- signal
- distortion
- amplifier
- input signal
- coefficients
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3252—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using multiple parallel paths between input and output
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3231—Adaptive predistortion using phase feedback from the output of the main amplifier
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
modell szerint úgy, hogy egy adott bemenőjel esetén az erősítő áramkör^modell szerinti kimenőjele lényegében megegyezzen a tényleges kimenő'jellel i y zt7, egy előtorzítő szűrőben (1) a bemení jelből ( S(> t/J és egy-az elotorzító szűroj'kimenetéről visszavezetett „előtorzított jelbőSfösszegjelet képezünk, ezt az öszszegjelet egy integrátorral (4) elötorzított jellé (x 't/j integrál/ juk, és az előtorzított jelet(x/t] a nemlineáris torzítással rendelkező erösitő'y' vezetjük.
(4 ÁM
KÖZZÉTÉTELI PÉLDÁNY
S.B.G. F K.
BUDAPESTI ^'TWEITr'ŐE· ÜGYVÉDI
El járás)erősítő kapcsolások nemlineáris torzításának kompenzálására
Asea Brown Boverl AG, BADEN CH
Feltalálók
BOCKSBERGER, Hans dr.PURI, Narindra
U., OBERBÖZBERG
’xí ZA X t S
JERSEY
CH
US
A bejelentés napja: 1991. 07. 14.
Uniós elsőbbsége: 1990. 07. 12. (90 113326.4 Ep)
A találmány tárgya eljárás és kapcsolási elrendezés erősítők nemlineáris torzításának kompenzálására, melynek során egy s (t) bemeneti jelet egy nemlineáris torzítással rendelkező erősítő (pl. teljesítményerősítő audio jelekhez) alkalmazásával y(t) kimenő hangjelet állítanak elő.
-2Az erősítő áramkörök, különösen a nagyteljesítményű hangfrekvenciás erősítők, mint amilyeneket a rádióadók modulálására a hosszú-, a közép- és a rövidhullámú sávokban alkalmaznak, általában nemlineáris torzítással rendelkeznek, amit ki kell küszöbölni. A jelleggörbe linearizálásának klasszikus megoldása a kimenőjel visszacsatolását (feedback) alkalmazza. A visszacsatolás mértéke az erősítő visszacsatolás nélküli jelleggörbe állapotától függ.
A szabályozástechnikából ismert, hogy egy áramkör lineáris torzítása esetén hogyan kell a visszacsatolást méretezni annak érdekében, hogy összességében lineáris jelleggörbe jöjjön létre. A mai nemlineáris erősítési eljárások szabályozástechnikai stabilitási okból gyakran kizárják a lineáris visszacsatolást. A nem elhanyagolható jelátfutási idők ugyanis a visszacsatolás nem kellően átgondolt kialakítása esetén instabillá teheti az erősítési eljárást.
A találmány feladata olyan eljárás megadása erősítők nemlineáris torzításának kompenzálására, amelynél elsősorban a hangfrekvenciás jelek lineáris erősítését biztosítja a jelenleg alkalmazott modern nagyteljesítményű erősítőkkel és amely mentes az instabilitástól.
A találmány szerinti eljárás során
a) meghatározzuk az erősítő áramkör n+1 előre megadott számú kQ, ..·, kn együtthatóját az n
y(t) = kQx(t) + Σ k±xi (t) modell szerint úgy, hogy egy adott x(t) bemenőjel esetén az erősítő áramkör modell szerinti kimenőjele lényegében megegyezzen a tényleges y(t) kimenőjellel,
b) egy előtorzítŐ szűrőben az s(t) bemenőjelből és egy az előtorzító szűrő kimenetéről visszavezetett, x(t) előtorzított jelből n
x(t) = - {k^stt) - Σ k^x1 x(0) = s (0) összegjelet képezünk,
c) ezt az összegjelet egy integrátorral x(t) előtorzított jellé integráljuk, és
d) az x(t) előtorzított jelet a nemlineáris torzítással rendelkező erősítőre vezetjük.
A találmány lényege abban áll, hogy az erősítő jellegzetes jelátfutási idővel és amplitúdó erősítéssel jellemezhető jelleggörbéjét az n
y(t) = kQx(t) + Σ k^xi (t) i=l modell szerint azonosítjuk, és egy az erősítő elé kapcsolt előtorzító erősítővel a fenti modell szerint (azaz a kQ, k^, k2,..., k együtthatókkal) úgy torzítjuk, hogy az erősítő kimenetén y(t) = k^ s(t) lineárisan erősített jel álljon elő. A kompenzáló jelet tehát úgy állítjuk elő, hogy a nemkívánatos (kg, k2, k^,
..., k ) jelösszetevők mindegyike eltűnjön.
Az y(t) kimenőjelet ugyan a nemlinearitások korrigálására használjuk, de nem egy klasszikus visszacsatolás értelmében. Ez az elv elméletileg bizonyos előnyökkel jár ugyan, de nem oldja meg a stabilitási problémákat. A találmány másik lényeges felismerése, hogy csak az előtorzításhoz a modellnek csak azokat az elemeit használjuk fel, amelyek stabil üzemet biztosítnak. Más szavakkal a találmány szerint a nem stabil elemeket felismerjük
-4és kizárjuk.
A találmány alapötlete ugyanolyan eredménnyel alkalmazható az analóg vagy a digitális kapcsolástechnikában. Amíg a fenti megoldás inkább (ha elméletileg nem is kizárólag) az analóg megvalósításnak felel meg, a következő változat egyértelműen a digitális alkalmazásnak felel meg.
Mint az előző megoldásnál, itt is először meghatározzuk az erősítő áramkör n+1 előre megadott számú ko, ..., együtthatóját az n
Y(t) = kQx(t) + Σ kix1(t) i=l modell szerint úgy, hogy egy adott x(t) bemenőjel esetén az erősítő áramkör modell szerinti kimenőjele lényegében megegyezzen a tényleges y(t) kimenőjellel. Az előtorzító szűrő már digitáli san működik, ami azt jelenti, hogy az s(t) bemenő jelet, ha az nem digitális alakban áll rendelkezésre, digitalizáljuk, és a digitalizált s(j) bemenöjelböl egy c(j) kompenzáló jelet képezünk c(j + l)
-[k2s2(j)+k3s3 ( j)+kQ(N+1) (s(j)-s(j-l)}/2π] k2+2k2s(j)+3k3s2(j)
-[k2c2(j)+k3c3 ( j)+kQ(N+1) [c ( j)-c(j-l) }/2π] ^ + 2^ s(j)+3k3s2(j) összefüggés alapján. Ezt a kompenzáló jelet az s(t) bemenöjelhez adjuk. Az eredő x(t) jelet analóg (vagy digitális) formában a nemlineáris torzítással rendelkező erősítőre vezetjük.
A digitális megoldás előnyei az analóg változattal szemben ismertek és itt is jelentkeznek (nincsen drifprobléma, egyszerű és rugalmas alkalmazhatóság a programozhatóság következtébe,
stb.).
A kQ/ k^, k2, kR együtthatók meghatározását végezhetjük speciális tesztjelekkel időről időre vagy folyamatosan az átfutó hangjel felhasználásával. Egyértelmű, hogy az együtthatók meghatározása központi jelentőségű, mivel végsősoron az erősítés linearitása attól függ, hogy milyen pontosan határoztuk meg az előtorzításhoz felhasznált együtthatókat.
A találmány egyik előnyös változatánál az előre megadott n+1 számú ko, ..., kn együtthatót
a) egy azonosító processzorban a nemlineáris erősítő áramkör közvetlen x(t) bemenő jeléből az erősítő modelljének megfelelően egy n
u(t) = k„x(t) + Σ k^x1 (t) i=l becsült jelet állítunk elő,
b) az erősítő u(t) becsült jelének és a tényleges y(t) kimenőjelének különbségéből egy e (t) hiba jelet képezünk,
c) az előtorzított x(t) jelből és az e (t) hiba jelből meghatározzuk az együtthatókat kQ, ..., kn a következő összefüggés szerint
T/30
T e (t) { x(t)dt} dt
Γτ
--- e(t)xx(t)dt
T/3 Jo
Digitális alkalmazás esetén egy azonosító processzorban a nemlineáris erősítő áramkör közvetlen bemenő jeléből x(t) és a tényleges kimenőjeléből y(t) a
k = G 1r
T összefüggés szerint határozzuk meg a k = [kQ, k ] együtthatókat. Ezen értékek meghatározása a későbbiekben részletesen ki lesz fejtve. Annyi mindenesetre kézenfekvő, hogy ez a megoldás különösen a digitális előtorzításnál alkalmazható.
Az azonosítás egy másik lehetséges változat szerint úgy történik, hogy
a) az előtrozító szűrő által előállított x(t) előtorzított jelet és a nemlineáris erősítő kimenőjelét y(t) gyors Fouriertranszformációnak vetjük alá és
b) egy azonosító processzorban a Fourier-transzformált jelekből a
T összefüggés szerint határozzuk meg a k = [kg, ..., k ] együtthatókat. A változókat a későbbiek során ismertetjük részletesebben.
A c(j) kompenzáló jelet jó konvergenciával (stabilitással) meghatározhatjuk a digitalizált s(j) bemenőjelből a
a = exp { } < 1 • 4
Mivel a rádió adástechnikában a hangjelek feldolgozásánál nagyok a sebességi követelmények, lényeges találmány szerinti értékek számítási sebessége is. Előnyös módon az r(j), k(j) vektorok és G(j) mátrixok elemeit az r(j + l) = r(j) + 5r(j+l),
G(j + 1) = G(j) + 5G(j + l), k (j + 1) = k(j) + 5k(j + 1).
összefüggés szerint összegezzük.
Az adási gyakorlat szempontjából jó kompenzáció adódik, ha az előtorzító szűrövei n+1 = 4 együtthatót kg, ..., állítunk elő. Ezzel egy elfogadható ráfordítás mellett még jó linearitás biztosítható az erősítőnél.
Különösen előnyős, ha a kQ, ..., kn együtthatókat előre meghatározott időintervallumonként az erősítő üzeme során ismételten meghatározzuk. Ezáltal lehetőség nyílik egy alkalmazkodó torzítás létrehozására, és így a teljesítményerősítő változó torzítását is kompenzálhatjuk.
A találmány szerinti eljárás megvalósítására egy olyan kapcsolási elrendezést javasolunk erősítők, különösen hangfrekvenciás teljesítményerősítők nemlineáris torzításának kompenzálására, amely tartalmaz egy nagyteljesítményű kimenőjelet előállító, nemlineáris torzítással rendelkező erősítőt, és amelyre az jellemző, hogy
a) el van látva olyan eszközökkel, amelyekkel meghatározzuk az erősítő áramkör n+1 előre megadott számú ko, ..., kn • · ·
-8együtthatóját az n
y (t) = kox(t) + Σ k.x1 (t) i=l modell szerint úgy, hogy egy adott x(t) bemenőjel esetén az erősítő áramkör modell szerinti kimenőjele lényegében megegyezzen a tényleges y(t) kimenőjellel,
b) az erősítő áramkör bemenetére egy előtorzítő szűrő van kötve, amelyben a s(t) bemenőjelböl és egy az előtorzítő szűrő kimenetéről visszavezetett, x(t) előtorzított jelből n
x(t) = — (k1s(t) - Σ k x/t)} kQ i=l összegjelet képezünk,
c) ezt az összegjelet egy integrátorral x(t) előtorzított jellé integráljuk, és
d) az x(t) előtorzított jelet a nemlineáris torzítással rendelkező erősítőre vezetjük.
A találmány szerinti kapcsolási elrendezéssel a felhasználó tehát lineáris jellegű nagyteljesítményű erősítőt kap kézhez. Az előnyösen digitális előtorzító szűrő ugyanis minden további nélkül elhelyezhető a teljesítményerősítő dobozában.
Az egymással összefüggő allgénypontok különböző kombinációiból további előnyös kiviteli változatok adódnak.
A találmányt a továbbiakban a mellékelt rajzon példaképpen bemutatott kiviteli alakok alapján ismertetjük részletesebben, ahol az
1. ábra egy nemlineáris erősítő linearizálására szolgáló előtorzítő szűrő blokkvázlata, a
2. ábra a kg, kn együtthatók meghatározását szolgáló azonosító processzor blokkvázlata, a » «
3. ábra a digitális azonosítást végző elrendezés blokkvázlata és a
4. ábra a gyors Fourier transzformációt alkalmazó azonosítást megvalósító elrendezés blokkvázlata.
A rajzokban alkalmazott jelölések és azok jelentése a jelölésjegyzékben van összefoglaló módon felsorolva. A rajzokon az azonos elemeket alapvetően azonos jelöléssel láttuk el.
Az 1. ábrán egy nemlineáris erősítő linearizálására szolgáló 1 előtorzító szűrőt látunk. Az s(t) bemeneti jelet, például egy hangfrekvenciás jelet kell egy (I) Y (t) = k1s (t) lineáris kimenőjellé erősíteni. Az adott 2 erősítő áramkör, például egy nagyteljesítményű erősítő, nemlineáris jelleggörbével rendelkezik. Jellemző módon egy jellegzetes jelátfutási idővel és nemlineáris amplitudóerősitéssel rendelkezik. Ennek következtében intermoduláció lépne fel, ha az s(t) bemeneti jelet közvetlenül, bármilyen korrekció nélkül erősítenénk.
A találmány szerint ezért az s(t) bemeneti jelet először is egy 1 előtorzító szűrőre vezetjük, amely elvégzi a szükséges előtorzitást. Az x(t) előtorzított jelet azután a 2 erősítő áramkörrel hozzuk a kívánt teljesítményszintre. Az előtorzítás paramétereit egy 3 azonosító processzorral nyerjük a 2 erősítő áramkör bemeneti és kimeneti jeléből.
Az előtorzítás módja a találmány legfontosabb jellemzője. A következőkben a matematikai háttér figyelembevételével ismertetjük részletesebben.
A 2 erősítő áramkör matematikai modellje, amely a találmányt megalapozza a következő:
-10······ · · · • · · · · · · • ··· ···· ···· ·· ···· · · ·· n d (II) y(t) = kQx(t) + Σ k±x1 (t) , x(t) = — x(t) i=l dt (III) x (t) = C (t) + s (t)
Az s(t) bemeneti jelhez tehát hozzáadunk egy c(t) kompenzáló jelet. Az így előállított x(t) előtorzított jelet egy előre meghatározott n+1 számú kQ, kR együtthatónak megfelelően y(t) kimenőjellé erősítjük. (A szokásos módon az idő szerinti differenciálást jelenti.)
A kQ együtthatóval a 2 erősítő áramkör késleltetését (dilay time) azonosítjuk. A A (i=0...n) együtthatók egyébként a teljesítményerősítő lassan változó paraméterei, amelyeket időnként vagy folyamatosan határozunk meg.
A k^ együtthatókat a találmány szerint úgy kell meghatározni, hogy a 2 erősítő áramkör adott x(t) bemenőjele esetén a modell szerint meghatározott kimenőjel a 2 erősítő áramkör tényleges y(t) kimenőjelével lényegében megegyezzen. Az esetleges eltérések optimális esetben csupán a modell elégtelenségéből fakadhatnak.
A ki együtthatók meghatározását a jelen kiviteli példa esetében a 3 azonosító processzor végzi. Ehhez a 2 erősítő áramkör bemenetén lévő x(t) előtorzított jelet és az y(t) kimenőjelet használja fel. An n+1 számú (i=0...n) együtthatót az 1 előtorzító szűrőre vezeti.
Az 1 előtorzító szűrő azon az elven működik, hogy az e(t) hibajelet az (IV) e (t) - y (t) - k1s (t) ··*·«· · · · • 4 · · ··· ···· ·· ···· ·· ·· összefüggés alapján nullára csökkentse. Ebben az esetben ugyanis a kimenőjel pontosan megegyezik a bemenőjel lineárisan erősített jelével.
Erre a célra az s (t) bemenőjelből és az 1 előtorzító szűrő kimenetéről visszavezetett, x(t) elötorzított jelből egy . 1 n (V) x(t) = - {k s(t) - Σ k x1 } , x(0) = s(0) kQ i = l összegjelet képezünk. Ezt az összegjelet azután egy 4 integrátorban a kívánt x(t) elötorzított jellé integráljuk.
Az 1. ábra egy lehetséges elrendezést mutat az előtorzítás végrehajtására. Ennél az s (t) bemeneti jel k^/kg együtthatóval súlyozva egy 5 összegzőre kerül. Az x(t) előtorzított jelből például n-1 darab 6.1, ..., 6.n-l szorzóval xi (t) (i= 2...n) hatványokat képezünk, amelyeket a k^/kg együtthatóval súlyozva szintén az 5 összegzőre vezetünk. Az utóbbi képezi a kívánt összegjelet.
A kapcsolási elrendezés egyes elemei ismertek. Szakember számára minden további nélkül megoldható, hogy a találmány szerinti előtorzítást (a (II) + (IV) képletek szerint) megvalósító áramköri elrendezést hozzon létre. Ezért a találmány nem korlátozódik a bemutatott kiviteli példa szerinti kapcsolási elrendezésre .
A c(t) kompenzáló jelet előnyösen digitális úton is meghatározhatjuk. Erre a célra az s(t) bemeneti jelnek digitalizált formában, azaz s(j) (j=0, 1,..., n) értéksorozatként kell rendelkezésre állni. A találmány szerint a c(j) értékeket a • · « ·
-12• ·♦ ·
-[k s2(j)+k s3(j)+k (N+1) (S(i)-S(i-I) }/2tt] (VI) C ( j +1) = -----±------------3------------------------------------------------ k1 + 2k2s ( j)+3k3sz ( j)
-[k2c2 ( j)+k3c3(j)+kQ(N+1) (c(j)-c(j-1)}/2tt] k1+2k2s(j)+3k3s2(j) rekurzív képletből nyerjük.
N jelöli a mintavételezett jelek (samples) számát számítási ciklusonént (j —> j+1).
Ez a c(t) kompenzáló jel (analóg vagy digitális szinten) hozzáadódik a bemenőjelhez a (III) képlet szerint. Az előálló x(t) előtorzított jelet azután rávezetjük a nemlineáris torzítással rendelkező erősítőre.
A megfelelő konvergenciájú (stabilitású) c(j) kompenzáló jelet a (VII) c(j + l) = a [ c(j) - {s (3 + 1)- k- 2π
- s (h) } - ------- (c(j)+s(j)}z kQ N k„ 2π
- ----- (c(j)+s(j) }3 ] k0 N összefüggés alapján határozzuk meg, ahol
k. 2π (VIII) a = exp { - ------- } < 1 kQ N
A stabilitást az alapozza meg, hogy a < 1.
A k^ (i=0...n) együtthatókat elvileg elég lenne csak egyszer, például az erősítő üzembehelyezésekor meghatározni, és azután konstansként felhasználni az előtorzításhoz. Előnyös ·· Λ9 ··* 99 9 9·· • 9 9 · « 9 9 9· • · · · 9 9« * ··· »··· ·»>· ·♦ ··♦» ·* *·
-13azonban, ha az erősítő jelleggörbéjét ismételten meghatározzuk, miáltal a változó nemlineáris torzításhoz is alkalmazkodó kompenzálást nyerünk. Különösen erre az esetre nyújt a találmány egy megfelelő azonosítási eljárást.
Az azonosítás elét a 2. ábra alapján ismertetjük. Az eljárás rekurzív jellegű, elindításához meg kell adni a k^ (i=0...n) együtthatók kezeti értékét. Ezeket az értékeket nem szükséges pontosan meghatározni, ugyanis elfogadható értékadás (pl. Ik^( » |k±|, i / 1, azaz i = 0, 2, 3, ..., n) esetén néhány ciklus után a keresett értékekre konvergálnak.
Az azonosító eljárás előző ciklusában meghatározott (vagy a kezdetileg megadott) (i=0...n) együtthatói alapján az erősítő áramkör modelljének megfelelő n
(IX) u(t) = knx(t) + Σ k1x1(t)
1=1 becsült értéket határozunk meg. x(t) itt is az erősítő áramkör közvetlen bemenőjelét jelenti, ahol az azonosítás szempontjából közömbös, hogy az x(t) jel előtorzitott vagy nem. Az alkalmazkodó kompenzálásnál ez teljesül, az előtorzító szűrő indításakor viszont általában nem.
Az u(t) becsült jel és a 2 erősítő áramkör y(t) kimenőjelének különbéségéből e(t) hibajelet képezünk, ahol (X) e (t) = y (t) - u (t)
A k.^ (i=0...n) együtthatókat a közvetlen x(t) bemenő jelből és az e(t) hiba jelből határozzuk meg a következő összefüggés alapján:
(XI) k°= Γ e (t) { x(t)dt) dt (Xii) e (t) x1 (t) dt , i = 1. .
képletben a föléhúzás szokásos módon az időbeli átlagolást jelenti.
Az ilymődon meghatározott k^ (i=0...n) együtthatókat a következő számolási ciklusban a (IX) képlet kiértékeléséhez használjuk fel, de az 1 előtorzító szűrőre is rávezethetők. Az adaptív kompenzációnál biztosan ezt alkalmazzuk. A (i=0...n) együtthatóknak csupán időnkénti meghatározása esetén például meg kell váni, amíg az azonosító eljárás konvergálása be nem fejeződött .
A 2. ábra n+1 = 4 együttható meghatározására alkalmas elrendezést mutat. Az ábrázolás ugyan inkább az analóg technikához alkalmazkodik, mégis ugyanúgy érvényes a digitális megvalósítás esetén is.
Az u(t) becsült jelet 6 modellszámító egység határozza meg a (IX) képlet alapján. Ezt követően egy 7 különbségképzővel a (X) képlet szerint e (t) hibajelet képezünk a (X) képlet szerint és azt 12.2 szűrővel szűrjük.
Minden ki (i=0...n) együtthatónak van egy külön jelútja, amely tartalmaz egymással sorbakapcsolva egy-egy 9.1, ..., 9.4 szozót, egy-egy első 10.1, ..., 10.4 integrátor, és egy-egy l//3j_ (1=0...3) tényezővel súlyozott második 11.1, ..., 11.4 integrátort. A kQ tényező számítására kialakított jelútba egy további 8 integrátor is be van iktatva. Az integrátorok lényegében egy idő szerinti átlagértéket képeznek. Az integrálási időt minden eset-15• · · - · · · ···· ·· ···· ·· ·· ben úgy kell megválasztani, hogy nagyobb legyen mint a hangfrekvenciás jelben lévő legkisebb frekvenciájú jel periódusideje (Tfmin » 1: audiojeleknél pl. jellemzően fmin = 50 Hz —> T 0.1 s) .
Az x(t) jelet a 12.1 szűrövei szűrjük és minden jelúthoz elvezetjük. A kg együttható meghatározásához a 9.1 szorzó képezi az e(t) hibajel és x(t) előtorzított jel időbeli átlagának szorzatát. A többi (i=1...3) együtthatóhoz a 9.2, ..., 9.4 szorzók képezik az xi(t)e(t) (i=1...3) szorzatot. Ezeket a szorzatokat a következő 10.1 és 11.1 - 10.4 és 11.4 integrátorok átlagolják. Az 1/βi súlyozó értékeket előnyösen a
(xiii) | ^oko | 1 T | 'T e(t) { 0 | x(t)dt} | dt = e (t) { | x(t)dt} | ||
/3lki | 1 | ’T | x1 | |||||
(xiv) | = — | e (t) | (t) dt = | e (t) x1(t) | , i = 1. | . 3 | ||
T | 0 |
összefüggések alapján határozzuk meg. Amennyiben az 1//3^ súlyozó értékeket nem a megadott módon határozzuk meg, az azonosítás ugyan továbbra is konvergál, de nem optimális gyorsasággal.
A 12.1 és 12.2 szűrők csak egy keskeny frekvenciasávot engednek át (egy frekvencia kiszűrése).
A 3. ábra a 3 azonosító processzor egy lehetséges változatának elvi kapcsolási vázlata, amely a találmány digitális megvalósításának felel meg. A működés alapjául szolgáló eljárás a következő:
Az y(t) kimenőjelből szorzók és integrátorok segítségével meghatározzuk egy (n+1)(n+l)-es mátrix 2n-l különböző együtthatóját .
• · ·
-16(XV) G = [Gik] , i,k = 1...n+1 (XVI) Gik = g1+k-l = - o*1+k(t)dt, i,k = Ι...η+l
Ehhez a közvetlen x(t) bemenőjelből és a 2 erősítő áramkör y(t) kimenőjeléből egy (n-1)-dimenziós r vektort határozunk meg (a felső indexben lévő T transzponáltat jelent).
(XVII) r = [rx, r2.....rn+1]T (XVIII) ri
T x1(t) y(t)dt} dt,
l...n+Ι
A k^ (i=0...n) együtthatókat a következő egyenlet alapján hatá rozzuk meg.
(XIX) k = G 1r (XX) k = [kQ/ klz . . ., kn]
Mivel az audiojelek feldolgozásánál a rádió adástechnikában nagy számítási sebességet követelnek, a találmány szerinti értékek hatékony meghatározásának is komoly jelentősége van. Az r(j) és k(j) vektorok és a G(j) mátrix komponenseit célszerűen a következő sémának megfelelően összegezzük.
(XXI) (XXII) z(j + l) = z(j) + 5r(j + l) ,
G( j + 1) = G(j) + 5G(j + l) , (XXIII) k(j + l) = k (j) + 5k(j + l)
Ennek a három vektornak a komponenseit tehát az egyes számítási ciklusok között eltároljuk. A j index itt az azonosítási eljárás számítási ciklusát jelöljük.
(XXIV)
. . .n+1
A többi értéket analóg módon számítjuk.
A k(j) együtthatóvektor számítását jó közelítéssel a következő egyenletek alapján végezzük:
(XXV) k(j + l) = G 1 (j) [5r(j+l) - δβ ( j +1) k ( j ) ] vagy (XXVI) kjj + l) = + 5k(j + l) , i > 1
Az azonosító eljárás egy másik megvalósítását a következőkben ismertetjük. A különbség lényege abban áll, hogy a k^ (i=0...n) együtthatók maghatározása a Fourier térben történik.
Ennek az eljárásnak az elve nem a rekurzión alapul.
A 4. ábra n+l = 4 darab (1=0...3) együttható számítási példáját mutatja be. Először a közvetlen x(t) bemeneti jelet (és i
annak c. (t) hatványait) valamint az erősítő áramkör y(t) kimenőjelét egy gyors Fourier transzformációnak (röviden FFT) vetjük alá.
(XXVII)
Ν
Σ m=-N ν pjmwt Xme (XXVIII)
Ν • Σ .
m=-N
A e>wt , m (XXIX)
Ν
Σ Β e^mwt m=-N m (XXX) Am
Ν
Σ ϊ=-Ν mXm-i (XXXI)
Bm m
N
Σ A„X . _T m m- i i=-N
N (XXXII) T[y(t)] = Σ Yme3mwt , ahol m=-N w - az FFT alapfrekvenciája
N - az FFT frekvenciáinak száma j - komplex egység (ejm = -1)
T[*J azt az FFT sorozatot jelképezi, amely legfeljebb Nw frekvenciából áll. T[x (t)J-nél például az össze Nw-nél nagyobb frekvenciát elhagyjuk. Figyelembe kell venni, hogy Xm, Am, Bm és Ym általában komplex értékű együtthatókat jelent.
Az FFT alkalmazása a (II) egyenletre - ahol n = 3 értéket vesz fel - és az együtthatók összehasonlítása a következő egyenlethez vezet:
(XXXIII) Ym = (-jmwX )kn + Xk. + A ko + B kQ, m = 0...N ' ' m ' J m'O ml m2 m 3
A találmány szerint ezt az egyenletet kiértékeljük. Annak érdekében, hogy a megoldást egyszerű alakra hozzuk, vektorjelöl-19éseket alkalmazunk. Ehhez (XXXIV) (XXXV) (XXXVI) (XXXVII) Y2m (XXXVIII) Ym (XXXIX)
Xm (XL) Am (XLI) Bm
Az Y1m, lm Y2m' (XLII) (XLIII) M1 • · » · • · · · • · · • ·· · ·· • · · · · • · • * • · · · a következő egységeket vezetjük mwX2mk0 +
X-, k. + A. + lm 1 lm 2 Blmk3' m = °·· B2mk3' m °·· .N .N lm
Xm, lm Alm Blm
Xi z Xn z lm' 2m' ^Y2m ^X2m
3A2m ^B2m Alm' _wX21 wXNl m = 0 . . .N m = 0 . . .N A2m' Blm X10 A10 . .N . .N és B2 B10 értékek (ahol X11 A11 B11 X1N A1N B1N • · ·· ·· *· · · · · • ·· · · · · · • · · · ♦ · ···· ·· ···· · · · · (XLIV) M2 =
-20- | |||
0 | X20 | A20 | B20 |
-wX^ i | X21 | A21 | B21 |
-wX
IN X2N A2N B2N a találány szerinti megoldást a következő egyszerű alakra lehet hozni:
(XLV) k = (MTM)_1MTY (XLVI) k = [kQ, kx, k2, k3]T
Az azonosító eljárás tehát a következő lépésekből áll:
1. Az FFT segítségével meghatározzuk az Y1m, Y9_, X1mz XOm, Aim, j. in ít ni i in z m j. m
és B2m együtthatókat (m = 0....N)
T — 1
Ezekből az együtthatókból az M, illetve (Μ M) mátrixot képezzük.
3. A (XLV) egyenlet alapján kiszámítjuk a k^, i=0...3 együtthatókat .
Noha az említett példa n+l=4 együttható kiszámítására vonat kozik, a szakember számára egyértelmű, hogy ugyanilyen módon a többi n együttható is meghatározható. n+l=5 esetén például további Cm együtthatókat kellene képezni a (XLVII)
képlet alapján. Ennek megfelelően nő az M mátrix mérete is.
-21Végül megállapíthatjuk, hogy a találmány szerinti eljárás lehetővé teszi a nemlineáris jelleggörbék linearilzálását, amint arra például a híradástechnikában alkalmazott nagyteljesítményű erősítőknél is szükséges.
Claims (10)
- SZABADALMI IGÉNYPONTOK1. Eljárás erősítők nemlineáris torzításának kompenzálására, melynek során egy s(t) bemeneti jelet egy nemlineáris torzítással rendelkező erősítő alkalmazásával y(t) kimenő hangjelet állítanak elő, azzal jellemezve, hogya) meghatározzuk az erősítő áramkör n+1 előre megadott számú k0' kn e<Jyútthatóját az y(t) = k x(t) » Σ k xx(t)1 = 1 modell szerint úgy, hogy egy adott bemenőjel x(t) esetén az erősítő áramkör modell szerinti kimenőjele lényegében megegyezzen a tényleges kimenőjellel y(t),b) egy előtorzítő szűrőben (1) a bemenőjelből s(t) és egy az előtorzító szűrő kimenetéről visszavezetett, előtorzított jelből x(t)1 n x(t) = — (k..s(t) - Σ k.x1(t) , x(0) = s (0) k0 i=1 összegjelet képezünk,c) ezt az összegjelet egy integrátorral (4) előtorzított jellé x(t) integráljuk, ésd) az előtorzított jelet x(t) a nemlineáris torzítással rendelkező erősítőre vezetjük.
- 2. Eljárás erősítők nemlineáris torzításának kompenzálására, melynek során egy s(t) bemeneti jelet egy nemlineáris torzítással rendelkező erősítő alkalmazásával y(t) kimenő hangjelet állítanak elő, azzal jellemezve, hogy * <a) meghatározzuk az erősítő áramkör n+1 előre megadott számú kQ, kn együtthatóját az nY (t) = kQx (t) + Σ kix1 (t) i=l modell szerint úgy, hogy egy adott bemenőjel x(t) esetén az erősítő áramkör modell szerinti kimenőjele lényegében megegyezzen a tényleges kimenőjellel y(t),b) egy előtorzító szűrőben a digitalizált bemenőjelből s(j) egy kompenzáló jelet c(j) képezünk a-[k2s2(j)+k3s3(j)+kQ(N+1)(s(j)-s(j-l)}/2π] C(j + 1) = --------------------------------k1+2k2s(j)+3k3sz(j)-[k2c2(j)+k3c3(j)+kQ(N+1){c(j)-c(j-1)}/2π] k1+2k2s(j)+3k3s2(j) képlet alapján,c) ezt a kompenzáló jelet a bemenőjelhez adjuk, ésd) az eredő jelet x(t) a nemlineáris torzítással rendelkező erősítőre vezetjük.
- 3. Az 1. vagy 2. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy az előre megadott számú n+1 együtthatót ko, .... kna) egy azonosító processzorban a nemlineáris erősítő áramkör közvetlen bemenő jeléből x(t) az erősítő modelljének megfelelően egy u(t) = kQx(t) + Σ k.x3(t) í=l becsült jelet állítunk elő,b) az erősítő becsült jelének u(t) és a tényleges kimenőjelének y(t) különbségéből egy hiba jelet e(t) képezünk,c) az említett bemenőjelből x(t) és a hiba jelből e(t) meghatároz- zuk az együtthatókat kg, kn a következő összefüggés szerint
- 4. Az 1. vagy 2. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy egy azonosító processzorban a nemlineáris erősítő áramkör közvetlen bemenő jeléből x(t) és a tényleges kimenőjeléből y(t) a k = G 1r összefüggés szerint határozzuk meg a k = (k0' kn]T együtthatókat .
- 5. Az 1. vagy 2. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogya) a nemlineáris erősítő közvetlen bemenőjelét x(t) és kimenőjelét y(t) gyors Fourier-transzformációnak vetjük alá ésb) egy azonosító processzorban a Fourier-transzformált jelekből a k = (MTM)_1MTY összefüggés szerint határozzuk meg a k = [kg, ..., kn]T együtthatókat .
- 6. A 2. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a kompenzáló jelet c(j) a »····* ♦ · * • · » » # · · • · ♦ · · · · ♦ ··»· »e ···· ·· ·*-25c(j + l) = a [ c(j) - {s ( j +1) — s ( j ) } (c ( j)+s (j) }2 (c(j)+s(j)}3 ] meg, ahol2π a = exp { - -------- } < 1 kQ N
- 7. A 4. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy az r(j), k(j) vektorok és G(j) mátrixok elemeit az
£ ( j + 1) = £(j) + 5r(j + l) , G( j + 1) = G(j) + SG ( j + 1) , k (j + 1) = k(j) + Sk ( j + 1) összefüggés szerint összegezzük - 8. Az 1. vagy 2. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy az előtorzító szűrővel n+1 = 4 együtthatót kQ, . .., k4 állítunk elő.
- 9. Az 1. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy az együtthatókat kQ, ..., kn folyamatosan újra meghatározzuk, miáltal az erősítő változó torzítását is kompenzáljuk.
- 10. Kapcsolási elrendezés erősítők, különösen hangfrekvenciás teljesítményerősítők nemlineáris torzításának kompenzálására, amely tartalmaz egy nagyteljesítményű kimenőjelet előállító, nemlineáris torzítással rendelkező erősítőt, azzal jellemezve, hogya) el van látva olyan eszközökkel, amelyekkel meghatározzuk az erősítő áramkör n+1 előre megadott számú kQ, együtthatóját az nY (t) = kQx (t) + Σ k x1 (t) i=l modell szerint úgy, hogy egy adott bemenőjel x(t) esetén az erősítő áramkör modell szerinti kimenőjele lényegében megegyezzen a tényleges kimenőjellel y(t),b) egy előtorzítö szűrőben (1) a bemenőjelből s(t) és egy az előtorzító szűrő kimenetéről visszavezetett, elötorzított jelből1 n x(t) = — k.s(t) - Σ k.x1(t) , x(0) = s(0) kQ i = l összegjelet képezünk,c) ezt az összegjelet egy integrátorral (4) előtorzított jellé x(t) integráljuk, ésd) az előtorzított jelet x(t) a nemlineáris torzítással rendelkező erősítőre vezetjük.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP90113326A EP0465709A1 (de) | 1990-07-12 | 1990-07-12 | Verfahren zur Kompensation von Nichtlinearitäten einer Verstärkerschaltung |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
HU912340D0 HU912340D0 (en) | 1991-12-30 |
HUT60576A true HUT60576A (en) | 1992-09-28 |
Family
ID=8204210
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
HU912340A HUT60576A (en) | 1990-07-12 | 1991-07-11 | Method and circuit arrangement for compensating nonlinear distortion of the amplifiers |
Country Status (12)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5164678A (hu) |
EP (1) | EP0465709A1 (hu) |
JP (1) | JPH04233810A (hu) |
KR (1) | KR920003626A (hu) |
CN (1) | CN1023173C (hu) |
BR (1) | BR9102948A (hu) |
CA (1) | CA2046457A1 (hu) |
CS (1) | CS210491A3 (hu) |
HU (1) | HUT60576A (hu) |
PL (1) | PL290991A1 (hu) |
YU (1) | YU120591A (hu) |
ZA (1) | ZA915313B (hu) |
Families Citing this family (42)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5489879A (en) * | 1995-02-16 | 1996-02-06 | Seiko Communication Systems, Inc. | Amplitude and phase error normalization of subcarrier generator |
US5892397A (en) * | 1996-03-29 | 1999-04-06 | Spectrian | Adaptive compensation of RF amplifier distortion by injecting predistortion signal derived from respectively different functions of input signal amplitude |
GB9804745D0 (en) * | 1998-03-06 | 1998-04-29 | Wireless Systems Int Ltd | Predistorter |
GB9804835D0 (en) * | 1998-03-06 | 1998-04-29 | Wireless Systems Int Ltd | Predistorter |
US6046635A (en) * | 1998-04-08 | 2000-04-04 | Powerwave Technologies, Inc. | Dynamic predistortion compensation for a power amplifier |
US6600792B2 (en) | 1998-06-26 | 2003-07-29 | Qualcomm Incorporated | Predistortion technique for high power amplifiers |
US6236837B1 (en) | 1998-07-30 | 2001-05-22 | Motorola, Inc. | Polynomial Predistortion linearizing device, method, phone and base station |
US6240278B1 (en) | 1998-07-30 | 2001-05-29 | Motorola, Inc. | Scalar cost function based predistortion linearizing device, method, phone and basestation |
DE60002437T2 (de) * | 1999-02-12 | 2004-04-01 | Wireless Systems International Ltd. | Signalverarbeitungsvorrichtung |
EP1032121A1 (fr) * | 1999-02-26 | 2000-08-30 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Appareil électronique comportant un amplificateur de puissance |
WO2000074232A1 (fr) | 1999-05-28 | 2000-12-07 | Fujitsu Limited | Amplificateur de compensation de distorsion du type predistorsion |
GB2351624B (en) * | 1999-06-30 | 2003-12-03 | Wireless Systems Int Ltd | Reducing distortion of signals |
EP1204216B1 (en) * | 1999-07-28 | 2011-04-20 | Fujitsu Limited | Method and apparatus for distortion compensation of radio device |
GB2354126B (en) | 1999-09-13 | 2004-07-21 | Wireless Systems Int Ltd | Signal processing |
DE19962340B4 (de) * | 1999-12-23 | 2005-11-03 | Robert Bosch Gmbh | Sender zum Versenden von Signalen über Funkkanäle und Verfahren zum Senden von Signalen über Funkkanäle |
DE10009596A1 (de) * | 2000-02-29 | 2001-08-30 | Bosch Gmbh Robert | Vorrichtung zur Linearisierung eines Hochfrequenz-Verstärkers |
US6960956B2 (en) | 2001-01-12 | 2005-11-01 | Telefonatiebolaget L.M. Ericsson Telefonplan | Apparatus and methods for monitoring and controlling power amplifier linearity using detected fundamental and harmonic components |
JP3690988B2 (ja) * | 2001-02-01 | 2005-08-31 | 株式会社日立国際電気 | プリディストーション歪み補償装置 |
US6593806B1 (en) * | 2001-08-10 | 2003-07-15 | Cirrus Logic, Inc. | Circuits and methods for compensating switched mode amplifiers |
WO2003081793A1 (en) * | 2002-03-19 | 2003-10-02 | Powerwave Technologies, Inc. | System and method for eliminating signal zero crossings in single and multiple channel communication systems |
US7149482B2 (en) * | 2003-09-16 | 2006-12-12 | Andrew Corporation | Compensation of filters in radio transmitters |
JP4255849B2 (ja) * | 2004-01-29 | 2009-04-15 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | べき級数型ディジタルプリディストータ |
JP4417174B2 (ja) | 2004-05-19 | 2010-02-17 | 株式会社日立国際電気 | プリディストータ |
US7355470B2 (en) | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
US7327803B2 (en) | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
US8031804B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
US7937106B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-05-03 | ParkerVision, Inc, | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including architectural embodiments of same |
US8315336B2 (en) | 2007-05-18 | 2012-11-20 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including a switching stage embodiment |
US7620129B2 (en) | 2007-01-16 | 2009-11-17 | Parkervision, Inc. | RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for generating vector modulation control signals |
WO2008156800A1 (en) | 2007-06-19 | 2008-12-24 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (miso) amplification with blended control |
DE102007028695A1 (de) | 2007-06-21 | 2009-01-02 | Kathrein-Austria Ges.M.B.H. | Verfahren und Vorrichtung zur Erzeugung eines amplituden-modulierten Signals |
WO2009005768A1 (en) | 2007-06-28 | 2009-01-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
WO2009145887A1 (en) | 2008-05-27 | 2009-12-03 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
CN101505139B (zh) * | 2008-11-17 | 2011-08-17 | 深圳市云海通讯股份有限公司 | 一种数字线性预畸变方法和系统 |
EP2641327B8 (en) * | 2010-11-16 | 2014-12-10 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) | Non-linear model with tap output normalization |
US20120195392A1 (en) * | 2011-02-02 | 2012-08-02 | Provigent Ltd. | Predistortion in split-mount wireless communication systems |
KR20140026458A (ko) | 2011-04-08 | 2014-03-05 | 파커비전, 인크. | Rf 전력 송신, 변조 및 증폭 시스템들 및 방법들 |
KR20140034895A (ko) | 2011-06-02 | 2014-03-20 | 파커비전, 인크. | 안테나 제어 |
US8615204B2 (en) * | 2011-08-26 | 2013-12-24 | Qualcomm Incorporated | Adaptive interference cancellation for transmitter distortion calibration in multi-antenna transmitters |
EP3047348A4 (en) | 2013-09-17 | 2016-09-07 | Parkervision Inc | METHOD, DEVICE AND SYSTEM FOR THE PRESENTATION OF A MEDIA TIME FUNCTION |
JP6569174B2 (ja) * | 2015-02-06 | 2019-09-04 | 日本無線株式会社 | 前置歪み生成装置及び前置歪み生成方法 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58105658A (ja) * | 1981-12-17 | 1983-06-23 | Nec Corp | 適応型変調装置 |
DE3221911C1 (de) * | 1982-06-11 | 1983-11-17 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Hochfrequenzleistungsverstaerker mit einer Modulationseinrichtung |
US4700151A (en) * | 1985-03-20 | 1987-10-13 | Nec Corporation | Modulation system capable of improving a transmission system |
DE3522408A1 (de) * | 1985-06-22 | 1987-01-02 | Ant Nachrichtentech | Arbeitspunktstabilisierter linearisierter wanderfeldroehrenverstaerker |
DE3614785A1 (de) * | 1986-05-02 | 1988-01-21 | Rohde & Schwarz | Hilfssystem zur entzerrung frequenzabhaengiger nichtlinearer systeme insbesondere verstaerker |
FR2637431B1 (fr) * | 1988-09-30 | 1990-11-09 | Labo Electronique Physique | Circuit de predistorsion adaptative |
US5049832A (en) * | 1990-04-20 | 1991-09-17 | Simon Fraser University | Amplifier linearization by adaptive predistortion |
-
1990
- 1990-07-12 EP EP90113326A patent/EP0465709A1/de not_active Withdrawn
-
1991
- 1991-07-08 CA CA002046457A patent/CA2046457A1/en not_active Abandoned
- 1991-07-08 CS CS912104A patent/CS210491A3/cs unknown
- 1991-07-09 PL PL29099191A patent/PL290991A1/xx unknown
- 1991-07-09 YU YU120591A patent/YU120591A/sh unknown
- 1991-07-09 ZA ZA915313A patent/ZA915313B/xx unknown
- 1991-07-11 US US07/728,733 patent/US5164678A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-07-11 JP JP3171377A patent/JPH04233810A/ja active Pending
- 1991-07-11 BR BR919102948A patent/BR9102948A/pt not_active Application Discontinuation
- 1991-07-11 HU HU912340A patent/HUT60576A/hu unknown
- 1991-07-12 KR KR1019910011930A patent/KR920003626A/ko not_active Application Discontinuation
- 1991-07-12 CN CN91104821A patent/CN1023173C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH04233810A (ja) | 1992-08-21 |
YU120591A (sh) | 1994-06-10 |
CA2046457A1 (en) | 1992-01-13 |
ZA915313B (en) | 1992-03-25 |
KR920003626A (ko) | 1992-02-29 |
CN1023173C (zh) | 1993-12-15 |
HU912340D0 (en) | 1991-12-30 |
BR9102948A (pt) | 1992-02-11 |
EP0465709A1 (de) | 1992-01-15 |
PL290991A1 (en) | 1992-08-10 |
US5164678A (en) | 1992-11-17 |
CS210491A3 (en) | 1992-02-19 |
CN1058122A (zh) | 1992-01-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
HUT60576A (en) | Method and circuit arrangement for compensating nonlinear distortion of the amplifiers | |
US6545535B2 (en) | Method and apparatus for reducing distortion | |
US5680467A (en) | Hearing aid compensating for acoustic feedback | |
DE69610004T2 (de) | Linearer Leistungsverstärker mit periodisch aktualisierten Amplituden- und Phasenkorrekturwerten | |
CA2110881A1 (en) | Adaptive Equalizer Capable of Compensating for Carrier Frequency Offset | |
EP0415677B1 (en) | Hearing aid having compensation for acoustic feedback | |
US4751739A (en) | Apparatus and method for controlling tone quality | |
AU2006339694A1 (en) | Hearing aid with adaptive feedback suppression | |
US7330141B2 (en) | Compensation circuit and compensation method to compensate nonlinear distortions of an A/D converter | |
EP1151531B1 (en) | Signal processing apparatus | |
EP0634084A1 (en) | Hearing aid compensating for acoustic feedback | |
JP2744006B2 (ja) | 非線形a/d変換回路及び非線形a/d変換方法 | |
EP0528511B1 (en) | Neural network quantizer | |
EP1199797A1 (en) | Method and apparatus for reducing distortion | |
JP2757740B2 (ja) | ディストーション回路 | |
CN108305635A (zh) | 用于使音频信号的频率失真的方法 | |
CA2049332C (en) | Active sound and/or vibration control | |
US20040052313A1 (en) | Apparatus and method for improving an output signal from a nonlinear device through dynamic signal pre-distortion based upon lagrange interpolation | |
JP2000244370A (ja) | 無線通信装置の送信部の非線形歪補償方法および無線通信装置 | |
JPH0653767A (ja) | 音場補正におけるイコライザ特性の制御装置及び制御方法 | |
JP2019193239A (ja) | 直熱真空管パワーアンプのハム雑音低減装置 | |
CA2436726C (en) | Method and system for selective optical payload cancellation | |
KR100456252B1 (ko) | 피드포워드 증폭기 | |
KR100664017B1 (ko) | 자동 이득 제어 장치 | |
KR20020061806A (ko) | 잡음제거기 및 웨이블릿 변환 필터 설계 방법 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
DFA9 | Temporary prot. cancelled due to abandonment |