HU219700B - Terhelő áramkör gázkisülő fényforráshoz - Google Patents
Terhelő áramkör gázkisülő fényforráshoz Download PDFInfo
- Publication number
- HU219700B HU219700B HU9701468A HUP9701468A HU219700B HU 219700 B HU219700 B HU 219700B HU 9701468 A HU9701468 A HU 9701468A HU P9701468 A HUP9701468 A HU P9701468A HU 219700 B HU219700 B HU 219700B
- Authority
- HU
- Hungary
- Prior art keywords
- load circuit
- voltage
- node
- resonant
- common node
- Prior art date
Links
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims abstract description 12
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 39
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 11
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 description 6
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 2
- 239000000463 material Substances 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000005315 distribution function Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000010348 incorporation Methods 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 1
- 238000009987 spinning Methods 0.000 description 1
- 239000007858 starting material Substances 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
- H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
- H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/24—Circuit arrangements in which the lamp is fed by high frequency ac, or with separate oscillator frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
- H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
A találmány tárgya terhelőáramkör gázkisülő fényforráshoz, amelygázkisülő lámpára (12) csatolt, rezonanciás kapacitást (CR) ésrezonanciás ellenállást tartalmazó rezonanciás terhelőáramkörrel (16),a rezonanciás terhelőáramkörre (16) csatlakoztatott, a rezonanciásterhelőáramkörben (16) váltóáramot gerjesztő egyenáram-- váltóáramátalakítóval van kialakítva, ahol az átalakító egyenáramú feszültségentartott buszvezeték (18) és refe- renciavezeték (20) között sorosanbeiktatott, a rezonanciás terhelőáramkör (16) váltóáramú pontjárakapcsolt közös csomóponthoz (26) csatlakoztatott első és másodikkapcsolót (Q1, Q2) adott esetben MOSFET tranzisztort tartalmaz,továbbá az első és második kapcsoló (Q1, Q2) vezető állapotukatfeszültségkülönbségük nagyságával meghatározó vezérlőcsomóponthoz (28)és referencia-csomóponthoz van csatlakoztatva, az első és másodikkapcsoló (Q1, Q2) vezérlőcsomópontja (28) egymással kapcsolódik, azelső és második kapcsoló (Q1, Q2) referen- cia-csomópontja a közöscsomópontra (26) van vezetve. Lényege, hogy az első és másodikkapcsolót (Q1, Q2) pozitív visszacsatolásban vezérlő kapumeghajtóáramkörrel (30) van ellátva, amely a rezonanciás ellenállásracsatlakoztatott, rezonanciás terhelőáramkör (16) váltóáramúkimenetének változására jellemző pillanatnyi aktuális ütemmel arányosfeszültséget indukáló, a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok(28) közé beiktatott meghajtóinduktivitást (LD), a közös csomópont(26) és a vezérlőcsomópontok (28) között sorosan beiktatott, ameghajtóinduktivitással (LD) sorosan kapcsolt induktivitást (32), aközös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között beiktatott, avezérlőcsomópontokban (28) a közös csomóponthoz (26) képest afeszültség pozitív és negatív irányú változását korlátozó kétirányúfeszültségkapcsoló áramkört (36) tartalmaz. ŕ
Description
A találmány tárgya terhelőáramkör gázkisülő fényforráshoz, amely gázkisülő lámpára csatolt, rezonanciás kapacitást és rezonanciás ellenállást tartalmazó rezonanciás terhelőáramkörrel, a rezonanciás terhelőáramkörre csatlakoztatott, a rezonanciás terhelőáramkörben bemenő egyenáramnak megfelelően váltóáramot gerjesztő egyenáram-váltóáram átalakítóval van kialakítva, ahol az átalakító egyenáramú feszültségen tartott buszvezeték és referenciavezeték között sorosan beiktatott, a rezonanciás terhelőáramkör váltóáramú pontjára kapcsolt közös csomóponthoz csatlakoztatott első és második kapcsolót, illetve MOSFET tranzisztort tartalmaz, továbbá az első és második kapcsoló vezető állapotukat feszültségkülönbségük nagyságával meghatározó vezérlőcsomóponthoz és referencia-csomóponthoz van csatlakoztatva, az első és második kapcsoló vezérlőcsomópontja egymással kapcsolódik, az első és második kapcsoló referencia-csomópontja a közös csomópontra van vezetve.
A terhelőáramköröket tipikusan a gázkisülő fényforrások bekapcsolásánál és folyamatos üzemeltetésénél hasznosítják, azok sorosan csatlakoztatott vezérelt kapcsolóeszközöket, például MOSFET tranzisztorokat tartalmaznak, amelyek feladata az egyenáram átváltása váltóárammá és ez utóbbival olyan rezonanciás terhelőáramkör meghajtása, amely a gázkisülő fényforrás sarkaira van vezetve. A pozitív visszacsatolás számos kapumeghajtó áramkörben megtalálható, amelyek a páronként használt kapcsolóelemek vezérlésére szolgálnak. így az US-A 5,349,270 lajstromszámú US szabadalmi leírás RC-tag alkalmazását, vagyis rezisztív és kapacitív elem beiktatását javasolja a kapu és fonás közötti feszültség fázisának beállítására, mégpedig a rezonanciás terhelőáramkör áramának fázisához viszonyított érték szabályozására. Az ilyen kapumeghajtó áramkör hiányossága az, hogy a rezonanciás terhelőáramkör jellemző fázisszög 90° felé mozdul el, a kívánt 0°-hoz vezető irány helyett, amikor az RC-tag az áramkörben a kívánt hatást kifejti, amit általában ellentétes irányban egymáshoz kapcsolt Zener-diódák segítségével valósítanak meg. A Zener-diódákat a MOSFET kapcsolóelemek kapuelektródjára vezetett feszültség korlátozására használják, mivel ezek segítségével a kapcsolóelemek túlfeszültség okozta károsodásának veszélye általában kizárható, de mindig korlátozható. Ennek eredményeként nagy szintű fázistolás alakul ki, ez kizárja, hogy olyan nagy kimenőfeszültség keletkezzen, amely a lámpa megbízható gyújtását lehetővé teszi, legalábbis a terhelés hatékonyságának megszüntetése nélkül.
Az említett RC-tagot tartalmazó áramkörök egy további hiányossága a MOSFET tranzisztorok kikapcsolási folyamatának lelassulása, ezért a kapcsolás nem a megfelelő sebességgel zajlik, az RC-tagra vezetett feszültség lassú csökkenése a fényforrás teljesítményének szabályozási lehetőségét lerontja, az üzemi feszültségben és az ív impedanciájában nemkívánatos változásokat eredményez.
Mindezek alapján megállapítható, hogy igény van olyan egyszerű indítóáramkör kidolgozására, amely a fentiekben meghatározott típusú terhelőáramkörökben az egyenáram és váltóáram közötti átalakítást biztosító kapcsolóelemek kapumeghajtó áramköreinek pozitív visszacsatolásos működését biztosítja.
Találmányunk feladata a fenti igénynek megfelelően olyan terhelőáramkör létrehozása gázkisülő fényfonásokhoz, amely az egyenáramot váltóárammá alakító konverterben alkalmazott, egymással sorosan csatolt kapcsolóelemek működését vezérli, és ahol a rezonanciás terhelőáramkör árama, valamint a kapcsolóelemek vezérlőfeszültsége közötti fáziskülönbséghez tartozó szög a fényforrás bekapcsolási folyamatában 0° felé mozdul el, amivel a begyújtás megbízhatóságát javítjuk.
Feladatunknak tekintjük továbbá olyan terhelőáramkör kidolgozását, amely felépítésében egyszerűbb, mint a műszaki szintből ismertté vált megoldások.
További feladatunknak tekintjük olyan egyszerű indítóáramkör kialakítását, amely az ismertetett típusú terhelőáramkörökben alkalmazott átalakító (konverter) kapcsolóelemeit vezérlő kapumeghajtó áramkör pozitív visszacsatolásos működését megbízható módon indítja.
A kitűzött feladat megoldásaként két változatban terhelőáramkört dolgoztunk ki gázkisülő fényforráshoz. Az első változatnál, amely gázkisülő lámpára, általában fénycsőre csatolt, rezonanciás kapacitást és rezonanciás ellenállást tartalmazó rezonanciás terhelőáramkörrel, a rezonanciás terhelőáramkörre csatlakoztatott, a rezonanciás terhelőáramkörben bemenő egyenáramnak megfelelő váltóáramot gerjesztő egyenáram-váltóáram átalakítóval van kialakítva, ahol az átalakító egyenáramú feszültségen tartott buszvezeték és referenciavezeték között sorosan beiktatott, a rezonanciás terhelőáramkör váltóáramú pontjára kapcsolt közös csomóponthoz csatlakoztatott első és második kapcsolót tartalmaz, továbbá az első és második kapcsoló vezető állapotukat feszültségkülönbségük nagyságával meghatározó vezérlőcsomóponthoz és referencia-csomóponthoz van csatlakoztatva, az első és második kapcsoló vezérlőcsomópontja egymással kapcsolódik, az első és második kapcsoló referencia-csomópontja a közös csomópontra van vezetve, a találmány értelmében az első és második kapcsolót pozitív visszacsatolásban vezérlő kapumeghajtó áramkörrel van ellátva, amely a rezonanciás ellenállásra csatlakoztatott, rezonanciás terhelőáramkör váltóáramú kimenetének változására jellemző pillanatnyi aktuális ütemmel arányos feszültséget indukáló, a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok közé beiktatott meghajtóinduktivitást, a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok között sorosan beiktatott, a meghajtóinduktivitással sorosan kapcsolt induktivitást, a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok között beiktatott, a vezérlőcsomópontokban a közös csomóponthoz képest a feszültség pozitív és negatív irányú változását korlátozó kétirányú feszültségkapcsoló áramkört tartalmaz.
A kitűzött feladat megoldásaként létrehozott terhelőáramkör egy másik változatánál, amely gázkisülő lámpára, illetve elektród nélküli gázkisülő fényforrásra csatolt, rezonanciás kapacitást és rezonanciás ellenállást tartalmazó rezonanciás terhelőáramkörrel, a rezonanciás terhelőáramkörre csatlakoztatott, a rezonanciás terhelőáramkörben bemenő egyenáramnak megfelelő vál2
HU 219 700 Β tóáramot gerjesztő egyenáram-váltóáram átalakítóval van kialakítva, ahol az átalakító egyenáramú feszültségen tartott buszvezeték és referenciavezeték között sorosan beiktatott első és második MOSFET tranzisztort tartalmaz, amelyek forrásai a rezonanciás terhelőáramkör váltóáramú pontjára kapcsolt közös csomóponthoz vannak csatlakoztatva, míg kapuelektródjaik vezérlőcsomópontra vannak vezetve, a találmány értelmében az első és második MOSFET tranzisztort pozitív visszacsatolásban vezérlő kapumeghajtó áramkörrel van ellátva, amely a rezonanciás ellenállásra csatlakoztatott, rezonanciás terhelőáramkör váltóáramú kimenetének változására jellemző pillanatnyi aktuális ütemmel arányos feszültséget indukáló, a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok közé beiktatott meghajtóinduktivitást, a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok között sorosan beiktatott, a meghajtóinduktivitással sorosan kapcsolt induktivitást, a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok között beiktatott, a vezérlőcsomópontokban a közös csomóponthoz képest a feszültség pozitív és negatív irányú változását korlátozó kétirányú feszültségkapcsoló áramkört tartalmaz.
Igen előnyös a találmány szerinti terhelőáramkör mindkét változatának az a megvalósítási módja, amelynél a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok között a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok között folyó feszültség változási ütemét előre meghatározott módon korlátozó kondenzátort iktatunk be, illetve adott esetben az említett csomópontok között beiktatott kiegészítőinduktivitást használunk fel.
Összefoglalva a találmány szerint olyan terhelőáramkört alakítottunk ki, amely gázkisülő fényforrást, például fénycsövet befogadó, rezonanciás induktort és rezonanciás ellenállást tartalmazó rezonanciás terhelőáramkörhöz kapcsolódik. Az áramkörben váltóáramot egyenáramból átalakító segítségével hozunk létre, amely a rezonanciás terhelőáramkörben üzemel. Az átalakítóáramkörben egyenfeszültségen tartott buszvezeték és referenciavezeték között sorosan első és második kapcsoló van beiktatva, ezek egymáshoz a váltakozó terhelőáramot vezető közös csomóponton át vannak csatlakoztatva. Az első és második kapcsolóelemhez vezérlőcsomópont és referencia-csomópont tartozik, amelyek között a megfelelő kapcsolóelem vezető állapotát meghatározó feszültség van. A vezérlőcsomópontok egymáshoz vannak kapcsolva, míg a referencia-csomópontok a két kapcsolóelem között a közös csomóponton át vannak egymáshoz csatlakoztatva. Kapumeghajtó áramkört létesítünk az első és második kapcsolóelem pozitív visszacsatolásos vezérlésére, amelyhez a rezonanciás induktorra vezetett meghajtóinduktor van csatlakoztatva. Ez utóbbi kapcsolás feladata annak biztosítása, hogy a rezonanciás induktorban indukált feszültség legyen arányos a váltóáramú terhelést jelentő áram pillanatnyi változási ütemével. A meghajtást biztosító induktivitás a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok között van beiktatva, vele adott esetben egy további induktivitás kapcsolható sorosan, ahol a soros kapcsolás szintén a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok között van beiktatva. A terhelőáramkörben a találmány értelmében kétirányú feszültségkapcsoló áramkört használunk, amely a közös csomópont és a vezérlőcsomópontok között beiktatva a vezérlőcsomópontokban uralkodó feszültségnek a közös csomópont feszültségéhez viszonyított pozitív és negatív eltéréseit korlátozza.
A találmány tárgyát a továbbiakban példakénti kiviteli alakok kapcsán, a csatolt rajzra hivatkozással ismertetjük részletesen. A rajzon az
1. ábra: a találmány szerinti terhelőáramkör gázkisülő lámpára vezetett, komplementer kapcsolóelemeket tartalmazó, egyenáram-váltóáram átalakítóval ellátott változatának egyszerűsített kapcsolási elrendezése, a
2. ábra: az 1. ábrán bemutatott kapcsolási vázlat szerint részletezett kapumeghajtó áramkör ekvivalens áramköri vázlata, a
3. ábra: az 1. ábrán bemutatott kapcsolási vázlat szerint részletezett kapumeghajtó áramkör egy másik ekvivalens áramköri vázlata, a
4. ábra: az 1. ábrán bemutatott kapcsolási vázlat szerint részletezett kapumeghajtó áramkör egy további ekvivalens áramköri vázlata a benne alkalmazott Zener-diódák vezető állapotánál, az
5. ábra: az 1. ábrán bemutatott kapcsolási vázlat szerint részletezett kapumeghajtó áramkör egy még további ekvivalens áramköri vázlata a benne alkalmazott Zener-diódák nem vezető (zárt) állapotánál, amikor az 1. ábrán jelölt 38 kondenzátor feszültsége változik, a
6A. ábra: a találmány szerinti terhelőáramkör alkalmazásánál gázkisülő fényforrás feszültsége és a frekvencia közötti kapcsolatot bemutató egyszerűsített grafikon, amelyen a fényforrás begyújtására és állandó üzemére jellemző üzemi pontokat bejelöltük, a
6B. ábra: a találmány szerinti terhelőáramkör alkalmazásánál rezonanciás terhelőáramkör és rezonanciás terhelőáram frekvencia jellegű összetevői közötti fázisszög és a működéshez tartozó frekvencia összefüggését bemutató egyszerűsített grafikon, a
7. ábra: a találmány szerint kialakított terhelőáramkör egy másik változatának az 1. ábrához bemutatotthoz sok tekintetben hasonló kapcsolási elrendezése, a
8. ábra: egy tipikus diac jellegű elem áram-feszültség karakterisztikája, míg a
9. ábra: elektród nélküli gázkisülő fényforrásnál alkalmazott, a találmány szerint kialakított terhelőáramkör első és második változatának legfontosabb ismérveit megvalósító terhelőáramkör kapcsolási elrendezése.
A találmány szerint több változatban gázkisülő lámpára kapcsolt áramkört dolgoztunk ki.
A kitűzött feladat egyik megoldását 10 terhelőáramkörjelenti, amelyet az 1., 2., 3., 4., 5., 6A. és 6B. ábrák kapcsán mutatunk be. A 10 terhelőáramkör kimeneti pontjai 12 gázkisülő lámpa sarkaira vannak csatlakoz3
HU 219 700 Β tatva. A 10 terhelőáramkörben 14 tápforrásból egyenáramot felvevő vezérelt működésű Qj első és Q2 második kapcsoló van. A 14 tápforrás lehet egy teljes hullámú hídkapcsolású erősítő, amelyet az ábrán nem mutatunk be. A felvett egyenáramot a Q] első és Q2 második kapcsoló váltóárammá alakítja át, amihez az áramkör vezérlési feltételeket biztosít. A váltóáram 16 rezonanciás terhelőáramkörbejut, amely LR rezonanciás induktort és CR rezonanciás kapacitást tartalmaz. Az egyenáramra VBUS buszfeszültség jellemző, amely 18 buszvezetéken 20 referenciavezetékhez képest mérhető. A 20 referenciavezetéket az adott esetben földpontra csatlakoztatott vezetékként mutatjuk be. A 16 rezonanciás terhelőáramkörben van a 12 gázkisülő lámpa, amelyet a CR rezonanciás kapacitáson keresztül söntölni lehet. A 18 buszvezeték és a 20 referenciavezeték között 23 csomópontra csatlakoztatva 22 és 24 áthidalókondenzátor (hídkondenzátor) van beiktatva, ahol a 23 csomóponthoz nagyjából a VBUS buszfeszültség fele tartozik. A 12 gázkisülő lámpa a 16 rezonanciás terhelőáramkörbe többféle módon illeszthető, ugyanígy a 22 és 24 áthidalókondenzátorok alkalmazását kiváltó egyéb elrendezések is használhatók, amelyeket a szakirodalom ismertet.
Az 1. ábrán bemutatott 10 terhelőáramkörben a Q, első és Q2 második kapcsoló komplementer módon üzemel, legalábbis abban az értelemben, hogy a Q! első kapcsoló n típusú anyagból álló csatornával kialakított eszköz, míg a Q2 második kapcsoló p típusú anyagból álló csatornával van kiképezve. Ezek a kapcsolók megvalósíthatók például MOSFET tranzisztorok formájában, de ugyanígy a bipoláris kapcsolóelemek ismert típusai szintén felhasználhatók. Mind a Qt első, mind a Q2 második kapcsoló G1( illetve G2 kapuelektróddal van kiképezve, vagy hasonló vezérlőponttal. A Qi első kapcsoló Gj kapuelektródja és S! forrása között uralkodó feszültség a kapcsoló vezető állapotának vezérlésére szolgál. Ugyanígy a Q2 második kapcsoló G2 kapuelektródja és S2 forrása közötti feszültség a vezető állapot vezérlését biztosítja ennél a kapcsolónál. Az S1 és S2 forrás 26 közös csomópontra csatlakozik. A Gi és G2 kapuelektródok közös pontját 28 vezérlőcsomópont jelenti, a 28 vezérlőcsomópont és a 26 közös csomópont között uralkodó feszültség mind a Q1 első, mind a Q2 második kapcsoló vezető állapotának vezérlésére alkalmas. A Qi első kapcsoló Dt nyelője a 18 buszvezetékre, míg a Q2 második kapcsoló D2 nyelője a 20 referenciavezetékre van vezetve.
A 28 vezérlőcsomópont és a 26 közös csomópont között 30 kapumeghajtó áramkör van beiktatva, amely a Qj első és a Q2 második kapcsoló vezető állapotának szükség szerinti előidézésére szolgál. A 30 kapumeghajtó áramkör olyan LD meghajtóinduktivitást tartalmaz, amely a 26 közös csomóponton át LR rezonanciás induktor egyik sarkára van csatlakoztatva. Az LR rezonanciás induktomak a 26 közös csomópontra vezetett sarka transzformátortekercsének leágazása lehet, ahol a transzformátor alkalmas mind az LD meghajtóinduktivitás, mint az LR rezonanciás induktor megvalósítására. Az említett induktív elemeket pólusaikkal az 1. ábrán pontokkal jelölt helyzetben iktatjuk be. Az LD meghajtóinduktivitás biztosítja a 30 kapumeghajtó áramkör működéséhez szükséges energiát. Az LD meghajtóinduktivitással sorosan 32 induktivitás van beiktatva, amely a 28 vezérlőcsomópont és az LD meghajtóinduktivitás között helyezkedik el. A továbbiakban még kifejtjük, hogy a 32 induktivitás a 28 vezérlőcsomópont és a 26 közös csomópont között kialakuló feszültség (a kapu és a forrás közötti feszültség) fázisszögének beállítására szolgál. A 32 induktivitással együtt 34 kiegészítőinduktivitást is fel lehet használni, ez azonban csak célszerű megoldást jelent, ezért a 34 kiegészítőinduktivitás beiktatását szaggatott vonallal jelöltük. A 28 vezérlőcsomópont és 26 közös csomópont között 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkör is be van iktatva, amely a kapu és a forrás közötti feszültség pozitív, valamint negatív értelmű változásait meghatározott határok között tartja, amihez például az ábrán látható Zener-diódás elrendezés szolgál. A Zener-diódák egymáshoz képest fordított polaritással vannak beiktatva. A 28 vezérlőcsomópont és a 26 közös csomópont között ezenkívül 38 kondenzátor is be van illesztve, amely a 28 vezérlőcsomópont és 26 közös csomópont között a kapu és forrás közötti feszültség változásának ütemét korlátozza. Ezzel a megoldással a Q| első és a Q2 második kapcsoló kapcsolási üzemei között holtidős tartományokat lehet létrehozni, amely alatt mindkét kapcsoló kikapcsolt állapotban van, míg kikapcsolt állapotaik között mindkettő bekapcsolt állapotban van.
A 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkörrel sorosan védő RC-tag szintén alkalmazható, amely 40 kondenzátorból és 42 ellenállásból áll. A védő RC-tag felépítésére és funkciójára vonatkozóan az US-A 5,382,882 lajstromszámú US szabadalmi leírás ad kitanítást. A 2. ábra az 1. ábrán látható 30 kapumeghajtó áramkör egy leegyszerűsített áramköri modelljét, helyettesítő kapcsolását mutatja be. Amikor a 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkört alkotó Zener-diódák vezető állapotban vannak, a 28 vezérlőcsomópontra a következő egyenlet írható fel :
-(l/L32)ÍVodt+(l/L32+l/L34)ÍV28dt+I36=0, (1) ahol (az 1. ábra jelöléseit figyelembe véve) L32 a 32 induktivitás értéke, Vo az LD meghajtóinduktivitás által biztosított meghajtófeszültség nagysága, L34 a 34 kiegészítőinduktivitás értéke, V28 a 28 vezérlőcsomópontban a 26 közös csomóponthoz képest uralkodó feszültség, míg I36 a 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkörön átfolyó áram erőssége.
A 2. ábra szerint a 38 kondenzátoron átfolyó áram nagysága zérus, mivel a 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkör működő állapotban van.
A 2. ábra szerinti elrendezés a 3. ábra szerinti helyettesítő képpé alakítható át, ahol az egymástól függő forrásokból felvehető áramokat mutatjuk be, továbbá Io az előbb meghatározott Vo feszültséghez tartozó áramerősség, amely az LD meghajtóinduktivitáson mérhető (1. ábra). Az Io áramerősséget az
Io=(l/L32)JVodt (2) képletből számíthatjuk ki. A 32 induktivitáson folyó I32 áramra az
HU 219 700 Β
I32=(l/L32)jv28dt (3) összefüggés írható fel, míg a 34 kiegészítőinduktivitáson folyó I34 áram erősségét az
I34=(l/L34)ÍV28dt (4) képlet adja.
Az előzőekben megadott (2), (3) és (4) összefüggésből adódik, hogy az L32 induktivitás értéke úgy változtatható, hogy az egyúttal a 34 kiegészítőinduktivitás értékét is figyelembe vegye. így az L32 értéke egyszerűen a 32 induktivitás és a 34 kiegészítőinduktivitás párhuzamos kapcsolásából adódó eredő értékkel helyettesíthető.
Ha az 1. ábra szerinti kapcsolási elrendezésből a 34 kiegészítőinduktivitást kiemeljük, a 30 kapumeghajtó áramkör működése a következők szerint írható le. Itt a 4. ábrára hivatkozunk, ahol az előzőekben meghatározott kifejezésekből adódó értékeket vesszük figyelembe, és meghatározzuk azokat a feltételeket, amelyek mellett a 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkör Zener-diódái vezető állapotban lehetnek. Az Io áramerősséget az
Io^Lr/h^Űr (5) képlet adja meg, ahol LR az LR rezonanciás induktor értéke (1. ábra), n az LR rezonanciás induktort és az LD meghajtóinduktivitást alkotó tekercsek menetszámának aránya, míg IR az LR rezonanciás induktoron folyó áram erőssége.
A 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkör Zenerdiódáin folyó áram I36 erősségét az h6=Io_l32 (6) kifejezés adja meg. Amikor a Zener-diódák vezető állapotban vannak, az 1. ábrán látható 38 kondenzátoron folyó áram erőssége zérus és ezért I„ nagyobb, mint I32. Ugyanekkor a 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkör Zener-diódáin uralkodó V36 feszültség, tehát a kapu és a forrás között mérhető feszültség az egyik aktív vagy záró Zener-dióda előre meghatározott pozitív vagy negatív kapocsfeszültsége (például 7,5 V), amihez a másik, nem záró diódán mérhető feszültségesés (például 0,7 V) adódik hozzá.
Ha tehát a 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramköröknek a Zener-diódái vezető állapotban vannak, az
1. ábra szerinti 38 kondenzátoron uralkodó feszültség negatív értékről pozitív értékre vált, illetve fordítva. A feszültségnek ez a megváltozása azt okozza, hogy a változás menetében a Q, első és a Q2 második kapcsoló közül az egyik bekapcsolt állapotba kerül, míg a másik kikapcsolt állapotot vesz fel. A 38 kondenzátor a kapu és a forrás közötti feszültség egy előre meghatározott változási ütemét biztosítja, mint már ezt említettük. A 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkör Zenerdiódáinak nem vezető állapota mellett az I32 áramerősség nagyobb, mint az Io áramerősség. Ugyanekkor a 38 kondenzátoron az
Ic=1o_b2 (7) képlettel meghatározott áramerősség mérhető.
Az I32 erősségű áram háromszöghullám alakú változást mutat. Az I36 áramerősség (4. ábra) az Io és az I32 áramerősség különbsége, ha a kapu és a forrás között uralkodó feszültség értéke állandó, vagyis a 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkör Zener-diódái nem vezető állapotban vannak. Ennek megfelelően az Ic erősségű áram a 38 kondenzátoron olyan feszültséget biztosít, amely a kapu és a forrás közötti feszültségnek felel meg és az állapot változását idézi elő, vagyis az előzőekben leírt módon a Qj első és a Q2 második kapcsoló működésbe lép. A kapu és a forrás közötti feszültséget nagyjából négyszöghullám jellemzi, a pozitív feszültségről negatív feszültségre és fordított irányban lezajló változások jelentik és így ezek a változások a 38 kondenzátor beiktatásával meghatározott értéken tarthatók.
Az 1. ábrán bemutatott 30 kapumeghajtó áramkör felhasználásával a 26 közös csomópont és a 23 csomópont közötti rezonanciás feszültség frekvencia jellegű összetevőjének fázisszöge a 12 gázkisülő lámpa begyújtási folyamatában 0°-hoz közelít. A 6A. ábrán a 12 gázkisülő lámpa VLAMP lámpafeszültsége és a frekvencia közötti összefüggés látható leegyszerűsített formában. A 16 rezonanciás terhelőáramkört (1. ábra) WR rezonanciafrekvencia jellemzi, és a rezonancia feltételei között a VLAMP lámpafeszültség legmagasabb értékét éri el, vagyis szintje VR. A 12 gázkisülő lámpa esetében célszerű, ha a VLAMP lámpafeszültség a gyújtási folyamatban megközelíti ezt a rezonanciaértéket. Ha a begyújtási folyamatban a 12 gázkisülő lámpán át ilyen igen nagy feszültségcsúcsot generálunk, ezzel az iv begyújtását megkönnyítjük és így a lámpa működése is egyszerűbben indítható. A kialakult üzemi állapotra viszont az előzőeknél kisebb Vss stabil üzemi feszültség jellemző, amelyhez az előzőeknél nagyobb Wss stabil üzemi frekvencia tartozik. A 6B. ábrán az látható, hogy a 26 közös csomópont és 23 csomópont közötti rezonanciafeszültség és a 16 rezonanciás terhelőáramkörben folyó áram frekvencia jellegű összetevői közötti fázisszög hogyan változik. Ez a fázisszög előnyösen a 12 gázkisülő lámpa begyújtása során az előbb meghatározott WR rezonanciafrekvencia felé tolódik el. Ugyanekkor a VLAmp lámpafeszültség (6A. ábra) a VR rezonanciafeszültség nagy értéke felé tolódik el (6A. ábra), ami az előzőek fényében azért előnyös, mert így a 12 gázkisülő lámpa begyújtási folyamata könnyebbé válik.
Amint már említettük, a kapumeghajtó áramkörök ismert változatait az a hátrány jellemzi, hogy a lámpa begyújtása során a kapu és a forrás között uralkodó feszültségre jellemző fáziseltolás 90° felé tolódik el, míg a feszültség értéke nem mindig éri el a szükséges szintet. Ez a 12 gázkisülő lámpa megbízható gyújtását nehezíti, ami az ismert megoldások nemkívánatos jellemzője.
A találmány elé kitűzött feladat megoldását jelenti a 7. ábrán bemutatott 10’ terhelőáramkör is, amelynek további részletei a 8. és 9. ábrán láthatók. A 10’ terhelőáramkör sok szempontból azonosan épül fel, mint az 1. ábra szerinti 10 terhelőáramkör, de az indításhoz, a 12 gázkisülő lámpa begyújtásához kissé eltérő áramkört alkalmaz. A két ábrán látható azonos elemeket, amelyek elrendezése is hasonló, újólag nem mutatjuk be.
A 7. ábrán látható kapcsolási elrendezésnél 50 átbillenő feszültségi tagot alkalmazunk, amely például diac formájában alakítható ki. Az 50 átbillenő feszültségi tag egyik sarka a 26 közös csomópontra kapcsolódik. Az 50 átbillenő feszültségi tag másik sarka 52 csomópontra van vezetve. Az 52 csomóponton a 26 közös cso5
HU 219 700 Β móponthoz képest kisebb feszültséget kell biztosítani, mint a 12 gázkisülő lámpa stabil üzemi állapotában az 50 átbillenő feszültségi tag átbillenéséhez szükséges feszültség. Ezt 54 és 56 soros ellenállással biztosítjuk, amelyek az 52 csomóponton uralkodó feszültséget állítják be. Az 54 és 56 soros ellenállásokból álló tag a 18 buszvezeték és a 20 referenciavezeték között van beiktatva. A két ellenállás feszültségosztó egységet képez, értékük célszerűen azonos, ha a Qj első és a Q2 második kapcsoló kitöltési tényezője egyenlő. Ebben az esetben a 12 gázkisülő lámpa stabil üzemi állapotában a 26 közös csomóponton nagyjából és átlagosan a VBUS buszfeszültség fele uralkodik, míg az 54 és 56 soros ellenállások értékének megválasztásával az 52 csomóponton is hasonló, a VBUS buszfeszültség felét kitevő átlagos érték biztosítható. A kapcsolási elrendezésben 59 kondenzátor aluláteresztő szűrőként működik, amely megelőzi a nagyfrekvenciás feszültségi fluktuációkat, és ezek az 50 átbillenő feszültségi tag működésére nem tudnak befolyást gyakorolni. Az 54 és 56 soros ellenállások megkönnyítik az átlagolási funkció végrehajtását. Stabil üzemi állapotban ennek megfelelően az 50 átbillenő feszültségi tagon uralkodó feszültség értéke nagyjából zérus.
A 26 közös csomópont és a 28 vezérlőcsomópont között 58 töltőimpedancia van beiktatva. Egy másik lehetőség szerint, ahogy azt a 7. ábrán szaggatott vonal mutatja, 58’ töltőimpedancia is beiktatható, amely a 26 közös csomópont és a 18 buszvezeték között van elrendezve. Ezen túlmenően az 50 átbillenő feszültségi tagot 59 kondenzátorral, amely áramforrásként működik, hatékonyan söntölni lehet.
A 14 tápforrásra való csatlakoztatás után az egyenáram jelenléte miatt a 32 induktivitás és az LD meghajtóinduktivitás rövidzárként működik, és ennek eredményeként 38’ kondenzátor bal oldali sarka az 59 kondenzátor jobb oldali sarkára van vezetve, vagyis a 26 közös csomópont a két kondenzátor közös pontja is. Az 50 átbillenő feszültségi tagra kapcsolódó 52 csomópont ekkor az 54 és 56 soros ellenállások, valamint az 58 töltőimpedancia feszültségosztó funkciója miatt a VBUS buszfeszültség egy meghatározott hányadán, például egyharmadán van. A folytonos vonal szerint beiktatott 58 töltőimpedancia hatására az 52 csomóponton uralkodó, a 38’ és az 59 kondenzátor közösített sarkán mérhető feszültség növekedni kezd, mégpedig az 58 töltőimpedanciát befogadó 20 referenciavezetéken keresztül. Amikor az 59 kondenzátoron uralkodó feszültség eléri az 50 átbillenő feszültségi tag átbillenési feszültségét, ez a feszültség gyors csökkenéséhez vezet. Ez a 8. ábrán látható, amely egy tipikus, diac formájában kiképzett 50 átbillenő feszültségi tag áram-feszültség karakterisztikáját mutatja.
A 8. ábra olyan diac jellegű eszközt mutat, amely a pozitív és negatív irányú feszültségváltozásokkal szemben szimmetrikus módon viselkedik. Az egyszerűség kedvéért tekintsük csak a pozitív irányú feszültségváltozásokat, amelyeket a 8. ábra úgy mutat be, hogy Ybo billenési feszültség fölötti értékeknél az eszköz átkapcsol, így például 32 V elérésekor működésbe lép. Az eszközön uralkodó feszültség ilyenkor Vv völgyfeszültségnek megfelelő értéket vesz fel, ez tipikusan 26 V értéket jelent, általában a VBO billenési feszültség alatt 6 V körüli szintet szoktak erre kijelölni. A 7. ábrán látható 10’ terhelőáramkör esetében az 50 átbillenő feszültségi tag az, amely áram hatására a VBO billenési feszültségről a Vv völgyfeszültségre tér át, az 59 kondenzátor az eszközt a raktározott töltés alapján látja el árammal. Az 50 átbillenő feszültségi tag feszültségének gyors csökkenése, vagyis a feszültségimpulzus 38’ kondenzátor révén 32 induktivitásra csatolódik, továbbá Ld meghajtóinduktivitásra, amelyek a továbbiakban az áramimpulzusban jelen levő nagyfrekvenciás komponens miatt már nem hatnak rövidzárként. így az áram az induktivitásokon át kapu-forrás feszültséget indukál, aminek polaritását az határozza meg, hogy a rajzon egyenes vonalú kapcsolattal bemutatott 58 töltőimpedancia vagy a szaggatott vonallal beiktatott 58’ töltőimpedancia működik. Ez az impedancia ennek megfelelően polaritás meghatározására is alkalmas. A kapu és forrás közötti feszültségimpulzusoknak ez a generálási módja indítóimpulzust biztosít, aminek hatására a Qj első és Q2 második kapcsoló közül egy bekapcsolódik.
A fentiekben már említettük, hogy a fényforrás folyamatos üzeme mellett az 50 átbillenő feszültségi tag mindkét csomópontja viszonylag közel kerül egymáshoz, mégpedig feszültségi szintjüket tekintve, ami kizárja a begyújtást.
A 7. ábrán és ennek megfelelően az 1. ábrán bemutatott áramkörök egy célszerű megvalósítási módjánál a 12 gázkisülő lámpa fénycső volt, mégpedig 16,5 W-os teljesítményű fényforrás, amelyhez egyenáramú feszültségként 160 V-ra volt szükség. A 34 kiegészítőinduktivitás beépítésére nem került sor, míg a további elemek értékei a következők voltak:
Lr rezonanciás induktor 570 μΗ
Ld meghajtóinduktivitás 2,5 μΗ az LR rezonanciás induktor és LD meghajtóinduktivitás menetszámaránya 15 32 induktivitás 150 μΗ
38’ kondenzátor 3,3 nF kondenzátor 0,1 μΡ kondenzátor (1. ábra), ha az 59 kondenzátor nincs jelen 3,3 nF kétirányú feszültségkapcsoló áramkör Zener-diódái egyenként 7,5 V és 56 soros ellenállás, 58 és 58’ töltőimpedancia, egyenlően 100 kO
CR rezonanciás kapacitás 3,3 nF és 24 áthidalókondenzátor, egyenlően 0,22 pF 42 ellenállás 10 Ω kondenzátor 470 pF
A Q] első kapcsoló például n csatorna típusú IRFR 210 jelű MOSFET tranzisztor, amelyet az International Rectifíer Company (El Segundo, CA, US) cég gyárt, a Q2 második kapcsoló lehet p csatorna típusú IRFR 9210 jelű MOSFET tranzisztor, amelyet szintén az előbb említett International Rectifíer Co. hoz forgalomba, az 50 átbillenő feszültségi tagot a Philips Semiconductors (Eindhoven, Hollandia) által gyártott diac volt, amelyre
HU 219 700 Β a VBO billenési feszültségre a gyári specifikáció 34 V értéket adott meg (gyári jele BR 100/03).
A 9. ábra 10” terhelőáramkört mutat be, amely szintén a találmány szerinti elveknek felel meg, de a 10 és 10’ terhelőáramkörrel szemben mind a két alapkivitelt tükröző ismérveket hordoz. A 10” terhelőáramkör alapvetően 60 elektród nélküli gázkisülő fényforrás meghajtására szolgál. A 60 elektród nélküli gázkisülő fényforrás például fénycső, amelyet a rajzon kör alakú elem képvisel, utalva az elektród nélküli fényforrásban kialakuló plazmára. A plazma geqesztését és ezzel a fény generálását biztosító állapot létrejöttét 62 rádiófrekvenciás tekerccsel biztosítjuk és az 1. ábrán látható 22, illetve 24 áthidalókondenzátor helyett 64 zárókondenzátort alkalmazunk. A 10” terhelőáramkör általában 2,5 MHz frekvencián üzemel, ez legalább tízszerese, de akár hússzorosa is lehet az elektróddal ellátott és az 1. ábrán látható 10 terhelőáramkörrel vagy a 7. ábra szerinti 10’ terhelőáramkörrel táplált fényfonásoknál szükséges frekvenciánál. Állandósult üzemi feltételek mellett 38” kondenzátor aluláteresztő szűrőként működik, amelynek hatására 52 csomóponton a potenciál a 36 kétirányú feszültségkapcsoló áramkör által biztosított kapcsolási feszültség mértékében térhet el egy beállított értéktől, vagyis például ±8 V nagyságú eltérés alakulhat ki. A 28 vezérlőcsomóponton ebben az esetben a 26 közös csomóponthoz képest az említett mértékben eltérő kapocsfeszültség jön létre, tehát az 50 átbillenő feszültségi tag a billenési feszültség szintje alatti táplálást kap. A 10 és 10’ terhelőáramkör előzőekben már bemutatott részleteihez képest a 10” terhelőáramkör (9. ábra) csak kismértékben, alapvetően a fentiekben tér el, így az előzőekben leírt kapcsolási elrendezés értelemszerűen erre a megoldásra is érvényes.
Ha a 9. ábra szerinti indítóáramkört a 7. ábra szerinti megoldás indítóáramkörével összehasonlítjuk, jól látható, hogy a 7. ábrán feltüntetett 59 kondenzátor, amely áramforrásként működik, a 9. ábra szerinti kapcsolásban feleslegessé válik. Helyébe olyan LD meghajtóinduktivitás és 32 induktivitás lép, amely a 38’ kondenzátorral együtt L-C tagot képez (induktív kapacitív elemet), amelyet az 50 átbillenő feszültségi tag Vbo billenési feszültségének lecsökkenésekor, a billenés bekövetkeztekor generált feszültség impulzusa hajt meg. A bemutatott módon létrehozott L-C tagnál az induktivitáson uralkodó feszültség, tehát a kapu-forrás feszültség növelésekor a rezonanciafrekvencia felé történő eltolódás figyelhető meg. Ha a kapu és forrás közötti feszültség az említett módon növekszik, a első és a Q2 második kapcsoló közül az egyik begyújt, amit a kapu és forrás közötti feszültségek közül annak a polaritása határoz meg, ahol a kapu és forrás közötti feszültség először éri el a csatolt kapcsolóelem bekapcsolásához tartozó küszöbértéket.
Az 58 vagy 58’ töltőimpedancia mint ellenállás felhasználásával a 38” kondenzátor töltéséhez tartozó polaritás az indításkor meghatározható, a 14 tápforrás által biztosított egyenáram révén. A 38’ kondenzátor töltésének ez a polaritása kiindulási polaritásként jelenik meg az előzőekben említett L-C tag által az 50 átbillenő feszültségi tag beindításakor generált kapu-fonás feszültségnél. Ugyancsak az előzőekben említettük, hogy az első kapcsoló beindítása attól függ, hogy több oszcillációs folyamatban a kapu és fonás közötti feszültség értékében elegendően nagy emelkedés mutatkozik és ennek megfelelően nem mindig határozható meg, hogy melyik kapcsoló az, amelyik először működésbe lép. Az áramkör működése teljes mértékben megfelelő, bármely kapcsoló is legyen az első, amely állapotát megváltoztatja.
A 9. ábrán bemutatott kapcsolási elrendezés néhány összetevőjének értékét a következőkben olyan megvalósítás esetében mutatjuk be, amelynél a 60 elektród nélküli gázkisülő fényfonás 13 W teljesítményű fénycső, az egyenáramú buszfeszültség 160 V, és a 34 kiegészítőinduktivitás beépítésére nem került sor:
Lr rezonanciás induktor 20 μΗ
Ld meghajtóinduktivitás 0,2 μΗ az Lr rezonanciás induktor és LD meghajtóinduktivitás menetaránya 10 induktivitás 30 μΗ
38” kondenzátor 470 pF kétirányú feszültségkapcsoló áramkör Zener-diódái egyenként 7,5 V és 56 soros ellenállás, 58 és 58’ töltőimpedancia, egyenlően 100kO
CR rezonanciás kapacitás 680 pF egyenáramú 64 zárókondenzátor 1 nF
A Qj első kapcsoló például n csatorna típusú IRFR 210 jelű MOSFET tranzisztor, amelyet az International Rectifier Company (El Segundo, CA, US) cég gyárt, a Q2 második kapcsoló lehet p csatorna típusú IRFR 9210 jelű MOSFET tranzisztor, amelyet szintén az előbb említett International Rectifier Co. hoz forgalomba, az 50 átbillenő feszültségi tagot a Philips Semiconductors (Eindhoven, Hollandia) által gyártott diac volt, amelyre a VBO billenési feszültségre a gyári specifikáció 34 V értéket adott meg (gyári jele BR 100/03).
A fentiekben bemutatott terhelőáramkörök mindegyik változatát jól láthatóan az egyszerű felépítés jellemzi, nincs szükség bennük p-n átmenettel jellemzett diódákra, amelyeket a korábbi megoldások mind igényelnek. A diódát ellenállások helyettesíthetik, amelyek a p-n átmenettel kialakított diódákhoz képest a költségek töredékét jelentik.
Az előzőekben a találmány szerinti terhelőáramkört több különböző kiviteli alak kapcsán írtuk le részletesen, de ezek csak a találmány lényegének megvalósíthatóságára mutatnak példákat, szakember köteles tudására támaszkodva számos egyéb megoldást dolgozhat ki. Ennek megfelelően találmányunk lényegét a csatolt igénypontok határozzák meg.
Claims (8)
- SZABADALMI IGÉNYPONTOK7. Terhelőáramkör gázkisülő fényforráshoz, amely (a) gázkisülő lámpára (12) csatolt, rezonanciás kapacitást (CR) és rezonanciás ellenállást tartalmazó rezonanciás terhelőáramkörrel (16), (b) a rezonanciás terhelőáramkörre (16) csatlakoztatott, a rezonanciás terhelőáramkörben (16) bemenőHU 219 700 Β egyenáramnak megfelelően váltóáramot gerjesztő egyenáram-váltóáram átalakítóval van kialakítva, ahol (i) az átalakító egyenáramú feszültségen tartott buszvezeték (18) és referenciavezeték (20) között sorosan beiktatott, a rezonanciás terhelőáramkör (16) váltóáramú pontjára kapcsolt közös csomóponthoz (26) csatlakoztatott első és második kapcsolót (Qb Q2) tartalmaz, továbbá (ii) az első és második kapcsoló (Qb Q2) vezető állapotukat feszültségkülönbségük nagyságával meghatározó vezérlőcsomóponthoz (28) és referencia-csomóponthoz van csatlakoztatva, (iii) az első és második kapcsoló (Qb Q2) vezérlőcsomópontja (28) egymással kapcsolódik, (iv) az első és második kapcsoló (Qb Q2) referencia-csomópontja a közös csomópontra (26) van vezetve, azzal jellemezve, hogy (c) az első és második kapcsolót (Qb Q2) pozitív visszacsatolásban vezérlő kapumeghajtó áramkörrel (30) van ellátva, amely (i) a rezonanciás ellenállásra csatlakoztatott, rezonanciás terhelőáramkör (16) váltóáramú kimenetének változására jellemző pillanatnyi aktuális ütemmel arányos feszültséget indukáló, a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) közé beiktatott meghajtóinduktivitást (Ld), (ii) a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között sorosan beiktatott, a meghajtóinduktivitással (Ld) sorosan kapcsolt induktivitást (32), (iii) a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között beiktatott, a vezérlőcsomópontokban (28) a közös csomóponthoz (26) képest a feszültség pozitív és negatív irányú változását korlátozó kétirányú feszültségkapcsoló áramkört (36) tartalmaz.
- 2. Az 1. igénypont szerinti terhelőáramkör, azzal jellemezve, hogy a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között folyó feszültség változási ütemét előre meghatározott módon korlátozó kondenzátort tartalmaz.
- 3. Az 1. vagy 2. igénypont szerinti terhelőáramkör, azzal jellemezve, hogy a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között beiktatva kiegészítőinduktivitást (34) tartalmaz.
- 4. Az 1-3. igénypontok bármelyike szerinti terhelőáramkör, azzal jellemezve, hogy a gázkisülő lámpa (12) fénycső.
- 5. Terhelőáramkör gázkisülő fényforráshoz, amely (a) gázkisülő lámpára (12), adott esetben elektród nélküli gázkisülő fényforrásra (60) csatolt, rezonanciás kapacitást (CR) és rezonanciás ellenállást tartalmazó rezonanciás terhelőáramkörrel (16), (b) a rezonanciás terhelőáramkörre (16) csatlakoztatott, a rezonanciás terhelőáramkörben (16) bemenő egyenáramnak megfelelően váltóáramot gerjesztő egyenáram-váltóáram átalakítóval van kialakítva, ahol az átalakító egyenáramú feszültségen tartott buszvezeték (18) és referenciavezeték (20) között sorosan beiktatott első és második MOSFET tranzisztort tartalmaz, amelyek forrásai (Sb S2) a rezonanciás terhelőáramkör (16) váltóáramú pontjára kapcsolt közös csomóponthoz (26) vannak csatlakoztatva, míg kapuelektródjaik (Gb G2) vezérlőcsomópontra (28) vannak vezetve, azzal jellemezve, hogy (c) az első és második MOSFET tranzisztort pozitív visszacsatolásban vezérlő kapumeghajtó áramkörrel (30) van ellátva, amely (i) a rezonanciás ellenállásra csatlakoztatott, rezonanciás terhelőáramkör (16) váltóáramú kimenetének változására jellemző pillanatnyi aktuális ütemmel arányos feszültséget indukáló, a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) közé beiktatott meghajtóinduktivitást (Ld), (ii) a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között sorosan beiktatott, a meghajtóinduktivitással (Ld) sorosan kapcsolt induktivitást (32), (iii) a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között beiktatott, a vezérlőcsomópontokban (28) a közös csomóponthoz (26) képest a feszültség pozitív és negatív irányú változását korlátozó kétirányú feszültségkapcsoló áramkört (36) tartalmaz.
- 6. Az 5. igénypont szerinti terhelőáramkör, azzal jellemezve, hogy a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között folyó feszültség változási ütemét előre meghatározott módon korlátozó kondenzátort tartalmaz.
- 7. Az 5. vagy 6. igénypont szerinti terhelőáramkör, azzal jellemezve, hogy a közös csomópont (26) és a vezérlőcsomópontok (28) között beiktatva kiegészítőinduktivitást (34) tartalmaz.
- 8. Az 5-7. igénypontok bármelyike szerinti terhelőáramkör, azzal jellemezve, hogy a gázkisülő lámpa (12) fénycső.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/709,062 US5796214A (en) | 1996-09-06 | 1996-09-06 | Ballast circuit for gas discharge lamp |
Publications (4)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| HU9701468D0 HU9701468D0 (en) | 1997-10-28 |
| HUP9701468A2 HUP9701468A2 (hu) | 1998-06-29 |
| HUP9701468A3 HUP9701468A3 (en) | 2000-06-28 |
| HU219700B true HU219700B (hu) | 2001-06-28 |
Family
ID=24848339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| HU9701468A HU219700B (hu) | 1996-09-06 | 1997-09-03 | Terhelő áramkör gázkisülő fényforráshoz |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5796214A (hu) |
| EP (1) | EP0828408A3 (hu) |
| JP (1) | JPH10162983A (hu) |
| KR (1) | KR19980024234A (hu) |
| BR (1) | BR9704655A (hu) |
| CA (1) | CA2213600A1 (hu) |
| HU (1) | HU219700B (hu) |
| PL (1) | PL321931A1 (hu) |
| RU (1) | RU2189690C2 (hu) |
| TW (1) | TW353852B (hu) |
Families Citing this family (53)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6124680A (en) * | 1996-09-03 | 2000-09-26 | Hitachi, Ltd. | Lighting device for illumination and lamp provided with the same |
| US5965985A (en) * | 1996-09-06 | 1999-10-12 | General Electric Company | Dimmable ballast with complementary converter switches |
| DE19709545A1 (de) * | 1997-03-07 | 1998-09-10 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltsteuerung einer Betriebsschaltung |
| US6051934A (en) * | 1998-08-13 | 2000-04-18 | General Electric Company | Gas discharge lamp ballast circuit with high speed gate drive circuitry |
| US6057648A (en) * | 1998-08-25 | 2000-05-02 | General Electric Company | Gas discharge lamp ballast with piezoelectric transformer |
| US6078143A (en) * | 1998-11-16 | 2000-06-20 | General Electric Company | Gas discharge lamp ballast with output voltage clamping circuit |
| US6150769A (en) * | 1999-01-29 | 2000-11-21 | General Electric Company | Gas discharge lamp ballast with tapless feedback circuit |
| US6175198B1 (en) * | 1999-05-25 | 2001-01-16 | General Electric Company | Electrodeless fluorescent lamp dimming system |
| US6111363A (en) * | 1999-07-21 | 2000-08-29 | General Electric Company | Ballast shutdown circuit for a gas discharge lamp |
| US6429602B1 (en) | 1999-11-05 | 2002-08-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Fluorescent lamp operating apparatus |
| JP2001210532A (ja) | 2000-01-27 | 2001-08-03 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 不飽和形変圧器、電源装置、放電ランプ装置および電球形放電ランプ |
| US6479949B1 (en) * | 2000-02-01 | 2002-11-12 | General Electric Company | Power regulation circuit for high frequency electronic ballast for ceramic metal halide lamp |
| US6524455B1 (en) | 2000-10-04 | 2003-02-25 | Eni Technology, Inc. | Sputtering apparatus using passive arc control system and method |
| US6555974B1 (en) | 2000-11-21 | 2003-04-29 | General Electric Company | Wiring geometry for multiple integral lamps |
| US6443769B1 (en) | 2001-02-15 | 2002-09-03 | General Electric Company | Lamp electronic end cap for integral lamp |
| US7064494B2 (en) * | 2001-04-12 | 2006-06-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Discharge lamp operating apparatus and self-ballasted electrodeless discharge lamp |
| US6525488B2 (en) | 2001-05-18 | 2003-02-25 | General Electric Company | Self-oscillating synchronous boost converter |
| US6392365B1 (en) | 2001-06-20 | 2002-05-21 | General Electric Company | Hot restrike protection circuit for self-oscillating lamp ballast |
| US6677715B2 (en) * | 2001-09-19 | 2004-01-13 | General Electric Company | Portable electronic ballast |
| US6847175B2 (en) * | 2001-09-19 | 2005-01-25 | General Electric Company | Lighting ballast with reverse current flow protection |
| US6392366B1 (en) * | 2001-09-19 | 2002-05-21 | General Electric Company | Traic dimmable electrodeless fluorescent lamp |
| US6831423B2 (en) * | 2003-03-28 | 2004-12-14 | General Electric Company | High Q impedance matching inverter circuit with automatic line regulation |
| US6867553B2 (en) * | 2003-04-16 | 2005-03-15 | General Electric Company | Continuous mode voltage fed inverter |
| US6967305B2 (en) * | 2003-08-18 | 2005-11-22 | Mks Instruments, Inc. | Control of plasma transitions in sputter processing systems |
| US6995545B2 (en) * | 2003-08-18 | 2006-02-07 | Mks Instruments, Inc. | Control system for a sputtering system |
| US7436124B2 (en) * | 2006-01-31 | 2008-10-14 | General Electric Company | Voltage fed inverter for fluorescent lamps |
| US7589480B2 (en) * | 2006-05-26 | 2009-09-15 | Greenwood Soar Ip Ltd. | High intensity discharge lamp ballast |
| US7733031B2 (en) | 2007-10-31 | 2010-06-08 | General Electric Company | Starting fluorescent lamps with a voltage fed inverter |
| US8212498B2 (en) | 2009-02-23 | 2012-07-03 | General Electric Company | Fluorescent dimming ballast |
| US7990070B2 (en) * | 2009-06-05 | 2011-08-02 | Louis Robert Nerone | LED power source and DC-DC converter |
| US8084949B2 (en) | 2009-07-09 | 2011-12-27 | General Electric Company | Fluorescent ballast with inherent end-of-life protection |
| US9129792B2 (en) | 2012-11-26 | 2015-09-08 | Lucidity Lights, Inc. | Fast start induction RF fluorescent lamp with reduced electromagnetic interference |
| US9460907B2 (en) | 2012-11-26 | 2016-10-04 | Lucidity Lights, Inc. | Induction RF fluorescent lamp with load control for external dimming device |
| US9209008B2 (en) | 2012-11-26 | 2015-12-08 | Lucidity Lights, Inc. | Fast start induction RF fluorescent light bulb |
| US8941304B2 (en) | 2012-11-26 | 2015-01-27 | Lucidity Lights, Inc. | Fast start dimmable induction RF fluorescent light bulb |
| US10128101B2 (en) | 2012-11-26 | 2018-11-13 | Lucidity Lights, Inc. | Dimmable induction RF fluorescent lamp with reduced electromagnetic interference |
| US9524861B2 (en) | 2012-11-26 | 2016-12-20 | Lucidity Lights, Inc. | Fast start RF induction lamp |
| US9161422B2 (en) | 2012-11-26 | 2015-10-13 | Lucidity Lights, Inc. | Electronic ballast having improved power factor and total harmonic distortion |
| US8698413B1 (en) | 2012-11-26 | 2014-04-15 | Lucidity Lights, Inc. | RF induction lamp with reduced electromagnetic interference |
| US10141179B2 (en) | 2012-11-26 | 2018-11-27 | Lucidity Lights, Inc. | Fast start RF induction lamp with metallic structure |
| US9245734B2 (en) | 2012-11-26 | 2016-01-26 | Lucidity Lights, Inc. | Fast start induction RF fluorescent lamp with burst-mode dimming |
| US9129791B2 (en) | 2012-11-26 | 2015-09-08 | Lucidity Lights, Inc. | RF coupler stabilization in an induction RF fluorescent light bulb |
| US8872426B2 (en) | 2012-11-26 | 2014-10-28 | Lucidity Lights, Inc. | Arrangements and methods for triac dimming of gas discharge lamps powered by electronic ballasts |
| US9305765B2 (en) | 2012-11-26 | 2016-04-05 | Lucidity Lights, Inc. | High frequency induction lighting |
| US20140375203A1 (en) | 2012-11-26 | 2014-12-25 | Lucidity Lights, Inc. | Induction rf fluorescent lamp with helix mount |
| US10529551B2 (en) | 2012-11-26 | 2020-01-07 | Lucidity Lights, Inc. | Fast start fluorescent light bulb |
| USD745981S1 (en) | 2013-07-19 | 2015-12-22 | Lucidity Lights, Inc. | Inductive lamp |
| USD745982S1 (en) | 2013-07-19 | 2015-12-22 | Lucidity Lights, Inc. | Inductive lamp |
| USD746490S1 (en) | 2013-07-19 | 2015-12-29 | Lucidity Lights, Inc. | Inductive lamp |
| USD747009S1 (en) | 2013-08-02 | 2016-01-05 | Lucidity Lights, Inc. | Inductive lamp |
| USD747507S1 (en) | 2013-08-02 | 2016-01-12 | Lucidity Lights, Inc. | Inductive lamp |
| USD854198S1 (en) | 2017-12-28 | 2019-07-16 | Lucidity Lights, Inc. | Inductive lamp |
| US10236174B1 (en) | 2017-12-28 | 2019-03-19 | Lucidity Lights, Inc. | Lumen maintenance in fluorescent lamps |
Family Cites Families (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4677345A (en) * | 1980-08-14 | 1987-06-30 | Nilssen Ole K | Inverter circuits |
| US4322789A (en) * | 1979-06-29 | 1982-03-30 | Mere, Malleray & Cie | Static converter of symmetrical type |
| US4370600A (en) * | 1980-11-26 | 1983-01-25 | Honeywell Inc. | Two-wire electronic dimming ballast for fluorescent lamps |
| US4463286A (en) * | 1981-02-04 | 1984-07-31 | North American Philips Lighting Corporation | Lightweight electronic ballast for fluorescent lamps |
| HU181323B (en) * | 1981-05-08 | 1983-07-28 | Egyesuelt Izzolampa | High-frequency system of additional resistor for electric discharge lamp |
| DE3311215A1 (de) * | 1983-03-28 | 1984-10-04 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH, 8000 München | Zuendvorrichtung fuer eine niederdruckentladungslampe |
| US4614897A (en) * | 1984-05-11 | 1986-09-30 | Rca Corporation | Switching circuit |
| US4692667A (en) * | 1984-10-16 | 1987-09-08 | Nilssen Ole K | Parallel-resonant bridge-inverter fluorescent lamp ballast |
| DE3441992A1 (de) * | 1984-11-16 | 1986-05-22 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH, 8000 München | Schaltungsanordnung zur zuendung einer niederdruckentladungslampe |
| US4937470A (en) * | 1988-05-23 | 1990-06-26 | Zeiler Kenneth T | Driver circuit for power transistors |
| US4945278A (en) * | 1988-09-20 | 1990-07-31 | Loong-Tun Chang | Fluorescent tube power supply |
| DE4129430A1 (de) * | 1991-09-04 | 1993-03-11 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung zum betrieb einer lampe |
| CA2076127A1 (en) * | 1991-09-26 | 1993-03-27 | Louis R. Nerone | Electronic ballast arrangement for a compact fluorescent lamp |
| US5223767A (en) * | 1991-11-22 | 1993-06-29 | U.S. Philips Corporation | Low harmonic compact fluorescent lamp ballast |
| US5309062A (en) * | 1992-05-20 | 1994-05-03 | Progressive Technology In Lighting, Inc. | Three-way compact fluorescent lamp system utilizing an electronic ballast having a variable frequency oscillator |
| US5355055A (en) * | 1992-08-21 | 1994-10-11 | Ganaat Technical Developments Ltd. | Lighting assembly and an electronic ballast therefor |
| EP0608016A1 (en) * | 1993-01-19 | 1994-07-27 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Driving circuit for bipolar transistors and ballast inverter provided with such circuit |
| US5457623A (en) * | 1993-07-06 | 1995-10-10 | Shafrir Romano | High efficiency power converter having diode-controlled switching frequency for illumination loads |
| JP2733817B2 (ja) * | 1993-08-30 | 1998-03-30 | 昌和 牛嶋 | 放電管用インバーター回路 |
| US5387847A (en) * | 1994-03-04 | 1995-02-07 | International Rectifier Corporation | Passive power factor ballast circuit for the gas discharge lamps |
| US5406177A (en) * | 1994-04-18 | 1995-04-11 | General Electric Company | Gas discharge lamp ballast circuit with compact starting circuit |
| NL9400848A (nl) * | 1994-05-25 | 1996-01-02 | Sevrien Hubert Thomas Lousberg | Seriële resonante omzetter. |
| US5514981A (en) * | 1994-07-12 | 1996-05-07 | International Rectifier Corporation | Reset dominant level-shift circuit for noise immunity |
-
1996
- 1996-09-06 US US08/709,062 patent/US5796214A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-08-21 CA CA002213600A patent/CA2213600A1/en not_active Abandoned
- 1997-08-30 KR KR1019970045083A patent/KR19980024234A/ko not_active Application Discontinuation
- 1997-09-03 EP EP97306824A patent/EP0828408A3/en not_active Withdrawn
- 1997-09-03 HU HU9701468A patent/HU219700B/hu not_active IP Right Cessation
- 1997-09-04 PL PL97321931A patent/PL321931A1/xx unknown
- 1997-09-04 TW TW086112768A patent/TW353852B/zh active
- 1997-09-05 BR BR9704655A patent/BR9704655A/pt active Search and Examination
- 1997-09-05 RU RU97115222/09A patent/RU2189690C2/ru not_active IP Right Cessation
- 1997-09-05 JP JP9240521A patent/JPH10162983A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10162983A (ja) | 1998-06-19 |
| KR19980024234A (ko) | 1998-07-06 |
| US5796214A (en) | 1998-08-18 |
| CA2213600A1 (en) | 1998-03-06 |
| HUP9701468A2 (hu) | 1998-06-29 |
| EP0828408A3 (en) | 1999-05-12 |
| BR9704655A (pt) | 1998-11-03 |
| PL321931A1 (en) | 1998-03-16 |
| RU2189690C2 (ru) | 2002-09-20 |
| EP0828408A2 (en) | 1998-03-11 |
| TW353852B (en) | 1999-03-01 |
| HU9701468D0 (en) | 1997-10-28 |
| HUP9701468A3 (en) | 2000-06-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| HU219700B (hu) | Terhelő áramkör gázkisülő fényforráshoz | |
| US5396155A (en) | Self-dimming electronic ballast | |
| US5539281A (en) | Externally dimmable electronic ballast | |
| US5406177A (en) | Gas discharge lamp ballast circuit with compact starting circuit | |
| US20030160574A1 (en) | System and method for powering cold cathode fluorescent lighting | |
| US4447765A (en) | Power supply for low voltage incandescent lamp | |
| JPH04502399A (ja) | 共振フライバツク高電圧電源用の同期回路 | |
| JP3349150B2 (ja) | スイッチングモード電源 | |
| US7099132B2 (en) | Circuit having power management | |
| US6952334B2 (en) | Linear regulator with overcurrent protection | |
| US5493181A (en) | Capacitive lamp out detector | |
| US5140224A (en) | Apparatus for operating discharge lamp | |
| CN101517853A (zh) | 具有改进的过流保护电路的逆变器及用于其的电源和电子镇流器 | |
| US6211625B1 (en) | Electronic ballast with over-voltage protection | |
| US6194843B1 (en) | HID ballast with hot restart circuit | |
| US6940233B2 (en) | Method and system of driving a CCFL | |
| US5687065A (en) | Pre-regulator with light switch to limit voltage ringing on turn-off | |
| US6657400B2 (en) | Ballast with protection circuit for preventing inverter startup during an output ground-fault condition | |
| US5877614A (en) | Electronic switch-mode power supply | |
| EP0507398A1 (en) | Circuit arrangement | |
| US8994283B2 (en) | Circuit for controlling a lighting unit having a periodic power supply with a thyristor | |
| JP4921668B2 (ja) | 高輝度放電ランプを駆動するための電子安定回路 | |
| JP4557110B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US6728088B2 (en) | Protection circuit against high currents in lighting converters | |
| US6847175B2 (en) | Lighting ballast with reverse current flow protection |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| HMM4 | Cancellation of final prot. due to non-payment of fee |