HU186189B - Arrangemenet for automatic frequency compensation of operational amplifiers - Google Patents
Arrangemenet for automatic frequency compensation of operational amplifiers Download PDFInfo
- Publication number
- HU186189B HU186189B HU398682A HU398682A HU186189B HU 186189 B HU186189 B HU 186189B HU 398682 A HU398682 A HU 398682A HU 398682 A HU398682 A HU 398682A HU 186189 B HU186189 B HU 186189B
- Authority
- HU
- Hungary
- Prior art keywords
- amplifier
- frequency
- compensation
- operational amplifiers
- frequency compensation
- Prior art date
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
A találmány szerinti elrendezés műveleti erősítők automatikus frekvenciakompenzálására szolgál, melyben egy feszültségosztó az erősítő kimenetéhez, egy visszacsatoló ellenállás az osztó osztáspontjához és az erősítő invertáló bemenetéhez, egy szélessávú követő bemenete az osztásponthoz, kimenete egy kompenzáló kapacitáshoz csatlakozik, a kompenzáló kapacitás másik elektródája pedig az erősítő frekvenciakompenzálására szolgáló kivezetéséhez van kötve. 2.. cibr c\ -1-The arrangement according to the invention is used to automatically compensate for operational amplifiers, in which a voltage divider for the amplifier output, a feedback resistor to the divider point and the inverter input of the amplifier, is output to a compensating capacity, and the other electrode of the compensating capacity is the amplifier. connected to a frequency compensation terminal. .. cibr c -1-
Description
Az analóg és digitális méréstechnika minden területén kiterjedten alkalmazzák a műveleti erősítőket. A digitális méréstechnikában a kvantálás előtt általában szükség van a jelnagyság megfelelő szintre történő erősítésére és/vagy mintavevő tartó áramkörre, periodikus vagy sztochasztikus impulzusok vizsgálatakor csúesdeteklorra, a digitális multiméterek jelentős részénél pedig integrátorra stb.Operational amplifiers are widely used in all fields of analogue and digital measurement technology. In digital measurement techniques, signal quantification and / or sample holder circuits, slip decoders for periodic or stochastic pulses, and integrators for most digital multimeters, are generally required prior to quantization.
A számítógépek és különösen a mikroprocesszorok egyre szélesebb körű elterjedésével együtt egyre általánosabbá válik a mérési adatok digitalizálása, másrészt a technológiai vagy mérési folyamatok automatizálása.As computers and especially microprocessors become more widespread, the digitization of measurement data and the automation of technological or measurement processes are becoming more common.
Ilyen és más alkalmazásokban is gyakran szükség van a felhasznált műveleti erősítők erősítési tényezőjének üzemszerű változtatására. Ha széles frekvenciasávot igénylő mérésről van szó (pl. impulzustechnika) gondot okoz az erősítő frekvenciamenetének megfelelő kompenzálása.1 In these and other applications, it is often necessary to operationally adjust the gain of the operational amplifiers used. In the case of a measurement requiring a wide frequency band (eg pulse technique), it is problematic to properly compensate for the amplifier's frequency response. 1
Az erősítési tényező változtatásával együtt a kompenzáló hálózat elemeit (elemét) is változtatniAlong with changing the gain factor, also change the elements (elements) of the compensation network
- tekintettel arra, hogy azok általában nagy impedanciájú pontokhoz csatlakoznak - csak a sávszélesség jelentős csökkenése árán volna lehetséges. (A különböző erősítésekhez tartozó kompenzáló elem készlet, valamint a mechanikus vagy elektronikus kapcsoló kiterjedt volta - a szórt kapacitások növekedése, valamint a fokozott nagyfrekvenciás zavarérzékenység miatt további sávszélesség csökkenéssel járna.)- since they are usually connected to high-impedance points, only a significant reduction in bandwidth would be possible. (Compensation element kits for various amplifications, and extensive mechanical or electronic switching - would result in additional bandwidth reductions due to increased spreading capacity and increased high frequency interference sensitivity.)
Az általános alkalmazott eljárás az, hogy a legkisebb erősítésnek megfelelő kompenzáló hálózatta! építik meg az áramkört, és csak az erősítési tényezőt változtatják. Az I. ábrán ilyen megoldású erősítőfokozat Bode-diagramját látjuk. (Az ábrán A„ a visszacsatolatlan erősítő erősítése, f, a domináns pólusnak megfelelő törésponti frekvencia, f„ a második töréspont frekvenciája és fj az Avl visszacsatolt erősítéshez beállított frekvencia.) IlyenkorThe general method used is to have the compensation network for the lowest gain! they build the circuit and change only the gain factor. Figure I shows a Bode diagram of such an amplifier stage. (In the figure, A is the gain of the non-feedback amplifier, f, the breakpoint frequency corresponding to the dominant pole, f is the frequency of the second breakpoint and fj is the frequency set for the feedback gain of A vl .)
- mint az ábrán is látható -az erősítés növelésével a sávszélesség arányosan csökken, és a fázistartaiék- as shown in the figure - increasing the gain decreases the bandwidth proportionally and the phase reserve
- melyet a visszacsatolt erősítő törésponti frekvenciájának és a második törésponti frekvenciának az aránya határoz meg - feleslegesen nagy lesz. (Az Avl, Av2 és Av? erősítéseknek rendre az fvl, fv2 és fv3 határfrekvenciák felelnek meg.)- determined by the ratio of the breakpoint frequency of the feedback amplifier to the second breakpoint frequency - will be unnecessarily high. (The amplitudes A vl , A v2 and A v? Correspond to the boundary frequencies f vl , f v2 and f v3 respectively.)
Sok alkalmazásnál nem engedhető meg a határfrekvencia ilyen nagymérvű csökkenése.In many applications, such a large decrease in the cut-off frequency cannot be tolerated.
' Herpy Miklós: Analóg integrált áramkörök, Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1974. 143-158. o.Miklós Herpy: Analog Integrated Circuits, Technical Publishing House, Budapest, 1974. 143-158. She.
A találmány szerinti elrendezés az ismertetett probléma egyszerű megoldását adja. Alkalmas műveleti erősítő választása esetén a találmány szerinti kompenzáló eljárást alkalmazva az erősítési tényező változtatása esetén az erősítő frekvenciamenete és fázistartaléka automatikusan biztosítja a maximális sávszélességet.The arrangement according to the invention provides a simple solution to the problem described. When a suitable operational amplifier is selected, using the compensation method of the invention, the amplitude frequency and phase reserve of the amplifier automatically provide the maximum bandwidth when the amplification factor is changed.
Az elrendezés működését (példaképpen egy invertáló erősítő esetében) a 2. ábra alapján magyarázzuk.The operation of the arrangement (for example, in the case of an inverting amplifier) is explained in Figure 2.
Kereskedelmi forgalomban hozzáférhető (3554, 3551 Burr-Brown, AD 504 Analóg Devices) vagy készíthető olyan szélessávú műveleti erősítő, mely2 nek frekvenciamenetét egyetlen - a kimenet és egy a frekvencia kompenzálás célját szolgáló K kivezetés közé kapcsolt -- kapacitás nagyságának a kívánt visszacsatolt erősítésnek megfelelő megválasztásával módosíthatjuk.A commercially available (3554, 3551 Burr-Brown, AD 504 Analog Devices) or broadband operational amplifier having a frequency response of one output, coupled to an output K and one of the output capacitors for frequency compensation, can be provided. to change it.
Az 1. ábra a kompenzálóhálózattal ellátott erősítő Bode diagramját mutatja.Figure 1 shows a Bode diagram of an amplifier with a compensation network.
A 2. ábra a javasolt elrendezést ábrázolja.Figure 2 illustrates the proposed arrangement.
A 3. ábra a javasolt erősítő Bode diagramját szemlélteti. .Figure 3 illustrates the Bode diagram of the proposed amplifier. .
A 2. ábra mutatja a kompenzálás találmány szerinti megvalósítását: az erősítési tényezőt a kimenetre csatlakozó osztó a osztás arányának megfelelően változtatjuk. Az osztásarányt a Z, és Z2 impedanciák, valamint az R2 visszacsatoló ellenállás nagysága határozzák meg. Az erősítési tényező célszerűen a Z2 impedancia változtatásával szabályozható.Figure 2 shows an embodiment of the compensation according to the invention: the gain factor is varied according to the ratio of the output divider connected to the output. The scaling ratio is determined by the impedances Z and Z 2 and the feedback resistance R 2 . The gain can be conveniently controlled by varying the impedance Z 2 .
A frekvencia kompenzálásra szolgáló Ck kompenzáló kapacitás nem a K kivezetésre, hanem egy nagy bemeneti ellenállású F szélessávú követő (pl. térvezérlésű tranzisztor) közbeiktatásával - a P osztásponthoz csatlakozik. Az ábrán a műveleti erősítő két fokozatra bontva látható. Kompenzálás nélkül - feltételezve, hogy A2 erősítöfokozat bemeneti ellenállása nagy - az A, erősítőfokozat R kimenőellenáliása és a Cb belső kapacitás határozza meg a domináns pólus törésponti frekvenciáját. (Az 1. és a 3. ábrákon az f, töréspont! frekvencia.)The compensating capacity C k for frequency compensation is not connected to terminal K, but is connected to the dividing point P by inserting a broadband follower F (such as a field-effect transistor) with a high input resistance. The figure shows the operational amplifier in two stages. Without compensation, assuming that the input resistance of amplifier stage 2 is high, the output resistance R of amplifier stage A and the internal capacitance C b determine the breakpoint frequency of the dominant pole. (In Figures 1 and 3, the frequency of the breakpoint f is shown.)
Vizsgáljuk meg, hogyan függ a 2. ábrának megfelelő kompenzálás esetén az osztásaránytól (azaz az erősítéstől) a törésponti frekvencia. A tárgyalás egyszerűsítése érdekében itt Cb belső kapacitás hatását elhanyagoljuk. (Ha teljesül a Cb<^*JCk feltétel, az elhanyagolás jogos.)Let us examine how, in the case of compensation according to Fig. 2, the breaking point frequency (i.e. gain) depends on the division ratio. In order to simplify the discussion, the effect of internal capacity C b is neglected. (If the condition C b <^ * J C k is met, neglect is justified.)
Kimutatható, hogy ebben az esetben a törésponti frekvencia (}'2-l)a f 2π R Ck(\ + aj 'It can be shown that in this case the breakpoint frequency (} '2-l) is f 2π RC k (\ + aj'
Ha teljesül még az a«A2 feltétel is:If even the «Condition 2 :
r ~ 1 iű '2 ~ 2π R Ck A2 3'r ~ 1 i '' 2 ~ 2π RC k A 2 3 '
Mivel az.erősítést az:Because the.confirmation is:
Λ R>Λ R >
A. = sa összefüggés adja, a domináns pólus frekvenciája az osztási aránynak - azaz az erősítésnek - lineáris függvénye. A 3. ábra mutatja a találmány szerinti elrendezésnek megfelelő Bode-diagramot. A különböző visszacsatolt Ávl, Av2, Av, erősítéseknek megfelelő automatikusan beálló törésponti frekvenciák rendre f„ f, és f„ a visszacsatolt erősítő határfrekvenciája pedig fk, - fk2= fk, - fk az erősítéstől független. A. = s is given by the relation, the frequency of the dominant pole is a linear function of the division ratio, ie the gain. Figure 3 shows a Bode diagram according to an arrangement according to the invention. The auto-adjusting breakpoint frequencies corresponding to the different feed-back amplifiers Ávl , A v2 , A v , respectively, are f "f and f" and the cut-off frequency of the feedback amplifier is f k , - f k2 = f k , - f k , independent of the gain.
A gyakorlatban nagy erősítéseknél, ahol egyrészt Cb belső kapacitás hatása már nem hanyagolható el, másrészt nem teljesül az a <A, feltétel, a töréspont! frekvencia erősítésfüggését bonyolultabb öszszefüggés írja le. (A megfelelő törésponti frekven-21In practice, for large reinforcements, where the effect of internal capacitance C b can no longer be neglected, on the other hand the condition <a, the break point is not met! frequency amplification dependence is described by a more complex relationship. (The appropriate breakpoint frequency is 21
186 189 ciákat a 3. ábrán f,\ f,’ és f,’ jelöli.) Ilyenkor a visszacsatolt rendszer határfrekvenciája az erősítés növelésével csökken. Ez a csökkenés természetesen mindig lényegesen kisebb, mint ami a szokásos beállítású kompenzálás (lásd 1. ábra) esetén bekövetkezik. A találmány szerinti eljárás - mint ez könnyen belátható - annál inkább közelíti az ideális hatékonyságot, minél nagyobb az erősítő kompenzálásán f, törésponti frekvenciája (f, lehet f„-nél nagyobb is).186 189 (f, \ f, 'and f,' in Figure 3). In this case, the boundary frequency of the feedback system decreases with increasing gain. Of course, this decrease is always much smaller than what would occur with the normal setting of compensation (see Figure 1). As is readily apparent, the method of the present invention approximates the ideal efficiency the greater the amplitude compensation f, the break point frequency (f, may be greater than f ').
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
HU398682A HU186189B (en) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | Arrangemenet for automatic frequency compensation of operational amplifiers |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
HU398682A HU186189B (en) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | Arrangemenet for automatic frequency compensation of operational amplifiers |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
HU186189B true HU186189B (en) | 1985-06-28 |
Family
ID=10966367
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
HU398682A HU186189B (en) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | Arrangemenet for automatic frequency compensation of operational amplifiers |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
HU (1) | HU186189B (en) |
-
1982
- 1982-12-10 HU HU398682A patent/HU186189B/en not_active IP Right Cessation
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0134221B1 (en) | Tunable active filter | |
US5477180A (en) | Circuit and method for generating a clock signal | |
US4484089A (en) | Switched-capacitor conductance-control of variable transconductance elements | |
US4152659A (en) | Low noise differential amplifier | |
KR100843065B1 (en) | Linearized class c amplifier with dynamic biasing | |
GB2451314A (en) | An input amplifier for a digital multimeter | |
US5231360A (en) | Multi-range voltage amplifier having multiplying digital/analog converters and programmable filter using multiplying DAC in feedback loop | |
US5909131A (en) | Low-distortion technique to bandlimit a switched-capacitor sampling circuit | |
US6603293B2 (en) | Power supply rejection ratio optimization during test | |
US4625131A (en) | Attenuator circuit | |
KR19980018571A (en) | Electronic circuit and resistor network | |
US8941438B2 (en) | Bandwidth limiting for amplifiers | |
HU186189B (en) | Arrangemenet for automatic frequency compensation of operational amplifiers | |
US5300893A (en) | Amplifier | |
Ivanov et al. | Universal programmable DC amplifier for low frequency noise measurements | |
EP0872961B1 (en) | Attenuation equalizer for transmission lines | |
US5146224A (en) | Ac signal generating apparatus for voltage and current standard | |
JPS6378612A (en) | Level shifting circuit | |
KR100186796B1 (en) | Filter circuit | |
JPH0595287A (en) | Subtractor circuit and a/d converter provided with the subtractor | |
CN219802285U (en) | Isolation amplifying circuit, circuit board and electronic equipment | |
US4633189A (en) | NF tone control circuit | |
Riskin | A User's Guide to le Instrumentation Amplifiers | |
CN111751605B (en) | High-potential voltage measuring device and method | |
JPH0326121A (en) | Modulation degree control circuit when frequency modulation panel is not mounted |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
HU90 | Patent valid on 900628 | ||
HMM4 | Cancellation of final prot. due to non-payment of fee |