FR3138589A1 - Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel - Google Patents

Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel Download PDF

Info

Publication number
FR3138589A1
FR3138589A1 FR2207959A FR2207959A FR3138589A1 FR 3138589 A1 FR3138589 A1 FR 3138589A1 FR 2207959 A FR2207959 A FR 2207959A FR 2207959 A FR2207959 A FR 2207959A FR 3138589 A1 FR3138589 A1 FR 3138589A1
Authority
FR
France
Prior art keywords
converter
bus
charger
regulation
bidirectional
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
FR2207959A
Other languages
English (en)
Inventor
Houssein AL-ATTAR
Malek Ghanes
Mohamed HAMIDA
Miassa Taleb
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Renault SAS
Original Assignee
Renault SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renault SAS filed Critical Renault SAS
Priority to FR2207959A priority Critical patent/FR3138589A1/fr
Priority to PCT/EP2023/068397 priority patent/WO2024028022A1/fr
Publication of FR3138589A1 publication Critical patent/FR3138589A1/fr
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L53/00—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles
    • B60L53/20—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles characterised by converters located in the vehicle
    • B60L53/22—Constructional details or arrangements of charging converters specially adapted for charging electric vehicles
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L55/00—Arrangements for supplying energy stored within a vehicle to a power network, i.e. vehicle-to-grid [V2G] arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2210/00—Converter types
    • B60L2210/10—DC to DC converters
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2210/00—Converter types
    • B60L2210/30—AC to DC converters
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2240/00—Control parameters of input or output; Target parameters
    • B60L2240/40—Drive Train control parameters
    • B60L2240/54—Drive Train control parameters related to batteries
    • B60L2240/547—Voltage
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2240/00—Control parameters of input or output; Target parameters
    • B60L2240/40—Drive Train control parameters
    • B60L2240/54—Drive Train control parameters related to batteries
    • B60L2240/549—Current

Abstract

Procédé de régulation (120) d’un chargeur bidirectionnel (1) comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel (130) connecté par un bus continu (150) à un convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique (110) et d’autre part à un réseau électrique alternatif (100), ledit chargeur (1) étant adapté pour fonctionner en charge (G2V) et en décharge (V2G) de ladite batterie (110). Figure de l’abrégé : Figure 1

Description

Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel.
La présente invention se rapporte à un procédé de commande d’un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques bidirectionnel.
Un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques classique est unidirectionnel en ce sens qu’il permet uniquement de recharger les accumulateurs électriques depuis un réseau externe d’alimentation électrique, ce qu’on appelle communément le sens de charge ou encore sens direct.
Un tel chargeur de batterie d’accumulateurs électrique unidirectionnel comprend généralement un étage de correction du facteur de puissance, aussi connu sous son abréviation anglophone PFC, et un étage de conversion continu-continu, plus généralement appelé étage DC-DC.
Cependant, il est utile que les chargeurs d’accumulateurs puissent aussi délivrer l’électricité accumulée à un réseau électrique externe, en source de courant, ou de remplacer un réseau et fonctionner en source de tension sur laquelle viennent se brancher des charges ; on parle alors de chargeurs bidirectionnels et dans le contexte de véhicules automobiles d’usage V2X, pourVehicle to everythingou V2G pourV e hicle to Grid. La fourniture de courant par la batterie d’accumulateurs électriques au réseau externe étant dit sens de décharge, ou encore sens indirect.
On connaît notamment des chargeurs bidirectionnels, tel que celui du document FR3014260 A1, qui décrit un chargeur à DC-DC résonnant du type en montage LC série. Cependant, Un tel montage ne permet pas de changer de type de conversion d’énergie car son gain est toujours inférieur à 1.
On connaît aussi un chargeur bidirectionnel (ou réversible) pour des applications à forte densité de puissance tel que représenté en figures 1 à 3 de l’art antérieur, qui met en œuvre un convertisseur DC-DC du type LLC résonant à pont complet et un convertisseur AC-DC à topologie de Vienne.
D’un manière générale un chargeur bidirectionnel 1, en référence aux figures 1 à 3 d’art antérieur, est connecté d’une part à la batterie 110 du véhicule automobile et d’autre part est destiné à pouvoir être connecté à un réseau électrique alternatif 100.
Ce chargeur bidirectionnel 1 comprend un convertisseur AC-DC bidirectionnel 130 relié par un bus continu 150, dit bus DC 150, à un convertisseur DC-DC bidirectionnel 140. Ces deux convertisseurs 130,140 sont commandés par un dispositif de contrôle, aussi appelé contrôleur 120.
Le convertisseur AC-DC bidirectionnel 130 représenté comprend une topologie de Vienne connue de l’art antérieur.
La topologie de Vienne aussi dit circuit redresseur de Vienne est l'un des correcteurs de facteur de puissance, aussi appelé PFC,Power Factor Correction, triphasés les plus couramment utilisés pour les applications de forte puissance.
Comme représenté en , les principaux composants de la topologie du redresseur de Vienne bidirectionnel à trois niveaux sont trois inductances d'amplification 131, trois branches de phase 132, trois bras de pont de puissance 135 et deux condensateurs 133, 134 côté courant continu.
Chaque branche de phase 132 est constituée de deux MOSFET qui garantissent le fonctionnement bidirectionnel du convertisseur CA-CC. Chaque bras de pont de puissance 135 est constitué de deux commutateurs en série inversés qui permettent un flux de courant bidirectionnel.
Le convertisseur DC-DC LLC 140 résonant à pont complet, selon la , comprend un pont complet de commutation 11 générant un signal ou courant carré excitant un circuit LLC 12, composé d’un condensateur série Cr et de deux inductances, une inductance série Lr et une inductance Lm en parallèle du bobinage primaire d’un transformateur 13. Le circuit LLC 12 produit alors un courant sinusoïdal résonant dans le transformateur 13 qui est redressé par le pont redresseur 14, puis transmis à la batterie 16, connectée en parallèle à une capacité de lissage non représentée. La tension aux bornes de cette capacité de lissage est référencée Vbatcar égale à la tension aux bornes de la batterie 16. Le convertisseur 11 est connecté en entrée (dans le mode charge) à un bus continu de tension VDCreprésenté par une capacité sur la . Autrement dit en mode charge le pont complet 11 est alimenté par ce bus continu de tension VDC. Le pont complet 11 comporte quatre cellules de commutation S1 à S4 bidirectionnelles, le pont redresseur 14 (en mode charge) est également un pont complet comportant quatre cellules de commutation S5 à S8 bidirectionnelles.
En d’autres termes le convertisseur résonnant bidirectionnel DC-DC LLC 140, présenté sur la , se compose de deux ponts complets séparés par un transformateur avec un rapport de tours égal à n et une interface entre la tension de la batterie et la haute tension du bus DC.
Le réservoir résonant est constitué d'un condensateur série Cr, d'une inductance série Lr, d'une inductance parallèle magnétisante Lm.
C1 est le condensateur du bus DC, VDCest la tension du bus DC, Vbatest la tension de la batterie, et P la puissance du convertisseur.
Le réservoir résonant est directement lié à un transformateur haute fréquence qui permet une isolation galvanique du chargeur.
Pour les convertisseurs résonants DC-DC LLC 140, la stratégie de modulation la plus fréquemment mise en œuvre est la modulation de fréquence d'impulsion généralement connue sous son appellation anglophone dePulse Frequency M odulation, abrégé PFM. Elle consiste à faire varier la fréquence de commutation des signaux de commande des MOSFET avec un rapport cyclique fixe.
En mode G2V, les MOSFET de puissance du pont complet du côté primaire du transformateur sont commandés en complément avec un rapport cyclique de 0,5 ignorant le temps mort, où les MOSFET du pont complet du côté secondaire sont ouverts (OFF).
En mode V2G, les MOSFET du pont complet du côté secondaire sont commandés et ceux du pont complet du côté primaire sont ouverts.
Une stratégie de contrôle PFM basée sur une méthode d'inversion de gain a été développée dans le document FR1856534 assurant une réponse plus stable par rapport aux perturbations du courant continu à l'entrée DC-DC.
La zone de faisabilité de la fréquence de commutation est comprise entre 60 et 200 kHz pour garantir la condition dite ZVS (Zero Voltage Switching). Cette condition de faisabilité de la fréquence constitue un problème quant à la minimisation des coûts liés à l'implémentation logicielle (en particulier liée au fonctionnement du FPGA) et matérielle (concernant le dimensionnement du chargeur) dans le chargeur du véhicule électrique.
Cependant, lorsque la stratégie PFM est adoptée pour une application à large plage d'entrée/sortie dans le chargeur de batterie embarqué en modes G2V et V2G, une large plage de fréquences de commutation est nécessaire pour répondre à l'exigence de gain de tension du système dans les deux directions de charge.
Cette large plage de fréquences de commutation entraîne une perte d'opération de commutation douce, ce qui se traduit par un faible rendement de conversion et des performances de contrôle.
Les figures 4a et 4b représentent les fréquences de commutation obtenues à partir de la méthode d'inversion de gain décrit dans le document FR1856534, respectivement dans les modes G2V et V2G par rapport aux variations de tension et de puissance de la batterie.
On remarque que dans chaque et 4b est présent une zone 20, 20’ de fonctionnement où la fréquence de commande est saturée à 200 kHz, qui est la fréquence de commutation maximale autorisée.
En mode G2V, il existe une zone de taille réduite de saturation de la fréquence lors du fonctionnement dans la zone de faible tension de la batterie et de faible puissance.
En mode V2G, il existe une importante zone de saturation de fréquence.
Le fonctionnement en zone de saturation génère un rendement faible et provoque une erreur importante de régulation de la tension du bus DC avec la stratégie PFM.
Aussi il existe le besoin de trouver une solution pour permettre de réguler la tension du bus DC d’un chargeur bidirectionnel même lorsque le convertisseur LLC est saturé à des fréquences supérieures à 200KHz, évitant ainsi une perte de régulation du bus DC.
A cet effet, on propose un procédé de régulation d’un chargeur bidirectionnel comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel connecté par un bus continu à un convertisseur DC-DC bidirectionnel, ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique et d’autre part à un réseau électrique alternatif, ledit chargeur étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie.
Le procédé comprend une étape de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel, choisie parmi une zone saturée et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur, en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie et en fonction de la puissance de la batterie ;
le procédé met en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu comprenant :
- si le véhicule fonctionne en mode décharge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase, plus généralement connu sous son appellation anglophone dePhase Shift Modulation, abrégé PSM;
- si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;
- si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) ou décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion (PFM)comprenant :
- Une sous-étape de calcul d’une fréquence de commutation feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC, de la tension de la batterie et d’une valeur de référence de la tension du bus continue ;
- Une sous-étape de calcul d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
- une sous-étape de sommation de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;
- Une régulation du bus continu comprenant l’ajout de la demande de puissance à la sortie du régulateur de bus continu.
Le procédé mettant aussi en œuvre un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau parModulation de Largeur d’Impulsion, dite MLI ou généralement connu sous son appellation anglophone dePulse Wide Modulation, abrégé PWM comprenant :
  • Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que :
    • Si le chargeur fonctionne en mode charge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme de la demande en puissance du chargeur avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu ;
    • Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur ;
  • Une étape de génération de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et
  • Une étape de régulation du courant adapté à définir des rapports cycliques en fonction des courants de consigne ; et
  • Une étape de régulation des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion MLI fonction desdits rapports cycliques, fournissant des signaux de commande du convertisseur AC-DC bidirectionnel.
Ainsi, on peut commander le chargeur en tenant compte des zones de saturation de fréquence de commutation du convertisseur DC-DC bidirectionnel sans perte de régulation du bus continu.
Avantageusement, lorsque le chargeur fonctionne en mode charge et lorsque le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, la tension de référence du bus continu est variable, fonction de la tension mesurée de la batterie.
En effet, la variation de courant de consigne entraînant la génération d’une puissance de sortie supérieure à la puissance maximale, on fait varier la référence du bus continu en fonction de la tension de la tension de la batterie.
En particulier, ladite tension de référence est choisie dans une cartographie prédéterminée. Ce qui permet un calcul rapide de la tension de référence du bus continu dans le cas du mode charge avec convertisseur DC-DC en zone saturée.
En particulier la régulation par modulation par changement de phase comprend :
- Une sous-étape de calcul d’un décalage de phase feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC, de la tension de la batterie et de la valeur de référence de la tension du bus continu ;
- Une sous-étape de calcul d’une valeur de régulation de phase par un régulateur proportionnel intégral, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
- une sous-étape de sommation de la valeur de régulation de phase calculée avec le décalage de phase feedforward.
L’invention concerne aussi un dispositif de régulation d’un chargeur bidirectionnel comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel connecté par un bus continu à un convertisseur DC-DC bidirectionnel, ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique et d’autre part à un réseau électrique alternatif, ledit chargeur étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie ;
Le dispositif comprenant des moyens de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel, choisie parmi une zone saturée et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur, en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie et en fonction de la puissance de la batterie ;
le dispositif comprenant des moyens de mise en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu comprenant :
- si le véhicule fonctionne en mode décharge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase PSM,
- si le véhicule fonctionne en mode charge G2V et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;
- si le véhicule fonctionne en mode charge G2V ou décharge V2G et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion PFM comprenant :
- Une sous-étape de calcul d’une fréquence de commutation feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC, de la tension de la batterie et d’une valeur de référence de la tension du bus continue ;
- Une sous-étape de calcul d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
- une sous-étape de sommation de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;
Le dispositif comprenant aussi des moyens de mise en œuvre d’un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau par modulation de largeur d’impulsion MLI comprenant :
  • Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que :
    • Si le chargeur fonctionne en mode charge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme de la demande en puissance du chargeur avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu;
    • Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur ;
  • Une étape de génération de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et
  • Une étape de régulation du courant adapté à définir des rapports cycliques en fonction des courants de consigne ; et
  • Une étape de régulation des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion MLI fonction desdits rapports cycliques, fournissant des signaux de commande du convertisseur AC-DC bidirectionnel.
Le dispositif de régulation pouvant être un calculateur embarqué, un processeur, un micro-processeur, un FPGA, un « System on a Chip » (SoC) pour nommer un système embarqué sur un seul circuit intégré, ou un microcontrôleur.
L’invention concerne aussi un système électrique comprenant un chargeur bidirectionnel comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel connecté par un bus continu à un convertisseur DC-DC bidirectionnel, ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique et d’autre part à un réseau électrique alternatif, ledit chargeur étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, le système électrique comprenant aussi un dispositif de régulation tel que décrit précédemment.
L’invention concerne aussi un véhicule automobile électrique comprenant un système électrique tel que décrit précédemment.
D’autres particularités et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d’un mode de réalisation particulier de l’invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels :
est une représentation schématique d’un chargeur bidirectionnel connu de l’art antérieur ;
est une vue schématique d’un convertisseur AC-DC bidirectionnel d’un chargeur selon la ;
est une vue schématique d’un convertisseur DC-DC bidirectionnel d’un chargeur selon la ;
et sont des représentations des fréquences de commutation du convertisseur DC-DC bidirectionnel de la en fonction de la tension de la batterie et de la puissance du chargeur de la ;
est une représentation schématique d’une régulation dite par modulation de la fréquence d’impulsion du convertisseur DC-DC de la ;
est une représentation schématique d’une régulation dite par modulation par changement de phase du convertisseur DC-DC de la ;
est une représentation schématique d’une régulation dite par modulation de largeur d’impulsion du convertisseur AC-DC de la ;
est une représentation schématique d’une autre régulation dite par modulation de largeur d’impulsion du convertisseur AC-DC de la ; et
est une représentation d’une cartographie de la tension de référence du bus continu Vdc refen fonction de la tension de la batterie Vbat.
L’invention se propose de contrôler un chargeur bidirectionnel 1 selon les figures 1 à 3 d’art antérieur et tel qu’exposé précédemment.
A cet effet dans son fonctionnement nominal le convertisseur est contrôlé en utilisant deux stratégies de contrôle indépendantes :
1- l’étage du convertisseur DC-DC LLC pour réguler le bus continu DC
2- le convertisseur AC-DC avec étage de topologie de Vienne pour réguler les courants de réseau.
Dans une étape préliminaire le procédé met en œuvre une étape de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), choisie parmi une zone saturée (20, 20’) et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur (1), en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie (Vbat) et en fonction de la puissance (P) de la batterie.
En particulier en référence aux figures 4a et 4b, on détermine sur, compte tenu du mode de fonctionnement désiré, le convertisseur DC-DC va travailler dans sa zone saturée ou non.
En fonction de cette détermination le procédé va procéder comme suit :
  1. Lorsque le chargeur fonctionne en charge (G2V)
    1. Si le convertisseur DC-DC est en zone saturée
      1. La régulation du bus continu est réalisée par la stratégie de commande du convertisseur AC-DC, tel que représenté Figure 8. La régulation du bus DC est ajoutée à la demande de puissance pour générer la nouvelle consigne du courant. Alors la stratégie MLI du convertisseur AC-DC va régler le courant réseau et la tension du bus continu, comme un contrôle en cascade ;
      2. La régulation des courants de réseau est réalisée en fonction du régulateur du bus continu, tel que décrit ci-après ;
    2. Si le convertisseur DC-DC n’est pas en zone saturée
      1. La régulation du bus continu est réalisée par une méthode PFM ;
      2. La régulation des courants de réseau est réalisée par une régulation MLI ;
  2. Lorsque le chargeur fonctionne en décharge
    1. Si le convertisseur DC-DC est en zone saturée
      1. La régulation du bus continu est réalisée par la méthode de PSM ;
      2. La régulation des courants de réseau est réalisée par une régulation MLI ;
    2. Si le convertisseur DC-DC n’est pas en zone saturée
      1. La régulation du bus continu est réalisée par une méthode PFM ;
      2. La régulation des courants de réseau est réalisée par une régulation MLI.
Toutes ces régulations sont décrites plus en détail ci-après.
En ce qui concerne l'étage du convertisseur LLC DC-DC, le convertisseur LLC est contrôlé en mettant en œuvre une stratégie par PFM, basée sur l'inversion de gain.
Cette stratégie PFM, en référence à la , est ici employée lorsque le chargeur fonctionne en mode charge G2V, si le convertisseur LLC DCDC est en zone non saturée, et en mode décharge V2G si le convertisseur LLC DCDC est en zone non saturée.
Cette approche consiste à réguler la tension du bus continu en faisant varier la fréquence de commutation .
Ainsi on calcule 51 une fréquence de commutation de type « par anticipation » en anglais feedforward est obtenue par inversion de gain en fonction de la puissance du convertisseur , de la tension de la batterie et de la référence de tension du bus continu .
Elle est ajoutée 53 à une sortie du contrôleur Proportionnel-Intégral PI 52, pour annuler l'erreur de tension du bus CC.
Ce contrôleur PI 52 recevant en entrée l’erreur entre la tension de la batterie et la référence de tension du bus continu .
La précision de la régulation de la tension du bus continu est toutefois perdue lorsque le point de fonctionnement se trouve dans les zones de saturation 20 des deux modes de fonctionnement, en charge G2V et en décharge V2G car la fréquence de commutation est saturée à 200 kHz, qui est la fréquence de commutation maximale autorisée.
Lorsque le chargeur fonctionne en mode décharge et en zone saturée, on met alors en œuvre, en référence à la , une approche par PSM, telle que décrite dans la publication scientifique H. A. Attar, M. Ghanes, M. Hamida and M. Taleb, "Control strategies design and comparison of DC-DC LLC converter in V2X mode for electric vehiclecharger application" 2021 IEEE Conference on Control Technology and Applications (CCTA), 2021, pp. 1154-1159, doi: 10.1109/CCTA48906.2021.9659000.
La régulation PSM comprend :
Le calcul 61 d’un décalage de phase feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC 140, de la tension de la batterie Vbat et de la valeur de référence de la tension du bus continu VDCref ;
Le calcul 62 d’une valeur de régulation de phase par un régulateur proportionnel intégral PI, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
Et la sommation 63 de la valeur de régulation de phase calculée avec le décalage de phase feedforward
Au niveau de l’étage de conversion AC-DC avec topologie de Vienne, le convertisseur AC-DC est commandé notamment sur la base de la loi de commande divulguée dans la demande d’art antérieur FR3061819 A1.
En référence aux figures 7 et 8, on met en œuvre une étape de génération 71, 81 des courants de consigne pour la stratégie de contrôle AC-DC, avec
, x indiquant la phase électrique.
Les courants de consignes sont calculés de deux manières en fonction du mode de fonctionnement du chargeur et de la zone de fonctionnement du DCDC.
A cet effet on définit un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que :
Si le chargeur fonctionne en mode charge G2V et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme 80 de la demande en puissance du chargeur avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu tel que représenté .
Ainsi, la sortie du régulateur du bus continu représente une correction de puissance permettant de générer la nouvelle consigne du courant.
Autrement dit en mode charge G2V et en zone saturée, on ne met pas en œuvre une correction de fréquence mais une correction de puissance. Ainsi, la stratégie MLI du convertisseur AC-DC va régler le courant réseau et la tension du bus continu, par analogie avec un contrôle en cascade.
Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur , tel que représenté .
Ainsi, les courants de consigne sont générés en fonction de la mesure de la tension de phase (x, y représentant deux phases différentes) et du paramètre d’entrée.
On met ensuite en œuvre une étape de régulation du courant 82 permettant de définir les rapports cycliques nécessaires D, D* pour la commande des courants de réseau sinusoïdaux.
Ces rapports cycliques D, D* sont calculés en fonction des courants de consigne générés et en fonction de la mesure du courant de phase et de la mesure de la tension de phase .
On met ensuite en œuvre une stratégie par MLI ou PWM 73, pour générer les signaux de commande des MOSFET en fonction des rapports cycliques D calculés.
Cette MLI permet ainsi de générer les signaux de régulation Sx des courants de réseau, ces signaux de régulation Sx commandant le convertisseur AC-DC bidirectionnel 130.
Dans cette stratégie, on suppose toutefois que la tension du bus continu à la sortie de l'étage du convertisseur PFC AC-DC est constante, puisque le convertisseur LLC DC-DC la contrôle.
Toutefois dans le mode charge G2V et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, ou le paramètre d’entrée est fonction de la demande en puissance du chargeur et de la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu, la variation du courant de consigne entraîne toutefois la génération d'une puissance de sortie supérieure à la puissance maximale.
Aussi, afin d’éviter ce problème, la référence du bus continu Vdc refest modifiée sur la base d'une cartographie prédéterminée, qui donne la référence du bus continu Vdc refen fonction de la tension de la batterie Vbat.
Un exemple de variation de la référence du bus continu Vdc refpar rapport à la tension de la batterie est présentée dans la .

Claims (7)

  1. Procédé de régulation d’un chargeur bidirectionnel (1) comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel (130) connecté par un bus continu (150) à un convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique (110) et d’autre part à un réseau électrique alternatif (100), ledit chargeur (1) étant adapté pour fonctionner en charge (G2V) et en décharge (V2G, V2X) de ladite batterie (110) ;
    Le procédé comprenant une étape de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), choisie parmi une zone saturée (20, 20’) et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur (1), en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie (Vbat) et en fonction de la puissance (P) de la batterie ;
    Le procédé met en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu (150) comprenant :
    - si le véhicule fonctionne en mode décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase (PSM);
    - si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;
    - si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) ou décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion (PFM) comprenant :
    - Une sous-étape de calcul (51) d’une fréquence de commutation feedforward (f0) obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC (140), de la tension de la batterie (Vbat) et d’une valeur de référence de la tension du bus continue (VDC ref) ;
    - Une sous-étape de calcul (52) d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral (PI), fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
    - une sous-étape de sommation (53) de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;
    Le procédé mettant aussi en œuvre un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau (100) par MLI comprenant :
    • Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que :
      • Si le chargeur fonctionne en mode charge (G2V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme (80) de la demande en puissance du chargeur ( ) avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu ;
      • Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur ( ) ;
    • Une étape de génération (71, 81) de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et
    • Une étape de régulation du courant (82) adapté à définir des rapports cycliques (D*) en fonction des courants de consigne ; et
    • Une étape de régulation (73) des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion (73) fonction desdits rapports cycliques (D*), fournissant des signaux de commande du convertisseur AC-DC bidirectionnel (130).
  2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que lorsque le chargeur (1) fonctionne en mode charge (G2V) et lorsque le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, la tension de référence du bus continu (VDC ref) est variable, fonction de la tension mesurée de la batterie (Vbat).
  3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite tension de référence est choisie dans une cartographie prédéterminée.
  4. Procédé selon l’une quelconque des revendication 1 à 3 caractérisé en ce que la régulation par modulation par changement de phase (PSM) comprend :
    - Une sous-étape de calcul (61) d’un décalage de phase feedforward (teta0) obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC (140), de la tension de la batterie (Vbat) et de la valeur de référence de la tension du bus continu (VDCref) ;
    - Une sous-étape de calcul (62) d’une valeur de régulation de phase par un régulateur proportionnel intégral (PI), fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
    - une sous-étape de sommation (63) de la valeur de régulation de phase calculée avec le décalage de phase feedforward.
  5. Dispositif (120) de régulation d’un chargeur bidirectionnel (1) comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel (130) connecté par un bus continu (150) à un convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique (110) et d’autre part à un réseau électrique alternatif (100), ledit chargeur (1) étant adapté pour fonctionner en charge (G2V) et en décharge (V2G, V2X) de ladite batterie (110) ;
    Le dispositif (120) comprenant des moyens de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), choisie parmi une zone saturée (20, 20’) et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur (1), en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie (Vbat) et en fonction de la puissance (P) de la batterie ;
    Le dispositif (120) comprenant des moyens de mise en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu (150) comprenant :
    - si le véhicule fonctionne en mode décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase PSM,
    - si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;
    - si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) ou décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion (PFM) comprenant :
    - Une sous-étape de calcul (51) d’une fréquence de commutation feedforward (f0) obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC (140), de la tension de la batterie (Vbat) et d’une valeur de référence de la tension du bus continue (VDC ref) ;
    - Une sous-étape de calcul (52) d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral (PI), fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
    - une sous-étape de sommation (53) de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;
    Le dispositif (120) comprenant aussi des moyens de mise en œuvre d’un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau (100) par modulation de largeur d’impulsion (MLI) comprenant :
    • Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que :
      • Si le chargeur fonctionne en mode charge (G2V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme (80) de la demande en puissance du chargeur ( ) avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu ;
      • Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur ( ) ;
    • Une étape de génération (71, 81) de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et
    • Une étape de régulation du courant (82) adapté à définir des rapports cycliques (D*) en fonction des courants de consigne ; et
    • Une étape de régulation (73) des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion (73) fonction desdits rapports cycliques (D*), fournissant des signaux de commande du convertisseur AC-DC bidirectionnel (130).
  6. Système électrique comprenant un chargeur bidirectionnel (1) comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel (130) connecté par un bus continu (150) à un convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique (110) et d’autre part à un réseau électrique alternatif (100), ledit chargeur (1) étant adapté pour fonctionner en charge (G2V) et en décharge (V2G, V2X) de ladite batterie (110), le système électrique comprenant aussi un dispositif de régulation selon la revendication 5.
  7. Véhicule automobile électrique comprenant un système électrique selon la revendication 6.
FR2207959A 2022-08-01 2022-08-01 Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel Pending FR3138589A1 (fr)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2207959A FR3138589A1 (fr) 2022-08-01 2022-08-01 Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel
PCT/EP2023/068397 WO2024028022A1 (fr) 2022-08-01 2023-07-04 Procédé de commande d'un chargeur électrique bidirectionnel

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2207959A FR3138589A1 (fr) 2022-08-01 2022-08-01 Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel
FR2207959 2022-08-01

Publications (1)

Publication Number Publication Date
FR3138589A1 true FR3138589A1 (fr) 2024-02-02

Family

ID=84569451

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FR2207959A Pending FR3138589A1 (fr) 2022-08-01 2022-08-01 Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel

Country Status (2)

Country Link
FR (1) FR3138589A1 (fr)
WO (1) WO2024028022A1 (fr)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3014260A1 (fr) 2013-12-03 2015-06-05 Renault Sa Procede et systeme de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie de vehicule automobile.
US20150162750A1 (en) * 2013-12-06 2015-06-11 Rajiv Kumar Varma Multivariable modulator controller for power generation facility
FR3061819A1 (fr) 2017-01-12 2018-07-13 Renault S.A.S Chargeur de batterie d'accumulateurs electriques bidirectionnel.

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3014260A1 (fr) 2013-12-03 2015-06-05 Renault Sa Procede et systeme de commande d'un chargeur bidirectionnel d'une batterie de vehicule automobile.
US20150162750A1 (en) * 2013-12-06 2015-06-11 Rajiv Kumar Varma Multivariable modulator controller for power generation facility
FR3061819A1 (fr) 2017-01-12 2018-07-13 Renault S.A.S Chargeur de batterie d'accumulateurs electriques bidirectionnel.

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
AL ATTAR HOUSSEIN ET AL: "Bidirectional electric vehicle charger control", 25 May 2022 (2022-05-25), pages 1 - 39, XP093027208, Retrieved from the Internet <URL:http://www2.irccyn.ec-nantes.fr/CSE/24-25mai2022/25-5-2022/Pres_1_AL%20Attar.pdf> [retrieved on 20230227] *
ATTAR HOUSSEIN AL ET AL: "Control strategies design and comparison of DC-DC LLC converter in V2X mode for electric vehicle charger application", 2021 IEEE CONFERENCE ON CONTROL TECHNOLOGY AND APPLICATIONS (CCTA), IEEE, 9 August 2021 (2021-08-09), pages 1154 - 1159, XP033995335, DOI: 10.1109/CCTA48906.2021.9659000 *
H. A. ATTARM. GHANESM. HAMIDAM. TALEB: "Control strategies design and comparison of DC-DC LLC converter in V2X mode for electric vehicle charger application", 2021 IEEE CONFÉRENCE ON CONTROL TECHNOLOGY AND APPLICATIONS (CCTA, 2021, pages 1154 - 1159, XP033995335, DOI: 10.1109/CCTA48906.2021.9659000
TIAN YANJUN ET AL: "Active Power and DC Voltage Coordinative Control for Cascaded DC-AC Converter With Bidirectional Power Applica", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS, USA, vol. 30, no. 10, 1 October 2015 (2015-10-01), pages 5911 - 5925, XP011582421, ISSN: 0885-8993, [retrieved on 20150522], DOI: 10.1109/TPEL.2014.2375573 *
XIE BING ET AL: "Two-stage Energy Storage Power Converter with Coordinated Control", 2019 4TH INTERNATIONAL CONFERENCE ON INTELLIGENT GREEN BUILDING AND SMART GRID (IGBSG), IEEE, 6 September 2019 (2019-09-06), pages 530 - 532, XP033653389, DOI: 10.1109/IGBSG.2019.8886180 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2024028022A1 (fr) 2024-02-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Nguyen et al. A novel SiC-based multifunctional onboard battery charger for plug-in electric vehicles
JP5641144B2 (ja) 電力変換装置
Park et al. Design and control of a bidirectional resonant dc–dc converter for automotive engine/battery hybrid power generators
FR3060230A1 (fr) Procede de commande d&#39;un dispositif de charge embarque sur un vehicule electrique ou hybride.
JP6132887B2 (ja) 電力変換装置
EP3607644B1 (fr) Procede de commande d&#39;un dispositif de charge embarque sur un vehicule electrique ou hybride
EP3977608A1 (fr) Procédé de commande d&#39;un convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d&#39;accumulateurs électriques bidirectionnel
FR3124906A1 (fr) Procédé de commande d’un convertisseur DC-DC réversible.
Colak et al. Dual closed loop control of LLC resonant converter for EV battery charger
EP3685485B1 (fr) Procédé de commande d&#39;un système de charge d&#39;une batterie de traction
Yang et al. High-efficiency soft-switching PWM DC-DC converter for electric vehicle battery chargers
Lee A hybrid PWM-resonant DC-DC converter for electric vehicle battery charger applications
FR3138589A1 (fr) Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel
JP2011211797A (ja) 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
Gupta et al. A Transformerless Bidirectional Charger for Light Electric Vehicles
US11299066B2 (en) System of increasing temperature of battery for vehicle
Sharma et al. Robust control algorithm for light electric vehicle onboard charging system
EP3707800B1 (fr) Procédé de commande d&#39;un chargeur de batterie d&#39;accumulateurs électriques
Kumar et al. High-gain non-isolated battery integrated dc-dc boost converter for electric vehicle
FR3082680A1 (fr) Procede de commande en frequence de la tension d&#39;entree d&#39;un convertisseur courant continu-courant continu
Kumar et al. Analysis of Isolated DC-DC Coupled-Inductor Based Dual Active Bridge Converter for EV Charging Systems
Kumar et al. Light-Load and Cross-Load Control of Integrated OBC and APM for Electric Vehicle Applications
US11757352B2 (en) Power conversion system for electrically driven mobility device and method for controlling same
FR3001843A1 (fr) Dispositif et procede correspondant de gestion de batteries de vehicule automobile, en particulier une batterie basse tension et une batterie haute tension
Melo et al. A 7.5 kW Off-board Three-Phase Fast Charger Prototype for Electric Vehicles

Legal Events

Date Code Title Description
PLFP Fee payment

Year of fee payment: 2

PLSC Publication of the preliminary search report

Effective date: 20240202