FR3107357A1 - Détection de perturbations d'une alimentation électrique d'un circuit électronique - Google Patents

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Abstract

Un circuit de détection (10a, 10b) de perturbations de l'alimentation d'un circuit électronique, ledit circuit de détection étant connecté à une borne d'alimentation (12) fournissant une tension d'alimentation (Vcc), comprenant : - un comparateur de tension (14) comprenant une sortie (16), une première entrée (18) configurée pour recevoir une première tension de référence (Vref1) et une seconde entrée (20), - un amplificateur opérationnel à transconductance (24) comprenant une sortie (26) connectée à la seconde entrée (20), une entrée inverseuse (28) connectée à la sortie, et une entrée non-inverseuse (30) recevant une seconde tension de référence (Vref2), - un condensateur (22) en série entre une borne d'alimentation (12) et la seconde entrée (20),dans lequel un signal de détection (Vd) à la sortie (16) du comparateur de tension est représentatif du dépassement transitoire, par la tension d'alimentation (Vcc), d'une plage de variation définie par un écart en tension entre la première tension de référence et la seconde tension de référence. Figure pour l'abrégé : figure 1a

Description

Détection de perturbations d'une alimentation électrique d'un circuit électronique
La présente description se rapporte au domaine circuits électroniques et plus particulièrement la détection de perturbations volontaires ou accidentelles de l'alimentation d'un circuit électronique. Une application particulière est la détection de telles perturbations dans le cadre d'attaques par injection de fautes dans l'exécution de programmes ou d'algorithmes par un circuit électronique, typique d'une tentative de piratage d'un système électronique sécurisé comme par exemple les moyens de paiement communément appelés cartes à puce.
Arrière-plan technologique
Les cartes à puce sécurisées, du fait des informations qu'elles contiennent, suscitent la convoitise des pirates qui ont développé en conséquence différentes attaques pour tenter de percer les secrets du circuit intégré ou de rendre inopérante une protection de données traitées, en examinant les signaux d'entrée/sortie et/ou la consommation du circuit ou tout autre grandeur influencée par son fonctionnement. En particulier, des attaques dites par injection de fautes consistent à provoquer une perturbation dans le fonctionnement du circuit intégré lors de l'exécution d'un algorithme de cryptographie ou de décodage et à interpréter le fonctionnement ultérieur du circuit pour tenter de découvrir les quantités secrètes. Plus simplement, la perturbation peut engendrer un saut dans un programme visant à ne pas exécuter des instructions susceptibles d'interdire l'accès à des données. La perturbation la plus répandue dans les attaques par injection de fautes est une perturbation sur l'alimentation du circuit ("glitch attack") consistant à provoquer un pic parasite de durée très brève dans l'alimentation du circuit.
Pour tenter de contrer de telles attaques, les circuits intégrés comportent des outils logiciels et/ou matériels réagissant à une perturbation dans le fonctionnement du circuit (contre mesure), de façon à bloquer le fonctionnement du circuit, empêcher la sortie d'informations confidentielles, rendre inexploitable un résultat d'un calcul, etc. lorsqu'une tentative de fraude est détectée.
En particulier, les circuits intégrés sont munis de détecteurs de perturbations de l'alimentation du circuit intégré, qui permettent de détecter des variations d'alimentation du circuit intégré dont les caractéristiques (e.g. amplitude, fréquence) sont représentatives d'une probable tentative d'attaque. La détection de telles perturbations permet de mettre en œuvre des contre-mesures, comme par exemple agir directement sur le circuit en réinitialisant l'unité centrale et interdisant ainsi au pirate éventuel de tirer profit de la perturbation.
Il a par exemple été proposé un détecteur de pics parasites dans l'alimentation d'un circuit intégré, dans lequel une perturbation est détectée lorsqu'une tension dérivée de la variation de la tension d'alimentation dépasse la tension de seuil d'un transistor, le rendant conducteur. Un tel détecteur peut par exemple prendre la forme de MOSFET à connexion croisée ("cross-coupled") ou d'un circuit tel que proposé par la demande EP1804199.
Puisque la tension de seuil des transistors est hautement variable en fonction des procédés de fabrication et de la température, la détection des perturbations ne peut pas être assurée de façon précise et implique donc des tolérances importantes. Or, afin de minimiser les consommations électriques et gagner en intégration, la tendance est d'aller vers des technologies supportant des tensions d'alimentation de plus en plus faibles. On est ainsi passé de tensions d'alimentation de l'ordre de 5V à des tensions d'environ 1,5 V, tandis que dans un même temps les valeurs de tension de seuil des transistors de puissance n'ont que faiblement diminué et sont toujours de l'ordre de 700 mV. Il s'ensuit donc des variations d'alimentation beaucoup plus faibles, inférieures aux niveaux des tensions de seuil ce qui rend ce type de système de détection inopérant.
D'autres systèmes de détection tel que celui proposé par la demande de brevet FR3042876 proposent des systèmes permettant de s'affranchir de la tension de seuil des transistors, mais dépendant de paramètres d'autres composants, tels que des résistances, et des valeurs de courants de polarisation.
Par ailleurs, tous ces détecteurs présentent des encombrements importants. Par exemple, certains détecteurs utilisent des filtres RC en série avec l'alimentation. La contrainte de rapidité impose des courants importants et des impédances faibles, et donc requiert l'utilisation de condensateurs de grande capacité et donc encombrants.
Enfin, dans la mesure où le circuit intégré peut être amené à fonctionner avec différentes valeurs de tension d'alimentation, il faut pouvoir assurer la détection de toute perturbation dépassant une plage de tolérance spécifique à chaque valeur nominale d'alimentation, ce que ne permettent pas les détecteurs précédemment utilisés. Par exemple, une tolérance de ±10% pour une alimentation nominale de 1,5 V implique de détecter uniquement les perturbations dépassant ±0,15V, tandis qu'une tolérance de ±10% pour une alimentation nominale de 5 V implique de détecter uniquement les perturbations dépassant ±0,5V, et non pas celles comprises entre 0,15V et 0,5V.
Il existe donc un besoin d'amélioration de la précision de la détection des perturbations, avec des détecteurs plus précis, moins encombrants et dont les seuils de détections sont automatiquement ajustés à la tension d'alimentation.
Présentation de l'invention
Il existe un besoin de disposer d'un moyen de détecter les perturbations de l'alimentation d'un circuit électronique, qui soit peu encombrant, sensible, avec une sensibilité indépendante des variabilités des caractéristiques des composants utilisés, et qui permettent de s'adapter facilement à différentes valeurs nominales de tension d'alimentation en conservant un intervalle de détection dépendant de cette valeur nominale.
À cet effet, il est ici proposé un circuit de détection de perturbations de l'alimentation d'un circuit électronique par une tension d'alimentation entre une première borne d'alimentation et une seconde borne d'alimentation, le circuit de détection de perturbations comprenant :
- un comparateur de tension comprenant une sortie, une première entrée et une seconde entrée, la première entrée étant configurée pour recevoir une première tension de référence,
- un amplificateur opérationnel à transconductance comprenant une sortie connectée à la seconde entrée du comparateur de tension, une entrée inverseuse connectée à la sortie de l'amplificateur opérationnel à transconductance, et une entrée non-inverseuse configurée pour recevoir une seconde tension de référence,
- un condensateur de filtrage en série entre une borne d'alimentation et la seconde entrée du comparateur de tension,
dans lequel un signal de détection à la sortie du comparateur de tension est représentatif du dépassement transitoire, par la tension d'alimentation, d'une plage de variation autorisée par rapport à une valeur moyenne de la tension d'alimentation, l'étendue de la variation autorisée étant définie par un écart en tension entre la première tension de référence et la seconde tension de référence, ledit dépassement indiquant une perturbation de la tension d'alimentation.
Le circuit de détection de perturbations est avantageusement complété par les différentes caractéristiques suivantes prises seules ou selon leurs différentes combinaisons possibles:
- la première tension de référence et la seconde tension de référence sont dérivées de la tension d'alimentation,
- une entrée parmi la première entrée et la seconde entrée du comparateur de tension est configurée pour recevoir une tension dérivée de la tension d'alimentation par un filtrage passe-bas et représentative d'une composante continue de ladite tension d'alimentation, et l'autre entrée parmi la première entrée et la seconde entrée du comparateur de tension est configurée pour recevoir une tension dérivée de la tension d'alimentation par filtrage passe-bas et passe-haut et est représentative d'une composante haute fréquence autour de la composante continue de ladite tension d'alimentation ;
- la première entrée du comparateur de tension est une entrée inverseuse, et la première tension de référence est supérieure à la deuxième tension de référence en l'absence de perturbations, le circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations positives ;
- la première entrée du comparateur de tension est une entrée non-inverseuse, et la première tension de référence est inférieure à la deuxième tension de référence en l'absence de perturbations, le circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations négatives ;
- le condensateur de filtrage est connecté à une première borne d'alimentation et présente une capacité adaptée pour opérer un filtrage passe-haut de la tension d'alimentation avec une fréquence de coupure inférieure à 1 MHz, et la valeur moyenne de la tension d'alimentation correspond à une composante continue de la tension d'alimentation résultant d'un filtrage passe-bas de la tension d'alimentation à une fréquence de coupure inférieure à 1 MHz;
- le condensateur de filtrage est connecté à une seconde borne d'alimentation et présente une capacité adaptée pour opérer un filtrage passe-bas de la seconde tension de référence avec une fréquence de coupure inférieure à 1 MHz ;
- le circuit de détection comprend: un premier circuit de détection dans lequel la première entrée du comparateur de tension est une entrée inverseuse, et la première tension de référence est supérieure à la deuxième tension de référence en l'absence de perturbations, le premier circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations positives, et un second circuit de détection dans lequel la première entrée du comparateur de tension est une entrée non-inverseuse, et la première tension de référence est supérieure à la deuxième tension de référence en l'absence de perturbations, le second circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations négatives.
Le circuit de détection peut comprendre un circuit de référence fournissant la première tension de référence et la seconde tension de référence, le circuit de référence comprenant une série d'au moins trois résistances en série entre la première borne d'alimentation et la deuxième borne d'alimentation : une première résistance d'une première valeur de résistance R1, une deuxième résistance d'une deuxième valeur de résistance R2 et une troisième résistance avec une troisième valeur de résistance R3, une tension haute de référence étant dérivée d'une tension entre la première résistance et la deuxième résistance filtrée par un premier filtre, une tension basse de référence étant dérivée d'une tension entre la deuxième résistance et la troisième résistance filtrée par un second filtre, la première tension de référence et la seconde tension de référence correspondant à la tension haute de référence et à la tension basse de référence, dans lequel soit le premier filtre et le second filtre sont des filtres passe-bas, soit le premier filtre et le second filtre sont des filtres passe-haut.
De préférence, chacun des premier filtre et second filtre comprend un amplificateur opérationnel à transconductance et un condensateur, l'amplificateur opérationnel à transconductance comprenant une sortie configurée pour fournir une tension de référence, une entrée inverseuse connectée à la sortie de l'amplificateur opérationnel à transconductance, et une entrée non-inverseuse connectée entre deux résistances en série, le condensateur étant connecté entre la sortie de l'amplificateur opérationnel à transconductance et une borne d'alimentation autre que la borne d'alimentation à laquelle est connectée le condensateur de filtrage.
Présentation des figures
D'autres caractéristiques, buts et avantages du procédé ressortiront de la description qui suit, qui est purement illustrative et non limitative, et qui doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels :
la figure 1a est un exemple de circuit de détection de perturbations positives selon un mode de réalisation possible de l'invention, comprenant un filtre passe-haut,
la figure 1b est un exemple de circuit de détection de perturbations négatives selon un mode de réalisation possible de l'invention, comprenant un filtre passe-haut,
la figure 2 est un exemple de circuit de référence fournissant la première tension de référence et la seconde tension de référence à un circuit de détection de perturbations tel que celui illustré par les figures 1a et 1b en dérivant les tensions de référence par un filtrage passe-bas,
la figure 3 est un exemple de circuit de référence fournissant la première tension de référence et la seconde tension de référence au circuit de détection de perturbations en dérivant les tensions de référence par un filtrage passe-haut,
la figure 4a est un exemple de circuit de détection de perturbations positives selon un mode de réalisation possible de l'invention, comprenant un filtre passe-bas,
la figure 4b est un exemple de circuit de détection de perturbations négatives selon un mode de réalisation possible de l'invention, comprenant un filtre passe-bas.
Description détaillée
En référence aux figures 1a et 1b, lesquelles montrent des exemples de circuit de détection de perturbations positives et négatives, respectivement, le circuit de détection 10a, 10b est connecté à une borne première d'alimentation 12 du circuit électronique, à une tension haute Vcc, qui définit une tension d'alimentation avec une seconde borne d'alimentation à une tension basse Vee. Pour simplifier la description ci-dessous, la seconde borne d'alimentation peut être considérée comme la masse, la tension d'alimentation étant alors la tension Vcc.
Le circuit de détection 10a, 10b comprend un comparateur de tension 14 comprenant une sortie 16, une première entrée 18 et une seconde entrée 20. La première entrée 18 est configurée pour recevoir une première tension de référence Vref1. Le résultat fourni par le comparateur de tension 14 sur sa sortie 16 est le signal de tension exploitable, sous la forme d'un signal de détection Vd, représentatif de la détection d'une perturbation. Un condensateur de filtrage 22 est connecté en série entre la première borne d'alimentation 12 et la seconde entrée 20 du comparateur de tension 14. Le comparateur de tension 14 peut être un comparateur simple avec une paire différentielle et un second étage de gain. Afin de réduire la consommation, le second étage devrait être en état off en temps normal, c'est-à-dire en l'absence de perturbation, ce qui peut être facilement obtenu en choisissant de relier la sortie de la paire différentielle à une grille de transistor qui devient passant seulement en cas de détection de perturbation. Cela présente également l'avantage de réduire le temps de réaction du comparateur de tension 14.
Le circuit de détection 10a, 10b comprend un amplificateur opérationnel à transconductance 24 comprenant une sortie 26 connectée au condensateur de filtrage 22 et à la seconde entrée 20 du comparateur de tension, une entrée inverseuse 28 connectée à sa propre sortie 26, et une entrée non-inverseuse 30 configurée pour recevoir une seconde tension de référence Vref2.
Le circuit de détection 10a, 10b exploite donc deux tensions de référence Vref1, Vref2, qui présentent des valeurs différentes, et dont l'écart en tension définit une plage de variation autorisée pour la tension d'alimentation Vcc. De préférence, les tensions de référence Vref1, Vref2sont représentatives de la valeur moyenne de la tension d'alimentation (Vcc), à un facteur de proportionnalité près.
L'amplificateur opérationnel à transconductance 24 constitue un transconducteur appauvri en courant et, par sa boucle de rétraction négative, est assimilable à une résistance de forte impédance. L'ensemble formé par l'amplificateur opérationnel à transconductance 24 et le condensateur de filtrage 22 forme donc un filtre passe-haut, destiné à filtrer la tension d'alimentation Vcc provenant de la borne d'alimentation 12. La transconductance de l’amplificateur 24 et la capacité du condensateur de filtrage 22 sont choisies de sorte à opérer un filtrage passe-haut avec une fréquence de coupure correspondant aux besoins de la détection, par exemple inférieure à 1MHz, et supérieure à 10kHz.
Ce filtrage passe-haut permet de sélectionner, parmi les variations de la tension d'alimentation Vcc, celles susceptibles de constituer des perturbations pour l'unité de gestion d'alimentation (PMU pour l'anglais "Power Management Unit") du circuit électronique et donc susceptibles de permettre l'injection de fautes dans l'exécution de programmes ou d'algorithmes par le circuit électronique. Par exemple, les variations s'étalant sur de longues durées (e.g. supérieures à 100 µs) n'engendrent pas d'effets transitoires pouvant causer des erreurs de fonctionnement du circuit électronique susceptibles d'être exploitées. Les variations trop brusques (e.g. s'étalant sur une durée inférieure à 10ns) sont aussi sans effet pour l'unité de gestion d'alimentation, les condensateurs intégrés de l'unité de gestion d'alimentation offrant une de réjection suffisante pour les perturbations d'une fréquence supérieure à 10MHz.
Dans la mesure où le condensateur de filtrage 22 ne sert pas ici de source pour les charges traversant un transistor, la capacité du condensateur de filtrage 22 peut être choisie beaucoup plus faible que dans les détecteurs de perturbations précédemment utilisés tout en conservant sa fonction de filtrage passe-haut. À titre d'exemple, le condensateur de filtrage 22 peut par exemple avoir une capacité comprise entre 50 et 500 fF, et de préférence une capacité comprise entre 75 et 250fF.
La sortie 26 de l'amplificateur opérationnel à transconductance 24 suit la seconde tension de référence Vref2. La seconde entrée 20 du comparateur de tension 14 se voit donc appliquer une tension perturbée correspondant à la seconde tension de référence Vref2à laquelle s'ajoute les variations hautes fréquences γ en provenant du condensateur 22. Le comparateur de tension 14 effectue une comparaison entre cette tension perturbée (Vref2+ γ) et la première tension de référence Vref1appliquée sur sa première entrée 18. Le signal de détection Vd sur la sortie 16 du comparateur de tension 14 change d'état lorsque les variations transitoires de tension d'alimentation Vcc sont supérieures en amplitude à l'écart entre la première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2.
Les modalités de cette comparaison dépendent du type de détecteur de perturbations. Dans le cas d'un circuit de détection de perturbations positives, c'est-à-dire destiné à détecter lorsque la tension d'alimentation est transitoirement au-dessus de la plage de variation autorisée autour de la valeur nominale, la première entrée 18 est l'entrée inverseuse du comparateur de tension 14 et la seconde entrée 20 du comparateur de tension 14 est l'entrée non-inverseuse du comparateur de tension 14. Il s'agit de la configuration illustrée par lafigure 1a. Dans cette configuration, la première tension de référence Vref1est supérieure à la seconde tension de référence Vref2. Tant que la tension perturbée (Vref2+ γ) reste inférieure à la première tension de référence Vref1, le signal de détection Vd reste dans un premier état représentatif de l'absence de perturbation. Le signal de détection Vd change d'état lorsque la tension perturbée (Vref2+ γ) devient supérieure à la première tension de référence Vref1, c'est-à-dire lorsque γ > Vref1- Vref2, signifiant que la perturbation présente une amplitude en tension (par rapport à une valeur nominale de la tension d'alimentation) supérieure à l'écart entre la seconde tension de référence Vref2et la première tension de référence Vref1.
Au moyen d'une connexion avec la sortie 16 du comparateur de tension 14, le signal de détection Vd peut être transmis au circuit électronique et, en fonction de l'état du signal de détection Vd, différentes taches peuvent être mises en œuvre. En particulier, lorsque le signal de détection Vd présente un second état représentatif de la présence d'une perturbation, il peut être émis un signal d'alerte indiquant qu'une attaque est cours, le circuit électronique peut être mis en veille, ou tout autre action permettant d'assurer que la sécurité de fonctionnement du circuit électronique ne sera pas impactée par cette perturbation.
Dans le cas d'un circuit de détection de perturbations négatives, c'est-à-dire destiné à détecter lorsque la tension d'alimentation est transitoirement au-dessous de la plage de variation autorisée autour de la valeur nominale de la tension d'alimentation Vcc, la première entrée 18 est l'entrée non-inverseuse du comparateur de tension 14 et la seconde entrée 20 est l'entrée inverseuse du comparateur de tension 14. Il s'agit de la configuration illustrée par lafigure 1b. Dans cette configuration, la première tension de référence Vref1est inférieure à la seconde tension de référence Vref2. Tant que la tension perturbée (Vref2+ γ) reste supérieure à la première tension de référence Vref1, le signal de détection Vd reste dans un premier état représentatif de l'absence de perturbation. Le signal de détection Vd change d'état lorsque la tension perturbée (Vref2+ γ) devient inférieure à la première tension de référence Vref1, c'est-à-dire lorsque γ < Vref1- Vref2, signifiant que la perturbation présente une amplitude négative en tension (par rapport à une valeur nominale de la tension d'alimentation Vcc) supérieure à l'écart entre la première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2.
Il est à noter si le montage de laFigure 1ane permet que la détection de perturbations positives, et que si le montage de laFigure 1bne permet que la détection de perturbations négatives, il est possible de facilement combiner les deux détections en utilisant les deux montages en parallèle, permettant alors au circuit de détection de détecter à la fois les perturbations positives et négatives. Il est donc possible de prévoir un circuit de détection de perturbations comprenant :
- un premier circuit de détection dans lequel la première entrée 18 du comparateur de tension 14 est une entrée inverseuse, et la première tension de référence Vref1est supérieure à la deuxième tension de référence Vref2, le premier circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations positives, et
- un second circuit de détection dans lequel la première entrée 18 du comparateur de tension 14 est une entrée non-inverseuse, et la première tension de référence Vref1est inférieure à la deuxième tension de référence Vref2, le second circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations négatives.
Par rapport à des circuits de détection précédemment utilisés, les circuits de détection 10a, 10b proposés permettent un gain de place notable. En particulier, les grosses résistances sont remplacées par des amplificateurs opérationnels à transconductance 26 appauvris en courant, bien moins encombrants que les grosses résistances. De même, les condensateurs 22 sont de capacité moindre, comme expliqué plus haut, et sont donc moins encombrants. Le circuit de détection 10a, 10b, peut donc être réalisé sur une plus petite surface que précédemment. En outre, la comparaison effectuée par le comparateur de tension 14 est beaucoup moins sensible aux aléas de fabrication et à la température, par rapport à l'utilisation d'une tension de seuil d'un transistor, ce qui améliore la précision de la détection. Enfin, alors que l'utilisation d'une tension de seuil d'un transistor nécessite que les perturbations dépassent en amplitude cette tension de seuil, le circuit de détection 10a, 10b proposé peut détecter des perturbations plus faibles que cette tension de seuil, permettant dès lors l'utilisation de tensions d'alimentation Vcc de faibles valeurs, limitant la consommation électrique.
Comme expliqué précédemment, l'écart entre la première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2définit la plage de variation autorisée. L'écart en tension entre la première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2, par exemple exprimé en pourcentage de la valeur nominale de la tension d'alimentation Vcc, correspond à la variation autorisée de la tension d'alimentation Vcc autour de sa valeur nominale. Par exemple, lorsque la tension d'alimentation nominale Vcc est à 5V, une variation de tension d'alimentation de ±20% autour de cette valeur nominale de 5 V consiste en une plage de variation de tension de 1V. La première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2diffèrent alors entre elles de 20% de la valeur nominale de 5 V, soit 1 V. Par exemple, une tension de référence peut être de 1,25 V et l'autre tension de référence peut être 0,25V. Ou encore, une tension de référence peut être de 2 V et l'autre tension de référence peut être 1V. Lorsque la tension d'alimentation Vcc nominale est à 1,5V, une variation de tension d'alimentation de ±20% autour de cette valeur nominale de 1,5 V consiste en une plage de variation de tension de 0,3V. La première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2diffèrent alors de 20% de la valeur nominale de 1,5 V, soit 0,3 V. Par exemple, une tension de référence peut être de 0,6 V et l'autre tension de référence peut être 0,3V. Ou encore, une tension de référence peut être de 1 V et l'autre tension de référence peut être 0,7V. D'autres variations de tension d'alimentation peuvent être autorisées, comme par exemple 10%, l'écart entre les tensions de référence Vref1, Vref2étant alors choisi en conséquence.
Il est possible d'imposer des tensions de référence Vref1, Vref2à des valeurs fixes, fixant ainsi une plage fixe de variation autorisée. Toutefois, des valeurs fixes des tensions de référence Vref1, Vref2peuvent poser problème lorsque le circuit électronique peut fonctionner avec différentes valeurs de tension d'alimentation Vcc. Par exemple, si une marge de ±1V est acceptable lorsque la tension d'alimentation Vcc a une valeur nominale de 5V, une telle marge n'est plus acceptable lorsque la tension d'alimentation Vcc a une valeur nominale de 1,5V.
Afin de permettre au circuit de détection de s'adapter à des tensions d'alimentation Vcc diverses, il est préférable que les tensions de référence Vref1, Vref2soient adaptatives en fonction de la tension d'alimentation puisque l'étendue de la plage de variation autorisée par rapport à la valeur nominale de la tension d'alimentation Vcc est une contrainte à respecter, par exemple ±10% ou ±20% par rapport à la valeur nominale de la tension d'alimentation Vcc. Par conséquent, les deux tensions de références Vref1, Vref2sont de préférence proportionnelles à la tension d'alimentation Vcc, et plus précisément à une valeur moyenne de la tension d'alimentation Vcc. Les deux tensions de référence Vref1, Vref2sont de préférence également liées entre elle selon un facteur constant, et une tension de référence est donc proportionnelle l'autre. Ainsi, les deux tensions de référence Vref1, Vref2varient ensemble en conservant un écart en tension entre elle constant lorsque cet écart est exprimé en fonction de la tension d'alimentation Vcc.
Le meilleur moyen de lier ensemble les deux tensions de référence Vref1, Vref2et la tension d'alimentation Vcc consiste à dériver les deux tensions de référence Vref1, Vref2à partir de la tension d'alimentation Vcc. À cet effet, le circuit de détection 10a, 10b comprend un circuit de référence 50 fournissant la première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2, à partir de la tension d'alimentation Vcc, dont un exemple de mode de réalisation est illustré sur laFigure 2. Le circuit de référence 50 comprenant une série d'au moins trois résistances 51, 52, 53 en série entre une première borne d'alimentation 12 à une première tension Vcc et une seconde borne d'alimentation 13 à une seconde tension Vee (assimilable à la masse), définissant entre elles la tension d'alimentation. Il est à noter qu'il est possible d'utiliser en tant que série de résistances des éléments présents à d'autres endroits du circuit électronique, comme par exemple des ponts diviseurs résistifs.
Une tension haute de référence VrefHest dérivée d'une tension entre la première résistance 51 et la deuxième résistance 52 filtrée par un filtre passe-bas. Une tension basse de référence VrefLest dérivée d'une tension entre la deuxième résistance 52 et la troisième résistance 53 filtrée par un filtre passe-bas. La première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2correspondent chacune soit à la tension haute de référence VrefH, soit à la tension basse de référence VrefL, en fonction des montages. Plus précisément, pour une détection de perturbations positives, la première tension de référence Vref1correspond à la tension haute de référence VrefHet la seconde tension de référence Vref2correspond à la tension basse de référence VrefL. A l'inverse, pour une détection de perturbations négatives, la première tension de référence Vref1correspond à la tension basse de référence VrefLet la seconde tension de référence Vref2correspond à la tension haute de référence VrefH.
Ce sont les valeurs des résistances 51, 52, 53 qui définissent les valeurs respectives de la tension haute de référence VrefHet de la tension basse de référence VrefL, et qui fixent donc l'écart entre la première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2. La série de résistances comprend donc une première résistance 51 d'une première valeur de résistance R1, une deuxième résistance 52 d'une deuxième valeur de résistance R2 et une troisième résistance 53 avec une troisième valeur de résistance R3. La première tension de référence Vref1et la deuxième tension de référence Vref2sont définies par rapport à la tension d'alimentation Vcc en fonction de rapports faisant intervenir la première valeur de résistance R1, la deuxième valeur de résistance R2, et la troisième valeur de résistance R3. Plus précisément, la tension haute de référence VrefHcorrespond à :
tandis que la tension basse de référence VrefLcorrespond à :
On voit donc que la tension haute de référence VrefHest supérieure à la tension basse de référence VrefL, selon un facteur k constant défini par la deuxième valeur de résistance R2 et par la troisième valeur de résistance R3 :
de sorte que quelque soit la valeur de la tension d'alimentation Vcc, on a toujours VrefH= k VrefL. Ainsi, la proportionnalité entre la tension haute de référence VrefHet la tension basse de référence VrefLest toujours conservée. Bien entendu, les valeurs de résistance R1, R2, R3 sont choisies afin d'obtenir les valeurs désirées pour la première tension de référence Vref1et la deuxième tension de référence Vref2. Par exemple, s'il est souhaité que la tension haute de référence VrefHcorresponde à 40% de la tension d'alimentation Vcc, et que la tension de référence VrefLcorresponde à 20% de la tension d'alimentation Vcc (établissant une plage de variation autorisée de ±20% autour de la valeur nominale de la tension d'alimentation Vcc), il suffit alors de choisir R1=3.R2=3.R3. Il est également possible de choisir R1=0 ou R3=0 si l’on souhaite que l’une des tensions de référence Vref1ou Vref2soit celle de l’une des bornes d’alimentation du circuit, moyennant un comparateur 14 capable d’opérer avec des tensions d’entrée proches de ses alimentations.
Le filtrage passe-bas sert à ce que la tension haute de référence VrefHet la tension basse de référence VrefLsoient proportionnelles à une moyenne temporelle de la tension de référence Vcc, c'est-à-dire d'une composante continue de la tension de référence Vcc, sans prise en compte d'une composante haute fréquence constituée par les perturbations transitoires. Chaque filtre passe-bas comprend un amplificateur opérationnel à transconductance 56H, 56Let un condensateur 58H, 58L. L'amplificateur opérationnel à transconductance 56H, 56Lcomprend une sortie 60H, 60Lconfigurée pour fournir une tension de référence, c'est-à-dire soit la tension haute de référence VrefHsoit la tension basse de référence VrefL. Le condensateur 58H, 58Lest connecté entre la sortie 60H, 60Lde l'amplificateur opérationnel à transconductance 56H, 56Let la seconde borne d'alimentation Vee (e.g. la masse). L'entrée inverseuse 62H, 62Lde l'amplificateur opérationnel à transconductance 56H, 56Lest connectée à la sortie 60H, 60Lde l'amplificateur opérationnel à transconductance 56H, 56L, et l'entrée non-inverseuse 64H, 64Lde l'amplificateur opérationnel à transconductance 56H, 56Lest connectée entre deux résistances 51, 52, 53 en série. Plus précisément, l'entrée non-inverseuse 64Hde l'amplificateur opérationnel à transconductance 56Hfournissant la tension haute de référence VrefHest connectée au nœud entre la première résistance 51 et la deuxième résistance 52, tandis que l'entrée non-inverseuse 64Lde l'amplificateur opérationnel à transconductance 56Lfournissant la tension basse de référence VrefLest connectée au nœud entre la deuxième résistance 52 et la troisième résistance 53.
En fonction des configurations, une des sorties 60H, 60Ldes amplificateurs opérationnels à transconductance 56H, 56L, est connectée à l'entrée non-inverseuse 18 du comparateur 14, tandis que l'autre des sorties 60H, 60Ldes amplificateurs opérationnels à transconductance 56H, 56L, est connectée à l'entrée non-inverseuse 30 de l'amplificateur opérationnel à transconductance 24.
Le circuit de référence 50 fournit donc la première tension de référence Vref1et la seconde tension de référence Vref2, qui sont proportionnelles à une composante continue de la tension de référence Vcc, grâce au filtrage passe-bas opéré sur les tensions divisées de la tension d'alimentation. Les caractéristiques des deux condensateurs 58H, 58L sont de préférence identiques, de sorte à ce que les filtrages soient également identiques. Les capacités des condensateurs 58H, 58L sont choisies pour que le filtrage passe-bas présente une fréquence de coupure inférieure à 1 MHz, et de préférence inférieure à 500kHz, et supérieure à 10 kHz. À titre d'exemple, condensateurs 58H, 58L peuvent avoir une capacité comprise entre 50 et 500 fF, et de préférence une capacité comprise entre 75 et 250fF.
Grâce au circuit de référence 50, les tensions de référence Vref1, Vref2sont auto-adaptatives en fonction de la tension d'alimentation Vcc et garantissent une étendue constante de la plage de variation autorisée par rapport à la valeur nominale de la tension d'alimentation Vcc. Il n'est pas nécessaire d'opérer un quelconque réglage du circuit de détection 10a, 10b, ni même de déterminer quelle est la tension d'alimentation utilisée. Le circuit de détection 10a, 10b se contente en effet de détecter qu'une composante transitoire (amplitude des variations hautes fréquences γ) de la tension d'alimentation Vcc ne dépasse pas une plage de variation autorisée (déterminée par l'écart entre les tensions de référence Vref1, Vref2) par rapport à une composante continue (moyenne temporelle) de la tension d'alimentation Vcc.
L'utilisation d'un circuit de référence 50 permet de rendre de façon continue la détection des perturbations auto-adaptative en fonction de la tension d'alimentation Vcc. Alternativement, il est toutefois possible d'utiliser un bloc générateur de tension de référence, configuré pour délivrer des tensions de référence Vref1, Vref2à des valeurs prédéfinies. Toutefois, afin de permettre une adaptation à différentes valeurs de la tension d'alimentation, il est préférable alors de prévoir un détecteur de tension permettant de commuter entre différentes valeurs de tensions de référence Vref1, Vref2en fonction des valeurs détectées de la tension d'alimentation Vcc.
Il est à noter que les filtrages passe-bas et passe-haut sont complémentaires, et peuvent être inversés. Il suffit en effet qu'une entrée parmi la première entrée 18 et la seconde entrée 20 du comparateur de tension 14 soit configurée pour recevoir une tension dérivée de la tension d'alimentation par un filtrage passe-bas et représentative d'une composante continue de ladite tension d'alimentation, et que l'autre entrée parmi la première entrée 18 et la seconde entrée 20 du comparateur de tension 14 soit configurée pour recevoir une tension dérivée de la tension d'alimentation par filtrage passe-bas et passe-haut et représentative d'une composante haute fréquence autour de la composante continue de ladite tension d'alimentation.
À ce titre, lesfigures 3, 4a et 4bmontrent des circuits équivalents aux circuits desfigures 1a, 1b et 2, dans lesquels les filtres passe-bas et passe-haut ont été inversés.
Ainsi, la figure 3 montre un circuit de circuit de référence 50 similaire à celui de la figure 2, sauf en ce que les condensateurs 58H, 58L sont connectés à la première borne d'alimentation 12 à la tension Vcc au lieu d'être connecté à la seconde borne d'alimentation 13. Chaque filtre passe-haut est ainsi constitué d'un amplificateur opérationnel à transconductance 56H, 56Let d'un condensateur 58H, 58L. Pour chaque filtre passe-bas, la transconductance de l’amplificateur 56H, 56L et la capacité du condensateur 58H, 58Lsont choisies de sorte à opérer un filtrage passe-bas avec une fréquence de coupure correspondant aux besoins de la détection, par exemple inférieure à 1MHz, et supérieure à 10kHz.
De même, lesfigures 3, 4a et 4bmontrent des circuits de détection dans lesquels l'ensemble formé par l'amplificateur opérationnel à transconductance 24 et le condensateur de filtrage 22 forme un filtre passe-haut au lieu d'un filtre passe-bas. Pour ce faire, le condensateur de filtrage 22 est connecté en série entre la seconde entrée 20 du comparateur de tension 14 et la seconde borne d'alimentation 13 à la tension Vee, au lieu d'être connecté à la première borne d'alimentation 12. La transconductance de l’amplificateur 24 et la capacité du condensateur de filtrage 22 sont choisies de sorte à opérer un filtrage avec une fréquence de coupure inférieure à 1 MHz, et de préférence inférieure à 500kHz, et supérieure à 10 kHz. À titre d'exemple, le condensateur de filtrage 22 avoir une capacité comprise entre 50 et 500 fF, et de préférence une capacité comprise entre 75 et 250fF. Les autres caractéristiques du circuit de détection sont les mêmes que celles décrites en référence aux figures 1a et 1b.
L'invention n'est pas limitée au mode de réalisation décrit et représenté aux figures annexées. Des modifications restent possibles, notamment du point de vue de la constitution des diverses caractéristiques techniques ou par substitution d'équivalents techniques, sans sortir pour autant du domaine de protection de l'invention.

Claims (10)

  1. Circuit de détection (10a, 10b) de perturbations de l'alimentation d'un circuit électronique par une tension d'alimentation entre une première borne d'alimentation (12) et une seconde borne d'alimentation (13), le circuit de détection de perturbations comprenant :
    - un comparateur de tension (14) comprenant une sortie (16), une première entrée (18) et une seconde entrée (20), la première entrée (18) étant configurée pour recevoir une première tension de référence (Vref1),
    - un amplificateur opérationnel à transconductance (24) comprenant une sortie (26) connectée à la seconde entrée (20) du comparateur de tension (14), une entrée inverseuse (28) connectée à la sortie (26) de l'amplificateur opérationnel à transconductance (24), et une entrée non-inverseuse (30) configurée pour recevoir une seconde tension de référence (Vref2),
    - un condensateur de filtrage (22) en série entre une borne d'alimentation (12, 13) et la seconde entrée (20) du comparateur de tension (14),
    dans lequel un signal de détection (Vd) à la sortie (16) du comparateur de tension est représentatif du dépassement transitoire, par la tension d'alimentation, d'une plage de variation autorisée par rapport à une valeur moyenne de la tension d'alimentation, l'étendue de la variation autorisée étant définie par un écart en tension entre la première tension de référence (Vref1) et la seconde tension de référence (Vref2), ledit dépassement indiquant une perturbation de la tension d'alimentation.
  2. Circuit de détection de perturbations selon la revendication 1, dans lequel la première tension de référence (Vref1) et la seconde tension de référence (Vref2) sont dérivées de la tension d'alimentation.
  3. Circuit de détection de perturbation selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel une entrée parmi la première entrée (18) et la seconde entrée (20) du comparateur de tension (14) est configurée pour recevoir une tension dérivée de la tension d'alimentation par un filtrage passe-bas et représentative d'une composante continue de ladite tension d'alimentation, et l'autre entrée parmi la première entrée (18) et la seconde entrée (20) du comparateur de tension (14) est configurée pour recevoir une tension dérivée de la tension d'alimentation par filtrage passe-bas et passe-haut et est représentative d'une composante haute fréquence autour de la composante continue de ladite tension d'alimentation.
  4. Circuit de détection de perturbations selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la première entrée (18) du comparateur de tension (14) est une entrée inverseuse, et la première tension de référence (Vref1) est supérieure à la deuxième tension de référence (Vref2) en l'absence de perturbations, le circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations positives.
  5. Circuit de détection de perturbations selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel la première entrée (18) du comparateur de tension (14) est une entrée non-inverseuse, et la première tension de référence (Vref1) est inférieure à la deuxième tension de référence (Vref2) en l'absence de perturbations, le circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations négatives.
  6. Circuit de détection de perturbations selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le condensateur de filtrage (22) est connecté à une première borne d'alimentation (12) et présente une capacité adaptée pour opérer un filtrage passe-haut de la tension d'alimentation avec une fréquence de coupure inférieure à 1 MHz, et la valeur moyenne de la tension d'alimentation correspond à une composante continue de la tension d'alimentation résultant d'un filtrage passe-bas de la tension d'alimentation à une fréquence de coupure inférieure à 1 MHz.
  7. Circuit de perturbations selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel le condensateur de filtrage (22) est connecté à une seconde borne d'alimentation (13) et présente une capacité adaptée pour opérer un filtrage passe-bas de la seconde tension de référence avec une fréquence de coupure inférieure à 1 MHz.
  8. Circuit de détection de perturbations selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant :
    - un premier circuit de détection dans lequel la première entrée (18) du comparateur de tension (14) est une entrée inverseuse, et la première tension de référence (Vref1) est supérieure à la deuxième tension de référence (Vref2) en l'absence de perturbations, le premier circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations positives, et
    - un second circuit de détection dans lequel la première entrée (18) du comparateur de tension (14) est une entrée non-inverseuse, et la première tension de référence (Vref1) est inférieure à la deuxième tension de référence (Vref2) en l'absence de perturbations, le second circuit de détection de perturbations étant configuré pour détecter les perturbations négatives.
  9. Circuit de détection de perturbations selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant un circuit de référence (50) fournissant la première tension de référence (Vref1) et la seconde tension de référence (Vref2), le circuit de référence comprenant une série d'au moins trois résistances (51, 52, 53) en série entre la première borne d'alimentation (12) et la deuxième borne d'alimentation (13) : une première résistance (51) d'une première valeur de résistance R1, une deuxième résistance (52) d'une deuxième valeur de résistance R2 et une troisième résistance (53) avec une troisième valeur de résistance R3, une tension haute de référence (VrefH) étant dérivée d'une tension entre la première résistance (51) et la deuxième résistance (52) filtrée par un premier filtre, une tension basse de référence (VrefL) étant dérivée d'une tension entre la deuxième résistance (52) et la troisième résistance (53) filtrée par un second filtre, la première tension de référence (Vref1) et la seconde tension de référence (Vref2) correspondant à la tension haute de référence (VrefH) et à la tension basse de référence (VrefL), dans lequel soit le premier filtre et le second filtre sont des filtres passe-bas, soit le premier filtre et le second filtre sont des filtres passe-haut.
  10. Circuit de détection de perturbations selon la revendication 9, dans lequel chacun des premier filtre et second filtre comprend un amplificateur opérationnel à transconductance (56H, 56L) et un condensateur (58H, 58L), l'amplificateur opérationnel à transconductance (56H, 56L) comprenant une sortie configurée pour fournir une tension de référence (VrefH, VrefL), une entrée inverseuse (62H, 62L) connectée à la sortie (60H, 60L) de l'amplificateur opérationnel à transconductance, et une entrée non-inverseuse (64H, 64L) connectée entre deux résistances (51, 52, 53) en série, le condensateur (58H, 58L) étant connecté entre la sortie (60H, 60L) de l'amplificateur opérationnel à transconductance et une borne d'alimentation autre que la borne d'alimentation à laquelle est connectée le condensateur de filtrage (22).
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