FR3099660A1 - Control assembly and method for an electric motor - Google Patents
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Abstract
Ensemble et procédé de commande pour moteur électrique. L’ensemble de commande (1) d’un moteur électrique (3) triphasé comprend :- un onduleur (5) comprenant une pluralité de transistors (HS, LS) chacun ayant un état passant et un état bloqué pour alimenter pendant des périodes de commande les trois phases (A, B, C) du moteur électrique (3), chaque période de commande comportant plusieurs intervalles de commande,- une unité de commande (9) configurée pour appliquer une modulation à largeur d’impulsions de sorte que pendant chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5, s6), l’unité de commande (9) délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement.A des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5, s6), l’unité de commande (9) est également configurée pour : commander l’état bloqué des transistors (LS, HS) de l’onduleur (5) associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée, mesurer la tension de phase associée à la troisième phase, détecter, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe du courant de phase (iA, iB, iC) associé à la tension de phase mesurée, et estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat de la détection. Figure pour l’abrégé : Fig. 2Control assembly and method for an electric motor. The control assembly (1) of a three-phase electric motor (3) comprises: - an inverter (5) comprising a plurality of transistors (HS, LS) each having an on state and an off state for supplying power during periods of controls the three phases (A, B, C) of the electric motor (3), each control period comprising several control intervals, - a control unit (9) configured to apply pulse-width modulation so that during each control interval (s1, s2, s3, s4, s5, s6), the control unit (9) delivers at a first phase a first signal representative of a high duty cycle of the pulse width modulation, in a second phase a second signal representative of a zero duty cycle of the pulse width modulation, and in the third phase a third signal representative of an intermediate duty cycle of the pulse width modulation, the duty cycle intermediate varying of the duty cycle e raised to zero duty cycle or vice versa At predetermined times of each control interval (s1, s2, s3, s4, s5, s6), the control unit (9) is also configured to: control the blocked state of the transistors (LS, HS) of the inverter (5) associated with the third phase for a predetermined time, measuring the phase voltage associated with the third phase, detecting, from the measured phase voltage, a change in sign of the phase current (iA, iB, iC) associated with the measured phase voltage, and estimate a phase shift between the phase voltage and the phase current as a function of the result of the detection. Figure for the abstract: Fig. 2
Description
Des modes de mise en œuvre et de réalisation de l’invention concernent le domaine des moteurs électriques et notamment les moteurs électriques destinés notamment à des équipements de véhicule automobile.Modes of implementation and embodiment of the invention relate to the field of electric motors and in particular electric motors intended in particular for motor vehicle equipment.
De nombreux moteurs électriques sont utilisés dans les équipements de véhicules automobile.Many electric motors are used in motor vehicle equipment.
Pour certains de ces moteurs électriques et en particulier les moteurs électriques à courant continu sans balai, par exemple une machine synchrone à aimants permanents (« permanent magnet synchronous generator » en langue anglaise), on peut réaliser la commande en mode synchrone avec une excitation sinusoïdale sans connaître la position de rotor de la machine.For some of these electric motors and in particular brushless direct current electric motors, for example a synchronous machine with permanent magnets (“permanent magnet synchronous generator”), it is possible to carry out the control in synchronous mode with a sinusoidal excitation without knowing the rotor position of the machine.
Pour ceci, la commande d’un tel moteur électrique comprenant un rotor est généralement réalisée par un onduleur dont les différentes branches alimentent les différentes phases du moteur. Comme on ne connait pas la position du rotor, on doit mesurer et contrôler un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase afin d’optimiser l’efficacité et la stabilité du fonctionnement du moteur.For this, the control of such an electric motor comprising a rotor is generally carried out by an inverter whose different branches supply the different phases of the motor. Since the position of the rotor is not known, a phase shift between the phase voltage and the phase current must be measured and controlled in order to optimize the efficiency and stability of the motor operation.
Une méthode connue pour déterminer le déphasage entre la tension d'excitation et le courant est une détection du passage par zéro (« zero-crosing detection » en langue anglaise) de courants. Cette méthode consiste à détecter les instants de passage par zéro des courants alimentant les phases du moteur.A known method for determining the phase difference between the excitation voltage and the current is detection of the passage through zero (“zero-crossing detection” in English) of currents. This method consists of detecting the instants of passage through zero of the currents supplying the motor phases.
Pour réaliser ces mesures, des phases de non-conduction sont ménagées à des instants prédéfinis de la modulation à largeur d’impulsions situés en dehors des périodes de conduction des phases. Ces phases de non-conduction sont par exemple ménagées lors des changements d’alimentation des phases.To carry out these measurements, non-conduction phases are arranged at predefined instants of the pulse-width modulation located outside the conduction periods of the phases. These non-conducting phases are, for example, spared during phase supply changes.
En effet, les phases sont généralement alimentées par un onduleur comprenant plusieurs branches, chaque branche étant reliée à une phase du moteur. Une branche comprend par exemple deux transistors montés en série dont le point milieu est relié à une phase du moteur. Chaque transistor comporte un état passant et un état bloqué.Indeed, the phases are generally supplied by an inverter comprising several branches, each branch being connected to a phase of the motor. A branch comprises, for example, two transistors mounted in series, the midpoint of which is connected to a phase of the motor. Each transistor has an on state and an off state.
Un premier transistor dit HS est relié à une source de tension et le deuxième transistor dit LS est relié à la masse. En fonctionnement normal de l’excitation sinusoïdale, l’un des transistors est dans l’état bloqué tandis que l’autre est l’état passant. Ainsi, afin de mesurer le courant au niveau de la phase, il convient de créer une phase de non-conduction durant laquelle les deux transistors HS et LS sont dans l’état bloqué. Il y a généralement une phase de non-conduction au moment du changement d’états des transistors, aussi appelé « temps mort », pour éviter un court-circuit.A first transistor called HS is connected to a voltage source and the second transistor called LS is connected to ground. In normal operation of the sinusoidal excitation, one of the transistors is in the off state while the other is the on state. Thus, in order to measure the current at the phase level, it is necessary to create a non-conduction phase during which the two transistors HS and LS are in the blocked state. There is generally a phase of non-conduction when the state of the transistors changes, also called "dead time", to avoid a short circuit.
La figure 1 représente un exemple de signaux de commande pour le transistor HS (courbe du haut) et le transistor LS (courbe du bas) d’une branche d’alimentation d’une phase. A l’instant t1, le transistor LS passe de l’état passant ON à l’état bloqué OFF mais au lieu de rendre le transistor HS dans l’état passant ON à ce même moment t1, une phase de non-conduction Δt est créée durant laquelle les deux transistors LS et HS sont dans l’état bloqué OFF, le transistor HS étant dans l’état passant à un instant t2. La phase de non-conduction correspond par exemple à une durée plus petite que 1 µs. La mesure du signe du courant peut alors être effectuée durant cette phase de non-conduction. Par contre cette durée est généralement comprise entre 1µs et 2µs. De plus, avec cette solution, un composant dédié doit être utilisé pour permettre de synchroniser l'ensemble des mesures durant ledit « temps mort ».Figure 1 shows an example of control signals for the HS transistor (top curve) and the LS transistor (bottom curve) of a one-phase power branch. At time t1, transistor LS changes from the on state ON to the off state OFF but instead of making transistor HS in the on state ON at this same time t1, a non-conduction phase Δt is created during which the two transistors LS and HS are in the blocked OFF state, the transistor HS being in the on state at a time t2. The non-conduction phase corresponds for example to a duration shorter than 1 μs. The measurement of the sign of the current can then be carried out during this phase of non-conduction. On the other hand, this duration is generally between 1 μs and 2 μs. Moreover, with this solution, a dedicated component must be used to make it possible to synchronize all the measurements during said “dead time”.
Cependant, l’introduction d’un tel « temps mort » allongé dans la commande à largeur d’impulsions du moteur électrique dans laquelle les instants de commutation sont décalés temporellement tend à dégrader l’excitation sinusoïdale des phases, ce qui implique une réduction de l’efficacité du moteur électrique et une augmentation du bruit produit par le moteur électrique.However, the introduction of such an elongated "dead time" in the pulse width control of the electric motor in which the switching instants are shifted in time tends to degrade the sinusoidal excitation of the phases, which implies a reduction in the efficiency of the electric motor and an increase in the noise produced by the electric motor.
Afin de surmonter au moins partiellement les inconvénients de l’état de la technique, il convient de proposer une méthode d’estimation du déphasage entre la tension d’excitation et le courant qui ne perturbe pas les signaux d’excitation du moteur électrique. A cet effet, il est proposé un ensemble de commande d’un moteur électrique triphasé comprenant :
- un onduleur comprenant une pluralité de transistors chacun ayant un état passant et un état bloqué pour alimenter pendant des périodes de commande les trois phases du moteur électrique, chaque période de commande comportant plusieurs intervalles de commande,
- des moyens de mesure configurés pour mesurer des tensions associées aux trois phases respectives du moteur électrique,
- une unité de commande configurée pour appliquer une modulation à largeur d’impulsions de façon à piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors de l’onduleur de sorte que pendant chaque intervalle de commande, l’unité de commande délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement,
dans lequel à des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande, l’unité de commande est également configurée pour commander l’état bloqué des transistors de l’onduleur associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée,
mesurer, via les moyens de mesure, la tension de phase associée à la troisième phase pendant une durée prédéterminée,
détecter, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe du courant de phase associé à la tension mesurée, et
estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat de la détection.In order to at least partially overcome the drawbacks of the state of the art, it is appropriate to propose a method for estimating the phase difference between the excitation voltage and the current which does not disturb the excitation signals of the electric motor. To this end, a three-phase electric motor control assembly is proposed comprising:
- an inverter comprising a plurality of transistors each having an on state and an off state to power the three phases of the electric motor during control periods, each control period comprising several control intervals,
- measuring means configured to measure voltages associated with the three respective phases of the electric motor,
- a control unit configured to apply a pulse width modulation so as to control the on state and the off state of the transistors of the inverter so that during each control interval, the control unit delivers to a first phase a first signal representative of a high duty cycle of the pulse width modulation, at a second phase a second signal representative of a zero duty cycle of the pulse width modulation, and at the third phase a third signal representative of an intermediate duty cycle of the pulse width modulation, the intermediate duty cycle varying from the high duty cycle to the zero duty cycle or vice versa,
wherein at predetermined instants of each control interval, the control unit is also configured to control the off state of the transistors of the inverter associated with the third phase for a predetermined duration,
measuring, via the measuring means, the phase voltage associated with the third phase for a predetermined duration,
detect, from the measured phase voltage, a change of sign of the phase current associated with the measured voltage, and
estimating a phase shift between the phase voltage and the phase current based on the detection result.
La réalisation de mesures au niveau de la troisième phase comportant un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions permet de réaliser des mesures et une estimation d’un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase pendant les périodes de conduction sans perturber la commande à largeur d’impulsions et notamment sans introduire un allongement de temps morts dans la commande de sorte que le bruit du moteur électrique est réduit. Cette solution permet également de s’affranchir d’un composant dédié pour mesurer rapidement le signe du courant, (parce que si l’on veut mesurer pendant le temps mort, la durée de mesure doit être inférieure à 1µS), et donc réduire le coût de l’unité de commande.The performance of measurements at the level of the third phase comprising a third signal representative of an intermediate duty cycle of the pulse width modulation makes it possible to perform measurements and an estimation of a phase difference between the phase voltage and the current of phase during the conduction periods without disturbing the pulse width control and in particular without introducing an extension of dead times in the control so that the noise of the electric motor is reduced. This solution also eliminates the need for a dedicated component to quickly measure the current sign (because if you want to measure during the dead time, the measurement duration must be less than 1µS), and therefore reduce the order unit cost.
Selon un mode de réalisation, la tension de phase a un état haut et un état bas, et les instants prédéterminés comprennent
seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état haut si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro, ou
seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état bas si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé.According to one embodiment, the phase voltage has a high state and a low state, and the predetermined instants include
only instants when the phase voltage is in the high state if the intermediate duty cycle varies from high duty cycle to zero duty cycle, or
only instants when the phase voltage is in the low state if the intermediate duty cycle varies from zero duty cycle to high duty cycle.
Selon un mode de réalisation, la durée prédéterminée est inférieure à 5μs, notamment inférieure à 2 μs.According to one embodiment, the predetermined duration is less than 5 μs, in particular less than 2 μs.
Selon un autre mode de réalisation, le nombre de mesures de la tension de phase est réduit ou stoppé lorsque le résultat des mesures est supérieur ou inférieur à un seuil prédéterminé.According to another embodiment, the number of measurements of the phase voltage is reduced or stopped when the result of the measurements is higher or lower than a predetermined threshold.
Selon un autre mode de réalisation deux instants prédéterminés sont séparées d’une durée d’au moins 20 μs, notamment au moins 50 μs.According to another embodiment, two predetermined instants are separated by a duration of at least 20 μs, in particular at least 50 μs.
Selon un autre mode de réalisation, l’onduleur comprend trois branches, chaque branche comprenant un demi-pont en H.According to another embodiment, the inverter comprises three branches, each branch comprising a half H-bridge.
Selon un autre mode de réalisation, l’unité de commande est configurée pour appliquer une boucle de rétroaction à partir du déphasage estimé, la boucle de rétroaction étant utilisée pour déterminer des instants et des niveaux d’amplitude de commutation et un rapport cyclique global de la modulation à largeur d’impulsions.According to another embodiment, the control unit is configured to apply a feedback loop from the estimated phase shift, the feedback loop being used to determine instants and switching amplitude levels and an overall duty cycle of pulse width modulation.
Selon un autre aspect, il est proposé un procédé de commande d’un moteur électrique triphasé en mode synchrone dans lequel les trois phases du moteur électrique sont alimentées par un onduleur comprenant une pluralité de transistors chacun ayant un état passant et un état bloqué pour alimenter pendant des périodes de commande les trois phases du moteur électrique, chaque période de commande comportant plusieurs intervalles de commande et dans lequel :
- on applique une modulation à largeur d’impulsion pour piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors de l’onduleur de sorte que pendant chaque période de commande, on délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à un deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement,
dans lequel, à des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande,
- on commande l’état bloqué des transistors de l’onduleur associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée et,
- on mesure la tension de phase associée à la troisième phase,
- on détecte, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe de courant de phase associée à la tension de phase mesurée, et
- on estime un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat de la détection.According to another aspect, there is proposed a method for controlling a three-phase electric motor in synchronous mode in which the three phases of the electric motor are supplied by an inverter comprising a plurality of transistors each having an on state and an off state to supply during control periods the three phases of the electric motor, each control period comprising several control intervals and in which:
- Pulse width modulation is applied to control the on state and the off state of the transistors of the inverter so that during each control period, a first signal representative of a ratio is delivered to a first phase high duty cycle of the pulse width modulation, at a second phase a second signal representative of a zero duty cycle of the pulse width modulation, and at the third phase a third signal representative of an intermediate duty cycle of pulse width modulation, the intermediate duty cycle varying from high duty cycle to zero duty cycle or vice versa,
wherein, at predetermined times of each command interval,
- the blocked state of the transistors of the inverter associated with the third phase is controlled for a predetermined duration and,
- the phase voltage associated with the third phase is measured,
- a change of phase current sign associated with the measured phase voltage is detected, from the measured phase voltage, and
- a phase shift between the phase voltage and the phase current is estimated as a function of the result of the detection.
Selon un mode de réalisation, un intervalle de commande correspond à un section d’angle de rotation du rotor électrique de 60°.According to one embodiment, a command interval corresponds to a rotation angle section of the electric rotor of 60°.
Selon un autre mode de réalisation, si l’ensemble des tensions de phase mesurées lors d’un intervalle de commande correspondent à des courants de phase ayant un signe théorique avant son passage au zéro alors on considère que le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase correspond à la borne supérieure de la section d’angle de rotation sélectionné pour les mesures des tensions de phase, et si l’ensemble des tensions de phase mesurées lors d’un intervalle de commande correspondent à des courants de phase ayant un signe théorique après son passage au zéro alors on considère que le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase correspond à la borne inférieure de la section d’angle de rotation sélectionné pour les mesures des tensions de phase.According to another embodiment, if all the phase voltages measured during a command interval correspond to phase currents having a theoretical sign before its zero crossing, then it is considered that the phase difference between the phase current and the phase voltage corresponds to the upper limit of the rotation angle section selected for the measurements of the phase voltages, and if all the phase voltages measured during a command interval correspond to phase currents having a theoretical sign after its zero crossing then it is considered that the phase shift between the phase current and the phase voltage corresponds to the lower limit of the rotation angle section selected for the phase voltage measurements.
D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante, donnée à titre d’exemple illustratif et non limitatif et des dessins annexés parmi lesquels :Other characteristics and advantages of the invention will appear more clearly on reading the following description, given by way of illustrative and non-limiting example, and the appended drawings, among which:
Dans ces figures, les éléments identiques portent les mêmes références.In these figures, identical elements bear the same references.
Les réalisations suivantes sont des exemples. Bien que la description se réfère à un ou plusieurs modes de réalisation, ceci ne signifie pas nécessairement que chaque référence concerne le même mode de réalisation ou que les caractéristiques s'appliquent seulement à un seul mode de réalisation. De simples caractéristiques de différents modes de réalisation peuvent également être combinées ou interchangées pour fournir d'autres réalisations.The following achievements are examples. Although the description refers to one or more embodiments, this does not necessarily mean that each reference is to the same embodiment or that the features apply only to a single embodiment. Simple features of different embodiments can also be combined or interchanged to provide other embodiments.
La présente invention concerne un ensemble de commande 1 d’un moteur électrique triphasé 3 tel que représenté sur la figure 2. Les phases du moteur électrique 3 sont notées A, B et C. Un tel moteur électrique peut notamment être utilisé dans des équipements de véhicule automobile tels qu’un dispositif d’essuyage.The present invention relates to a control assembly 1 of a three-phase electric motor 3 as shown in Figure 2. The phases of the electric motor 3 are denoted A, B and C. Such an electric motor can in particular be used in equipment for motor vehicle such as a wiper device.
L’ensemble de commande 1 comprend un onduleur 5. L’onduleur 5 comprend trois branches comprenant chacune deux transistors et configurées pour alimenter respectivement les trois phases A, B et C du moteur électrique 3. Les transistors d’une branche sont disposés en série avec un premier transistor noté HS relié à la source de tension continue Vbat, fournie par exemple par une batterie, et un deuxième transistor noté LS relié à la masse, par exemple via une résistance notée Shunt. Le point milieu situé entre les deux transistors LS et HS est relié à la phase associée à la branche d’alimentation. Chacun des premier et deuxième transistors HS, LS comporte un état passant et un état bloqué.The control unit 1 comprises an inverter 5. The inverter 5 comprises three branches each comprising two transistors and configured to respectively supply the three phases A, B and C of the electric motor 3. The transistors of one branch are arranged in series with a first transistor denoted HS connected to the DC voltage source Vbat, supplied for example by a battery, and a second transistor denoted LS connected to ground, for example via a resistor denoted Shunt. The midpoint located between the two transistors LS and HS is connected to the phase associated with the power supply branch. Each of the first and second transistors HS, LS has an on state and an off state.
Des diodes DL sont disposées en parallèle des transistors LS et des diodes DH sont disposées en parallèle des transistors HS. Ainsi, chaque branche forme un demi-pont en H.Diodes DL are arranged in parallel with transistors LS and diodes DH are arranged in parallel with transistors HS. Thus, each branch forms a half H-bridge.
L’ensemble de commande 1 comprend également des moyens de mesure 7a, 7b et 7c des tensions de phase VphaseA, VphaseBet VphaseCassociées aux phases respectives A, B et C du moteur électrique 3. Chaque tension de phase VphaseA, VphaseBet VphaseCcomporte un état haut lorsque la phase est reliée à la source de tension continue et un état bas lorsque la phase est reliée à la masse.The control unit 1 also comprises means 7a, 7b and 7c for measuring the phase voltages V phaseA , V phaseB and V phaseC associated with the respective phases A, B and C of the electric motor 3. Each phase voltage V phaseA , V phaseB and V phaseC have a high state when the phase is connected to the DC voltage source and a low state when the phase is connected to ground.
L’ensemble de commande 1 comprend également une unité de commande 9 configurée pour piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors HS et LS de l’onduleur 5 en fonction d’une modulation à largeur d’impulsions.Control assembly 1 also includes a control unit 9 configured to drive the on state and off state of transistors HS and LS of inverter 5 according to pulse width modulation.
La figure 3 représente un exemple d’une excitation sinusoïdale à appliquer aux différentes phases A, B et C, respectivement PWMphaseA, PWMphaseB, et PWMphaseC, en fonction de la position angulaire du rotor durant une rotation électrique de 360° du rotor ainsi que la modulation à largeur d’impulsions OUTAassociée au signal de commande de la phase A et les courants iA, iBet iCcirculant dans les différentes phases A, B et C dans le cas idéal.Figure 3 shows an example of a sinusoidal excitation to be applied to the different phases A, B and C, respectively PWM phaseA , PWM phaseB , and PWM phaseC , depending on the angular position of the rotor during an electrical rotation of 360° of the rotor as well as the pulse width modulation OUT A associated with the phase A control signal and the currents i A , i B and i C flowing in the various phases A, B and C in the ideal case.
De plus, sur la figure 3, la position angulaire est divisée en sections de 60° avec une première section d’angle de rotation s1 comprise entre -30° et 30°, une deuxième section d’angle de rotation s2 comprise entre 30° et 90 °, une troisième section d’angle de rotation s3 comprise entre 90° et 50°, une quatrième section d’angle de rotation s4 comprise entre 150° et 210°, une cinquième section d’angle de rotation s5 comprise entre 210° et 270°, et une sixième section d’angle de rotation s6 comprise entre 270° et 330°.In addition, in Figure 3, the angular position is divided into sections of 60° with a first section of angle of rotation s1 between -30° and 30°, a second section of angle of rotation s2 between 30° and 90°, a third section with an angle of rotation s3 between 90° and 50°, a fourth section with an angle of rotation s4 between 150° and 210°, a fifth section with an angle of rotation s5 between 210 ° and 270°, and a sixth section with an angle of rotation s6 comprised between 270° and 330°.
Chaque section d’angle de rotation s1, s2, s3, s4, s5, s6 correspond à un intervalle de commande. Une période de commande PC comporte plusieurs intervalles de commande, ici par exemple six intervalles de commande IC1, IC2, IC3, IC4, IC5, IC6 correspondant aux section d’angle de rotation s1, s2, s3, s4, s5, s6.Each rotation angle section s1, s2, s3, s4, s5, s6 corresponds to a command interval. A command period PC comprises several command intervals, here for example six command intervals IC1, IC2, IC3, IC4, IC5, IC6 corresponding to the rotation angle sections s1, s2, s3, s4, s5, s6.
Pendant chaque intervalle de commande IC1, IC2, IC3, IC4, IC5, IC6, l’unité de commande 9 est configurée pour délivrer à une première phase (phase C pour l’intervalle IC1) un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase (phase B pour l’intervalle IC1) un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à une troisième phase (phase A pour l’intervalle IC1) un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire qui varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé (comme dans le cas de la phase A pour l’intervalle IC1) ou inversement (comme dans le cas de la phase C pour l’intervalle IC2).During each control interval IC1, IC2, IC3, IC4, IC5, IC6, the control unit 9 is configured to deliver to a first phase (phase C for the interval IC1) a first signal representative of a high duty cycle of the pulse width modulation, in a second phase (phase B for the interval IC1) a second signal representative of a zero duty cycle of the pulse width modulation, and in a third phase (phase A for interval IC1) a third signal representative of an intermediate duty cycle which varies from zero duty cycle to high duty cycle (as in the case of phase A for the interval IC1) or vice versa (as in the case of phase C for the interval IC2).
De plus, on peut également noter que le courant de phase (iAdans le cas présent pour l’intervalle IC1) dans la troisième phase (phase A pour l’intervalle IC1) change de signe au centre de l’intervalle (dans la position 0° pour l’intervalle IC1).Moreover, it can also be noted that the phase current (i A in the present case for the interval IC1) in the third phase (phase A for the interval IC1) changes sign at the center of the interval (in the 0° position for the interval IC1).
Cependant, dans le cas où la commutation des transistors n’est pas réalisée lorsque le rotor est dans la position prévue, c’est-à-dire si le rotor n’est pas dans la position angulaire -30° lors des changements de commutation de la modulation à largeur d’impulsions associés au début de l’intervalle IC1 alors il y aura un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase, et le changement de signe du courant ne sera pas réalisé au centre de l’intervalle (c’est-à-dire dans la position 0° pour l’intervalle IC1).However, in the case where the switching of the transistors is not carried out when the rotor is in the intended position, that is to say if the rotor is not in the angular position -30° during the switching changes of the pulse width modulation associated with the beginning of the interval IC1 then there will be a phase shift between the phase voltage and the phase current, and the change of sign of the current will not be carried out at the center of the interval (i.e. in the 0° position for the IC1 interval).
Ainsi, en détectant le moment du passage à zéro du courant (iAdans le cas présent) dans la troisième phase (phase A dans le cas présent), il est possible d’estimer le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase et de déduire par conséquent une correction à appliquer à la modulation à largeur d’impulsions pour réduire l’écart entre le déphasage souhaité et le déphasage estimé de manière à obtenir une commande optimale du moteur électrique 3.Thus, by detecting the moment of the zero crossing of the current (i A in the present case) in the third phase (phase A in the present case), it is possible to estimate the phase shift between the phase current and the voltage of phase and consequently to deduce a correction to be applied to the pulse width modulation to reduce the difference between the desired phase shift and the estimated phase shift so as to obtain optimum control of the electric motor 3.
De plus, dans le cas où aucun passage à zéro n’est détecté dans un intervalle (possibilité si le déphasage estimé est supérieur à 30°), on considère alors que la correction angulaire à appliquer correspond à l’une ou l’autre des deux bornes extrêmes de la section (-30° ou +30°).Moreover, in the case where no zero crossing is detected in an interval (possibility if the estimated phase shift is greater than 30°), it is then considered that the angular correction to be applied corresponds to one or other of the two extreme terminals of the section (-30° or +30°).
Par ailleurs, le signe du courant peut être déterminé en mesurant la tension de phase lorsque les deux transistors LS et HS de la branche d’alimentation associée sont ouverts. En effet, si les transistors LS et HS sont dans l’état bloqué et si le courant IphaseAest négatif (cas représenté sur la figure 4a), alors la tension VphaseAest égale à la tension d’alimentation Vdcdu fait de la diode DH disposée en parallèle du transistor HS tandis que si le courant IphaseAest positif (cas représenté sur la figure 4b), la tension VphaseAest nulle du fait de la diode DL disposée en parallèle du transistor LS. Ainsi des mesures de tension de phase peuvent être réalisées via les moyens de mesure 7a, 7b et 7c pour déterminer si le courant de phase est positif ou négatif.Furthermore, the sign of the current can be determined by measuring the phase voltage when the two transistors LS and HS of the associated supply branch are open. Indeed, if the transistors LS and HS are in the off state and if the current I phaseA is negative (case represented in FIG. 4a), then the voltage V phaseA is equal to the supply voltage V dc due to the diode DH arranged in parallel with the transistor HS while if the current I phaseA is positive (case shown in FIG. 4b), the voltage V phaseA is zero due to the diode DL arranged in parallel with the transistor LS. Thus phase voltage measurements can be made via the measuring means 7a, 7b and 7c to determine whether the phase current is positive or negative.
L’unité de commande 9 est donc configurée pour réaliser des mesures de tension de phase dans ladite troisième phase durant chaque intervalle de commande de manière à estimer l’instant du passage du zéro. Ces mesures nécessitent l’ouverture des deux transistors LS et HS. De plus, un délai entre le moment où on rend les transistors dans l’état bloqué (en pratique il faut seulement rendre un des deux transistors LS, HS dans l’état bloqué car l’autre transistor est déjà dans l’état bloqué) et la mesure doit être respectée pour éviter le pic de courant pouvant apparaître au moment où on rend les transistors dans l’état bloqué. Les deux transistors sont donc dans l’état bloqué pendant une durée prédéterminée permettant la réalisation de la mesure, par exemple une durée inférieure à 5μs, notamment inférieure à 2 μs.The control unit 9 is therefore configured to carry out phase voltage measurements in said third phase during each control interval so as to estimate the instant of zero crossing. These measurements require the opening of the two transistors LS and HS. In addition, a delay between the moment when the transistors are made in the blocked state (in practice it is only necessary to make one of the two transistors LS, HS in the blocked state because the other transistor is already in the blocked state) and the measurement must be respected to avoid the current peak which may appear when the transistors are made in the blocked state. The two transistors are therefore in the off state for a predetermined duration enabling the measurement to be carried out, for example a duration of less than 5 μs, in particular less than 2 μs.
Afin de limiter les perturbations du signal, ces mesures sont réalisées à des instants prédéterminés comportant par exemple seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état haut si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro, ou seulement des instants lorsque la tension de phase est dans l’état bas si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé.In order to limit the disturbances of the signal, these measurements are carried out at predetermined instants comprising for example only instants when the phase voltage is in the high state if the intermediate duty cycle varies from the high duty cycle to the zero duty cycle, or only instants when the phase voltage is in the low state if the intermediate duty cycle varies from zero duty cycle to high duty cycle.
Les instants prédéterminés sont par exemple séparés d’au moins 20 μs notamment au moins 50 μs. Le nombre de mesure réalisées sur une période de commande peut également varier en fonction des résultats des mesures précédentes.The predetermined instants are for example separated by at least 20 μs, in particular at least 50 μs. The number of measurements performed over an order period may also vary depending on the results of previous measurements.
En effet, si le courant de phase est supposé passer d’une valeur négative à une valeur positive dans un intervalle de commande donnée (cas du courant IphaseAdans l’intervalle IC1) et que les premières mesures du courant de phase sont positives alors on peut considérer que le décalage correspond à la borne inférieure de -30° pour l’intervalle IC1 et il n’est pas nécessaire de réaliser des mesures sur l’ensemble de l’intervalle IC1 puisque toutes les mesures de IphaseAdevraient être positives. Ainsi, en comparant le résultat des mesures à un seuil prédéterminé, zéro dans le cas présent, on peut limiter le nombre de mesures si les mesures sont supérieures à ce seuil dans le cas de l’intervalle IC1. Dans le cas d’un courant supposé passé d’une valeur positive à une valeur négative dans l’intervalle de mesure, alors le nombre de mesures pourra être limité si la courant estimé est négatif dès les premières mesures).Indeed, if the phase current is supposed to pass from a negative value to a positive value in a given command interval (case of the current I phaseA in the interval IC1) and that the first measurements of the phase current are positive then we can consider that the shift corresponds to the lower limit of -30° for the interval IC1 and it is not necessary to carry out measurements on the whole of the interval IC1 since all the measurements of I phaseA should be positive . Thus, by comparing the result of the measurements with a predetermined threshold, zero in the present case, it is possible to limit the number of measurements if the measurements are greater than this threshold in the case of the interval IC1. In the case of an assumed current changing from a positive value to a negative value in the measurement interval, then the number of measurements may be limited if the estimated current is negative from the first measurements).
Ainsi, les mesures réalisées durant les intervalles de commande IC1, IC2, IC3, IC4, IC5, IC6 permettent d’estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase ce qui permet de contrôler l’écart entre ce déphasage estimé et le déphasage souhaité. L’unité de commande 9 est donc configurée pour appliquer une boucle de rétroaction à partir d’une nouvelle position du rotor estimée en tenant compte du décalage angulaire estimée, la nouvelle position estimée du rotor peut alors être utilisée dans une boucle de rétroaction pour déterminer, par exemple selon des méthodes classiques connues de l’homme du métier, des instants et des niveaux d’amplitude de commutation et un rapport cyclique global de la modulation à largeur d’impulsions. L’unité de commande 9 est donc configurée pour appliquer cette boucle de rétroaction et ainsi optimiser l’efficacité de la commande à largeur d’impulsions.Thus, the measurements carried out during the control intervals IC1, IC2, IC3, IC4, IC5, IC6 make it possible to estimate a phase shift between the phase voltage and the phase current, which makes it possible to control the difference between this estimated phase shift and the desired phase shift. The control unit 9 is therefore configured to apply a feedback loop from a new estimated position of the rotor taking into account the estimated angular offset, the new estimated position of the rotor can then be used in a feedback loop to determine , for example according to conventional methods known to those skilled in the art, switching times and amplitude levels and an overall duty cycle of the pulse width modulation. The control unit 9 is therefore configured to apply this feedback loop and thus optimize the efficiency of the pulse width control.
La présente invention concerne également un procédé de commande d’un moteur électrique triphasé 3 tel que décrit précédemment en mode synchrone. La figure 5 représente un organigramme des différentes étapes du procédé de commande.The present invention also relates to a method for controlling a three-phase electric motor 3 as described above in synchronous mode. FIG. 5 represents a flowchart of the different steps of the control method.
La première étape 101 concerne l’application d’une modulation à largeur d’impulsion pour piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors HS et LS des différentes branches de l’onduleur 5. La modulation à largeur d’impulsions est réalisée de sorte que pendant chaque intervalle de commande d’une période de commande, correspondant ici par exemple à une section d’angle de rotation de 60°, on délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à une troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire qui varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé (comme dans le cas de la phase A pour l’intervalle IC1) ou inversement, afin de réaliser une excitation sinusoïdale entre deux phases.The first step 101 relates to the application of a pulse width modulation to control the on state and the off state of the HS and LS transistors of the different branches of the inverter 5. The pulse width modulation is carried out so that during each control interval of a control period, corresponding here for example to a section with an angle of rotation of 60°, a first signal is delivered at a first phase representative of a high duty cycle of the pulse width modulation, at a second phase a second signal representative of a zero duty cycle of the pulse width modulation, and at a third phase a third signal representative of an intermediate duty cycle which varies from the duty cycle zero at the high duty cycle (as in the case of phase A for the interval IC1) or vice versa, in order to achieve a sinusoidal excitation between two phases.
La deuxième étape 102 concerne l’introduction de temps non-conduction dans la commande de la troisième phase. Ces temps non-conduction sont réalisés en commandant l’état bloqué simultané des deux transistors LS et HS de la branche de l’onduleur alimentant la troisième phase. Ces temps de non-conduction sont réalisés à des instants prédéterminés de la période de commande, par exemple toutes les 50μs.The second step 102 concerns the introduction of non-conduction time in the control of the third phase. These non-conduction times are achieved by controlling the simultaneous blocked state of the two transistors LS and HS of the branch of the inverter supplying the third phase. These non-conduction times are carried out at predetermined instants of the control period, for example every 50 μs.
Les instants prédéterminés comportent seulement des instants lorsque la tension de phase fournie par la troisième phase est dans l’état haut si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro (intervalles IC2, IC4, IC6), ou seulement des instants lorsque la tension de phase fournie par la troisième phase est dans l’état bas si le rapport cyclique intermédiaire varie du rapport cyclique zéro au rapport cyclique élevé (intervalles IC1, IC3, IC5). La durée de chaque temps de non-conduction est par exemple comprise entre 1 et 2 μs.The predetermined instants comprise only instants when the phase voltage supplied by the third phase is in the high state if the intermediate duty cycle varies from the high duty cycle to the zero duty cycle (intervals IC2, IC4, IC6), or only instants when the phase voltage supplied by the third phase is in the low state if the intermediate duty cycle varies from zero duty cycle to high duty cycle (intervals IC1, IC3, IC5). The duration of each non-conduction time is for example between 1 and 2 μs.
La troisième étape 103 concerne la mesure de la tension de phase fournie par la troisième phase durant les temps de non-conduction générés lors de l’étape 102. Un délai entre le moment où on rend l’état bloqué des transistors LS et HS et la mesure de la tension de phase peut être introduit pour limiter l’influence sur la mesure de potentiels pics de courant survenant à l’état bloqué des transistors LS et HS. Ce délai est par exemple compris entre 100et 300ns. Les mesures sont par exemple réalisées via des moyens de mesure de tension disposés au niveau des phases.The third step 103 relates to the measurement of the phase voltage supplied by the third phase during the non-conduction times generated during step 102. A delay between the moment when the off state of the transistors LS and HS is returned and the measurement of the phase voltage can be introduced to limit the influence on the measurement of potential current peaks occurring in the off state of the transistors LS and HS. This delay is for example between 100 and 300 ns. The measurements are for example carried out via voltage measurement means arranged at the level of the phases.
La quatrième étape 104 concerne la détection de l’instant du changement de signe du courant de phase (de ladite troisième phase) à partir des tensions de phase mesurées à l’étape 103. Cette détection se fait en comparant les tensions de phase mesurées à une valeur seuil et en détectant le passage des mesures d’un côté à l’autre du seuil. La valeur seuil est par exemple choisie comme étant la moitié de la tension Vbatfournie par la batterie alimentant l’onduleur 5, soit Vbat/2. En effet, en théorie les tensions de phase mesurées sont soit égales à Vbatsoit à zéro en fonction du signe du courant de sorte qu’une valeur seuil de Vbat/2 semble particulièrement appropriée.The fourth step 104 concerns the detection of the instant of the change of sign of the phase current (of said third phase) from the phase voltages measured in step 103. This detection is done by comparing the phase voltages measured at a threshold value and detecting the passage of the measurements from one side of the threshold to the other. The threshold value is for example chosen as being half the voltage V bat supplied by the battery supplying the inverter 5, ie V bat /2. Indeed, in theory the phase voltages measured are either equal to V bat or to zero depending on the sign of the current so that a threshold value of V bat /2 seems particularly appropriate.
En pratique, la détection résulte en un intervalle de temps (intervalle entre deux mesures successives dont le résultat de la comparaison est différent) de sorte que l’instant choisi pour le changement de signe (et donc la correction de l’angle associé) du courant peut correspondre au centre de l’intervalle de temps détecté.In practice, the detection results in a time interval (interval between two successive measurements whose comparison result is different) so that the instant chosen for the change of sign (and therefore the correction of the associated angle) of the current may correspond to the center of the detected time interval.
La cinquième étape 105 concerne la comparaison entre le déphasage estimé entre le courant de phase et la tension de phase et le déphasage souhaité. En cas de non-détection d’un changement de signe du courant de phase, le décalage angulaire choisi correspond à la borne inférieure ou supérieure de la section d’angle de rotation associée à l’intervalle de commande.The fifth step 105 relates to the comparison between the estimated phase shift between the phase current and the phase voltage and the desired phase shift. In the event of non-detection of a change of sign of the phase current, the angular offset chosen corresponds to the lower or upper limit of the rotation angle section associated with the command interval.
On choisit le décalage angulaire correspondant à la borne inférieure de la section d’angle de rotation si le courant de phase a un signe théorique après son passage au zéro ou le décalage angulaire correspond à la borne supérieure de l’intervalle angulaire si le courant de phase a toujours le signe théorique avant son passage au zéro. Cette comparaison permet d’estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase et de déduire un écart de ce déphasage estimé et le déphasage souhaité et resynchroniser la commande à largeur d’impulsions.One chooses the angular offset corresponding to the lower limit of the angle of rotation section if the phase current has a theoretical sign after its passage to zero or the angular offset corresponds to the upper limit of the angular interval if the current of phase always has the theoretical sign before its zero crossing. This comparison makes it possible to estimate a phase shift between the phase voltage and the phase current and to deduce a difference from this estimated phase shift and the desired phase shift and resynchronize the pulse width control.
La sixième étape 106 correspond à l’application d’une boucle de rétroaction au niveau de la modulation à largeur d’impulsions appliquée à l’étape 101 et à l’utilisation de l’écart de déphasage entre le courant de phase et la tension de phase estimé à l’étape 105 pour corriger la modulation à largeur d’impulsions de manière à réduire l’écart de déphasage estimé et souhaité entre la tension de phase et le courant de phase afin d’optimiser l’efficacité et la stabilité de la commande à largeur d’impulsions et donc le rendement global et la stabilité du moteur.The sixth step 106 corresponds to the application of a feedback loop at the level of the pulse width modulation applied in step 101 and to the use of the phase shift difference between the phase current and the voltage phase shift estimated in step 105 to correct the pulse width modulation so as to reduce the estimated and desired phase shift deviation between the phase voltage and the phase current in order to optimize the efficiency and the stability of the pulse width control and hence the overall efficiency and stability of the motor.
Ainsi, l’application d’une méthode de détection du passage à zéro réalisée au niveau de la phase pendant chaque intervalle de commande permet d’estimer le déphasage entre le courant de phase et la tension de phase pour corriger et optimiser la commande à largeur d’impulsions sans avoir à modifier les instants de commutation de la commande à largeur d’impulsions en créant des phases de non-conduction au moment prédéterminé pour permettre la réalisation des mesures.
Thus, the application of a zero crossing detection method carried out at the phase level during each control interval makes it possible to estimate the phase shift between the phase current and the phase voltage to correct and optimize the width control. of pulses without having to modify the switching times of the pulse width control by creating non-conduction phases at the predetermined time to allow the measurements to be carried out.
Claims (10)
- un onduleur (5) comprenant une pluralité de transistors (HS, LS) chacun ayant un état passant et un état bloqué pour alimenter pendant des périodes de commande les trois phases (A, B, C) du moteur électrique (3), chaque période de commande comportant plusieurs intervalles de commande,
- des moyens de mesure (7a, 7b, 7c) configurés pour mesurer des tensions de phase associées aux trois phases (A, B, C) respectives du moteur électrique (3),
- une unité de commande (9) configurée pour appliquer une modulation à largeur d’impulsions de façon à piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors (HS, LS) de l’onduleur (5) de sorte que pendant chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5, s6), l’unité de commande (9) délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement,
caractérisé en ce qu’à des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5, s6), l’unité de commande (9) est également configurée pour :
commander l’état bloqué des transistors (LS, HS) de l’onduleur (5) associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée,
mesurer, via les moyens de mesure (7a, 7b, 7c), la tension de phase associée à la troisième phase,
détecter, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe du courant de phase (iA, iB, iC) associé à la tension de phase mesurée, et
estimer un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat de la détection.Control assembly (1) of a three-phase electric motor (3) comprising:
- an inverter (5) comprising a plurality of transistors (HS, LS) each having an on state and an off state to supply during control periods the three phases (A, B, C) of the electric motor (3), each control period comprising several control intervals,
- measurement means (7a, 7b, 7c) configured to measure phase voltages associated with the three respective phases (A, B, C) of the electric motor (3),
- a control unit (9) configured to apply a pulse width modulation so as to control the on state and the off state of the transistors (HS, LS) of the inverter (5) so that during each control interval (s1, s2, s3, s4, s5, s6), the control unit (9) delivers in a first phase a first signal representative of a high duty cycle of the pulse width modulation, at a second phase a second signal representative of a zero duty cycle of the pulse width modulation, and in the third phase a third signal representative of an intermediate duty cycle of the pulse width modulation, the intermediate duty cycle varying from high duty cycle to zero duty cycle or vice versa,
characterized in that at predetermined instants of each control interval (s1, s2, s3, s4, s5, s6), the control unit (9) is also configured to:
controlling the off state of the transistors (LS, HS) of the inverter (5) associated with the third phase for a predetermined duration,
measuring, via the measuring means (7a, 7b, 7c), the phase voltage associated with the third phase,
detect, from the measured phase voltage, a change of sign of the phase current (i A , i B , i C ) associated with the measured phase voltage, and
estimating a phase shift between the phase voltage and the phase current based on the detection result.
- on applique une modulation à largeur d’impulsion pour piloter l’état passant et l’état bloqué des transistors (LS, HS) de l’onduleur (3) de sorte que pendant chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4, s5,s6), on délivre à une première phase un premier signal représentatif d’un rapport cyclique élevé de la modulation à largeur d’impulsions, à une deuxième phase un deuxième signal représentatif d’un rapport cyclique zéro de la modulation à largeur d’impulsions, et à la troisième phase un troisième signal représentatif d’un rapport cyclique intermédiaire de la modulation à largeur d’impulsions, le rapport cyclique intermédiaire variant du rapport cyclique élevé au rapport cyclique zéro ou inversement,
caractérisé en ce qu’à des instants prédéterminés de chaque intervalle de commande (s1, s2, s3, s4,s5,s6),
- on commande l’état bloqué des transistors (LS, HS) de l’onduleur (5) associés à la troisième phase pendant une durée prédéterminée,
- on mesure la tension de phase associée à la troisième phase,
- on déte te, à partir de la tension de phase mesurée, un changement de signe du courant de phase (iA, iB, iC) associé à la tension de phase mesurée, et
- on estime un déphasage entre la tension de phase et le courant de phase en fonction du résultat d la détection.Method for controlling a three-phase electric motor (3) in synchronous mode in which the three phases (A, B, C) of the electric motor (3) are supplied by an inverter (5) comprising a plurality of transistors (LS, HS ) each having an on state and an off state to supply the three phases (A, B, C) of the electric motor (3) during control periods, each control period comprising several control intervals, and in which:
- a pulse width modulation is applied to control the on state and the off state of the transistors (LS, HS) of the inverter (3) so that during each control interval (s1, s2, s3, s4, s5, s6), a first signal representative of a high duty cycle of the pulse width modulation is delivered at a first phase, at a second phase a second signal representative of a zero duty cycle of the modulation at pulse width, and in the third phase a third signal representative of an intermediate duty cycle of the pulse width modulation, the intermediate duty cycle varying from the high duty cycle to the zero duty cycle or vice versa,
characterized in that at predetermined instants of each control interval (s1, s2, s3, s4, s5, s6),
- the off state of the transistors (LS, HS) of the inverter (5) associated with the third phase is controlled for a predetermined duration,
- the phase voltage associated with the third phase is measured,
- we detect, from the measured phase voltage, a change of sign of the phase current (i A , i B , i C ) associated with the measured phase voltage, and
- A phase shift between the phase voltage and the phase current is estimated as a function of the detection result.
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| US20160056741A1 (en) * | 2013-03-28 | 2016-02-25 | Freescale Semiconductor, Inc. | Device for determining a position of a rotor of an electric motor |
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2019
- 2019-07-31 FR FR1908796A patent/FR3099660B1/en active Active
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