FR3067510A1 - Circuit de modulation d’amplitude a semiconducteur - Google Patents

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Abstract

Circuit de traitement audio à base de semi-conducteurs comprenant deux étages d entrée pour recevoir un signal audio (2) et un signal de commande (12), un étage de sortie pour fournir un signal audio traité (26), un étage additionneur (9) pour additionner les signaux d entrée (2,12), deux étages de traitement identiques (36,38) comprenant chacun un amplificateur (18,20) avec une boucle de contreréaction contenant un dispositif d écrêtage (37,39) composé d une pluralité de cellules d écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées pour diminuer progressivement le gain de l amplificateur en fonction du signal traité de sortie, agencés pour traiter respectivement le signal de l additionneur (9) et le signal de commande (12), un étage soustracteur (25) agencé pour soustraire les signaux traités par les étages de traitement (36,38), de sorte à obtenir en sortie (26) un signal audio (2) modulé en amplitude par le signal de commande (12).

Description

CIRCUIT DE MODULATION D’AMPLITUDE A
SEMICONDUCTEUR
La présente invention concerne de manière générale les systèmes de traitement audio et plus spécifiquement ceux incluant un circuit d’amplification commandé en tension ou en courant visant à amplifier ou à atténuer un signal audio en fonction d’une grandeur électrique, notamment utilisé dans les applications suivantes : amplificateurs de guitare électrique, pédales d’effets pour guitare, ou synthétiseurs analogiques.
Depuis l’apparition des instruments amplifiés électriquement, tels que les guitares électriques ou les synthétiseurs analogiques, les musiciens n’ont eu de cesse de rechercher des moyens d’enrichir le son brut de leur instrument, en ajoutant des systèmes de traitement dans la chaîne audio. Cette recherche d’enrichissement du son a conduit au développement de plusieurs types de système de traitement sonore, agissant soit sur l’amplitude du signal, tels les compresseurs, les expandeurs et les trémolos, ou sur une réplication temporelle du signal d’entrée, tels les délais, chorus, flangers et réverbérations, ou sur la signature spectrale du signal d’entrée, tels les filtres, octavers et distorsions.
Les systèmes de modulation d’amplitude tels que les compresseurs, expandeurs ont pour but de limiter ou au contraire d’augmenter la dynamique du signal d’entrée soit pour conditionner le signal vers un étage de traitement ultérieur, soit pour créer un effet audible par l’utilisateur pour densifier ou alléger le son produit. Les systèmes de trémolo ont pour but de faire osciller l’amplitude du signal d’entrée en fonction d’un signal généré par un oscillateur interne, généralement appelé LFO (Low Frequency Oscillator). Dans tous les cas, ces systèmes de modulations d’amplitude génèrent un signal de commande qui vient ensuite modifier le gain d’un amplificateur. Dans le cas d’un compresseur par exemple, ce signal de commande est généré à partir de l’enveloppe du signal traité. Dans le cas d’un trémolo, ce signal de commande est généré à partir d’un LFO. Ainsi, tout système de modulation d’amplitude requière nécessairement l’utilisation d’amplificateur commandé par une grandeur physique telle qu’un courant ou une tension.
Il conviendra de noter que le terme amplificateur utilisé ici désigne ici indistinctement les systèmes à gain positif (amplificateurs) ou à gain négatif (atténuateur)
Il existe dans l’art antérieur de nombreuses méthodes pour créer un amplificateur commandé en tension ou en courant qui présentent toutes des avantages et des inconvénients que nous allons détailler ici.
Une première approche, décrite dans le document US-3240859 consiste par exemple à relier le signal de commande au signal à traiter à travers une diode. La variation du signal de commande permet une variation de l’impédance de la diode. Lorsque la ligne du signal à traiter présente une impédance forte, la variation d’impédance de la diode provoque une atténuation du signal, dépendante du signal de commande. Si cette approche est très simple et économique, elle reste cependant très rudimentaire et présente des inconvénients majeurs. D’abord, l’atténuation est provoquée par la variation d’impédance de la diode, dont les caractéristiques sont très brutales et non linéaire. Ainsi la variation d’amplitude obtenue est également très brutale, et ne peut être contrôlée de façon subtile. Par ailleurs, la connexion du signal de commande à signal à traiter au travers une diode, implique que signal de commande se retrouve ajouté au signal traité lorsque la diode devient passante. On retrouve ainsi en sortie du dispositif le signal d’entrée modulé en amplitude, ainsi qu’une composante continue ou basse fréquence issu du signal de commande. La présence de cette composante basse fréquence n’est pas désirable, car elle peut ne pas être tolérée par les étages de traitements ultérieurs.
Une autre implémentation d’amplificateur commandé peut avoir recours à des transistors à effet de champ de type JFET, tel que décrit par exemple dans le document US-3510567. Dans ce cas, le transistor à effet de
-3champ est utilisé en résistance variable et intégré à un amplificateur actif. Pour ce faire, le transistor JFET doit être polarisé sur sa plage de fonctionnement linéaire, de façon à ce que sa résistance drain-source varie linéairement avec sa tension de grille. Il est donc ainsi possible de faire varier assez finement la tension de grille pour faire varier l’amplitude du signal de sortie au rythme du signal de commande. En pratique les transistors JFET sont des composants aux caractéristiques très variables, et leur plage de fonctionnement linéaire peut être assez large ou au contraire très réduite, ce qui bien souvent conduit à sélectionner les composants adaptés au sein d’un lot avant leur intégration au reste du circuit, ou encore à réaliser des calibrations du circuit pour qu’il s’adapte aux caractéristiques intrinsèques du transistor. Ces inconvénients posent donc une problématique de coût et d’industrialisation, et font que le recours à un transistor JFET utilisé en résistance variable dans un amplificateur n’est pas recommandable pour créer un amplificateur commandé en tension dans un contexte industriel.
Une autre méthode pour moduler l’amplitude d’un signal en fonction d’un signal de commande peut consister à utiliser les caractéristiques nonlinéaires d’une lampe et de produire des modulations d’amplitude en faisant varier le point de polarisation de la lampe avec la tension de commande. Le gain d’une lampe étant différent suivant son point de fonctionnement, il suffit de faire varier le point de fonctionnement au rythme de la tension de commande pour créer une modulation d’amplitude. Cette approche est en partie décrite dans le document US-3026758. Un effet de bord de cette méthode est que l’utilisation d’un amplificateur à lampe vient également « colorer » le son d’une légère saturation. Si cette légère saturation ne serait guère acceptable pour une restitution haute-fidélité, elle apporte pourtant une chaleur très appréciée des musiciens. Cette chaleur sonore est caractéristique des amplificateurs à lampes, très utilisés notamment par les guitaristes. Par ailleurs, dans ce type de modulation d’amplitude, le signal modulant se retrouve en partie superposé au signal modulé dans le signal de sortie, ce qui n’est pas nécessairement perceptible par l’auditeur, car les
-4fréquences du modulant ne sont pas dans la plage des fréquences audio, mais qui peut tout de même être problématique pour les étages de traitements ultérieurs. Par exemple, la sur-stimulation due à la composante basse fréquence du signal de sortie peut provoquer la saturation d’un hautparleur. Cette problématique peut être néanmoins être contournée en se basant sur le document US-2973681. Dans ce document, l’inventeur présente une solution où le signal modulant est dupliqué puis inversé. Chaque signal modulant sert ensuite à faire varier le point de fonctionnement d’un amplificateur à lampe, créant ainsi 2 signaux modulé en amplitude en opposition de phase. Les deux signaux modulant étant en opposition de phase, les sorties des deux amplificateurs à lampes sont également en opposition de phase, si bien que leur recombinaison par une sommation permet l’élimination de la composante infra-audio. Afin que ce procédé puisse être utilisé, il faut cependant appairer les lampes afin que les amplificateurs aient les même caractéristiques, ce qui implique des problématiques de coût dans un environnement industriel. Par ailleurs, le recours à des lampes comme amplificateur commandé, implique une plus grande complexité de conception, puisque leur utilisation requiert des niveaux de tension de polarisation élevés, ce qui dans de nombreux cas n’est pas compatible avec certaines applications. Enfin, en comparaison des solutions à semi-conducteurs, l’usage de lampes pose le problème de leur fiabilité, puisqu’au fil des sollicitations, leurs caractéristiques évoluent ce qui oblige l’utilisateur à les remplacer après un certain temps d’utilisation.
Une autre implémentation d’amplificateur commandé peut consister à utiliser une résistance photosensible intégrée dans un amplificateur actif ou passif, dans un pont diviseur de résistances, ou directement reliée au signal à traiter, tel que décrit par exemple dans le document US-7947892. Dans ce cas, une source lumineuse est excitée par le signal modulant, si bien que l’intensité lumineuse de la source varie en fonction de ce signal modulant. La source lumineuse est placée en face d’une cellule résistance photosensible dont la résistance varie en fonction de l’intensité lumineuse qu’elle reçoit.
-5Cela permet d’obtenir une résistance commandée par le signal modulant. Cette résistance commandée peut alors être intégrée à n’importe quelle structure d’amplification, active ou passive, pour obtenir un amplificateur à gain variable, commandé par un signal modulant. Ce principe est très couramment utilisé dans les compresseurs et les trémolos. Néanmoins, il convient de noter que le recours à des résistances photosensibles peut présenter un certain nombre d’inconvénients. Tout d’abord, la résistance photosensible présente un temps de réaction non négligeable de l’ordre de quelques dizaines de millisecondes, ce qui ne permet pas d’atteindre des fréquences de modulation élevées. Ensuite, afin de garantir le bon fonctionnement du dispositif, il est souvent préférable de bien isoler la résistance photosensible de la lumière extérieure, afin que la modulation ne soit pas parasitée par d’autres sources lumineuses. Des composants dédiés tels que des optocoupleurs, intègrent donc dans une seule enceinte imperméable à la lumière, la source lumineuse et la résistance photosensible. Le recours à ces composants spécifiques peut engendrer des surcoûts peu compatibles avec les contraintes industrielles. Enfin, il subsiste une problématique environnementale, puisque les résistances photosensible contiennent du cadmium en quantité considérable. Le cadmium fait partie des substances régulées par la norme RoHS, et sa présence dans un équipement grand public le rend normalement non-conforme. Il existe cependant une dérogation pour les équipements audio, où les résistances photosensibles sont massivement utilisées comme résistances commandées, faute de solution alternative. Si cette dérogation permet donc de mettre sur le marché ces équipements, il n’en demeure pas moins que les substances dangereuses présentes dans les résistances photosensibles sont dispersées sur le marché et présente toujours un risque environnemental.
Une solution à base de semiconducteur peut également être utilisée pour obtenir un amplificateur à gain commandé, grâce à des amplificateurs à transconductance, généralement appelé OTA (Operational Transconductance Amplifier) Ces composant sont des circuits intégrés qui contiennent un amplificateur dont le gain varie linéairement en fonction d’un courant de commande. Ainsi en appliquant le signal modulant à l’entrée de commande, il est donc possible de faire varier l’amplitude du signal de sortie au rythme du signal de commande. Cette solution présente l’avantage d’être très intégrée, mais nécessite tout de même une phase de calibration pour éviter qu’une composante basse fréquence liée à au signal de commande vienne s’ajouter au signal traité. On trouvera donc souvent sur ces systèmes un potentiomètre destiné à minimiser la présence du signal de commande dans le signal traité. Dans un contexte industriel, cette solution présente donc des inconvénients importants, tels que le coût du potentiomètre de calibration, ainsi que la calibration en elle-même, qui impacte le temps de cycle de production, et qui peut nécessiter l’investissement dans des équipements de calibration spécifiques. Par ailleurs, il convient également de noter que le recours aux OTA, présente un autre inconvénient d’importance pour les applications audio. En effet, le signal de commande vient affecter le signal de sortie de façon linéaire. Par exemple, si la grandeur physique du signal de commande double, l’amplitude sur signal de sortie doublera également. Pour des applications audio, il est préférable d’opter pour une commande qui affecte le signal de façon logarithmique, compte-tenu des propriétés psycho-acoustiques de l’oreille humaine. Ainsi si le signal de commande d’un OTA permet de commander linéairement le rapport d’amplification (sans unité) du dispositif, il ne permet pas de commander linéairement le gain (en dB) du dispositif. Pour générer des variations d’amplitude de signaux audio, il est donc préférable de s’orienter vers une autre solution.
Enfin, les progrès technologiques ont permis à l’industrie du semiconducteur, de produire des circuits intégrés spécifiques, appelés Voltage Controlled Amplifiers (VCA), qui permettent donc de faire varier le gain (en dB) d’un amplificateur audio par le biais d’une tension de commande. Ces composants présentent l’avantage d’être très intégrés et tout à fait adaptés au traitement des signaux audio. En revanche, leur coût reste bien plus élevé que toutes les autres solutions précédemment exposées, et il n’est pas rare que ces composants requièrent toujours une phase de calibration pour supprimer une composante basse fréquence issue du signal de commande. Par ailleurs, il n’est pas possible d’utiliser ces composants afin de reproduire la chaleur que générerait un système à lampe, puisque le traitement du signal n’ajoute que très peu de distorsion. Les systèmes à base de circuits intégrés de type VCA sont donc bien souvent considérés par les musiciens comme des systèmes « froids >> et « sans âmes >>.
Un but de la présente invention est de proposer un circuit à base de semi-conducteurs permettant de générer un amplificateur audio à gain commandé, qui surmonte les inconvénients des circuits connus, qui permette un ajustement fin du gain, qui ait une réponse logarithmique, qui présente un temps de réponse rapide, qui soit simple d’utilisation, qui ne requiert pas d’ajustement critique en production, qui ne génère pas de composante infra-audio liée au signal de commande, qui permette de reproduire la chaleur des systèmes à lampes, qui n’utilise pas de composants contenant des substances dangeureuses, tout en étant bon marché.
L’invention concerne un circuit de traitement audio à base de semiconducteurs comprenant un étage d’entrée pour recevoir un signal audio d’entrée, un étage de sortie pour fournir un signal audio traité de sortie, un étage d’entrée pour recevoir un signal de commande infra-audio, un étage mélangeur pour additionner le signal audio à traiter et le signal de commande infra-audio, un étage de traitement pour moduler l’amplitude du signal issu du mélangeur en fonction du signal de commande infra-audio comprenant un amplificateur avec au moins une boucle de contreréaction contenant un dispositif d’écrêtage pour diminuer le gain de l’amplificateur en fonction du signal traité de sortie, caractérisé en ce que le dispositif d’écrêtage comprend un réseau d’écrêtage composé d’une pluralité de cellules d’écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées dans ladite au
-8moins une boucle de rétroaction, de sorte à obtenir en sortie une modulation d’amplitude du signal audio en fonction du signal de commande infra-audio.
Selon un mode de réalisation avantageux, le circuit de traitement audio contient en outre un second étage de traitement du signal de commande infra-audio comprenant un amplificateur avec au moins une boucle de contreréaction contenant un dispositif d’écrêtage pour diminuer le gain de l’amplificateur en fonction du signal de commande traité de sortie, caractérisé en ce que le dispositif d’écrêtage comprend un réseau d’écrêtage composé d’une pluralité de cellules d’écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées dans ladite au moins une boucle de rétroaction, un étage mélangeur comprenant une entrée inverseuse connectée à la sortie du premier étage de traitement servant à moduler l’amplitude du signal issu du mélangeur en fonction du signal de commande infra-audio, et une entrée non-inverseuse connectée à la sortie du second étage de traitement, de sorte à obtenir en sortie une modulation d’amplitude du signal audio en fonction du signal de commande infra-audio dénuée de sa composante infra-audio.
Selon un mode de réalisation avantageux, la pluralité de cellules d’écrêtage des amplificateurs est agencée sous forme d’un assemblage série comprenant des diodes agencées en série et des résistances agencées en parallèle. Leur structure spécifique articulée autour d’un amplificateur, dont au moins une boucle de contreréaction est un réseau d’écrêtage spécifique, appelée « réseau de clipping >>, composée de diodes et de résistances, permet de faire diminuer le gain des amplificateurs en fonction du niveau instantané de leur signal d’entrée, procurant ainsi à l’utilisateur des amplificateurs dont le gain décroit progressivement avec le niveau instantané de leur signal d’entrée. Ainsi définis, les amplificateurs présentent une variation de gain importante sur des signaux d’amplitude importante, mais présentent une variation de gain faible sur des signaux d’amplitude faible
Selon un mode de réalisation avantageux, le signal d’entrée audio présente une amplitude très inférieure au signal de commande infra-audio.
-9Les rapports d’amplitudes entre signaux audio et infra-audio ainsi défini, permettent alors de commander le gain des amplificateurs par le signal de commande infra audio, tout en maintenant un taux de distorsion minimal sur le signal audio.
Selon un mode de réalisation avantageux, il est prévu que les réseaux d’écrêtage des deux amplificateurs soient identiques afin que leur courbe de variation de gain soient identiques, permettant ainsi par soustraction d’éliminer la composante infra-audio du signal de sortie et de ne garder que la modulation.
Selon un mode de réalisation avantageux, les résistances et les diodes des réseaux d’écrêtage sont choisies de telle sorte que le gain petitsignaux en decibel des amplificateurs varie de façon linéaire en fonction de du signal de commande infra audio, afin que le système de modulation d’amplitude ait une réponse adaptée à la perception de l’oreille humaine.
Selon un mode de réalisation avantageux, les amplificateurs sont fournis au moyen d’amplificateurs opérationnels montés en structure inverseuse, permettant ainsi présenter des gains inférieurs à OdB.
Selon un mode de réalisation avantageux, le gain initial des amplificateurs, lorsque le signal de commande infra-audio est nul, est réglé pour être un gain unitaire.
Selon un mode de réalisation avantageux, la dernière cellule d’écrêtage des boucles de contreréaction comprend une résistance à zéro Ohm. De cette manière, l’impédance minimale est proche de zéro Ohm dans la mesure où les dernières cellules d’écrêtage unitaires ont des résistances à zéro Ohm. Ainsi les amplificateurs peuvent présenter des rapports d’amplification très proches de zéro, et la modulation d’amplitude du signal de sortie peut être maximisée.
Selon un mode de réalisation avantageux, l’étage d’entrée pour recevoir un signal de commande infra-audio dispose d’un circuit de fixation
- 10de niveau, également appelé circuit de clamping, permettant d’aligner le niveau minimum du signal de commande infra-audio sur la référence électrique du système, afin de le signal de commande infra-audio puisse servir de signal modulant à la fois sur ses phases négatives et positives.
Selon un mode de réalisation avantageux, l’étage d’entrée pour recevoir le signal audio dispose d’un circuit permettant de référencer le signal audio à la référence électrique du système audio.
Selon un mode de réalisation avantageux, l’étage mélangeur pour additionner le signal audio à traiter et le signal de commande infra-audio est intégré directement au premier étage de traitement pour moduler l’amplitude du signal issu du mélangeur en fonction du signal de commande infra-audio, afin de limiter le nombre de composants nécessaires à la réalisation de la fonction. Pour se faire, un montage additionneur inverseur à base d’amplificateur opérationnel, comprenant au moins une boucle de contreréaction contenant un dispositif d’écrêtage pour diminuer le gain de l’amplificateur en fonction du signal traité de sortie, caractérisé en ce que le dispositif d’écrêtage comprend un réseau d’écrêtage composé d’une pluralité de cellules d’écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées dans ladite au moins une boucle de rétroaction, peut être utilisé.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui suit de modes de mises en œuvre de l'invention donnés à titre d'exemple nullement limitatifs et illustrés par les dessins annexés, dans lesquels :
- la figure 1 représente un schéma bloc d’un circuit de traitement audio permettant la modulation d’amplitude d’un signal audio par un signal de commande, comprenant des amplificateurs d’écrêtage selon un mode de réalisation de la présente invention ;
- la figure 2 représente un schéma électrique d’un amplificateur d’écrêtage, permettant de moduler un signal audio par un signal de commande selon un mode de réalisation de la présente invention ;
- 11 - les figures 3A et 3B représentent chacune un schéma électrique de cellule d’écrêtage utilisable selon différents modes de réalisation préférés du réseau de clipping ;
- la figure 4 représente un graphique montrant la caractéristique du gain petit-signaux de l’amplificateur d’écrêtage tel que présenté à la figure 2 en fonction du niveau du signal de commande;
- la figure 5 représente les formes d’ondes des signaux électriques dans un circuit de traitement audio permettant la modulation d’amplitude d’un signal audio par un signal de commande, selon le mode de réalisation présenté en figure 1.
TRAITEMENT AUDIO
La figure 1 représente un schéma bloc d’un circuit de traitement audio permettant la modulation d’amplitude d’un signal audio par un signal de commande, comprenant des amplificateurs d’écrêtage selon un mode de réalisation de la présente invention. La figure 5 représente les formes d’ondes des signaux électriques dans le circuit de traitement audio décrit en figure 1.
Le circuit de traitement audio est réalisé à base de semi-conducteurs et comprend au moins un étage d’entrée 31 pour recevoir un signal audio d’entrée, un étage de sortie 28 pour fournir un signal audio traité de sortie 29, un étage d’entrée 13 pour recevoir un signal de commande infra-audio et un étage de traitement agencé entre les étages d’entrée et de sortie, comprenant un mélangeur 9 et au moins un étage de traitement 36 comprenant un moyen d’amplification 18 avec au moins une boucle de contreréaction 37.
Le circuit de traitement audio reçoit au niveau de l’étage d’entrée 2 un signal audio source issu d’une source audio 1. Lorsque le signal audio source est issu par exemple d’un micro de guitare électrique, l’étage d’entrée 31
- 12présente une impédance d’entrée élevée et une impédance de sortie faible. Un buffer d’entrée 6 est avantageusement utilisé au niveau de l’étage d’entrée pour éviter d’altérer l’intégrité du signal audio source. Le signal audio résultant en sortie 7 de l’étage d’entrée 31 est ensuite relié à une entrée non inverseuse 8 de l’étage mélangeur 9. Par ailleurs, afin de référencer le signal audio de la source 1 à la référence électrique du système 30, un moyen de référencement 32 à la de masse 30 du système est fourni. Avantageusement, ce moyen de référencement 32 est composé d’un condensateur 3 en série et d’une résistance 4 en parallèle. Ainsi, comme le montre la figure 5, la sortie 7 de l’étage d’entrée 31 délivre un signal référencé à la masse 30 du système, en tout point identique à celui de la source 1.
Le circuit de traitement audio reçoit au niveau de l’étage d’entrée 12 un signal de commande 11 issu d’une source de commande 10. Ce signal de commande est ensuite traité par un circuit de fixation de niveau 13, communément appelé circuit de clamping, afin que le niveau minimum de du signal de commande soit aligné sur la référence électrique 30 du système. Avantageusement, ce moyen de référencement 32 comporte un condensateur 33 en série et d’une diode 34 en parallèle en amont d’un buffer 35 permettant de préserver l’intégrité du signal de commande. Ainsi, tel que le montre la figure 5, la sortie 14 du circuit de fixation de niveau 13 délivre un signal dont le niveau minimum est aligné à la masse 30 du système, en tout point identique au signal de commande 11 délivré par la source 10. Le signal de commande résultant 14 en sortie du circuit de de fixation de niveau 13 est ensuite relié à une entrée non inverseuse 15 de l’étage mélangeur 9.
Le mélangeur 9 réalise ensuite la somme du signal audio conditionné 7 et du signal de commande conditionné 14. Le résultat de ce traitement est ensuite délivré par le mélangeur 9 sur sa sortie 16, tel que le montre la figure
5.
La sortie 16 du mélangeur 9 est ensuite reliée à l’entrée 17 de l’étage de traitement 36 pour moduler l’amplitude du signal issu du mélangeur en
- 13fonction du signal de commande infra-audio dont le mode de réalisation préféré est décrit en figure 2.
L’étage de traitement 36 comprend un amplificateur d'écrêtage, plus communément appelé ampli de clipping ou amplificateur non-linéaire, composé d’un amplificateur opérationnel 52 préférentiellement monté en amplificateur inverseur dont le gain initial est défini par le rapport entre la résistance de feedback 51 et la résistance d’entrée 50, et couplé à un réseau d’écrêtage ou « réseau de clipping >> 64 qui diminue progressivement le gain de l’amplificateur 52 en fonction du niveau instantané du signal audio de sortie délivrée à la sortie 21. La résistance 51 et le réseau de clipping 64 sont tous deux agencés une boucle de contreréaction de l’amplificateur 52.
Deux types de cellules d’écrêtage unitaires peuvent être définis en fonction de la polarité du signal d’entrée. Les figures 3A et 3B représentent chacune un schéma électrique de cellule d’écrêtage unitaire utilisable selon différents modes de réalisation préférés du réseau de clipping du circuit de traitement audio selon la présente invention.
Une cellule d’écrêtage unitaire positive de type 1, représentée à la figure 3A, est définie pour les phases positives du signal d’entrée du quadripôle. Une telle cellule est composée d’une diode montée en série, de telle sorte qu’elle soit passante pour les phases positives et bloquée pour les phases négatives du signal d’entrée du quadripôle et d’une résistance en parallèle. Une cellule d’écrêtage unitaire négative de type 2, représentée à la figure 3B, est définie pour les phases négatives du signal d’entrée du quadripôle. Une telle cellule est composée d’une diode montée en série, de telle sorte qu’elle soit bloquée pour les phases positives et passante pour les phases négatives du signal d’entrée du quadripôle et d’une résistance en parallèle.
Une cellule d’écrêtage encore appelée cellule d’écrêtage unitaire ou cellule d’écrêtage partiel est donc un quadripôle composé d’au moins une diode et d’une résistance, comme représentés sur les figures 3A et 3B. Ces cellules d’écrêtage sont dites unitaires ou à écrêtage partiel dans la mesure
- 14où il est nécessaire de combiner plusieurs de ces cellules pour obtenir un écrêtage complet, chacune de ces cellules contribuant à l’obtention d’une partie de l’écrêtage total.
Avantageusement, les cellules d’écrêtage sont ensuite combinées en série de façon à ce que l’activation de la cellule N soit provoquée par la cellule N-1, elle-même activée par la cellule N-2. Un tel assemblage permet d’assurer un séquencement dans l’activation de cellules d’écrêtage partiel et donc de garantir la progressivité de l’écrêtage complet. La propriété d’un réseau ainsi défini est qu’il fournit une impédance progressivement décroissante, lorsque la tension à ses bornes augmente. En intégrant le réseau de clipping dans une boucle de contreréaction d’un amplificateur, la diminution progressive de l’impédance à ses bornes, se traduit par une diminution progressive du gain de l’amplificateur.
Un exemple de combinaison de cellules d’écrêtage unitaires pour former un réseau de clipping 64 est montré à la figure 2. Le réseau de clipping 64 est composé de six cellules d’écrêtage unitaires pour les phases positives du signal d’entrée. Dans cette implémentation, la résistance de la dernière cellule d’écrêtage unitaire a une valeur fixée à zéro Ohm.
Ainsi, l’assemblage série des cellules et leur activation séquentielle permet de réaliser l’aspect progressif de l’écrêtage, et donc d’obtenir diminution progressive du gain petits-signaux de l’amplificateur 18 en fonction du niveau instantané d’entrée 17. Ainsi défini, le moyen de traitement 36 présente en régime petits signaux, un gain dépendant du point de polarisation de son entrée 17.
Les diodes utilisées dans le réseau de clipping 64 peuvent être de n’importe quelle technologie (Silicium, Germanium, LED, Schottky, Zener) et les résistances peuvent avoir n’importe quelle valeur. Néanmoins l’ensemble des résistances 59 à 63 peut être sélectionné afin d’obtenir une diminution linéaire du gain petit signaux de l’amplificateur 18, en fonction du signal de commande 10.
- 15La figure 4 montre par exemple la caractéristique de gain petit-signaux du moyen de traitement 36 tel que présenté en figure 2 en fonction du niveau du signal de commande 10. L’axe des ordonnées représente donc le gain en dB de l’amplificateur 18. Sur la figure 4, il apparaît clairement que le gain en dB diminue de façon linéaire en fonction de la tension de commande 10, représentée par l’axe des abscisses. Cette caractéristique est bien celle d’un amplificateur dont le gain est commandé en tension.
Avantageusement, l’amplitude du signal audio 1 est significativement inférieure à l’amplitude du signal infra audio 10, de sorte que le signal audio 1 puisse être considéré comme un petit signal, et que le signal infra audio 10 puisse être considéré comme le point de polarisation de l’entrée 17 du moyen de traitement 36. Ce rapport d’amplitude entre le signal audio 1 et le signal infra-audio 10 permet de limiter le taux de distorsion harmonique du signal traité 21 par le moyen de traitement 36. Plus le rapport d’amplitude signal audio 1 sur signal infra audio 10 est faible, plus le taux de distorsion harmonique du signal 21 sera faible. Par ailleurs, il convient de mentionner ici que la minimisation du taux de distorsion harmonique n’est pas nécessairement souhaitable dans le champ d’application visé par la présente invention, puisque la distorsion induite par le moyen de traitement 36 permet justement de recréer la chaleur des systèmes à lampe, particulièrement apprécié des musiciens.
Enfin, il convient également de faire remarquer que l’utilisation de réseaux de clipping introduits dans une boucle de contreréaction d’un amplificateur apporte également l’avantage de maximiser la plage d’amplitude du signal de commande infra-audio. En effet, grâce à la diminution progressive du gain de l’ampli de clipping, il est possible d’utiliser une tension de commande infra audio présentant une grande amplitude en comparaison des autres technologies d’ampli de clipping issues de l’art antérieur.
La sortie 21 du moyen de traitement 36 est donc bien le résultat de la modulation en amplitude du signal d’entrée 1 par le signal de commande 10.
- 16Mais dans la mesure où le signal de contrôle infra audio agit sur le point de polarisation de l’entrée 17 de l’étage de traitement 36, la polarisation résultante du signal de sortie 21 est également impactée. Le signal de sortie 21 contient donc en plus de la modulation d’amplitude du signal audio 1, une composante infra-audio en rapport avec le signal de commande 10, tel que montré en figure 5. Cette composante infra audio indésirable est éliminée grâce au moyen de traitement 38 et au mélangeur 25.
Ainsi, un nouvel étage de traitement 38 est ajouté au dispositif. Avantageusement, l’étage de traitement 38 est en tout point identique à l’étage de traitement 36. Son entrée 19 est connectée directement à la sortie 14 du circuit de fixation de niveau 13. Ainsi l’étage de traitement 38 réalise la même transformation du signal de commande infra audio 11 que le circuit de traitement 36, et délivre en sa sortie 22, un signal traité dénuée de toute composante audio, tel que montré en figure 5. Les étages de traitement 36 et 38 étant en tous points identiques, la composante infra-audio des signaux de sortie 21 et 22 sont également en tous point identiques. De fait, en soustrayant les signaux 21 et 22 l’un à l’autre, on obtient un signal audio modulé en amplitude par le signal de commande, sans aucune composante infra audio. C’est précisément le rôle de l’étage mélangeur 25, qui dispose d’une entrée inverseuse 23 et d’une entrée non-inverseuse 24. Ainsi, la sortie 21 de l’étage de traitement 36 est connectée à l’entrée inverseuse 23 du mélangeur 25, et la sortie 22 de l’étage de traitement 38 est connectée à l’entre non-inverseuse du mélangeur 25, de sorte que le mélangeur 25 délivre à sa sortie 26, un signal audio modulé en amplitude par le signal de commande 11, dénué de toute composante infra-audio, tel que montré en figure 5.
Avantageusement, l’étage mélangeur 25 est agencé de façon à ce que le signal audio modulé 26 soit en phase avec le signal audio non modulé 1.
Le signal modulé 26 ainsi obtenu est enfin relié à l’entrée 27 d’un buffer 28, qui délivre sur sa sortie 29, un signal conditionné pour être traité
- 17par les étages de traitement ultérieur, et qui garantit l’intégrité du signal avant traitement.
Dans l’ensemble de la description qui précède un certain nombre de termes usuels dans le domaine de l’audio ont été utilisés. Afin d’éviter toute ambiguïté, une courte définition de chacun de ces termes est fournie ciaprès.
Un « expandeur >> (en anglais expander) est un effet sonore qui joue sur la dynamique du signal traité, diminuant les amplitudes faibles et augmentant les amplitudes fortes.
Un « compresseur >> est un effet sonore qui joue sur la dynamique du signal traité, augmentant les amplitudes faibles et diminuant les amplitudes fortes. C’est le fonctionnement inverse de l’expandeur.
Un « octaver >> est un effet audio qui a pour but de transposer à une ou deux octaves en dessous ou au-dessus la tonalité du signal entrant.
Un « flanger >> est un effet sonore obtenu en additionnant au signal d'origine ce même signal mais légèrement retardé, ce retard fixe est modulé par un LFO (low frequency oscillator) ou oscillateur très basse fréquence variant périodiquement à une fréquence de quelques hertz (communément entre 0,1 et 20 Hz).
Le « clipping >> est une forme de distorsion du signal qui se produit quand un amplificateur est saturé et que la tension de sortie est limitée par sa valeur maximale.
On comprendra que diverses modifications et/ou améliorations évidentes pour l'homme du métier peuvent être apportées aux différents modes de réalisation de l’invention décrits dans la présente description sans sortir du cadre de l'invention défini par les revendications annexées.

Claims (8)

  1. REVENDICATIONS
    1. Circuit de traitement audio à base de semiconducteurs comprenant :
    - un étage d’entrée pour recevoir un signal audio d’entrée (2) ;
    - un étage d’entrée pour recevoir un signal de commande infra-audio d’entrée (12) ;
    - un étage de sortie pour fournir un signal audio traité de sortie (26) ;
    - un premier étage mélangeur (9) pour mélanger le signal audio d’entrée (2) et le signal de commande infra audio (12) pour fournir en sortie le signal mélangé (16) ;
    - un premier étage de traitement (36) en aval du mélangeur (9) agencé pour moduler en amplitude le signal audio d’entrée avec le signal de commande infra-audio et comprenant un amplificateur (18) avec au moins une boucle de contreréaction contenant un dispositif d’écrêtage pour diminuer le gain de l’amplificateur en fonction du signal audio traité de sortie, caractérisé en ce que le dispositif d’écrêtage comprend un réseau d’écrêtage (37) composé d’une pluralité de cellules d’écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées dans ladite au moins une boucle de rétroaction pour une diminution progressive du gain de l’amplificateur en fonction du signal traité de sortie, de sorte à obtenir en sortie (21) un signal traité ;
    - un deuxième étage de traitement (38) agencé pour traiter le signal de commande infra-audio et comprenant un amplificateur (20) avec au moins une boucle de contreréaction contenant un dispositif d’écrêtage pour
    -19diminuer le gain de l’amplificateur en fonction du signal traité de sortie, caractérisé en ce que le dispositif d’écrêtage comprend un réseau d’écrêtage (39) composé d’une pluralité de cellules d’écrêtage agencées pour être séquentiellement commutées dans ladite au moins une boucle de rétroaction pour une diminution progressive du gain de l’amplificateur en fonction du signal traité de sortie, de sorte à obtenir en sortie (22) un signal de commande infra audio traité ;
    - un deuxième étage mélangeur (25) disposant d’une entrée inverseuse (23) et d’une entrée non inverseuse (24), et agencée pour recevoir sur l’entrée inverseuse le signal traité par le premier étage de traitement (36), et sur l’entrée non inverseuse le signal traité par le deuxième étage de traitement (38) de sorte à obtenir en sortie un signal audio modulé en amplitude par le signal de commande infra-audio.
  2. 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel la pluralité de cellules d’écrêtage d’au moins l’un des deux étages de traitement est agencée sous forme d’un assemblage série de cellules comprenant des diodes agencées en série et des résistances agencées en parallèle.
  3. 3. Circuit selon la revendication 2, dans lequel la dernière cellule d’écrêtage d’au moins une boucle de contreréaction comprend une résistance à zéro Ohm.
  4. 4. Circuit selon l’une des revendications 1 à 3, dans lequel le premier étage de traitement (36) et le second étage de traitement (38) sont identiques et réalisent la même transformation du signal infra-audio, de sorte à obtenir en sortie
    -20¢26) un signal audio modulé en amplitude par le signal de commande infra-audio dénué de toute composante infra-audio.
  5. 5. Circuit selon l’une des revendications 1 à 4, dans lequel le réseau de cellules d’écrêtage (37) du premier moyen de
    5 traitement (36) est agencé de sorte que l'amplificateur (18) présente une variation linéaire de gain petit signaux en fonction du signal de commande infra audio d’entrée (12)
  6. 6. Circuit selon l’une des revendications 1 à 5, dans lequel l’amplificateur (18) du premier moyen de traitement (36)
    10 est agencé pour présenter un gain unitaire lorsque le signal de commande infra audio (12) est nul.
  7. 7. Circuit selon l’une des revendications 1 à 6, comprenant en amont du premier étage mélangeur (9), un circuit de référencement (32) à la référence électrique du système (30),
    15 pour centrer le signal audio d’entrée (2) autour de la référence électrique du système (30).
  8. 8. Circuit selon l’une des revendications 1 à 7, comprenant en amont du premier étage mélangeur, un circuit de fixation de niveau (13), pour aligner le niveau minimum du signal
    20 de commande infra audio (12) sur la référence électrique du système
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