FR3034925A1 - SYSTEM FOR CONTROLLING A BATTERY CHARGER FOR A MOTOR VEHICLE. - Google Patents
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Abstract
Système de commande d'un chargeur de batterie pour véhicule automobile comprenant : un système de commande (11) de la charge apte à émettre un signal de commande de la charge en fonction de l'état de la batterie et/ou du réseau d'alimentation électrique, un premier moyen de commande (14) d'une partie des transistors d'un pont complet en fonction de l'écart entre le courant circulant en amont du pont de transistors et le signal de commande de la charge, un moyen de détermination d'une correction du signal de commande de la charge en fonction des courants circulants en aval du pont de transistors, un premier sommateur (10) apte à déterminer un signal de commande de la charge corrigé en sommant le signal de commande de la charge et la correction du signal de commande de la charge, et un deuxième moyen de commande (15) des autres transistors du pont complet en fonction de l'écart entre le courant circulant en amont du pont de transistors et le signal de commande de la charge corrigé.A control system for a motor vehicle battery charger comprising: a charge control system (11) adapted to transmit a charge control signal according to the state of the battery and / or the network of power supply, a first control means (14) of a part of the transistors of a complete bridge as a function of the difference between the current flowing upstream of the transistor bridge and the charge control signal, a means of determining a correction of the charge control signal as a function of the circulating currents downstream of the transistor bridge, a first summer (10) capable of determining a corrected charge control signal by summing the charge control signal and the correction of the load control signal, and a second control means (15) of the other full bridge transistors as a function of the difference between the current flowing upstream of the transistor bridge and the load control signal. corrected.
Description
1 Système de commande d'un chargeur de batterie pour véhicule automobile. véhicules hybrides ou électriques rechargeables à bas coût, il est nécessaire de disposer d'un chargeur embarqué monophasé de 7,2kW. Pour répondre à la contrainte de volume, le choix de la structure s'est porté sur une solution Buck + Clarke (Current Fed Full-Bridge). Un tel chargeur est illustré par la figure 1. On peut voir un réseau d'alimentation électrique 1 connecté à un condensateur Cl relié par une borne à une borne d'une inductance Li et par une autre borne à une borne d'un deuxième condensateur C2. L'autre borne du deuxième condensateur C2 est reliée à l'autre borne de l'inductance Li. Le premier condensateur Cl, le deuxième condensateur C2 et l'inductance Li forment un filtre d'entrée la. En parallèle du condensateur C2 est relié un pont redresseur lb à diodes (DR1,DR2,DR3,DR4). Le deuxième condensateur C2 et l'inductance Li sont reliées à l'anode d'une première diode DR1 et à la cathode d'une troisième diode DR3. Le premier condensateur Cl et le deuxième condensateur C2 sont reliées à l'anode d'une deuxième diode DR2 et à la cathode d'une quatrième diode DR4. La cathode de la première diode DR1 et la cathode de la deuxième diode DR2 sont reliées ensemble à une première armature d'un troisième condensateur C3 et au collecteur d'un transistor TO.1 Control system for a battery charger for a motor vehicle. Rechargeable hybrid or electric vehicles at low cost, it is necessary to have a 7.2kW single-phase on-board charger. To meet the volume constraint, the choice of structure was focused on a Buck + Clarke solution (Current Fed Full-Bridge). Such a charger is illustrated in FIG. 1. It is possible to see an electrical supply network 1 connected to a capacitor C1 connected by a terminal to a terminal of an inductor Li and by another terminal to a terminal of a second capacitor. C2. The other terminal of the second capacitor C2 is connected to the other terminal of the inductor Li. The first capacitor C1, the second capacitor C2 and the inductor Li form an input filter 1a. In parallel with the capacitor C2 is connected a diode rectifier lb (DR1, DR2, DR3, DR4). The second capacitor C2 and the inductor Li are connected to the anode of a first diode DR1 and to the cathode of a third diode DR3. The first capacitor C1 and the second capacitor C2 are connected to the anode of a second diode DR2 and to the cathode of a fourth diode DR4. The cathode of the first diode DR1 and the cathode of the second diode DR2 are connected together to a first armature of a third capacitor C3 and to the collector of a transistor TO.
L'anode de la troisième diode DR3 et l'anode de la quatrième diode DR4 sont reliées ensemble à une deuxième armature d'un troisième condensateur C3 et à l'anode d'une diode Dl. L'invention a pour domaine technique la commande de chargeurs de batterie, et plus particulièrement la commande de chargeurs monophasés isolés. Afin de faciliter le développement et la fabrication de 3034925 2 L'émetteur du transistor TO est connecté à la cathode de la diode Dl. Un pont complet est relié en parallèle de la diode Dl, une première entrée du pont complet étant reliée à la cathode de la diode 5 Dl par l'intermédiaire d'une inductance L2. Une deuxième entrée du pont complet est reliée à l'anode de la diode Dl par l'intermédiaire d'une résistance Ri. La première entrée du pont complet est reliée aux collecteurs d'un premier transistor référencé Ti, et d'un deuxième transistor 10 référencé T2. La deuxième entrée du pont complet est reliée aux émetteurs d'un troisième transistor référencé T3, et d'un quatrième transistor référencé T4. L'émetteur du premier transistor Ti est relié au collecteur du 15 troisième transistor T3 et à une extrémité de l'enroulement primaire d'un transformateur d'isolement 3. L'émetteur du deuxième transistor T2 est relié au collecteur du quatrième transistor T4 et à l'autre extrémité de l'enroulement primaire du transformateur d'isolement 3.The anode of the third diode DR3 and the anode of the fourth diode DR4 are connected together to a second armature of a third capacitor C3 and to the anode of a diode D1. The technical field of the invention is the control of battery chargers, and more particularly the control of isolated single-phase chargers. To facilitate the development and manufacture of the transistor TO is connected to the cathode of the diode D1. A complete bridge is connected in parallel with the diode D1, a first input of the complete bridge being connected to the cathode of the diode D1 via an inductor L2. A second input of the complete bridge is connected to the anode of the diode D1 via a resistor Ri. The first input of the complete bridge is connected to the collectors of a first transistor referenced Ti, and a second transistor referenced T2. The second input of the complete bridge is connected to the emitters of a third transistor referenced T3, and a fourth transistor referenced T4. The emitter of the first transistor Ti is connected to the collector of the third transistor T3 and to one end of the primary winding of an isolation transformer 3. The emitter of the second transistor T2 is connected to the collector of the fourth transistor T4 and at the other end of the primary winding of the isolation transformer 3.
20 L'enroulement secondaire du transformateur d'isolement 3 est connecté à un étage de redressement 4 comprenant quatre diodes. Plus précisément, une extrémité de l'enroulement secondaire est reliée à l'anode d'une première diode Dl et à la cathode d'une troisième diode D3. L'autre extrémité de l'enroulement secondaire est 25 reliée à l'anode d'une deuxième diode D2 et à la cathode d'une quatrième diode D4. La cathode de la première diode Dl et la cathode de la deuxième diode D2 sont reliées ensemble à une première armature d'un quatrième condensateur C4 et à une borne de la batterie 5.The secondary winding of the isolation transformer 3 is connected to a rectifying stage 4 comprising four diodes. More precisely, one end of the secondary winding is connected to the anode of a first diode D1 and to the cathode of a third diode D3. The other end of the secondary winding is connected to the anode of a second diode D2 and to the cathode of a fourth diode D4. The cathode of the first diode D1 and the cathode of the second diode D2 are connected together to a first armature of a fourth capacitor C4 and to a terminal of the battery 5.
30 L'anode de la troisième diode D3 et l'anode de la quatrième diode D4 sont reliées ensemble à une deuxième armature d'un quatrième condensateur C4 et à l'autre borne de la batterie 5. Les transistors TO à T4 sont notamment de type MOSFET.The anode of the third diode D3 and the anode of the fourth diode D4 are connected together to a second armature of a fourth capacitor C4 and to the other terminal of the battery 5. The transistors T0 to T4 are notably of MOSFET type.
3034925 3 L'avantage de cette solution est le nombre de composants réduit, la robustesse vis-à-vis de surtensions sur le réseau. Toutefois, la contrepartie de cette structure est un risque de saturation du transformateur d'isolement, cette saturation étant due à une dérive 5 dans le circuit de commande des transistors du pont en H. Le fonctionnement de la partie Clarke (or Current Feed Full bridge) est équivalente à celle d'un convertisseur Boost, avec un transformateur d'isolement. Pour commander d'une façon symétrique le transformateur, le 10 chargeur travaille en deux modes : Au cours d'une première phase illustrée par la figure 2, on commande le pont complet de transistors (Ti, T2, T3, T4) en court-circuit afin de charger l'inductance L2 de correction du facteur de puissance.3034925 3 The advantage of this solution is the reduced number of components, the robustness with respect to overvoltages on the network. However, the counterpart of this structure is a risk of saturation of the isolation transformer, this saturation being due to a drift 5 in the control circuit of the transistors of the bridge in H. The operation of the Clarke part (or Current Feed Full bridge ) is equivalent to that of a Boost converter, with an isolation transformer. In order to control the transformer in a symmetrical manner, the charger operates in two modes: During a first phase illustrated in FIG. 2, the complete bridge of transistors (Ti, T2, T3, T4) is controlled in short. circuit for charging the power factor correction inductance L2.
15 Au cours d'une deuxième phase illustrée par les figures 3a et 3b, on commande le pont de transistors (Ti, T2, T3, T4) de sorte qu'une diagonale soit conductrice afin de réaliser une décharge de l'inductance L2 de correction du facteur de puissance et un transfert d'énergie. La figure 3a illustre le cas où le deuxième transistor T2 et 20 le troisième transistor T3 sont conducteurs, un courant circulant alors dans la première diode Dl et la quatrième diode D4 du pont de diodes. La figure 3b illustre le cas où le premier transistor Ti et le quatrième transistor T4 sont conducteurs, un courant circulant alors dans la deuxième diode D2 et la troisième diode D3 du pont de diodes.During a second phase illustrated in FIGS. 3a and 3b, the transistor bridge (Ti, T2, T3, T4) is controlled so that a diagonal is conductive in order to discharge the inductance L2 of power factor correction and energy transfer. FIG. 3a illustrates the case where the second transistor T2 and the third transistor T3 are conductive, a current then flowing in the first diode D1 and the fourth diode D4 of the diode bridge. FIG. 3b illustrates the case where the first transistor T 1 and the fourth transistor T 4 are conductive, a current then flowing in the second diode D 2 and the third diode D 3 of the diode bridge.
25 Le procédé de commande comprend une succession d'étapes au cours desquelles on réalise la première phase, puis la deuxième phase selon la figure 3a, puis à nouveau la première phase, puis la deuxième phase selon la figure 3b. Ces étapes sont ensuite répétées. Pour assurer la correction de facteur de puissance (acronyme 30 anglophone PFC pour « power factor correction »), on utilise un système de contrôle simple : A partir de la mesure du courant dans l'inductance L2 de correction du facteur de puissance (I Boost dans la figure 4), on assure la fonction PFC. La grandeur mesurée est un courant continu, ce 3034925 4 qui permet d'employer un capteur de courant simple. Par contre, comme le courant surveillé n'est pas le courant du transformateur, une dissymétrie dans la commande des transistors du pont peut avoir comme conséquence la saturation du transformateur d'isolement 3.The control method comprises a succession of steps during which the first phase is carried out, then the second phase according to FIG. 3a, then again the first phase and then the second phase according to FIG. 3b. These steps are then repeated. To ensure the power factor correction (PFC), a simple control system is used: From the measurement of the current in the inductance L2 of the power factor correction (I Boost in Figure 4), the PFC function is provided. The measured quantity is a direct current, which allows to use a simple current sensor. On the other hand, as the monitored current is not the current of the transformer, an asymmetry in the control of the transistors of the bridge can result in the saturation of the isolation transformer 3.
5 Lors d'une saturation, qui apparaît quand une diagonale du pont complet est commandée conductrice plus longtemps que l'autre, le courant dans l'enroulement primaire n'est pas nul, et une partie du courant reste dans l'inductance magnétisante du transformateur 3. En d'autres termes, le bilan de courant au niveau du transformateur 3 10 n'est pas nul. La première conséquence au niveau de l'enroulement secondaire du transformateur 3 est que les valeurs crêtes positives et négatives des courants ne sont plus égales. Il existe un besoin pour un chargeur de batterie qui permette d'éviter le phénomène de saturation avec un circuit de puissance de 15 type Buck + Clarke (Current Fed Full-Bridge). De l'état de la technique antérieure, on connaît le document « Effects of Switching Asymmetry on an Isolated Full-Bridge Boost Converter » publié dans la revue Power Electronics, IEEE Transactions on (Volume:25, Issue 8). Toutefois, ce document ne divulgue aucune 20 solution au problème de saturation. On connaît également le document « Alimentation à découpage convertisseurs à résonance » de J. P. Ferrieux, F. Forest qui divulgue l'ajout d'un condensateur en série avec le transformateur d'isolement. Le condensateur assure la symétrie des commandes en tension du 25 transformateur et évite la saturation. Toutefois, cette solution est coûteuse car le condensateur en série avec le circuit doit résister aux ondulations de courant, ce qui est une contrainte forte. Cette solution nécessite également une modification du circuit de puissance et est difficile à mettre au point. En effet, d'une part, la valeur du 30 condensateur dépend de la dynamique du système et d'autre part, son ajout ne garantit pas que des phénomènes de saturation transitoires n'aient pas lieu. L'invention a pour objet un système de commande d'un chargeur de batterie pour véhicule automobile comprenant un pont de 3034925 5 transistors connecté à un réseau d'alimentation électrique et l'enroulement primaire d'un transformateur et un pont de diodes connecté à l'enroulement secondaire du transformateur et à une batterie. Le système de commande comprend : 5 un système de commande de la charge apte à émettre un signal de commande de la charge en fonction de l'état de la batterie et/ou du réseau d'alimentation électrique, un premier moyen de commande d'une partie des transistors du pont complet en fonction de l'écart entre le courant circulant en amont 10 du pont de transistors et le signal de commande de la charge, un moyen de détermination d'une correction du signal de commande de la charge en fonction des courants circulants en aval du pont de transistors, un premier sommateur apte à déterminer un signal de 15 commande de la charge corrigé en sommant le signal de commande de la charge et la correction du signal de commande de la charge, et un deuxième moyen de commande des autres transistors du pont complet en fonction de l'écart entre le courant circulant en amont du pont de transistors et le signal de commande de la charge corrigé.In saturation, which occurs when one diagonal of the complete bridge is conductive longer than the other, the current in the primary winding is not zero, and a portion of the current remains in the magnetising inductance of the In other words, the current balance at the transformer 3 is not zero. The first consequence at the secondary winding of the transformer 3 is that the positive and negative peak values of the currents are no longer equal. There is a need for a battery charger that avoids saturation with a Buck + Clarke (Current Fed Full-Bridge) type power circuit. From the state of the art, the document "Effects of Switching Asymmetry on an Isolated Full-Bridge Boost Converter" published in Power Electronics, IEEE Transactions on (Volume: 25, Issue 8) is known. However, this document discloses no solution to the saturation problem. Also known is the document "Switching power supply resonance converters" J.P. Ferrieux, F. Forest which discloses the addition of a capacitor in series with the isolation transformer. The capacitor ensures the symmetry of the voltage controls of the transformer and avoids saturation. However, this solution is expensive because the capacitor in series with the circuit must withstand current ripples, which is a strong constraint. This solution also requires a modification of the power circuit and is difficult to develop. In fact, on the one hand, the value of the capacitor depends on the dynamics of the system and, on the other hand, its addition does not guarantee that transient saturation phenomena do not take place. The invention relates to a control system of a battery charger for a motor vehicle comprising a bridge of 3034925 5 transistors connected to a power supply network and the primary winding of a transformer and a diode bridge connected to the secondary winding of the transformer and a battery. The control system comprises: a load control system adapted to transmit a charge control signal as a function of the state of the battery and / or the power supply network, a first control means of a part of the transistors of the complete bridge as a function of the difference between the current flowing upstream of the transistor bridge and the charge control signal, a means for determining a correction of the charge control signal according to circulating currents downstream of the transistor bridge, a first summer capable of determining a corrected load control signal by summing the load control signal and the correction of the load control signal, and a second means of controlling the other transistors of the complete bridge as a function of the difference between the current flowing upstream of the transistor bridge and the corrected load control signal.
20 Le moyen de détermination d'une correction du signal de commande de la charge peut être apte à déterminer une correction en fonction de la valeur crête des courants circulants dans le pont de diodes. Le moyen de détermination d'une correction du signal de 25 commande de la charge peut être apte à déterminer une correction en fonction de la valeur moyenne du courant circulant dans l'enroulement primaire du transformateur. Le moyen de détermination d'une correction du signal de commande de la charge peut être apte à déterminer une correction en 30 fonction de la valeur moyenne du courant circulant dans l'enroulement secondaire du transformateur. Le moyen de détermination d'une correction du signal de commande de la charge peut être de type proportionnel, intégral, dérivée.The means for determining a correction of the load control signal may be able to determine a correction as a function of the peak value of the circulating currents in the diode bridge. The means for determining a correction of the load control signal may be able to determine a correction as a function of the average value of the current flowing in the primary winding of the transformer. The means for determining a correction of the load control signal may be able to determine a correction as a function of the average value of the current flowing in the secondary winding of the transformer. The means for determining a correction of the charge control signal may be proportional, integral, derivative type.
3034925 6 Le système de commande présente l'avantage de ne pas nécessiter de modification du circuit de puissance. En effet, seuls des capteurs de courant sont employés pour commander les transistors du pont complet. Cela implique un cout moindre.The control system has the advantage of not requiring modification of the power circuit. Indeed, only current sensors are used to control the transistors of the complete bridge. This implies a lower cost.
5 D'autres buts, caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 illustre les principaux éléments d'un chargeur de 10 batteries de type Buck + Clarke, - la figure 2 illustre une première phase de commande du système de charge, - les figures 3a et 3b illustrent deux alternatives d'une deuxième phase de commande du système de charge, 15 - la figure 4 illustre les principaux éléments d'un système de commande d'un chargeur de batterie selon l'invention, - la figure 5 illustre un mode de réalisation alternatif du système de commande d'un chargeur de batterie selon l'invention, et - la figure 6 illustre un autre mode de réalisation alternatif du 20 système de commande d'un chargeur de batterie selon l'invention. La figure 4 illustre le système de commande d'un chargeur de batterie selon l'invention. Le chargeur de batterie comprend une structure Buck + Clarke (Current Fed Full-Bridge) similaire à la structure illustrée par la figure 1 et décrite plus haut. Par soucis de 25 concision, la structure n'est pas décrite à nouveau et les éléments similaires portent les mêmes références. La figure 4 illustre par ailleurs le système de commande 6 du chargeur de batterie comprenant un moyen de commande des transistors du pont complet asservi par une régulation en boucle 30 ouverte fonction des courants circulants dans chacun des deux bras du pont de diodes. Un moyen de calcul 7 détermine l'écart AI peak entre la valeur crête I peak 2 du courant I diode 2 circulant dans la première diode Dl et la quatrième diode D4 et la valeur crête I peak 1 du courant 3034925 7 I diode 1 circulant dans la deuxième diode D2 et la troisième diode D3. Une correction d'un signal de commande de charge est issue d'un moyen de régulation 8 en boucle ouverte de type PID (pour 5 proportionnel, intégral, différentiel) régulant un écart des courants de crête circulant dans les bras du pont de diodes de sorte que la valeur d'écart AI peak tende vers une valeur comprise dans une mémoire 9, notamment 0. Le moyen de calcul 7, le moyen de régulation 8 et la mémoire 9 10 sont compris dans un moyen de détermination d'une correction du signal de commande de la charge. Un signal de commande de charge corrigé est émis par un premier sommateur 10, apte à sommer le signal de commande de charge issu d'un système de commande 11 de la charge à la correction 15 du signal de commande de charge issue du moyen de régulation 8. Le signal de commande de charge est déterminé par un système de commande 11 de la charge, par exemple en fonction de l'état de charge de la batterie. Par ailleurs, on peut voir un deuxième sommateur 12 20 déterminant la somme entre le courant I boost circulant dans l'inductance L2 de correction du facteur de puissance et un signal issu d'un générateur 13 de signaux en dents de scie. Un premier moyen 14 de commande d'une partie des transistors détermine un signal de commande Vgs 1 du premier transistor Ti et 25 du quatrième transistor T4 du pont complet en fonction de la différence entre le signal de commande de charge et le signal issu du deuxième sommateur 12. Un deuxième moyen 15 de commande des autres transistors détermine un signal de commande Vgs 2 du deuxième transistor T2 et 30 du troisième transistor T3 du pont complet en fonction de la différence entre le signal de commande de charge corrigé issu du premier sommateur 10 et le signal issu du deuxième sommateur 12. Le système de commande est basé sur un mécanisme de commande de courant crête. Le système de commande 11 de la charge 3034925 8 génère un signal de commande de charge comparé avec un signal en dent de scie afin de générer les rapports cycliques de commande des transistors. Lorsqu'il n'y a pas de saturation du système, les signaux de commande Avg Vgs 1 et Avg Vgs 2 des grilles des transistors 5 devraient être les mêmes. Pour traiter la saturation, le moyen de régulation 8 ajoute une valeur de décalage entre ces deux commandes par l'intermédiaire du premier sommateur 10. Cette valeur de décalage est proportionnelle à l'écart AI peak 10 entre les valeurs crêtes des courants circulant dans les bras du pont de diodes, qui est aussi l'image de la saturation. Lorsqu'une saturation apparaît, la valeur AI peak devient non nulle. Le moyen de régulation 8 (intégrateur, PI or PID classiques) assure que la valeur AI peak est toujours corrigée afin de tendre vers 0, en ajustant la valeur de 15 décalage à introduire entre les deux rapports cycliques. La figure 5 illustre une variante du système de commande dans laquelle le moyen de régulation 8 et le moyen de calcul 7 de l'écart peak compris dans le moyen de détermination d'une correction du signal de commande de la charge et illustrés sur la figure 4 sont 20 remplacés par un moyen de calcul 8b apte à déterminer la correction du signal de commande de charge en fonction de la valeur moyenne du courant I 1 transfo circulant dans l'enroulement primaire du transformateur. Si la valeur moyenne est nulle, il n'y a pas de correction. Le moyen de calcul 8b est compris dans un moyen de 25 détermination d'une correction du signal de commande de la charge. La figure 6 illustre une variante du système de commande dans laquelle le moyen de régulation 8 et le moyen de calcul 7 de l'écart peak compris dans le moyen de détermination d'une correction du signal de commande de la charge et illustrés sur la figure 4 sont 30 remplacés par un moyen de calcul 8c apte à déterminer la correction du signal de commande de charge en fonction du courant I 2 transfo circulant dans l'enroulement secondaire du transformateur. Ici aussi, si la valeur moyenne est nulle, il n'y a pas de correction. Le moyen de 3034925 9 calcul 8c est compris dans un moyen de détermination d'une correction du signal de commande de la charge. Les variantes illustrées par les figures 5 et 6 ont une dynamique plus lente due à un contrôle de la valeur moyenne du 5 courant et nécessitent un capteur de courant plus cher et/ou un système d'isolation additionnel.Other objects, features and advantages of the invention will become apparent on reading the following description, given solely by way of nonlimiting example and with reference to the appended drawings, in which: FIG. a Buck + Clarke type battery charger; FIG. 2 illustrates a first charging system control phase; FIGS. 3a and 3b illustrate two alternatives of a second charging system control phase; FIG. 4 illustrates the main elements of a control system of a battery charger according to the invention; FIG. 5 illustrates an alternative embodiment of the control system of a battery charger according to the invention, and FIG. 6 illustrates another alternative embodiment of the control system of a battery charger according to the invention. Figure 4 illustrates the control system of a battery charger according to the invention. The battery charger includes a Buck + Clarke structure (Current Fed Full-Bridge) similar to the structure shown in Figure 1 and described above. For the sake of brevity, the structure is not described again and similar elements bear the same references. FIG. 4 furthermore illustrates the control system 6 of the battery charger comprising a means for controlling the transistors of the complete bridge controlled by an open loop regulation function of the circulating currents in each of the two arms of the diode bridge. A calculation means 7 determines the difference AI peak between the peak value I peak 2 of the current I diode 2 flowing in the first diode D1 and the fourth diode D4 and the peak value I peak 1 of the current 3034925 7 I diode 1 flowing in the second diode D2 and the third diode D3. A correction of a charge control signal is derived from a PID-type open-loop control means 8 (for proportional, integral, differential) that regulates a deviation of the peak currents flowing in the arms of the diode bridge. whereby the value of the difference AI peak tends towards a value included in a memory 9, in particular 0. The calculation means 7, the regulation means 8 and the memory 9 are included in a means for determining a correction of load control signal. A corrected charge control signal is emitted by a first summer 10, able to summon the charge control signal from a control system 11 of the load to the correction 15 of the charge control signal from the control means 8. The charge control signal is determined by a control system 11 of the load, for example depending on the state of charge of the battery. Moreover, a second summer 12 20 can be seen which determines the sum between the I boost current flowing in the power factor correction inductance L2 and a signal coming from a sawtooth signal generator 13. First means 14 for controlling a part of the transistors determines a control signal Vgs 1 of the first transistor T 1 and 25 of the fourth transistor T 4 of the complete bridge as a function of the difference between the charge control signal and the signal from the second summator 12. A second means 15 for controlling the other transistors determines a control signal Vgs 2 of the second transistor T2 and 30 of the third transistor T3 of the complete bridge as a function of the difference between the corrected load control signal from the first summer 10 and the signal from the second summer 12. The control system is based on a peak current control mechanism. The control system 11 of the load 3034925 8 generates a load control signal compared with a sawtooth signal to generate the cyclic control ratios of the transistors. When there is no saturation of the system, the control signals Avg Vgs 1 and Avg Vgs 2 of the gates of the transistors 5 should be the same. To deal with saturation, the regulation means 8 adds an offset value between these two commands via the first summer 10. This offset value is proportional to the difference AI peak between the peak values of the currents flowing in the arm of the diode bridge, which is also the image of saturation. When a saturation occurs, the AI peak value becomes non-zero. The control means 8 (integrator, conventional PI or PID) ensures that the value AI peak is always corrected in order to tend to 0, by adjusting the offset value to be introduced between the two duty cycles. FIG. 5 illustrates a variant of the control system in which the regulation means 8 and the calculation means 7 of the difference between peaks in the means for determining a correction of the charge control signal and illustrated in FIG. 4 are replaced by a calculation means 8b able to determine the correction of the charge control signal as a function of the average value of the current I 1 transformer circulating in the primary winding of the transformer. If the average value is zero, there is no correction. The calculating means 8b is included in a means for determining a correction of the charge control signal. FIG. 6 illustrates a variant of the control system in which the regulation means 8 and the calculation means 7 of the difference between peaks in the means for determining a correction of the charge control signal and illustrated in FIG. 4 are replaced by a calculation means 8c able to determine the correction of the charge control signal as a function of the current I 2 transformer circulating in the secondary winding of the transformer. Here too, if the average value is zero, there is no correction. The calculation means 8c is included in a means for determining a correction of the load control signal. The variants illustrated in FIGS. 5 and 6 have a slower dynamic due to a control of the average value of the current and require a more expensive current sensor and / or additional insulation system.
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